JP2002271240A

JP2002271240A - 無線受信装置

Info

Publication number: JP2002271240A
Application number: JP2001070035A
Authority: JP
Inventors: Yoshitaka Hara; 嘉孝原; Shinsuke Hara; 晋介原; Toru Nishikawa; 徹西川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; YRP Mobile Telecommunications Key Technology Research Laboratories Co Ltd
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; YRP Mobile Telecommunications Key Technology Research Laboratories Co Ltd
Priority date: 2001-03-13
Filing date: 2001-03-13
Publication date: 2002-09-20

Abstract

(57)【要約】【課題】遅延パスよりもドップラー周波数の異なるパ
スをさらに強く抑圧することができるマルチキャリア信
号用アダプティブアレー、および、パスの許容遅延量を
大きくできるマルチキャリア信号用アダプティブアレー
を提供する。【解決手段】マルチキャリア信号対応ウエイト制御部
５ａでは、加算器４からの合成信号と参照信号との差を
少なくするとともに、データ送信のないサブキャリアを
利用し、そのサブキャリアにおける合成信号の受信信号
レベルが０に近づくよう、乗算器３に供給するウエイト
を制御する。これにより、ドップラー周波数の異なる波
をより強く除去する制御を行なう。また、伝搬路遅延を
考慮して、ウエイト制御用の参照信号を構築する。これ
によりパスの許容遅延量を大きくすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数キャリアを用
いて信号伝送を行うマルチキャリア信号の受信方式に関
し、特に、複数のアンテナを用いて信号を受信し合成す
る無線受信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線通信では、より高速伝送、高
速移動の可能なシステムへの要求が高く、無線周波数帯
において広帯域な信号の伝送を行う必要が生じている。
広帯域信号の伝送に関しては、複数のキャリアを同時に
用いて信号の並列伝送を行うマルチキャリア伝送方式が
特に注目を集めている。マルチキャリア伝送方式では、
低速なデータを周波数上で並列に配置し、異なるキャリ
アを用いて同時に送信する。信号の並列伝送を行うこと
によって伝送速度の向上を図っている。このマルチキャ
リア伝送方式は、到来パスの伝送遅延に強く、受信信号
の変動特性が周波数によって変化する周波数選択性フェ
ージング環境下においても良好な伝送が行えるという特
徴を持つ。反面、並列伝送キャリア個々の周波数帯域は
小さいため、到来パスのドップラー周波数が大きい場合
には、隣接する他の伝送キャリアに悪影響を及ぼすとい
う弱点も併せ持っている。

【０００３】このようなマルチキャリア信号の受信信号
品質を向上させるため、本発明者らは、広帯域マルチキ
ャリア信号に対するアダプティブアレーアンテナを提案
している（特願平２０００−０２８６９８号）。この提
案された無線受信装置では、アダプティブアレーを用い
てマルチキャリア信号を受信することにより、希望信号
を強いレベルで受信すると同時に、遅延パスおよびドッ
プラー周波数の異なるパスを抑圧することができる。以
下、この提案されている無線受信装置の構成について説
明を行なう。

【０００４】図６は提案されている無線受信装置の概要
を説明する最も基本的な図である。図中１は複数のアン
テナ、２は前記各アンテナ１対応に設けられ、各アンテ
ナ１で受信された信号をデジタルデータに変換するＡ／
Ｄ変換器、３は前記各アンテナ１対応に設けられ前記各
Ａ／Ｄ変換器２からの受信信号にウエイト制御部５から
供給されるウエイトを乗算するウエイト乗算器、４は前
記各ウエイト乗算器３からの出力を加算して合成する加
算器、５ｂはマルチキャリア信号対応ウエイト制御部、
６は前記加算器４からの合成された受信信号を復調する
マルチキャリア信号復調部を表す。また、図７は伝送信
号フォーマットの一例を表す図であり、図中、３１〜３
９はマルチキャリア信号、３０はフレーム、４０は信号
を伝送しないサブキャリア、４１は情報信号、４２は既
知信号を表す。図８はマルチキャリア既知信号を伝送す
る際の時間波形を表す図である。図９は提案されている
無線受信装置におけるアダプティブアレーを用いた場合
のビームパターンの一例を表わす図であり、４８〜５０
はマルチパス信号、５１はビームパターンを表してい
る。

【０００５】まず、図７を用いて伝送されるマルチキャ
リア信号のフォーマットに関して説明を行う。マルチキ
ャリア信号では複数のキャリア（サブキャリアともい
う）３１〜３９を用いて信号が伝送される。図示するよ
うに、各キャリアでは、時間的にデータが配列され、各
キャリアのデータは時間的に同期されている。送信デー
タは既知信号４２と情報信号４１に分かれており、既知
信号４２はアダプティブアレーのビーム制御に用いられ
る。既知信号４２は各キャリアで同一時刻に挿入されて
いる。また、複数のキャリアの中には特定の信号送信の
行なわれないキャリア３２、２５、３８も同時に挿入さ
れている。図８はマルチキャリア伝送時における既知信
号４２の時間波形を示した図であり、各キャリア（この
例では、＃１〜＃４）における既知信号４３〜４６の和
によって伝送波形４７が与えられる。マルチキャリア伝
送では波形は時間的に異なる電力をもっている。

【０００６】以下、図６〜図９を用いて、提案されてい
る無線受信装置におけるアダプティブアレーについて説
明を行う。無線受信装置では、マルチキャリア信号を図
６に示す複数のアンテナ１を用いて、信号の受信を行
う。次に、Ａ／Ｄ変換器２においてそれぞれのアンテナ
１で受信された信号のＡ／Ｄ変換を行った後、ウエイト
乗算器３で、ウエイト制御部５ｂでの演算に基づき算出
されたウエイトと、各アンテナ１からのＡ／Ｄ変換され
た受信信号との乗算を行ったのち、加算器４で信号を合
成する。

【０００７】ウエイト制御部５ｂでは受信既知信号と既
知信号レプリカとの２乗誤差を測定し、該２乗誤差が小
さくなるようウエイト決定が行われる。例えば、ウエイ
ト演算アルゴリズムの一つであるＬＭＳ（Least Mean S
quare）法を用いた場合には、次の式（１）に従って、
ウエイト更新が行われ、その収束値をウエイトとして用
いる。

【数１】ここで、Ｍはアンテナ数、ｗ(n)=[ｗ₁(n),ｗ₂(n),...,
ｗ_M(n)]はｎ回の更新後の各アンテナにおけるウエイト
係数をベクトル形式で表したウエイトベクトル、ｋは定
数、Ｘ(n)=[X₁(n),..,X_M(n)]はマルチキャリア受信信号
時間波形の各アンテナ１におけるｎサンプル目の受信振
幅X₁(n),...,X_M(n)をベクトル形式で表した信号ベクト
ル、N_maxは更新繰返し数、εはマルチキャリア既知信号
の合成信号と参照信号の誤差、＊は複素共役、Ｈは共役
転置、ｒ(n)は参照信号、ｗ(１)=[ｗ₁(1),ｗ₂(1),...,
ｗ_M(1)]は初期ウエイトを表す。ここでは、参照信号ｒ
(n)としてマルチキャリア既知信号時間波形のレプリカ
を用いる。このようなウエイト演算アルゴリズムによっ
て、合成信号と参照信号の誤差を少なくするウエイトを
求めることができ、希望信号をよい精度で受信すること
ができる。

【０００８】図９にアダプティブアレーを用いて形成さ
れるビームパターンの一例を示す。本図において、到来
パス４９は到来パス４８に対して遅延を持つ遅延パスで
あり、アダプティブアレーのビームによって抑圧されて
いる。また、到来パス５０は到来パス４８に対してドッ
プラー周波数をもつパスであり、この場合にもアダプテ
ィブアレーによって信号は抑圧される。このように、提
案されている無線受信装置によれば、アダプティブアレ
ーを用いて遅延パスの分離、および、ドップラー周波数
が異なるパスの分離が行なわれる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述した提案方式では
アダプティブアレーによって遅延時間とドップラー周波
数の異なるパスを除去しているが、マルチキャリア信号
では遅延時間よりもドップラー周波数の異なるパスの方
が受信信号に大きな品質劣化を与える場合が多い。たと
え遅延パスがあったとしても、マルチキャリア信号では
符号化、シンボル間へのガードインターバルの挿入によ
って受信品質を維持することができ、遅延パスの影響は
小さく抑えることができる。これに対して、ドップラー
周波数の異なるパスは、異なるサブキャリアへの干渉の
要因となる。そのため、マルチキャリア信号の受信品質
劣化を招きやすい。このような理由から、マルチキャリ
ア信号用アダプティブアレーでは、遅延パスよりもドッ
プラー周波数の異なるパスをさらに強く抑圧できるアダ
プティブアレー構成法が課題となっている。また、パス
の許容遅延量を大きくできるアダプティブアレー構成法
が課題となっている。

【００１０】そこで、本発明は、ドップラー周波数の異
なるパスをさらに強く抑圧することのできる無線受信装
置を提供することを目的としている。また、パスの許容
遅延量を大きくすることのできる無線受信装置を提供す
ることを目的としている。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の無線受信装置は、複数のアンテナと、対応
する各アンテナからの受信信号に対し所定のウエイトを
乗算する複数のウエイト乗算器と、前記各ウエイト乗算
器の出力を合成する合成部と、信号が送信されないキャ
リアについての受信信号を用いて前記ウエイトを決定す
るウエイト制御部とを有するものである。また、前記ウ
エイト制御部は、信号が送信されないキャリアについて
の受信信号のレベルを最小とするウエイト決定アルゴリ
ズムを用いるものである。さらに、前記ウエイト制御部
は、前記信号が送信されないキャリアについての受信信
号に加え、複数のキャリアに配置されて送信された既知
信号に対応する受信信号を用いて前記ウエイトを決定す
るものである。さらにまた、前記既知信号は、情報信号
と同一の周波数帯域を有しているものである。さらにま
た、前記ウエイト制御部は、前記信号が送信されないキ
ャリアについての受信信号レベルと、前記複数のキャリ
アに配置されて送信された既知信号に対応する受信信号
と参照信号との２乗誤差との和を最小とするウエイト決
定アルゴリズムを用いるものである。さらにまた、前記
キャリアに配置されて送信された既知信号を用いて伝搬
路を推定し、該伝搬路推定結果を用いて生成した既知信
号のレプリカを前記参照信号として用いるものである。
さらにまた、前記伝搬路推定結果の位相成分を考慮せず
に前記既知信号のレプリカを生成するものである。さら
にまた、前記信号が送信されないキャリアについての受
信信号のレベルは、信号が送信されない複数のキャリア
についての受信信号レベルの和とされているものであ
る。さらにまた、前記ウエイト決定アルゴリズムは、Ｒ
ＬＳアルゴリズムとされているものである。

【００１２】

【発明の実施の形態】（実施の形態１）図１は本発明の
無線受信装置の概要を説明する最も基本的な図である。
図中１は複数（Ｍ個）のアンテナ、２は前記各アンテナ
対応に設けられたＡ／Ｄ変換器、３は前記各アンテナ対
応に設けられ、前記各Ａ／Ｄ変換器２の出力にマルチキ
ャリア信号対応ウエイト制御部５ａからのウエイトをそ
れぞれ乗算するウエイト乗算器、４は前記各ウエイト乗
算器３の出力を合成する加算器、５ａはマルチキャリア
信号対応ウエイト制御部、６は前記加算器４からの合成
出力を復調するマルチキャリア信号復調部を表す。ま
た、図２は本実施の形態における前記マルチキャリア信
号対応ウエイト制御部５ａの構成を示す図であり、１０
は前記Ａ／Ｄ変換器２から出力される前記各アンテナの
受信信号ベクトルＸ(n)、１１はＮサンプル分の受信信
号ベクトルを格納するバッファ、１３は前記各乗算器３
に供給するウエイトベクトルｗ(n)である。

【００１３】以下、図１、図２を用いて本実施の形態に
おけるアダプティブアレーについて説明を行う。本発明
の無線受信装置では、図１に示す複数のアンテナ１を用
いて、マルチキャリア信号の受信を行う。次に、各アン
テナ対応に設けられたＡ／Ｄ変換器２において、前記各
アンテナ１からの受信信号のＡ／Ｄ変換を行った後、各
アンテナ１対応に設けられた乗算器３において、ウエイ
ト制御部５ａでの演算アルゴリズムに基づき算出された
ウエイトの乗算を行ったのち、加算器４で合成する。こ
の際、前記マルチキャリア信号対応ウエイト制御部５ａ
ではマルチキャリア信号のうち信号伝送を行なわないサ
ブキャリア（以下、「バーチャルキャリア」と呼ぶ）を
検出し、バーチャルキャリアのアンテナ間信号合成出力
が０に近づくことをウエイト決定の基準として用いる。
以下では、本実施の形態におけるウエイト制御部５ａで
行なわれる具体的なウエイト演算アルゴリズムについて
説明する。

【００１４】図２に示すように、この実施の形態のウエ
イト制御部５ａでは、受信信号のｎ番目のサンプルに対
応する各アンテナでの受信振幅をベクトルとする信号ベ
クトルＸ(n)１０が入力されると、その連続Ｎサンプル
分をバッファ１１に格納する。ｋ＋１番目サンプルから
ｋ＋Ｎ番目のサンプルまでの連続Ｎサンプル分の受信信
号ベクトルが格納されると、次式に従ってｋ番目のバー
チャルキャリアベクトル（１２）Ｕ(k)=[ｕ₁(k),...,ｕ
_M(k)]^Tの演算が行なわれる。

【数２】ここで、Ｎは、通常、マルチキャリア信号のキャリア数
と同じ値が用いられるが、それ以外の値であっても構わ
ない。また、ｆはベースバンド帯においてバーチャルキ
ャリアがＮサンプル時間に有する周期数を表す。例え
ば、受信信号６４サンプルの間にバーチャルキャリアが
２周期を有する場合には、Ｎ＝６４、ｆ＝２となる。ま
た、バーチャルキャリアベクトルＵ(k)は信号がＮサン
プル分入力されるまでは生成されない。信号がＮサンプ
ル分格納された時点で１つのバーチャルキャリアベクト
ルＵ(k)の計算が行なわれる。また、その後は信号１サ
ンプルが受信されるごとに、バーチャルキャリアベクト
ルＵ(k)の計算が行なわれる。従って、バーチャルキャ
リアベクトルの生成を行なうためには最低Ｎサンプルの
受信信号が必要とされる。

【００１５】このように生成されたバーチャルキャリア
ベクトルを用いて、ウエイト制御部５ａでは、以下の評
価関数Ｊを最小化するようなアルゴリズムを用いる。

【数３】ここで、Ｅ[ ]は信号に関するアンサンブル平均を表
す。この評価関数Ｊに関して次式が成り立つ。

【数４】ここで、Φ＝Ｅ[Ｘ(n) Ｘ(n)^H]、Ψ＝Ｅ[Ｕ(k) Ｕ
(k)^H]、ｖ＝Ｅ[ｒ(n)^*Ｘ(n)]、σ²=Ｅ[|ｒ(n)|²]、▽は
関数Ｊの勾配、μはバーチャルキャリア成分の評価比率
を表すパラメータである。

【００１６】この関係を用いて、ウエイト制御部５ａで
は以下のウエイト更新アルゴリズムに従って、ウエイト
の更新を行ない、その収束値を前記乗算器３に供給する
ウエイトｗとして用いる。

【数５】なお、Ｕ(1),...,Ｕ(N-1)は全て０ベクトルとして扱
う。この式（２）と前述した従来の式（１）とを比較す
ると、式（２）にはバーチャルキャリア成分Ｕ(k)が含
まれている点で異なっている。ここで、仮にパラメータ
μ²＝０とした場合には、従来と同じアルゴリズムとな
る。パラメータｋとμ²はさまざまな値に設定可能であ
る。パラメータｋを微小な値とし、μを大きな値とした
場合には、式（２）の右辺第２項はほぼ無視することが
でき第３項が残ることとなる。この場合には、実質的
に、バーチャルキャリア成分を最小とするウエイト決定
アルゴリズムとなる。

【００１７】本実施の形態におけるアルゴリズムにおい
て、バーチャルキャリアは本来受信値が０となるキャリ
アである。しかし、ドップラー周波数の異なる複数の波
が到来した場合には、バーチャルキャリア成分が０とな
らない場合も考えられる。本発明のこの実施の形態によ
れば、バーチャルキャリア成分を０へ近づけるウエイト
演算アルゴリズムを用いることによって、異なるドップ
ラー周波数を持つ波を抑圧するようなビームパターンを
形成することが可能となる。

【００１８】（実施の形態２）上記実施の形態１では１
つのバーチャルキャリアを用いて、ウエイト演算を行な
う場合について述べた。しかし、前記図７の３２、３
５、３８に示すようにバーチャルキャリアは複数存在す
る。このような環境に対応するため、本実施の形態で
は、前述した実施の形態１を複数のバーチャルキャリア
を用いてウエイト演算を行なう場合に拡張する。以下で
は、図３に示すマルチキャリア信号対応ウエイト制御部
５ａを用いて、複数のバーチャルキャリアを用いてウエ
イト演算を行なう本発明の第２の実施の形態について説
明を行なう。図３において、１４は、前記図２における
１１と同様に、連続するＮサンプルの受信信号ベクトル
Ｘ(n)を格納するバッファである。

【００１９】複数のバーチャルキャリアを用いる本実施
の形態の場合には、各バーチャルキャリアＬ（Ｌ＝
１,...,Ｌ_max）に対して、ｋ番目のバーチャルキャリア
ベクトルＵ_L(k)=[ｕ₁(k),...,ｕ_M(k)]^Tの演算が行なわ
れる。図中１５ａおよび１５ｂは、２つのバーチャルキ
ャリアベクトルＵ_L(k)を示している。

【数６】ここで、ｆ_Lはベースバンド帯においてバーチャルキャ
リアＬがＮサンプル時間に有する周期数を表す。例え
ば、受信信号６４サンプルの間にバーチャルキャリア
１、２、３がそれぞれ２、８、１６周期を有する場合に
は、Ｎ＝６４、ｆ₁＝２、ｆ₂＝８、ｆ₃＝１６となる。

【００２０】本実施の形態では、以下の評価関数Ｊを最
小化するようなアルゴリズムを用いる。

【数７】ここで、Φ＝Ｅ[Ｘ(n) Ｘ(n)^H]、Ψ_L＝Ｅ[Ｕ_L(k) Ｕ
_L(k)^H]、ｖ＝Ｅ[ｒ(n)^*Ｘ(n)]、σ²＝Ｅ[|ｒ(n)|²]、μ
_L ²はバーチャルキャリアＬの評価比率を表すパラメー
タ、Ｌ_maxはバーチャルキャリア数を表す。

【００２１】また、ウエイト更新アルゴリズムは次式で
与えられる。

【数８】なお、Ｕ_L(1),...,Ｕ_L(N-1)は全て０ベクトルとして扱
う。このようにバーチャルキャリアが複数ある場合に
は、その評価比率パラメータμ_L ²を決定し、その比率に
基づいて各バーチャルキャリア成分をアルゴリズムに組
みこむことによりウエイト更新を行なうことができる。

【００２２】本実施の形態におけるアルゴリズムを用い
ることにより、上記実施の形態１の場合に比べて、ドッ
プラー周波数の異なる複数の波の除去をより正確に行な
うことが可能となる。

【００２３】（実施の形態３）上記実施の形態１、２で
はＬＭＳアルゴリズムを用いた場合のウエイト演算法に
ついて述べた。これに対し、本実施の形態では、ＲＬＳ
（Recursive Least Squares）アルゴリズムを用いたウ
エイト演算アルゴリズムを用いる。以下では、図４に示
す構成のマルチキャリア信号対応ウエイト制御部５ａを
用いてウエイト演算を行う本発明の第３の実施の形態に
ついて説明を行なう。

【００２４】上記実施の形態２の場合と同じく、複数の
バーチャルキャリアＬを想定し、次の評価関数Ｊを最小
化するようなアルゴリズムを用いる。

【数９】

【００２５】▽Ｊ＝０を満たすとき、Ｊは最小値を取る
ので、ウエイトに関して次式の条件が科せられる。

【数１０】従って、本実施の形態ではウエイトを次式により求め
る。

【数１１】ここで、Φ（図４中の１６）及びΨ_L（１７）はそれぞ
れ受信信号ベクトルＸ(n)及びバーチャルキャリアベク
トルＵ_L(k)を用いて計算することができる。また、Φ+
Σ_L=1 ^Lmax μ_L ²Ψ_LもベクトルＸ(n)及びＵ_L(k)を用いて
計算することができる行列である。したがって、ウエイ
ト制御部５ａでは、受信信号ベクトルＸ(n)とバーチャ
ルキャリアベクトルＵ_L(k)を演算することにより、ウエ
イトｗを求めることができる。

【００２６】本実施の形態では、▽Ｊ＝０であることを
利用して直接的にウエイト演算を行なっている。このよ
うな本実施の形態におけるウエイト演算アルゴリズムを
用いることにより、実施の形態１及び２の場合に比べて
高速に精度のよいウエイトを求めることができる。

【００２７】（実施の形態４）上記実施の形態１〜３で
は、受信局における参照信号ｒ(n)としてマルチキャリ
ア既知信号波形の時間サンプルを用いていた。これに対
して、本実施の形態では、受信局で伝搬路推定を行な
い、その結果をもとに参照信号の形成を行なう。具体的
には、伝搬遅延を受けた既知信号波形を推定し、これを
参照信号ｒ(n)として用いることにより、伝搬遅延を受
けた信号も同時に受信するアダプティブアレーを形成す
る。

【００２８】以下では、図５を用いて本実施の形態の詳
細について説明を行なう。図５において、２１は、連続
するＮサンプル分の受信信号ベクトルＸ(n)を格納する
バッファである。受信局では送信局での既知シンボル及
びそれに対応する既知信号の時間波形をあらかじめ認知
しているものとする。ここでは、既知信号時間波形の第
ｎシンボルをｓ(n)と表す。受信側では、前記複数アン
テナ１のうちの一つの受信信号２０についてｓ(n)に対
応する整合フィルタを用いて、以下の相関検出法に基づ
き伝搬路Ｈ(k)（図中２２）の推定を行なう。

【数１２】ここで、Ｋ_maxは伝搬路推定の最大測定サンプル数を表
す。受信局ではＨ(k)の算出により、サンプル時間単位
で伝搬路推定を行なうことができる。

【００２９】通常、マルチキャリア信号では時間波形の
サンプル時間に比べて、シンボル時間は非常に長い。こ
れは、多くのサブキャリア上のシンボルを１つの時間波
形として送信するため、サブキャリア数に応じてサンプ
ル数が増大するためである。従って、既知信号波形から
得られた参照信号を用いれば、アダプティブアレーでは
サンプル時間単位で遅延パスを識別でき、サンプル時間
以上の遅延パスを除去できる。上述した実施の形態１〜
３ではこのような手法に基づき遅延パスの除去を行なっ
てきた。しかし、マルチキャリア信号では、シンボル時
間はサンプル時間に比べて非常に大きく、実際にはサン
プル時間を超える遅延パスを受信したとしても受信品質
に大きな性能劣化は生じない。むしろ、遅延パスの受信
による受信電力の増大により、信号品質を改善すること
も可能となる。このような概念に基づき、本実施の形態
では伝搬路推定結果Ｈ(k)を用いて参照信号ｒ(n)（２
３）を以下のように生成する。

【００３０】

【数１３】ここで、Ｋは参照信号ｒ(n)の生成に際して用いられる
伝搬路推定の最大サンプル数である。このようなｒ(n)
の生成により、伝搬遅延も考慮した受信側での既知信号
波形を参照信号として用いることができる。

【００３１】本実施の形態で述べた参照信号生成法によ
り生成された参照信号ｒ(n)を用いて、前記各実施の形
態１〜３に示したアルゴリズムによりウエイト制御を行
なうことができる。この実施の形態により求めた参照信
号の利用により、許容できる遅延パスを抑圧することな
く、受信信号として扱うアダプティブアレーを構成する
ことができる。

【００３２】（実施の形態５）上記実施の形態４では、
伝搬路推定により得られたＨ(k)をそのまま用いて参照
信号ｒ(n)の生成を行なった。この場合には、複数アン
テナのうちの１つを選んで伝搬路推定が行なわれる。こ
れは伝搬路推定を複数アンテナで行なったとすると、そ
れぞれのアンテナでパスの位相に変化が生じ、伝搬路を
確定できないためである。

【００３３】これに対して、本実施の形態では１つのア
ンテナで推定したＨ(k)の位相を考慮することなく、次
式に基づき参照信号を生成する。

【数１４】すなわち、本実施の形態により生成された参照信号は、
平均的な電力値による伝搬路補正を行なった参照信号と
見ることができる。

【００３４】通常、複数アンテナで伝搬路推定を行なう
と、各パスの位相は異なるもののパスの電力はほぼ一致
する。本実施の形態では、このような参照信号を用いる
ことにより、アンテナ間で異なる位相の影響を無視した
参照信号の生成が可能となる。また、位相の瞬時的な変
化に追従しなくとも伝搬路により補正した参照信号を利
用することが可能であり、参照信号の生成を低速で行な
うことも可能となる。

【００３５】なお、上記においては、前記図７に示した
ように、信号が送信されるキャリアすべてに既知信号と
情報信号とを時間的に配列した信号フォーマットについ
て説明したが、これに限られることはなく、信号を送信
するキャリアのうちの一部のキャリアには既知信号と情
報信号を配列し、他のキャリアはすべて情報信号として
もよく、あるいは、既知信号のみを送信するキャリアを
設けるようにしてもよい。

【００３６】

【発明の効果】以上に示したように、本発明の無線受信
装置によれば、広帯域なマルチキャリア信号に対してア
ダプティブアレー技術を適用することが可能となる。特
に、ドップラー周波数に対して受信特性が大きく劣化す
ると言う弱点を有する広帯域マルチキャリア信号に対し
て、到来パスをドップラー周波数別に分離することが可
能となり、受信特性を大きく向上させることが可能とな
る。また、遅延パスよりもドップラー周波数の異なるパ
スを重点的に除去するアダプティブアレーを構築でき
る。さらに、伝搬路推定を行ない参照信号を生成する本
発明の無線受信装置によれば、より多くの遅延パスを許
容できるアダプティブアレーを形成することが可能とな
る。さらにまた、複数のバーチャルキャリアを用いる本
発明の無線受信装置によれば、ウエイト精度を向上する
ことができる。さらにまた、ＲＬＳアルゴリズムを用い
る本発明の無線受信装置によれば、高速にウエイトを求
めることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の無線受信装置の基本的な構成を示す
図である。

【図２】本発明の無線受信装置の第１の実施の形態で
用いられるマルチキャリア信号対応ウエイト制御部の構
成を示す図である。

【図３】本発明の無線受信装置の第２の実施の形態で
用いられるマルチキャリア信号対応ウエイト制御部の構
成を示す図である。

【図４】本発明の無線受信装置の第３の実施の形態で
用いられるマルチキャリア信号対応ウエイト制御部の構
成を示す図である。

【図５】本発明の無線受信装置の第４及び５の実施の
形態における参照信号の生成について説明するための図
である。

【図６】提案されている無線受信装置の基本構成を示
す図である。

【図７】マルチキャリア信号の伝送フォーマットを表
す図である。

【図８】マルチキャリア既知信号の時間波形を示す図
である。

【図９】提案されている無線受信装置におけるアダプ
ティブアレービームパターンの一例を示す図である。

【符号の説明】

１アンテナ２Ａ／Ｄ変換器３ウエイト乗算器４加算器５ａマルチキャリア信号対応ウエイト制御部６信号復調器１１、１４、２１バッファ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者原嘉孝神奈川県横須賀市光の丘３番４号株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所内 (72)発明者原晋介大阪府吹田市山田丘２−１大阪大学大学院工学研究科内 (72)発明者西川徹大阪府吹田市山田丘２−１大阪大学大学院工学研究科内Ｆターム(参考） 5J021 AA05 DB01 EA07 FA14 FA16 GA06 GA08 HA06 HA10 JA02 5K022 AA10 AA22 5K059 CC03 DD35

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のアンテナと、対応する各アンテナからの受信信号に対し所定のウエイ
トを乗算する複数のウエイト乗算器と、前記各ウエイト乗算器の出力を合成する合成部と、信号が送信されないキャリアについての受信信号を用い
て前記ウエイトを決定するウエイト制御部とを有するこ
とを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】前記ウエイト制御部は、信号が送信され
ないキャリアについての受信信号のレベルを最小とする
ウエイト決定アルゴリズムを用いるものであることを特
徴とする請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】前記ウエイト制御部は、前記信号が送信
されないキャリアについての受信信号に加え、複数のキ
ャリアに配置されて送信された既知信号に対応する受信
信号を用いて前記ウエイトを決定するものであることを
特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
【請求項４】前記既知信号は、情報信号と同一の周波
数帯域を有していることを特徴とする請求項３記載の無
線受信装置。
【請求項５】前記ウエイト制御部は、前記信号が送信
されないキャリアについての受信信号レベルと、前記複
数のキャリアに配置されて送信された既知信号に対応す
る受信信号と参照信号との２乗誤差との和を最小とする
ウエイト決定アルゴリズムを用いるものであることを特
徴とする請求項３あるいは４に記載の無線受信装置。
【請求項６】前記キャリアに配置されて送信された既
知信号を用いて伝搬路を推定し、該伝搬路推定結果を用
いて生成した既知信号のレプリカを前記参照信号として
用いることを特徴とする請求項５記載の無線受信装置。
【請求項７】前記伝搬路推定結果の位相成分を考慮せ
ずに前記既知信号のレプリカを生成することを特徴とす
る請求項６記載の無線受信装置。
【請求項８】前記信号が送信されないキャリアについ
ての受信信号のレベルは、信号が送信されない複数のキ
ャリアについての受信信号レベルの和であることを特徴
とする請求項２あるいは５に記載の無線受信装置。
【請求項９】前記ウエイト決定アルゴリズムは、ＲＬ
Ｓアルゴリズムであることを特徴とする請求項２あるい
は５に記載の無線受信装置。