KR100875044B1

KR100875044B1 - 수신기, 송신 장치 및 수신 방법

Info

Publication number: KR100875044B1
Application number: KR1020077003271A
Authority: KR
Inventors: 블라디미르 보크; 미찌하루 나까무라
Original assignee: 후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date: 2004-08-12
Filing date: 2004-08-12
Publication date: 2008-12-19
Also published as: CA2575250A1; US20100255806A1; KR20070041748A; CA2575250C; WO2006016409A1; EP1777852A4; TW200607256A; TWI256200B; JPWO2006016409A1; CN1998173A; US7787824B2; EP1777852A1; JP4388552B2; US20070188381A1; CN1998173B

Abstract

본 발명의 과제는, 복수의 송신 안테나로부터 동시에 송신된 복수의 송신 신호를 포함하는 수신 신호를, 개개의 송신 신호로 분리하는 데에 필요한 연산 부담을 경감하는 수신기를 얻는 것이다. 본 수신기는, 복수의 송신 안테나로부터 송신된 복수의 송신 신호를 수신하는 적응 어레이 안테나 수단을 갖는다. 상기 복수의 송신 신호는, 송신 전에 소정값으로 설정된 서브 캐리어의 위치 관계에 의해 서로 구별된다. 본 수신기는, 수신 신호에 포함되는 서브 캐리어 성분 중, 상기 소정값으로 설정된 서브 캐리어의 신호 성분을 억제하는 가중 계수를 산출하는 수단과, 상기 가중 계수를 상기 적응 어레이 안테나 수단에 적용하여, 상기 복수의 송신 신호를 구별하여 수신하는 수단을 갖는다.

송신 안테나, 적응 어레이 안테나 수단, 서브 캐리어, 가중 계수, 웨이트 제어 수단, 송신 신호

Description

수신기, 송신 장치 및 수신 방법{RECEIVER, TRANSMITTER, AND RECEPTION METHOD}

본 발명은, 일반적으로 무선 통신의 기술 분야에 관련되며, 특히 복수의 송신 안테나로부터 송신된 신호를 개개로 분리하는 수신기 및 수신 방법에 관한 것이다.

이러한 기술 분야에서는, 주로 통신 용량을 늘리는 관점에서, 다입력 다출력(MIMO : Multi Input Multi Output) 방식의 무선 통신 기술이 주목받고 있다. 이 기술은, 송신측 및 수신측에 각각 복수의 안테나를 설치하고, 각 안테나간에 형성되는 전파로(또는 채널)를 이용함으로써, 통신 용량을 늘리고자 하는 것이다(MIMO 방식에 대해서는, 예를 들면, 비특허 문헌 1 참조). 또한, 멀티패스 전파 환경에 대한 내성 외에 주파수 이용 효율을 높이는 관점에서는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식의 무선 통신 기술이 주목받고 있다. OFDM 방식에서는, 주파수축 상에 배열되는 서로 직교하는 복수의 서브 캐리어를 이용하여 신호를 전송함으로써, 주파수 선택성 페이징이나 멀티패스 전파 환경에 의한 영향을 억제하고자 하는 것이다. 또한，MIMO 방식 및 OFDM 방식을 조합한 무선 통신 시스템도 유망시되고 있다(이러한 시스템에 대해서 는, 비특허 문헌 2 참조).

도 1은, MIMO 방식의 개요를 도시하는 도면이다. 도시되어 있는 바와 같이, 송신측에 N_t개의 송신 안테나가 설치되고, 송신 안테나의 각각으로부터 송신 신호(x₀ 내지 x_Nt-1)가 각각 송신된다. 이들 송신 신호는, 동일시간 및 동일 주파수로 송신되지만, 상호 독립적으로 전송되도록 각 송신 안테나간의 거리나 배치 형식이 적절하게 설정되어 있다. 각 송신 안테나로부터 송신된 송신 신호는, N_r(≥N_t)개의 수신 안테나에 의해 수신되어, N_r개의 수신 신호(y₀ 내지 y_Nr-1)가 얻어진다. 도면 중, 각 수신 신호에 가해지는 신호(n₀ 내지 n_Nr-1)는 각각 잡음 성분을 나타낸다. 송신 안테나 및 수신 안테나간의 무선 구간은, 채널 행렬(H)로 표현되고, 채널 행렬(H)의 개개의 행렬 요소(H_nm)는, m번째의 송신 안테나와 n번째의 수신 안테나 사이의 채널 전달 함수에 상당한다. 도시의 예에서는，0≤m≤N_t-1 및 0≤n≤N_r-1이다.

도 2는, 일반적인 OFDM 방식의 송신기의 개략도를 도시한다. 소정의 신호점에 맵핑된 변조된 송신 신호는, 직병렬 변환되고(S/P(202)), 고속 역푸리에 변환되며(IFFT(204)), 이에 의해 OFDM 방식에 의한 변조가 행해진다. IFFT 후의 시간 영역의 신호는 병직렬 변환되고(P/S(206)), 거기에 가드 인터벌이 부가되어(GI(208)), 송신 안테나(210)로부터 무선 송신된다. 또한, 신호의 맵핑 방식으로서는, QPSK, 16QAM, 64QAM 그 밖의 임의의 방식을 채용할 수 있다.

도 3은, 일반적인 OFDM 방식의 수신기의 개략도를 도시한다. 수신 안테나(302)에 의해 수신된 신호의 가드 인터벌은 제거된다(-GI(306)). 이후, 수신 신호는, 직병렬 변환되고(S/P(306)), 고속 푸리에 변환된다(FFT(308)). 이에 의해，OFDM 방식의 복조가 행해진다. 변환 후의 주파수 영역의 신호는 병직렬 변환되고(P/S(310)), 이후 복조되며(312), 디코드 그 밖의 처리가 행해진다.

도 4는, MIMO 방식과 OFDM 방식을 조합한 시스템에서 사용되는 송신기의 개략도를 도시한다. 도시된 바와 같이, 송신 신호는 직병렬 변환(S/P402)에 의해, N_t개의 신호로 나누어진다. N_t개의 개개의 송신 신호는, 따로따로 신호 처리된 후에 N_t개의 송신 안테나로부터 따로따로 송신된다. 예를 들면, 제1 송신 신호는, 부호화되고(404-1), 맵핑되며(406-1), 고속 역푸리에 변환(408-1)된 후에, 가드 인터벌이 부가되어(410-1), 송신 안테나(412-1)로부터 송신된다. 다른 송신 신호도 마찬가지로 처리되어, 송신된다.

도 5는, MIMO 방식과 OFDM 방식을 조합한 시스템에서 사용되는 수신기의 개략도를 도시한다. 도시된 바와 같이, 수신 신호는, N_r개의 수신 안테나(502-1 내지 N_r)에 의해 수신되고, 가드 인터벌이 그들로부터 제거되며(504-1 내지 N_r), 따로따로 고속 푸리에 변환된다(506-1 내지 N_r). 푸리에 변환 후의 신호는, N_t개의 송신 신호로 분리되고(508), 각 송신 신호마다 복조 및 디코드가 행해진다.

신호 분리부(508)에 있어서의 신호 처리에 관해, 복수의 수신 안테나로 수신 한 신호를, 복수의 송신 안테나로부터 송신된 개개의 송신 신호로 분리하는 다양한 방법이 존재한다. 제1 방법은, 제로 포싱(Zero Forcing)법이라고 불리는 알고리즘을 이용한다. 이것은, 채널 행렬(H)의 의사적 역행열(pseudo inverse of H) H⁺를 산출하고, 수신 신호에 의사적 역행열을 곱함으로써, 송신 신호를 얻고자 하는 것이다.

제2 방법은, 최소 제곱 평균 오차(MMS : Minimum Mean Square Error)법이라고 불리는 알고리즘을 이용한다. 이것은, (αI+H^*H)^-1H^*로 표현되는 행렬을 수신 신호에 승산함으로써, 송신 신호를 얻고자 하는 것이다. 여기서, α는 신호대 잡음비의 역수(SNR^-1)이며, I는 단위 행렬을 나타내고, H^*은 행렬(H)의 공역 전치 행렬을 나타낸다.

제3 방법은, 제로 포싱 블래스트(ZF-BLAST : Zero Forcing Bell Laboratories Layered Space Time)법이라고 불리는 알고리즘을 이용한다. 이것은, 1개의 송신 안테나로부터의 신호의 선택 및 제거를 반복적으로 행함으로써, 고속 데이터 전송을 실현하고자 하는 것이다(이 방법에 대해서는, 예를 들면, 비 특허 문헌 3 참조).

제4 방법은, 최소 제곱 평균 오차 블래스트(MMSE BLAST : Minimum Mean Square Error BLAST)법이라고 불리는 알고리즘을 이용한다. 이것은, 최소 제곱 평균 오차법과 블래스트법을 조합한 것에 상당한다.

제5 방법은, 최대 우도 판정(MLD : Maximum Likelihood Decoding)법이라고 불리는 알고리즘을 이용한다. 이것은, 모든 가능한 송신 심볼의 조합과 수신 신호와의 제곱 유클리드 거리를 계산하고, 최소의 거리를 제공하는 심볼의 조합이, 송신 신호로서 가장 확실한 것 같다고 판단하는 것이다.

[비특허 문헌 1] A. Van Zelst, "Space division multiplexing algorithm", Proc. 10th Med. Electrotechnical Conference 2000, pp.1218-1221

[비특허 문헌 2] A. Van Zelst et al., "Implementation of a MIMO OFDM based wireless LAN system", IEEE Trans. Signal. Process. 52, no.2, 2004, pp.483-494

[비특허 문헌3] P. W. Wolniansky et al., "V-BLAST : An architecture for realizing very high data rates over the rich scattering, wireless channel", in Proc. Int. Symposium on Advanced Radio Technologies, Boulder, CO, Sept. 1998

<발명의 개시>

<발명이 해결하고자 하는 과제>

이와 같이 다양한 방법에 의해, 수신 신호를 복수의 송신 신호의 각각으로 분리할 수 있지만, 어떤 방법을 채용한다고 해도 연산 부담은 작지는 않다. 대체로 제1 방법으로부터 제5 방법으로 감에 따라서, 신호 분리 정밀도 또는 신호의 추정 정밀도는 향상되지만, 신호 처리에 요하는 연산 부담도 증가하는 경향에 있다. 특히 제5 방법은, 모든 가능한 신호점의 조합수, 즉 (심볼 맵핑이 가능한 신호점 수)^{(송신 안테나수)}의 조합수에 대해서 거리 계산을 요하므로, 매우 연산 부담이 커지게 된다. 제1 방법을 채용한다고 해도, 역행열을 구하는 연산 부담이 작지는 않다. 따라서, MIMO 방식이나 MIMO 방식과 다른 기술을 조합한 통신 시스템은, 장래적으로 유망한 성질을 구비하고는 있지만, 복수의 송신 안테나로부터 동시에 송신된 복수의 송신 신호를 구별하는 데에 요하는 연산 부담이 크다고 하는 문제가 있다. 이것은, 휴대 단말기나 간이한 이동 단말기와 같은 제품 용도에서는 특히 부적합하게 된다.

본 발명은, 상기의 문제점을 감안하여 이루어진 것으로, 그 과제는, 복수의 송신 안테나로부터 동시에 송신된 복수의 송신 신호를 포함하는 수신 신호를, 개개의 송신 신호로 분리하는 데에 필요한 연산 부담을 경감하는 수신기 및 수신 방법을 제공하는 것이다.

<과제를 해결하기 위한 수단>

본 발명에서 사용되는 수신기는,

복수의 송신 안테나로부터 송신된 복수의 송신 신호로, 송신 안테나를 구별하기 위해서 송신 전에 소정값의 서브 캐리어 신호 성분이 억제된 송신 신호를 수신하는 적응 어레이 안테나 수단과,

수신 신호에 포함되는 서브 캐리어 성분 중, 상기 소정값으로 설정된 서브 캐리어의 신호 성분을 억제하는 가중 계수를 산출하는 수단과,

상기 가중 계수를 상기 적응 어레이 안테나 수단에 적용하여, 상기 복수의 송신 신호를 구별하여 수신하는 수단

을 구비하는 것을 특징으로 한다.

<발명의 효과>

본 발명에 따르면, 복수의 송신 안테나로부터 동시에 송신된 복수의 송신 신호를 수신하는 수신기에서, 수신 신호를 개개의 송신 신호로 분리하는 데에 필요한 연산 부담을 경감할 수 있다.

도 1은 MIMO 방식의 무선 통신 시스템의 개념도를 도시한다.

도 2는 OFDM 방식의 송신기의 개념도를 도시한다.

도 3은 OFDM 방식의 수신기의 개념도를 도시한다.

도 4는 MIMO 방식 및 OFDM 방식의 송신기의 개념도를 도시한다.

도 5는 MIMO 방식 및 OFDM 방식의 수신기의 개념도를 도시한다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 블록도를 도시한다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 동작을 설명하기 위한 설명도를 도시한다.

도 8은 주파수축 상에서의 송신 신호 및 수신 신호를 도시하는 도면이다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 변형예를 도시하는 블록도이다.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 블록도를 도시한다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기의 블록도를 도시한다.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 블록도를 도시한다.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 동작을 나타내는 플로우차트를 도시한다.

도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 동작을 나타내는 플로우차트를 도시한다.

도 15는 송신 신호의 도래 방향과 지향성의 관계를 도시하는 도면이다.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기의 블록도를 도시한다.

<부호의 설명>

202 : 직병렬 변환부

204 : 고속 역푸리에 변환부

206 : 병직렬 변환부

208 : 가드 인터벌 부가부

210 : 송신 안테나

302 : 수신 안테나

304 : 가드 인터벌 제거부

306 : 직병렬 변환부

308 : 고속 푸리에 변환부

310 : 병직렬 변환부

402 : 직병렬 변환부

404-1 내지 N_{t :}부호기

406-1 내지 N_{t :}맵핑부

408-1 내지 N_{t :}고속 역푸리에 변환부

410-1 내지 N_{t :}가드 인터벌 부가부

412-1 내지 N_{t :}송신 안테나부

502-1 내지 N_{r :}수신 안테나부

504-1 내지 N_{r :}가드 인터벌 제거부

506-1 내지 N_{r :}고속 푸리에 변환부

508 : 신호 분리부

602-1 내지 N_{A :}안테나 소자

604-1 내지 N_{A :}가드 인터벌 제거부

606-1, 2 : 신호 분리부

608-1 내지 N_{A :}웨이트 승산부

610 : 가산부

612, 612' : 고속 푸리에 변환부

614 : 채널 보상부

616 : 복조부

618, 618' : 웨이트 제어부

710, 720 : 송신 안테나

1002-1 내지 N_{A :}안테나 소자

1004-1 내지 N_{A :}가드 인터벌 제거부

1008-1 내지 N_{A :}웨이트 승산부

1010 : 가산부

1012 : 고속 푸리에 변환부

1014 : 채널 보상부

1016, 1018 : 승산부

1020 : 가산부

1022 : 병직렬 변환부

1024 : 복조부

1026 : 웨이트 제어부

1102 : 고속 푸리에 변환부

1104 : 가상 서브 캐리어 설정부

1106 : 고속 역푸리에 변환부

1108 : 병직렬 변환부

1110 : 부호화부

1112 : 맵핑부

1113 : 직병렬 변환부(S/P)

1114 : 가드 인터벌 부가부

1116 : 디지털 아날로그 변환부

1118 : 주파수 변환부

1120 : 송신 안테나

1202-1 내지 N_{A :}수신 안테나

1204-1 내지 N_{A :}밴드 패스 필터

1206-1 내지 N_{A :}주파수 변환부

1208-1 내지 N_{A :}아날로그 디지털 변환부

1210-1 내지 N_{A :}가드 인터벌 제거부

1212-1 내지 N_{A :}웨이트 승산부

1214 : 가산부

1216 : 직병렬 변환부

1218 : 고속 푸리에 변환부

1220 : 채널 보상부

1222 : 승산부

1224 : 고속 역푸리에 변환부

1226 : 병직렬 변환부

1228 : 복조부

1230 : 웨이트 제어부

1232 : 선택적인 신호선

<발명을 실시하기 위한 최량의 형태>

본 발명의 일 양태에 따르면, 복수의 송신 안테나로부터 송신된 복수의 송신 신호는 적응 어레이 안테나 수단에 의해 수신된다. 상기 복수의 송신 신호는, 송신 전에 소정값으로 설정된 서브 캐리어의 위치 관계에 의해 서로 구별된다. 수신 신호에 포함되는 서브 캐리어 중, 상기 소정값으로 설정된 서브 캐리어의 신호 성분을 억제하는 가중 계수가 산출된다. 상기 가중 계수는 상기 적응 어레이 안테나 수단에 적용되어, 상기 복수의 송신 신호가 구별되면서 수신된다.

이에 의해，MIMO 방식의 수신기에서 행해지고 있는 신호 분리법을 실행하지 않고, 각 송신 신호의 도래 방향을 향하는 지향성을 이용하여, 개개의 송신 신호를 구별할 수 있다. 이 적합한 지향성을 실현하는 가중 계수는, 데이터 전송에 사용되지 않는 서브 캐리어에 관한 지식을 활용함으로써 도출된다. 즉, 가중 계수는, 수신 신호에 포함되는 소정의 서브 캐리어 성분이 억제되도록 산출되고, 그 때의 연산 부담은 (MIMO 방식의 신호 분리와 비교하여) 비교적 가볍다. 따라서, 복수의 송신 안테나로부터 동시에 송신된 복수의 송신 신호를 포함하는 수신 신호를, 개개의 송신 신호로 분리하는 데에 필요한 연산 부담을 경감할 수 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 상기 소정값이 실질적으로 제로이다. 이에 의해, 데이터 전송에 사용되고 있지 않은 서브 캐리어의 신호 성분이 제로이도록, 적 응 제어가 행해져, 가중 계수가 설정된다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 상기 적응 어레이 안테나 수단에 의해 수신된 신호가, 복수의 송신 안테나로부터 동시에 동일 주파수로 송신된 신호이다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 상기 적응 어레이 안테나 수단에 의해 수신된 신호가, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 방식으로 변조된 신호이다. 또한，일 양태에서는, 상기 적응 어레이 안테나 수단에 의해 수신된 신호가, 멀티 캐리어 부호분할 다중화(MC-CDMA) 방식으로 변조된 신호이다.

본 발명의 일 양태에서의 수신기는, 임의의 송신 안테나 이외의 하나 이상의 송신 안테나로부터 임의의 기간 내에 송신되고 또한 상기 적응 어레이 안테나 수단에 의해 수신한 신호를 억제하는 가중 계수를 이용하여, 상기 임의의 송신 안테나로부터 다른 기간 내에 송신되는 신호를 수신한다. 이에 의해, 송신 신호가 최대화되도록이 아니라, 송신 신호가 억제되도록 가중 계수가 설정되므로, 각 송신 안테나에 상응하는 가중 계수를 적확하게 또한 효율적으로 설정할 수 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 제1 및 제2 송신 안테나로부터 각각 송신된 제1 및 제2 송신 신호를 수신하는 수신기가 사용된다. 본 수신기는, 제1 서브 캐리어 성분이 소정값으로 설정된 상기 제1 송신 신호 및 제2 서브 캐리어 성분이 소정값으로 설정된 상기 제2 송신 신호를 수신하는, 복수의 안테나 소자를 포함하는 적응 어레이 안테나 수단과, 푸리에 변환 후의 수신 신호에 포함되는 상기 제1 및 제2 서브 캐리어 성분을 각각 억제하는 제1 및 제2 가중 계수를 각각 산출하는 웨이트 제어 수단과, 상기 제1 및 제2 가중 계수를 상기 적응 어레이 안테나 수단에 적 용하여, 개개의 송신 신호를 구별하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 상기 소정값으로 설정된 제1 및 제2 중 적어도 한쪽의 서브 캐리어가, 2 이상의 서브 캐리어로 이루어진다. 이에 의해, 복수의 송신 신호를 서로 구별하는 자유도가 커지게 된다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 상기 적응 어레이 안테나 수단에 의해 수신된 신호는, 송신측에서 푸리에 변환을 실시하고, 상기 제1 및 제2 서브 캐리어 성분이 소정값으로 설정되고, 푸리에 역변환된 후에 무선 송신되는 단일(싱글) 캐리어의 신호이다. 이에 의해, 단일 캐리어 방식의 통신 시스템에도 본 발명을 적용할 수 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 상이한 타임 슬롯에서 각각 송신된 상기 제1 및 제2 송신 신호를 따로따로 수신한다. 또한, 수신한 상기 제1 송신 신호를 억제하는 가중 계수를 이용하여, 상기 제2 송신 신호를 수신한다.

이하, MIMO-OFDM 방식(실시예 1), MIMO-OFDM-CDMA방식(실시예 2) 및 MIMO-싱글 캐리어 방식(실시예 3)에 본 발명을 적용한 예 및 다른 실시예(실시예 4)가 설명된다.

실시예 1

도 6은, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 개략도를 도시한다. 본 실시예에서는，MIMO 방식 및 OFDM 방식이 채용되어 있다. 송신기에 대해서는, 도 4에 도시된 바와 같은 구성을 채용할 수 있다. 간단하게 하기 위해, 송신기는, 2개의 송신 안테나를 갖고, 이들로부터 2종류의 송신 신호(x₁, x₂)를 동시에 동일 주파수로 송신하는 것으로 한다. 도 6에 도시되는 수신기는, 복수의 (N_A개)의 안테나 소자(602-1 내지 N_A)와, N_A개의 가드 인터벌 제거부(-GI)(604-1 내지 N_A)와, 제1 신호 분리부(606-1)와, 제2 신호 분리부(606-2)를 갖는다. 제1 및 제2 신호 분리부(606-1, 2)는 실질적으로 마찬가지의 구성을 가지므로, 제1 신호 분리부(606-1)가 그들을 대표하여 설명된다. 제1 신호 분리부(606-1)는, N_A개의 웨이트 승산부(608-1 내지 N_A)와, 가산부(610)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(612)와, 채널 보상부(614)와, 복조부(616)와, 웨이트 제어부(618)를 갖는다.

N_A개의 안테나 소자(602-1 내지 N_A)는, N_A개 전체에서 1개의 적응 어레이 안테나가 형성되도록, 서로의 위치 관계가 정해진다. 적응 어레이 안테나를 실현하는 다양한 형태가 있을 수 있지만, 일례로서는, 인접하는 안테나 소자가, 수신 신호의 반파장 정도의 거리로 배열된 등간격 직선 배치 어레이 안테나이다.

가드 인터벌 제거부(-GI)(604-1 내지 N_A)는, 각 안테나 소자로 수신한 신호로부터 가드 인터벌에 상당하는 신호 부분을 제거한다.

제1 신호 분리부(606-1)는, 수신 신호에 포함되는 제1 송신 신호(x₁)에 관한 신호 처리를 행한다. 제2 신호 분리부(606-2)는, 수신 신호에 포함되는 제2 송신 신호(x₂)에 관한 신호 처리를 행한다. 상술한 바와 같이, 제1 및 제2 신호 분리부 는 실질적으로 마찬가지의 구성을 가지므로, 제1 신호 분리부(606-1)가 그들을 대표하여 설명된다. 또한, 신호 처리부의 수는, 송신 신호의 종류, 즉 송신 안테나수에 따라서 설치되는 것에 유의를 요한다.

N_A개의 웨이트 승산부(608-1 내지 N_A)는, 안테나 소자(602-1 내지 N_A)의 각각에 대응해서 설치되고, 각 안테나 소자에 의해 수신된 신호에 웨이트 또는 가중 계수를 각각 승산한다.

가산부(610)는, 가중치 부여된 수신 신호를 합성한다.

고속 푸리에 변환부(612)는, 가중치 부여 합성 후의 수신 신호를 고속 푸리에 변환하고, OFDM 방식의 복조를 행한다. 보다 정확하게는, 이산 고속 푸리에 변환(DFT : Discrete FFT)이 행해진다. 이에 의해, 주파수 영역의 수신 신호가 생성되고, 수신 신호 중의 N개의 서브 캐리어 성분이 얻어진다.

채널 보상부(614)는, 수신 신호와 기지 신호에 기초하여 채널 추정치를 구하고, 전파로에서 도입된 신호 왜곡이 보상되도록 수신 신호를 서브 캐리어마다 수정한다.

복조부(616)는, 채널 보상 후의 수신 신호에 기초하여, 데이터 복조를 행하고, 복조 결과를 디코드부(도시 생략)에 출력한다.

웨이트 제어부(618)는, 각 안테나 소자로부터의 신호 및 고속 푸리에 변환부(612)로부터의 신호의 일부에 기초하여, 1군의 가중 계수(w⁽¹⁾)=(w₁, …, w_NA)를 산출하고, 그들 가중 계수를 웨이트 승산부(608-1 내지 N_A)에 제공한다. 통상의 적응 어레이 안테나의 웨이트 제어와는 달리, 본 실시예에서는, 고속 푸리에 변환부(612)로부터의 출력의 일부, 즉 수신 신호 중의 임의의 서브 캐리어 성분(도시의 예에서는 p번째의 서브 캐리어 성분)이 억제되도록 가중 계수가 결정된다. 또한, 제2 신호 분리부(606-2) 내의 웨이트 제어부(618')는, 수신 신호 중의 q번째(q≠p)의 서브 캐리어 성분이 억제되도록 가중 계수를 결정한다. 가중 계수의 결정법 등에 대해서는, 이하의 동작 설명에서 분명하게 된다.

도 7 및 관련되는 도면을 참조하면서, 동작이 설명된다. 2개의 송신 안테나(710, 720)로부터 서로 다른 송신 신호(x₁, x₂)가 각각 송신된다. 송신 안테나(710, 720)는, 서로 비상관이도록 설치되고, 제1 및 제2 송신 신호(x₁, x₂)는 동시에 동일한 주파수로 송신된다. 이 점, 도 4에 관해서 설명된 MIMO 방식의 송신기와 마찬가지이다. 도면 중, AAA는, 도 6의 수신기의 적응 어레이 안테나를 의미하고, 복수의 안테나 소자가 8개의 흰 동그라미로 표현되어 있다. 또한, 도 7에는, 적응 어레이 안테나의 지향성을 나타내는 2개의 곡선도 그려져 있다(이것에 대해서는, 후술된다).

그런데，OFDM 방식의 송신 신호에서는, 복수의 서브 캐리어에 데이터를 맵핑하고, 그들을 고속 역푸리에 변환함으로써, OFDM 방식의 변조가 행해진다. 각 서브 캐리어는 서로 1심볼 기간의 역수의 배수만큼 이간되어 있고, 서로 직교하는 위치 관계를 유지하고 있다. 따라서, 송신 신호(x₁, x₂)는, 주파수축 상에서는, 도 8 상반분에 도시된 바와 같이 다수의 주파수 성분(서브 캐리어 성분)을 갖는다. 단, 송신 신호(x₁)에 관한 p번째의 서브 캐리어나, 송신 신호(x₂)에 관한 q번째의 서브 캐리어와 같이, 일부의 서브 캐리어에는 데이터가 맵핑되지 않는다. 이러한 데이터 전송에 사용되지 않는 서브 캐리어(「가상(virtual) 서브 캐리어」 라고도 불림)가 설정되는 것은, 예를 들면, DC 오프셋 성분을 억제하기 위해서이거나, 인접하는 대역과의 간섭을 회피하거나 하기 위해서이다. 데이터 전송에 사용되지 않는 서브 캐리어의 위치는, 통신 규격으로 정해져 있어도 되고, 시스템 운영자가 정한 것이어도 되고, 다른 관점에서 정해진 것이어도 된다. 어쨌든, 그 서브 캐리어가 데이터 전송에 사용되고 있지 않은 것을 송신측 및 수신측의 쌍방이 알고 있어, 복수의 송신 신호가 가상 서브 캐리어의 위치 관계에서 서로 구별 가능하면 된다.

제1 및 제2 송신 신호(x₁, x₂)는, 각각의 송신 안테나(710, 720)로부터 송신된다. 송신 시점에서는, 각 신호는 도 8 상측에 도시된 바와 같은 주파수 특성을 각각 갖는다. 이들은, 서로 다른(적어도 일부가 상이한) 전파로를 거쳐 수신기의 적응 어레이 안테나(602-1 내지 N_A)에 도달하고, 제1, 제2 송신 신호(x₁, x₂)는 제1, 제2 수신 신호(y₁, y₂)로서 수신된다. 제1 수신 신호(y₁)는, 도 6의 적응 어레이 안테나에 의해 수신된 수신 신호에, 웨이트 제어부(618)에서 결정된 가중 계수(w⁽¹⁾)로 가중치 부여되고, 가산부(610)에서 가산된 후의 신호이다. 제2 수신 신호(y₂)는, 웨이트 제어부(618')에서 결정된 가중 계수(w⁽²⁾)로 수신 신호를 가중치 부여하고, 가산부(610)에서 가산한 후의 신호이다.

도 8에 도시된 바와 같이, 제1 송신 신호(x₁)의 p번째의 서브 캐리어 성분은, 제로이므로, 제1 수신 신호(y₁)의 p번째의 서브 캐리어 성분도 제로일 것이 기대된다. 그러나, 제1 수신 신호(y₁)를 수신할 때에, 제2 수신 신호(y₂)도 동시에 수신하는 것에 주로 기인하여, 제1 수신 신호(y₁)의 p번째의 서브 캐리어 성분이 제로가 아닌 신호 성분을 가질 가능성이 있다. 그러한 신호 성분은 간섭 성분으로, 도 8 하측의 수신 신호(y₁)의 p번째의 서브 캐리어 부근의 파선으로 도시된다. 제1 수신 신호(y₁)에 포함되는 주파수 성분은, 도 6의 FFT부(612)의 출력 신호로부터 모두 얻어지고, 그 중의 p번째의 서브 캐리어에 관한 신호 성분은, 웨이트 제어부(618)에 제공된다. 웨이트 제어부(618)는, p번째의 서브 캐리어 성분에 관한 평가 함수 또는 코스트 함수를 산출하고, 그 평가 함수를 최소화하는, 즉 p번째의 서브 캐리어 성분이 제로로 되도록, 1군의 가중 계수(w⁽¹⁾)=(w₁, w₂, …, w_NA)를 산출한다. 평가 함수에는 다양한 함수 형태가 생각되지만, 일례로서,

과 같은 함수를 채용할 수 있다. 여기서, i는 반복 횟수를 나타내는 파라미터이며, λ는 예를 들면 0.995와 같은 값을 취하는 망각 계수이며, w^H는 가중 계수를 성 분으로 하는 벡터의 공액 전치 벡터이며, R_P는 수신 신호 중의 p번째의 서브 캐리어 성분을 나타내는 양이다. 가중 계수의 산출법에 대해서는, 재귀적 최소 제곱(RLS : Recursive Least Square)법이나, 최소 제곱 평균(LMS : Least Mean Square)법 등과 같은 최소 제곱 평균 오차(MMSE : Minimum Mean Square Error)법 그 밖의 기존의 기술을 이용할 수 있다. 적응 어레이 안테나에 이용하는 가중 계수는, 송신 신호와 가상 서브 캐리어(데이터의 맵핑되지 않은 서브 캐리어)의 대응 관계가, 수신기측에서 기지이면, 그 가상 서브 캐리어에 관한 지식에 기초하여 수신기에서 산출된다.

p번째의 서브 캐리어 성분을 억제하는 가중 계수(w⁽¹⁾)를, 웨이트 승산부(608-1 내지 N_A)에 의해 각 안테나 소자에 제공하면, 도 7에 도시되어 있는 바와 같이, 적응 어레이 안테나의 지향성은 제2 송신 신호(x₂)가 도래하는 방향으로 널을 향하도록 된다. p번째의 서브 캐리어 성분이 충분히 억제되면, 제1 수신 신호(y₁)에 기초하여 복조되는 신호는, 제1 송신 신호(x₁)를 정확하게 나타낸다.

마찬가지로, 제2 수신 신호(y₂)에 대해서도, q번째의 서브 캐리어 성분이 제로일 것이 기대되지만, 제1 수신 신호(y₁)에 기인하여, q번째의 서브 캐리어에 간섭 성분이 발생한다. 따라서, 제2 수신 신호(y₂)로부터 q번째의 서브 캐리어 성분을 추출하고, 그것을 웨이트 제어부(618')에 제공하여, q번째의 서브 캐리어 성분이 억제되는 1군의 가중 계수(w⁽²⁾)가 산출된다. 이들 가중 계수가, 제2 수신 신호에 관한 웨이트 승산부(608-1 내지 N_A)에 의해 각 안테나 소자에 제공되면, 적응 어레이 안테나의 지향성은 제1 송신 신호(x₁)의 도래 방향으로 널을 향한다. q번째의 서브 캐리어 성분이 충분히 억제되면, 제2 수신 신호(y₂)에 기초하여 복조되는 신호는, 제2 송신 신호(x₂)를 정확하게 나타낸다.

또한, 데이터 전송에 사용되지 않은 서브 캐리어는, 1개의 송신 신호에 대하여 1개이어도 되고 복수이어도 된다. 복수의 송신 안테나로부터 송신되는 복수의 신호는, 가상 서브 캐리어의 위치 관계에서 서로 구별 가능하면 된다. 따라서, 1개의 송신 신호에 복수의 가상 서브 캐리어가 포함되는 경우에는, 상이한 송신 신호 사이에서, 가상 서브 캐리어의 적어도 일부가 상이한 것을 필요로 한다. 가상 서브 캐리어의 위치는, 상술한 바와 같이, 다양하게 설정할 수 있다. 미사용 주파수로서 설정된 주파수를 가상 서브 캐리어로서 이용할 수 있을 뿐만 아니라, 데이터 전송에 사용 가능한 서브 캐리어의 일부를 가상 서브 캐리어로 설정할 수도 있다. 이 경우, 가상 서브 캐리어를 신설한 것에 기인하여 데이터 전송 품질도 열화되게 되지만, 그러한 열화가, 보상 가능할 정도의 통신 환경의 악화의 범주에 들어가면, 오류 정정 그 밖의 보상 기술에 의해 열화를 보충할 수 있다. 미사용 주파수로서 설정된 주파수를 가상 서브 캐리어로서 이용하는 경우에, 필터의 컷오프 주파수를 변경함으로써, 미사용 주파수를 확보할 수도 있다.

IEEE802.11a/g 규격에서는, 동일 내용의 2개의 연속하는 OFDM 심볼(편의상, 제1 심볼 및 제2 심볼이라고 부름)이 프리앰블 시퀀스로서 전송된다. 이 규격에 본 실시예를 적용하는 경우에는, (동일 내용의) 제1 및 제2 심볼에 설정하는 가상 서브 캐리어는, 서로 다른 위치에 설정될 필요가 있다. 예를 들면, 제1 심볼은 p번째의 서브 캐리어가 가상 서브 캐리어로 설정되고, 제2 심볼은 q번째(q≠p)를 가상 서브 캐리어로 설정한다. 만약, 제1 및 제2 심볼의 쌍방에서 p번째를 가상 서브 캐리어로 하면，프리앰블 시퀀스에 관한 p번째의 서브 캐리어 성분이 불분명하게 되기 때문이다.

본 실시예는, 멀티 아웃풋형의 송신 장치에서, 제1 안테나와 제2 안테나로부터 나오고 있는 무선파를 구별하기 위해 제1 안테나와 제2 안테나로부터 출력되는 멀티 캐리어 내에, 캐리어를 배치하지 않는 주파수 영역을 형성하고, 제1 안테나와 제2 안테나에서, 캐리어를 배치하지 않는 주파수 영역이 서로 다르도록 한다. 캐리어를 배치하지 않는 주파수 영역은, 그 주파수 영역의 파워를 좁힘으로써 실현되고, 수신측으로부터 봐서 실질적으로 캐리어가 없는 임의의 상태를 포함한다.

본 실시예에서는, 송신측으로부터 2종류의 송신 신호가 송신되고 있었지만, 송신 신호의 종류 또는 송신 안테나수는 2개로 한정되지 않고, 임의의 송신 안테나수를 이용하는 것이 가능하다. 단, 송신 안테나수에 대응한 수의 신호 분리부(606)가 필요한 것, 및 모든 송신 신호가 가상 서브 캐리어의 위치에서 서로 구별가능한 것을 필요로 한다.

도 9는 도 6에 도시되는 수신기의 변형예를 도시한다. 도 9에서는, 간단하 게 하기 위해, 제1 송신 신호(x₁) 및 제1 수신 신호(y₁)에 관한 부분만이 그려져 있는 것에 유의를 요한다. 도 9 및 도 6에 도시되는 수신기는, 제1 송신 신호에 관해, 모두 수신 신호 중의 p번째의 서브 캐리어 성분을 억제하는 가중 계수를 산출함으로써, 제1 송신 신호 이외의 신호의 도래 방향으로 널을 향하는 지향성을 실현한다. 도 9의 수신기에서는, 도 6의 수신기와는 달리, 가산부에 입력되기 전의 신호에 고속 푸리에 변환이 실시되어 있다.

실시예 2

도 10은, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 부분 블록도이다. 본 실시예에 따른 수신기는, MIMO 방식, OFDM 방식 및 부호 분할 다중화(CDMA) 방식이 조합된 시스템에서 사용된다. 간단하게 하기 위해, 제1 송신 신호(x₁) 및 제1 수신 신호(y₁)에 관한 부분만이 그려져 있는 점에 유의를 요한다. 송신기에 대해서는, MIMO 방식, OFDM 방식 및 CDMA방식을 채용하는 통상의 송신기(도시 생략)를 이용할 수 있다. 도 10에 도시되는 수신기는, 복수의 (N_A개)의 안테나 소자(1002-1 내지 N_A)와, N_A개의 가드 인터벌 제거부(-GI)(1004-1 내지 N_A)와, N_A개의 웨이트 승산부(1008-1 내지 N_A)와, 가산부(1010)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(1012)와, 채널 보상부(1014)와, 서브 캐리어 수개의 승산부(1016, 1018)와, 합성부(1020)와, 병직렬 변환부(P/S)(1022)와, 복조부(1024)와, 웨이트 제어부(1026)를 갖는다. 도시의 형편상, 서브 캐리어 수개의 승산부(1016, 1018)는 전부 동일한 참조 번호로 나타내 어져 있다.

N_A개의 안테나 소자(1002-1 내지 N_A)는, N_A개 전체에서 1개의 적응 어레이 안테나가 형성되도록, 서로의 위치 관계가 정해진다. 가드 인터벌 제거부(-GI)(1004-1 내지 N_A)는, 각 안테나 소자로 수신한 신호로부터 가드 인터벌에 상당하는 신호 부분을 제거한다. N_A개의 웨이트 승산부(1008-1 내지 N_A)는, 안테나 소자(1002-1 내지 N_A)의 각각에 대응해서 설치되고, 각 안테나 소자에 의해 수신된 신호에 웨이트 또는 가중 계수를 각각 승산한다. 가산부(1010)는, 가중치 부여된 수신 신호를 합성한다.

고속 푸리에 변환부(1012)는, 가중치 부여 합성 후의 수신 신호를 고속 푸리에 변환하고, OFDM 방식의 복조를 행한다. 이에 의해, 주파수 영역의 수신 신호가 생성되고，N개의 서브 캐리어마다 수신 신호가 얻어진다. 채널 보상부(1014)는, 채널 추정치를 구하고, 전파로에서 도입된 신호 왜곡이 보상되도록 수신 신호를 서브 캐리어마다 수정한다. 서브 캐리어 수개(N개)의 승산부(1018)는, 푸리에 변환 후의 신호에, 역확산 코드를 승산한다. 합성부(1020)는, 역확산 후의 소정 수개의 신호를 합성한다. 병직렬 변환부(1022)는, 합성 후의 병렬적인 신호를 다시 직렬적인 신호로 변환한다. 복조부(1024)는, 데이터 복조를 행하고, 복조 결과를 디코드부(도시 생략)에 출력한다.

웨이트 제어부(1026)는, 각 안테나 소자로부터의 신호 및 고속 푸리에 변환부(1012)로부터의 신호의 일부(도시의 예에서는，p번째의 서브 캐리어 성분)에 기 초하여, 가중 계수를 산출하고, 그들 가중 계수를 웨이트 승산부(1008-1 내지 N_A)에 제공한다. 본 실시예에서도, 고속 푸리에 변환부(1012)로부터의 출력의 일부, 즉 수신 신호 중의 임의의 서브 캐리어 성분(도시의 예에서는 p번째의 서브 캐리어 성분)이 억제되도록 가중 계수가 결정된다. p번째의 서브 캐리어 성분을 억제하는 가중 계수가, 웨이트 승산부(1008-1 내지 N_A)에 의해 각 안테나 소자에 제공되면, 적응 어레이 안테나의 지향성은 제1 송신 신호(x₁) 이외의 신호의 도래하는 방향으로 널을 향하도록 된다. p번째의 서브 캐리어 성분이 충분히 억제되면, 제1 수신 신호(y₁)에 기초하여 복조되는 신호는, 제1 송신 신호(x₁)를 정확하게 나타내게 된다.

실시예 3

제1 및 제2 실시예에서 설명된 예는, 멀티 캐리어 방식을 채용하는 통신 시스템을 사용하고 있었다. 복수의 서브 캐리어의 일부가 가상 서브 캐리어로 설정되고, 수신 신호 중의 가상 서브 캐리어의 신호 성분을 억제함으로써, 송신 신호를 구별하여 수신할 수 있도록 적응 어레이 안테나의 웨이트가 조정된다. 따라서, 아무런 수정도 없이, 그러한 기술을 종래의 싱글 캐리어 방식의 통신 시스템에 적용할 수는 없다. 이하, 본 발명을 싱글 캐리어 방식의 MIMO 방식의 시스템에 적용하는 실시예가 설명된다.

도 11은, 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기의 부분 블록도를 도시한다. 이 송신기는, MIMO 방식에서 싱글 캐리어 방식을 채용한다. 본 실시예에 따른 송 신기는, 송신 안테나 N_t개 각각에 대해서, 부호화부(1110)와, 맵핑부(1112)와, 직병렬 변환부(S/P)(1113)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(1102)와, 가상 서브 캐리어 설정부(1104)와, 고속 역푸리에 변환부(IFFT)(1106)와, 병직렬 변환부(P/S)(1108)와, 가드 인터벌 부가부(GI)(1114)와, 디지털 아날로그 변환부(D/A)(1116)와, N_t개의 주파수 변환부(U/C)(1118)와, 송신 안테나(1120)를 갖는다.

고속 푸리에 변환부(1102)는, 송신 신호를 고속 푸리에 변환하고, 그것을 N개의 서브 캐리어 성분을 출력한다. 가상 서브 캐리어 설정부(1104)는, N개의 서브 캐리어 성분 중, 가상 서브 캐리어로서 설정하는 서브 캐리어 성분(예를 들면, p번째의 서브 캐리어 성분)을 제로로 강제하여, 출력한다. 가상 서브 캐리어 이외의 서브 캐리어에 대해서는, 아무런 변경도 가해지지 않고 그대로 출력된다. 고속 역푸리에 변환부(1106)는, 입력된 1군의 신호를 고속 역푸리에 변환하고, 그들을 시간 영역의 신호로 되돌린다. 어느 서브 캐리어를 가상 서브 캐리어로 설정할지에 대해서는, 송신기 및 수신기간에서 미리 정해져 있거나, 또는 시스템에서 사전에 설정되어 있는 것으로 한다.

부호화부(1110-1 내지 N_t)는, 컨볼루션 부호화나 오류 정정 부호화와 같은 적절한 부호화를 행한다. 맵핑부(1112-1 내지 N_t)는, 적절한 변조 방식으로, 송신 신호를 콘스텔레이션 상의 적절한 신호점에 맵핑한다. 가드 인터벌 부가부(1114-1 내지 N_t)는, 신호에 가드 인터벌을 부가한다. 디지털 아날로그 변환부(1116-1 내지 N_t)는, 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 주파수 변환부(1118-1 내지 N_t)는, 아날로그 신호로 변환된 신호를 고주파수의 신호로 변환한다. 송신 안테나(1120-1 내지 N_t)는, 송신 신호를 독립적으로 송신한다.

도 12는, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 블록도이다. 본 실시예에서는, 도 11의 송신기에 대응하여, 싱글 캐리어의 MIMO 방식이 채용되어 있다. 간단하게 하기 위해, 제1 송신 신호(x₁) 및 제1 수신 신호(y₁)에 관한 부분만이 그려져 있는 점에 유의를 요한다. 본 수신기는, 복수의 (N_A개)의 안테나 소자(1202-1 내지 N_A)와, N_A개의 밴드 패스 필터부(1204-1 내지 N_A)와, N_A개의 주파수 변환부(D/C)(1206-1 내지 N_A)와, N_A개의 아날로그 디지털 변환부(A/D)(1208-1 내지 N_A)와, N개의 가드 인터벌 제거부(-GI)(1210-1 내지 N_A)와, N_A개의 웨이트 승산부(1212-1 내지 N_A)와, 가산부(1214)와, 직병렬 변환부(S/P)(1216)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(1218)와, 채널 보상부(1220)와, 서브 캐리어 수개(N개)의 승산부(1222)와, 고속 역푸리에 변환부(IFFT)(1224)와, 병직렬 변환부(P/S)(1226)와, 복조부(1228)와, 웨이트 제어부(1230)를 갖는다.

N_A개의 안테나 소자(1202-1 내지 N_A)는, N_A개 전체에서 1개의 적응 어레이 안테나가 형성되도록, 서로의 위치 관계가 정해진다. 밴드 패스 필터부(1204-1 내지 N_A)는, 안테나 소자마다 신호의 대역을 한정한다. 주파수 변환부(1206-1 내지 N_A) 는 고주파수의 신호를 저주파수의 신호로 변환한다. 아날로그 디지털 변환부(1208-1 내지 N_A)는, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 가드 인터벌 제거부(-GI)(1210-1 내지 N_A)는, 각 안테나 소자로 수신한 신호로부터 가드 인터벌에 상당하는 신호 부분을 제거한다. 웨이트 승산부(1212-1 내지 N_A)는, 각 안테나 소자에 의해 수신된 신호에 가중 계수를 각각 승산한다. 가산부(1214)는, 가중치 부여된 수신 신호를 합성한다.

직병렬 변환부(1216)는, 합성 후의 신호를 N개의 병렬 신호로 변환한다. 고속 푸리에 변환부(1218)는, 수신 신호를 고속 푸리에 변환하고, 수신 신호에 포함되는 N개의 서브 캐리어 성분이 출력된다. 채널 보상부(1220)는, 채널 추정치를 구하고, 전파로에서 도입된 신호 왜곡이 보상되도록 수신 신호를 서브 캐리어마다 수정한다. 고속 역푸리에 변환부(1224)는, 입력된 신호군을 고속 역푸리에 변환하고, 시간 영역의 신호군을 출력한다. 병직렬 변환부(1226)는, 그 신호군을 직렬적인 신호로 변환한다. 복조부(1228)는, 데이터 복조를 행하고, 복조 결과를 디코드부(도시 생략)에 출력한다. 웨이트 제어부(1230)는, 각 안테나 소자로부터의 신호 및 고속 푸리에 변환부(1218)로부터의 신호의 일부에 기초하여, 가중 계수를 산출하고, 그들 가중 계수를 웨이트 승산부(1212-1 내지 N_A)에 제공한다. 주파수 영역 등화를 행하지 않는 경우에는, 파선에 의한 신호선(1232)으로 나타내어지는 바와 같이, 채널 보상부(1220)와, 서브 캐리어 수개(N개)의 승산부(1222)와, 고속 역푸리에 변환부(IFFT)(1224)와, 병직렬 변환부(P/S)(1226)를 생략하고, 가산부(1214) 의 출력(y₁)을 직접적으로 복조부(1228)로 유도해도 된다. 이와 같이 하면, 고속 푸리에 변환부(1218)는, 가상 서브 캐리어로 설정한 서브 캐리어의 부분만을 계산하면 되므로, 주파수 영역 등화를 행하는 경우보다도 간략화된다.

본 실시예에서도, 고속 푸리에 변환부(1218)로부터의 출력의 일부, 즉 수신 신호 중의 임의의 서브 캐리어 성분(예를 들면, p번째의 서브 캐리어 성분)이 억제되도록 가중 계수가 결정된다. 이러한 가중 계수를, 웨이트 승산부를 각 안테나 소자에 제공함으로써, 적응 어레이 안테나의 지향성은, 제1 송신 신호(x₁) 이외의 신호가 도래하는 방향으로 널을 향하도록 된다. p번째의 서브 캐리어 성분이 충분히 억제되면, 제1 수신 신호(y₁)에 기초하여 복조되는 신호는, 제1 송신 신호(x₁)를 정확하게 나타낸다. 이와 같이, 싱글 캐리어 방식의 통신 시스템에도 본 발명을 적용할 수 있다. 단, 가상 서브 캐리어 설정부(1104)에서 도입되는 가상 서브 캐리어에 기인하여, 데이터 전송 품질이 약간 열화되게 되는 것이 염려된다. 따라서, 본 실시예에서는, 그러한 열화가, 보상 가능할 정도의 통신 환경의 악화의 범주에 들어가는 것을 상정하고 있다.

실시예 4

실시예 1 내지 3에서는, 수신 신호 중의 일부의 서브 캐리어 성분(예를 들면, 제1 송신 신호에 대해서는 p번째의 서브 캐리어 성분)을 억제하면서, 적응 어레이 안테나의 지향성이 제어되었다. 본 실시예에서는, 임의의 기간 내에 수신하는 신호의 모든 서브 캐리어 성분이 억제되도록, 가중 계수가 산출된다.

도 13은, 그러한 동작을 행하기 위한 플로우차트의 일례를 도시한다. 간단하게 하기 위해, 도 7에 도시된 바와 같이, 2개의 송신 안테나(710, 720)로부터 2종류의 송신 신호(x₁, x₂)가 송신되는 것으로 한다. 단, 도 7에서 설명한 예와는 달리, 제1 및 제2 송신 신호는, 서로 다른 타임 슬롯에서 따로따로 송신된다. 플로우는 스텝 1302로부터 시작되어, 스텝 1304로 진행한다.

스텝 1304에서는, 제2 송신 신호(x₂)가 제2 송신 안테나(720)로부터 송신된다. 이 경우에, 제1 송신 신호(x₁)는 송신되지 않는다.

스텝 1306에서는, 수신기는, 수신 신호 모두를 억제하도록, 가중 계수(w⁽¹⁾)가 산출된다. 수신 신호에는 제2 송신 신호(x₂)만이 포함되어 있다. 이 신호를 억제하는 지향성의 패턴은, 제2 송신 신호(x₂)의 도래 방향으로 널을 향하는 패턴으로 되는 것이 예상된다. 따라서, 이 가중 계수(w⁽¹⁾)는, 이후에 제2 송신 안테나로부터의 신호를 억제하여 제1 송신 안테나로부터의 신호를 수신하는 데에 사용된다.

스텝 1308에서는, 제1 송신 신호(x₁)가 제1 송신 안테나(710)로부터 송신된다. 이 경우에, 제2 송신 신호는 송신되지 않는다.

스텝 1310에서는, 수신기는, 수신 신호 모두를 억제하도록, 가중 계수(w⁽²⁾)가 산출된다. 수신 신호에는 제1 송신 신호만이 포함되어 있다. 이 신호를 억제하는 지향성의 패턴은, 상기와 마찬가지의 이유로, 제1 송신 신호(x₁)의 도래 방향 으로 널을 향하는 패턴으로 된다. 따라서, 이 가중 계수(w⁽²⁾)는, 이후에 제2 송신 안테나로부터의 신호를 수신하는 데에 사용된다.

이렇게 해서, 제1 및 제2 가중 계수가 산출되고, 가중 계수를 결정하는 플로우는, 스텝 1212로 진행하여, 종료된다. 이후, 이들 가중 계수를 이용하여, 각 송신 안테나로부터의 송신 신호를 구별하면서 수신할 수 있다.

도 14는, 3개의 송신 안테나로부터 3종류의 송신 신호(x₁, x₂, x₃)가 송신되는 경우에, 3종류의 가중 계수(w⁽¹⁾,w⁽²⁾,w⁽³⁾)를 결정하기 위한 플로우차트의 일례를 도시한다. 플로우는 스텝 1402로부터 시작되어, 스텝 1404로 진행한다.

스텝 1404에서는, 제2 및 제3 송신 신호(x₂, x₃)가 제2, 제3 송신 안테나로부터 동시에 송신된다. 이 경우에, 제1 송신 신호(x₁)는 송신되지 않는다.

스텝 1406에서는, 수신기는, 수신 신호 모두를 억제하도록, 가중 계수(w⁽¹⁾)가 산출된다. 수신 신호에는 제2 및 제3 송신 신호가 포함되어 있다. 이 신호를 억제하는 지향성의 패턴은, 도 15에 도시된 바와 같이, 제2 및 제3 송신 신호(x₂, x₃)의 도래 방향으로 널을 향하는 패턴으로 된다. 따라서, 이 가중 계수(w⁽¹⁾)는, 이후에 제1 송신 안테나로부터의 신호(x₁)를 수신하는 데에 사용된다.

스텝 1408에서는, 제3 및 제1 송신 신호(x₃, x₁)가 제3, 제1 송신 안테나로 부터 동시에 송신된다. 이 경우에, 제2 송신 신호(x₂)는 송신되지 않는다.

스텝 1410에서는, 수신기는, 수신 신호 모두를 억제하도록, 가중 계수(w⁽²⁾)가 산출된다. 제3 및 제1 송신 신호를 포함하는 수신 신호를 억제하는 지향성의 패턴은, 상기와 마찬가지의 이유로, 제3 및 제1 송신 신호(x₃, x₁)의 도래 방향으로 널을 향하는 패턴으로 된다. 따라서, 이 가중 계수(w⁽²⁾)는, 이후에 제2 송신 안테나로부터의 신호(x₂)를 수신하는 데에 사용된다.

스텝 1412에서는, 제1 및 제2 송신 신호(x₁, x₂)가 제1, 제2 송신 안테나로부터 동시에 송신된다. 이 경우에, 제3 송신 신호(x₃)는 송신되지 않는다.

스텝 1414에서는, 수신기는, 수신 신호 모두를 억제하도록, 가중 계수(w⁽³⁾)가 산출된다. 제1 및 제2 송신 신호를 포함하는 수신 신호를 억제하는 지향성의 패턴은, 상기와 마찬가지의 이유로, 제1 및 제2 송신 신호(x₁, x₂)의 도래 방향으로 널을 향하는 패턴으로 된다. 따라서, 이 가중 계수(w⁽³⁾)는, 이후에 제3 송신 안테나로부터의 신호(x₃)를 수신하는 데에 사용된다.

이렇게 해서, 제1, 제2 및 제3 가중 계수가 산출되어, 가중 계수를 결정하는 플로우는, 스텝 1416으로 진행하여, 종료된다. 이후, 이들 가중 계수를 이용하여, 각 송신 안테나로부터의 송신 신호를 구별하면서 수신할 수 있다.

또한, 본 실시예에서는, 제1, 제2 및 제3 송신 신호를 수신하기 위한 가중 계수가 차례로 구해졌지만, 그 결정의 순서는 임의이다.

본 발명의 실시예에서는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 방식이 사용되었지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않는다. 본 발명은, 캐리어의 주파수 배치의 관계가 직교하고 있는 것은 필수는 아니며, 멀티 캐리어를 이용하는 것이면 된다. 따라서, 주파수 분할 다중화(FDM) 방식에서도 본 발명을 이용할 수 있다.

본 발명의 실시예에서는, 본원 발명은 멀티 아웃풋형의 송신 장치에 있어서, 복수의 안테나로부터 서로 다른 정보를 출력하는 예에서, 무선파를 구별하는 구성을 설명하였다.

MiMo의 방식에 대해서는, 상술한 방식 이외에, 모든 안테나에 동일한 정보를 가중치 부여해서 실음으로써, 무선 빔을 구성하고, 이것을 서로 다른 가중치 부여를 이용하여 반복함으로써 복수의 빔을 구성하는 방식도 있다.

본원 발명은, 이들 복수의 빔을 구성하는 방식에도 이용할 수 있다.

구체적인 예를 도 16에 도시한다.

도 16은, 송신 신호는 직병렬 변환(S/P)(402)하여 가드 인터벌을 부가하는 부분까지는 도 4와 동일하기 때문에 설명을 생략한다.

송신 신호는, 가드 인터벌이 부가된 후에, 안테나의 수에 맞춰 분기되고, 각각의 안테나에 대응하여 가중치 부여하는 가중치 부여 처리(411-1 내지 411-N_t)가 행해진다.

가중치 부여 처리(411-1 내지 411-N_t)에서 가중치 부여된 신호는 안테나(42-1 내지 412-N_t)에 각각 입력된다.

안테나(412-1 내지 412-N_t)는 서로 협력하여, 무선파의 빔(413-1 내지 413-N_t)의 빔을 구성한다.

이와 같은 구성의 역푸리에 변환을 행하는 경우에 발생시킬 때에 발생시키는 서브 캐리어는 도 8의 서브 캐리어의 관계와 동일하게 한다. 즉, X1 내지 XN_t는 각각 서브 캐리어가 서로 다른 채널의 파워가 실질적으로 제로로 되도록 한다.

이와 같이 함으로써, 복수의 안테나(412-1 내지 412-N_t)로부터 출력되는 빔(413-1 내지 413-N_t)은 참조 부호 411-1로부터 411-N_t의 가중치 부여에 따라 X1 내지 XN_t를 각각 서로 다른 빔으로서 송신할 수 있다.

본 발명은 특정한 실시예에 한정되지 않고, 다양한 개량, 수정, 변형 등이 가능한 것은 당업자에게 명백할 것이다.

Claims

복수의 송신 안테나로부터 송신된 복수의 송신 신호에서, 송신 안테나를 구별하기 위해서 송신 전에 소정의 서브 캐리어의 신호 성분이 억압된 송신 신호를 수신하는 어레이 안테나와,

수신 신호에 있어서 각각의 상기 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 가중 계수를 산출하는 산출 수단과,

상기 어레이 안테나로부터의 수신 신호가 입력되고, 그 어레이 안테나의 각 안테나로 수신한 신호의 가중 합성을 행하는 신호 분리 수단과,

상기 가중 계수를 상기 신호 분리 수단에 의한 가중 합성을 행할 때의 계수로서 적용하는 가중 제어부

를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제1항에 있어서,

수신 신호에 있어서 각각의 상기 서브 캐리어의 신호 성분은 제로인 것을 특징으로 하는 수신기.
제1항에 있어서,

상기 어레이 안테나에 의해 수신된 신호는, 복수의 송신 안테나로부터 동시에 동일 주파수로 송신된 신호인 것을 특징으로 하는 수신기.
삭제
제1 송신 안테나로부터 송신된 제1 서브 캐리어의 신호 성분이 억압된 제1 신호와, 제2 송신 안테나로부터 송신된, 상기 제1 서브 캐리어와는 다른 제2 서브 캐리어의 신호 성분이 억압된 제2 신호를 수신하는 어레이 안테나와,

수신 신호에 있어서 상기 제1 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 제1 가중 계수를 산출함과 함께, 수신 신호에 있어서 상기 제2 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 제2 가중 계수를 산출하는 산출 수단과,

상기 어레이 안테나로부터의 수신 신호가 입력되고, 그 어레이 안테나의 각 안테나에 의해 수신된 신호의 가중 합성을 행하는 제1 신호 분리 수단과,

상기 어레이 안테나로부터의 수신 신호가 입력되고, 그 어레이 안테나의 각 안테나에 의해 수신된 신호의 가중 합성을 행하는 제2 신호 분리 수단과,

상기 제1 가중 계수를 상기 제1 신호 분리 수단에 의한 가중 합성을 행할 때의 계수로서 적용하고, 상기 제2 가중 계수를 상기 제2 신호 분리 수단에 의한 가중 합성을 행할 때의 계수로서 적용하는 가중 제어부

를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제5항에 있어서,

상기 제1 신호와 상기 제2 신호 중 적어도 한쪽은, 2 이상의 서브 캐리어 성분에 대하여 억압을 받고 송신되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제5항에 있어서,

상기 어레이 안테나에 의해 수신된 신호는, 송신측에서 푸리에 변환이 실시되고, 상기 제1 및 제2 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 가중 계수가 산출되며, 푸리에 역변환된 후에 송신된 단일의 캐리어 신호인 것을 특징으로 하는 수신기.
상이한 기간에 제1 송신 안테나, 제2 송신 안테나로부터 각각 송신되는 제1 신호, 제2 신호를 수신하는 어레이 안테나와,

상기 제2 신호에 포함되는 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 제1 가중 계수를 산출함과 함께, 상기 제1 신호에 포함되는 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 제2 가중 계수를 산출하는 산출 수단과,

상기 어레이 안테나로부터의 수신 신호가 입력되고, 그 어레이 안테나의 각 안테나에 의해 수신된 신호의 가중 합성을 행하는 제1 신호 분리 수단과,

상기 어레이 안테나로부터의 수신 신호가 입력되고, 그 어레이 안테나의 각 안테나에 의해 수신된 신호의 가중 합성을 행하는 제2 신호 분리 수단과,

상기 제1 가중 계수를 상기 제1 신호 분리 수단에 의한 가중 합성을 행할 때의 계수로서 적용하고, 상기 제2 가중 계수를 상기 제2 신호 분리 수단에 의한 가중 합성을 행할 때의 계수로서 적용하는 가중 제어부

를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제1 송신 안테나로부터 송신된, 제1 서브 캐리어의 신호 성분이 억압된 제1 신호와, 제2 송신 안테나로부터 송신된, 상기 제1 서브 캐리어와는 다른 제2 서브 캐리어의 신호 성분이 억압된 제2 신호를 어레이 안테나를 이용하여 수신하고,

수신 신호에 있어서 상기 제1 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 제1 가중 계수를 산출함과 함께, 수신 신호에 있어서 상기 제2 서브 캐리어의 신호 성분이 작아지도록 제2 가중 계수를 산출하고,

상기 어레이 안테나로부터의 수신 신호가 입력되고, 그 어레이 안테나의 각 안테나에 의해 수신된 신호의 가중 합성을 행할 때, 상기 제1 가중 계수를 적용하여 상기 제1 신호에 대응하는 수신 신호를 획득하고,

상기 어레이 안테나로부터의 수신 신호가 입력되고, 그 어레이 안테나의 각 안테나에 의해 수신된 신호의 가중 합성을 행할 때, 상기 제2 가중 계수를 적용하여 상기 제2 신호에 대응하는 수신 신호를 획득하는 것

을 특징으로 하는 수신 방법.
복수의 안테나로부터 멀티 캐리어 출력하는 멀티 아웃풋형의 송신 장치에 있어서,

적어도, 복수의 안테나로부터 서로 다른 가중치 부여된 주파수 다중된 신호를 출력하는 제1 빔과, 복수의 안테나로부터 서로 다른 가중치 부여된 주파수 다중된 신호를 출력하는 제2 빔을 발생시키고,

상기 제1 빔과 제2 빔으로부터 나오고 있는 무선파를 구별하기 위해 상기 제1 빔과 제2 빔으로부터 출력되는 멀티 캐리어 내에 캐리어 배치를 하지 않은 주파수 영역을 형성하고, 상기 캐리어 배치하지 않은 주파수 영역은 상기 제1 빔과 제2 빔에서는 서로 다른 것을 특징으로 하는 멀티 아웃풋형의 송신 장치.
복수의 안테나로부터 멀티 캐리어 출력하는 멀티 아웃풋형의 송신 장치에 있어서,

적어도, 복수의 안테나로부터 서로 다른 가중치 부여된 주파수 다중된 신호를 출력하는 제1 빔과, 복수의 안테나로부터 서로 다른 가중치 부여된 주파수 다중된 신호를 출력하는 제2 빔을 발생시키고,

상기 제1 빔 내의 주파수 다중된 신호 중에 캐리어가 없는 주파수 영역을 적어도 하나 형성하고,

상기 제2 빔 내의 주파수 다중된 신호 중에 상기 제1 빔의 캐리어가 없는 주파수 영역과 상이한 주파수 영역에 캐리어가 없는 주파수 영역을 적어도 하나 형성한 것을 특징으로 하는 송신 장치.