JP5085269B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナを用いて、受信信号をダイバーシティ合成する無線通信装置に関するものである。

移動無線通信システムとして、基地局や移動端末での受信性能を改善するために、複数のアンテナを用いて受信ゲインの増大を図ったものが知られている。

ここで、受信性能を劣化させる要因の一つに、フェージングがある。フェージングとは、基地局または移動端末から発した無線信号波が、両局間に存在する建物、車両、樹木等による反射、屈折、散乱により、多くの経路から到来してマルチパス信号波化する現象である。このようなマルチパスフェージングが生じると、受信アンテナ端で受信電力が大きく変動することになる。このため、受信側に複数のアンテナを用意して、受信電力を大きくすることにより、マルチパスフェージングの影響を低減させる対策を採っている。

図９は、このようなマルチパスフェージングの影響を低減して受信ゲインの増大を図った従来の無線通信装置の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。この無線通信装置は、複数のアンテナ１０１−１〜１０１−Ｍを備えており、アンテナ１０１−１〜１０１−Ｍで受信した到来信号を、対応する受信部１０２−１〜１０２−Ｍで受信処理してＡ／Ｄ変換し、これら受信部１０２−１〜１０２−Ｍの出力信号を、合成回路１０３において合成受信電力が最大になるようにダイバーシティ合成した後、その合成受信信号を等化器１０４で等化処理してから、復号部１０５で誤り訂正して復号するようにしている。

ここで、合成回路１０３において複数の受信信号を合成する方法の一例としては、例えば、受信信号内に挿入される既知情報信号を利用し、最小平均二乗誤差法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）により、各アンテナについて、受信した既知情報信号の位相の誤差が最小となるアンテナ重みを算出し、その算出したアンテナ重みに基づいて各受信部からの受信信号の位相を補正して合成することにより、信号対雑音比（ＳＮＲ:Signal to Noise Ratio）が十分大きな合成受信信号を得る方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

図９に示す従来の無線通信装置では、合成回路１０３において、各受信部からの受信信号を合成する前処理として、各受信信号の位相を補正する一次等化処理を行い、その後、等化器１０４において、既知情報信号の振幅に基づいて、合成受信信号に対して二次等化処理を行っている。また、復号部１０５では、等化器１０４による合成受信信号の二次等化処理過程で生成される信頼度情報（合成電力）を利用して、合成受信信号に対して誤り訂正処理を行って復号し、その結果を出力する。なお、このような信頼情報を利用する誤り訂正方法は、例えば、特許文献２に開示されている。

また、複数のアンテナからの受信信号を合成する他の方法として、例えば、受信信号内に挿入される既知情報信号を利用して各アンテナの受信信号の位相を補正し、その位相補正した各受信信号のレベルに応じて、合成受信電力が大きくなるように各受信信号を重み付けして合成する最大比合成法（ＭＲＣ：maximum ratio combining）も知られている。

特表２００３−５０１９７１号公報 国際公開第２００４／０８２１８２号パンフレット

上記特許文献１に記載のＭＭＳＥによる合成方法は、マルチパス環境に遅延到来波が混在して、主信号に対して時間差のある干渉波が重畳された場合に、その干渉波を抑圧してＳＮＲを確保するようにしている。このため、遅延到来波が、ＭＭＳＥの妨害波除去能力を超えて多く混在した場合には、正常受信に必要な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ：Signal to Interference and Noise Ratio）が確保できなくなって、受信シンボルの分散が増加し、その結果、合成受信信号に対して誤り訂正処理を実行した場合に、訂正エラーとなる確率が極めて高くなる。

このような遅延到来波を伴うマルチパスフェージングの影響は、受信アンテナの本数が少ない場合に、特に著しくなる。このため、移動端末のように、構造上、多くのアンテナを設けることが困難な受信装置では、特に、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）のような高いＳＩＮＲを必要とする変調方式の場合には、遅延到来波が多いと、受信シンボル分散の増大の影響で、十分な信号成分を確保できなくなって、正しい訂正が全くできなくなり、通信が成立しない状況に陥ってしまうことになる。

これに対し、ＭＲＣによる合成方法は、位相補正した各受信信号のレベルに応じて、合成受信電力が大きくなるように重み付けするので、遅延到来波が多く存在する場合には、正常受信に必要なＳＩＮＲを確保することができる。しかし、遅延到来波が少ない、若しくは、無い場合には、ＭＲＣによる受信信号の合成方法よりも、ＭＭＳＥによる受信信号の合成方法の方が、信号成分を確保し易くなる。

このため、従来の複数のアンテナを用いる無線通信装置のように、受信信号の合成方法を固定にすると、受信信号の状態が時々刻々変化する無線環境下では、通信品質を一様に安定化することが困難となる。

したがって、かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、受信アンテナが少なくても、マルチパスフェージングの影響を低減して、常に安定した受信状態を確保できる無線通信装置を提供することにある。

上記目的を達成する請求項１に係る無線通信装置の発明は、複数のアンテナを有し、これら複数のアンテナの受信信号をダイバーシティ合成する無線通信装置において、
前記複数のアンテナの受信電力を第１のアルゴリズムに従って合成する第１合成部と、
前記複数のアンテナの受信電力を前記第１のアルゴリズムとは異なる第２のアルゴリズムに従って合成する第２合成部と、
前記受信信号から遅延波の有無を判定する判定部と、
前記判定部による判定結果に応じて、前記第１合成部または前記第２合成部の一方を選択して、前記複数のアンテナの受信電力を合成するように制御する制御部と、
を備え、
前記第１合成部は、前記判定部で遅延波無しと判定された場合に適用され、前記複数のアンテナの受信信号を最小平均二乗誤差法により重み付けして合成するものであり、
前記第２合成部は、前記判定部で遅延波有りと判定された場合に適用され、前記複数のアンテナの受信電力に基づく合成重み比を算出して、該算出した合成重み比に基づいて、前記複数のアンテナの受信信号を重み付けして合成するものである、
ことを特徴とするものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載の無線通信装置において、
前記合成重み比は、前記複数のアンテナの受信電力のアンテナ合成振幅と、各アンテナの受信電力の振幅とに基づいて、アンテナ毎のアンテナ信頼度比として算出し、各アンテナの受信信号を対応するアンテナ信頼度比に基づいて重み付けして合成することを特徴とするものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載の無線通信装置において、
前記判定部は、
前記複数のアンテナの各々の受信信号に対して離散フーリエ変換を行ってインパルス系列を算出する算出部を備え、
前記算出部で算出されたインパルス系列における、到来主波と到来遅延波との利得比、および、到来主波と最後の到来遅延波との時間差に基づいて、遅延波の有無を判定する、
ことを特徴とするものである。

請求項４に係る発明は、請求項３に記載の無線通信装置において、
前記判定部は、
前記算出部で算出されたインパルス系列における、前記利得比および前記時間差が、それぞれの閾値未満の場合には、遅延波無しと判定し、
前記利得比または前記時間差の少なくとも一つが対応する閾値以上の場合には、遅延波有りと判定する、
ことを特徴とするものである。

本発明によれば、複数のアンテナの受信電力を、遅延波の有無に応じて、異なるアルゴリズムに従って合成するようにしたので、遅延波の有無に適したアルゴリズムで合成することができる。したがって、受信アンテナが少なくても、マルチパスフェージングの影響を低減して、常に安定した受信状態を確保することが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係る無線通信装置の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。この無線通信装置は、複数のアンテナ１１−１〜１１−Ｍと、アンテナ１１−１〜１１−Ｍの受信信号を処理する受信部１２−１〜１２−Ｍと、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力をダイバーシティ合成する合成部１３と、合成された合成受信信号を復号する復号部１４と、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力に基づいて遅延波の有無を判定する判定部１５と、判定部１５による判定結果に応じて合成部１３における合成処理を制御する制御部１６とを備える。

本実施の形態は、遅延波の有無を判定する判定部１５による判定結果に応じて、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力を異なるアルゴリズムに従って合成するように、合成部１３を制御部１６により制御する。具体的には、判定部１５により遅延波が無いと判定された場合には、第１のアルゴリズムとして、図９において説明した公知のＭＭＳＥに従って合成し、判定部１５により遅延波が有ると判定された場合には、ＭＭＳＥとは異なる第２のアルゴリズムに従って合成する。

ここで、第２のアルゴリズムとしては、上述した公知のＭＲＣを採用することもできるが、本実施の形態では、アンテナ１１−１〜１１−Ｍに対応する受信部１２−１〜１２−Ｍの受信電力に基づくアンテナ合成振幅と、各アンテナに対応する受信部の受信電力の振幅とに基づいて、アンテナ毎のアンテナ信頼度比を算出し、各アンテナに対応する受信部の受信信号を対応するアンテナ信頼度比に基づいて重み付けして合成して合成受信信号を生成する。

このため、合成部１３には、受信部１２−１〜１２−Ｍに対応する等化器２１−１〜２１−Ｍと、合成重み生成回路２２と、合成回路２３と、等化器２４とを設けると共に、等化器２１−１〜２１−Ｍをバイパスする入力側の切替スイッチ２６−１〜２６−Ｍおよび出力側の切替スイッチ２７−１〜２７−Ｍと、合成重み生成回路２２の合成回路２３へのアンテナ信頼度比の出力ラインを接離するオン・オフスイッチ２８と、等化器２４をバイパスする入力側の切替スイッチ２９および出力側の切替スイッチ３０と、等化器２４の復号部１４への信頼度情報の出力ラインを接離するオン・オフスイッチ３１とを設ける。

また、判定部１５には、図２に機能ブロック図を示すように、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力をそれぞれ離散フーリエ変換する離散フーリエ変換（ＤＦＴ：discrete Fourier transform）回路４１−１〜４１−Ｍと、これらＤＦＴ回路４１−１〜４１−Ｍの出力から受信信号のインパルス系列を算出するインパルス応答検出回路４２と、このインパルス応答検出回路４２の出力に基づいて遅延波の有無を判定する判定回路４３とを設ける。

本実施の形態では、判定回路４３において、インパルス応答検出回路４２から得られるインパルス系列に基づいて、最初に到来する到来主波と、その後に到来する各到来遅延波との利得比、および、到来主波から最後の到来遅延波までの時間差を算出し、これら利得比および時間差に基づいて、遅延波の有無を判定し、その結果を図１に示す制御部１６に出力する。

例えば、インパルス応答検出回路４２において、図３に示すように、利得Ａの到来主波と、利得Ａ′の到来遅延波と、到来主波から時間差ｄｔで到来した利得Ａ″の最後の到来遅延波とを有するインパルス系列が算出された場合には、判定回路４３において、到来主波と各到来遅延波との利得比Ａ′／ＡおよびＡ″／Ａを算出して、それらの利得比と所定の閾値Ｃとをそれぞれ比較するとともに、時間差ｄｔと所定の閾値Ｔとを比較する。その結果、Ａ′／Ａ＜Ｃ、Ａ″／Ａ＜Ｃ、ｄｔ＜Ｔの場合には、「遅延波無し」と判定し、少なくとも一つの利得比が閾値Ｃ以上、あるいは時間差ｄｔが閾値Ｔ以上の場合には、「遅延波有り」と判定する。なお、利得比の閾値Ｃおよび時間差の閾値Ｔは、フレームエラー（ＦＥＲ）特性のシミュレーション結果等に基づいて適宜設定しておく。

したがって、本実施の形態において、判定部１５は、ＤＦＴ回路４１−１〜４１−Ｍおよびインパルス応答検出回路４２を含んで算出部を構成している。

図１において、制御部１６は、判定部１５からの判定結果が、「遅延波無し」の場合には、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力を、等化器２１−１〜２１−Ｍをバイパスして合成回路２３に直接供給するように、切替スイッチ２６−１〜２６−Ｍおよび切替スイッチ２７−１〜２７−Ｍを制御するとともに、オン・オフスイッチ２８をオフにして、合成重み生成回路２２から合成回路２３へのアンテナ信頼度比の出力ラインを遮断する。さらに、合成回路２３の出力を、等化器２４を経て復号部１４に供給するように、切替スイッチ２９および切替スイッチ３０を制御するとともに、オン・オフスイッチ３１をオンにして、等化器２４から復号部１４に信頼度情報を供給するように制御する。これにより、合成回路２３において、ＭＭＳＥに基づいて合成受信信号を生成する。

これに対し、判定部１５からの判定結果が、「遅延波有り」の場合には、制御部１６は、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力を対応する等化器２１−１〜２１−Ｍを経て合成回路２３に供給するように、切替スイッチ２６−１〜２６−Ｍおよび切替スイッチ２７−１〜２７−Ｍを制御するとともに、合成回路２３の出力を、等化器２４をバイパスして復号部１４に供給するように、切替スイッチ２９および切替スイッチ３０を制御する。さらに、オン・オフスイッチ２８をオンにして、合成重み生成回路２２から合成回路２３にアンテナ信頼度を供給するように制御するとともに、オン・オフスイッチ３１はオフとして、等化器２４から復号部１４への信頼度情報の出力ラインを遮断する。これにより、合成回路２３において、アンテナ信頼度比に基づいて合成受信信号を生成する。

図４は、本実施の形態の無線通信装置による受信動作の概略を示すフローチャートである。先ず、判定部１５において、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力に基づいて、上述したようにして遅延波の有無を判定し、その結果を制御部１６に供給する（ステップＳ１）。制御部１６は、判定部１５からの判定結果を判別し（ステップＳ２）、その結果、「遅延波無し」の場合には、ＭＭＳＥに基づいて合成受信信号を生成するように合成部１３を制御し（ステップＳ３）、「遅延波有り」の場合には、アンテナ信頼度比に基づいて合成受信信号を生成するように合成部１３を制御する（ステップＳ４）。その後、ステップＳ３またはステップＳ４で生成された合成受信信号は、復号部１４において復号処理を実行して、誤り訂正して復号する（ステップＳ５）。

次に、「遅延波有り」の場合のアンテナ信頼度比による合成処理について説明する。この場合、合成部１３は、制御部１６により、図５に示すように構成して、アンテナ１１−１〜１１−Ｍで受信した到来信号を、対応する受信部１２−１〜１２−Ｍで受信処理してＡ／Ｄ変換し、これら受信部１２−１〜１２−Ｍの出力信号を、合成部１３の対応する等化器２１−１〜２１−Ｍに供給する。

ここで、アンテナ１１−１〜１１−Ｍで受信される到来信号は、無線空間でのマルチパス環境の影響により、その振幅および位相が変動している。本実施の形態では、受信部１２−１〜１２−Ｍの出力を、対応する等化器２１−１〜２１−Ｍに供給することにより、受信系路毎に、到来信号に挿入されたトレーニングシーケンスやパイロットシンボルといった既知信号を用いて、到来信号の振幅および位相の変動を補償するチャネル推定および等化補償を独立して行って、アンテナ毎の信頼情報（受信電力）と等化補償後のアンテナ毎の受信信号とを生成する。

等化器２１−１〜２１−Ｍで生成した対応するアンテナの信頼情報は、合成重み生成回路２２に供給し、対応するアンテナの等化補償後の受信信号は、合成回路２３に供給する。合成重み生成回路２２は、入力されたアンテナ毎の信頼情報に基づいて、アンテナ合成振幅を算出とともに、その算出したアンテナ合成振幅とアンテナ毎の信頼情報とに基づいて、アンテナ毎のアンテナ信頼度比を算出し、その算出した各アンテナ信頼度比を合成重み比として合成回路２３に供給する。

合成回路２３は、等化器２１−１〜２１−Ｍからの等化補償後の受信信号を、合成重み生成回路２２からのアンテナ毎のアンテナ信頼度比（合成重み比）に基づいて重み付けして合成して合成受信信号を生成し、その合成受信信号を、等化器２４をバイパスして復号部１４に供給し、ここで誤り訂正して復号して、その結果を出力する。

以下、通信方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用してマルチキャリア変調方式の無線通信を行う場合を例にとって、「遅延波有り」の場合の合成処理について、さらに詳細に説明する。

図６は、ＯＦＤＭ方式におけるパイロット配置の一例を示す図である。この例では、周波数軸方向（ｆ）に１４シンボル（すなわち、１４サブキャリア）で、時間軸方向（ｔ）に４シンボルの１４×４シンボルについて、サブキャリアインデックス１，１３のＯＦＤＭシンボルインデックス２，４と、サブキャリアインデックス５，９のＯＦＤＭシンボルインデックス１，３とに、それぞれパイロットを割り当てた場合を示している。

本実施の形態は、等化器２１−１〜２１−Ｍの各々において、先ず、パイロットのチャネル特性を推定し、その後、推定したチャネル特性を時間軸方向にあるデータシンボルに補間し、周波数軸方向では補間されたチャネル特性および周波数軸方向にあるパイロットのチャネル特性を用いて、周波数軸方向にあるデータシンボルにチャネル特性を補間する。

このため、先ず、パイロットを抽出して、下記（１）式により、抽出したパイロットのチャネルの伝達特性を推定（算出）する。

上記（１）式において、周波数応答情報Ｃ_f,t（ａ）およびＡ_f,t（ａ）は、下記（２）式により算出する。

以上のようにして、各パイロットのチャネル特性を推定したら、次に、時間軸方向における順次のパイロットのチャネル特性を用いて、下記（３）式により、時間軸方向のデータシンボルのチャネル特性を線形補間する。

その後、時間軸方向において推定したパイロットのチャネル特性およびデータシンボルに補間したチャネル特性を用いて、下記（４）式により、周波数軸方向のデータシンボルのチャネル特性を線形補間する。

以上のようにして、各データシンボルのチャネル特性を推定したら、その推定結果を用いて、データシンボルの受信信号を、下記（５）式によりチャネル等化して、合成回路２３へ供給する。

また、等化器２１−１〜２１−Ｍは、下記（６）式により、対応するアンテナのシンボル単位の信頼情報である受信電力を計算して、その結果を合成重み生成回路２２へ供給する。

合成重み生成回路２２は、等化器２１−１〜２１−Ｍからのアンテナ毎の信頼情報（受信電力）に基づいて、下記（７）式によりアンテナ合成振幅を算出し、その算出したアンテナ合成振幅とアンテナ毎の受信電力の振幅とに基づいて、下記（８）式により、合成重み比であるアンテナ毎のアンテナ信頼度比を算出し、これら算出したアンテナ毎のアンテナ信頼度比を合成回路２３に供給する。

合成回路２３は、上記（５）式に示した等化器２１−１〜２１−Ｍからの等化補償後の受信信号を、上記（８）式に示した合成重み生成回路２２からの対応するアンテナのアンテナ信頼度比を用いて、下記（９）式により重み付けしてダイバーシティ合成して合成受信信号を生成し、その生成した合成受信信号を復号部１４に供給して、該復号部１４において誤り訂正して復号する。

次に、「遅延波無し」の場合のＭＭＳＥによる合成処理について説明する。この場合、合成部１３は、制御部１６により、図７に示すように構成して、図９において説明したと同様に、先ず、アンテナ１１−１〜１１−Ｍで受信した到来信号を、対応する受信部１２−１〜１２−Ｍで受信処理してＡ／Ｄ変換し、これら受信部１２−１〜１２−Ｍの出力信号を、合成回路２３において、到来信号に挿入されたトレーニングシーケンスやパイロットシンボルといった既知信号を用いて位相を補正する一次等化処理を行って、合成受信電力が最大になるようにＭＭＳＥに基づいてダイバーシティ合成して合成受信信号を生成する。

その後、等化器２４において、既知情報信号の振幅に基づいて合成受信信号を二次等化処理して、復号部１４に供給し、該復号部１４において、等化器２４による合成受信信号の二次等化処理過程で生成される信頼度情報（合成電力）を利用して、合成受信信号に対して誤り訂正処理を行って、その復号結果を出力する。

したがって、本実施の形態においては、合成回路２３および等化器２４を含んで第１合成部を構成しており、等化器２１−１〜２１−Ｍ、合成重み生成回路２２および合成回路２３を含んで第２合成部を構成している。

図８は、本実施の形態の無線通信装置により合成受信信号を生成して復号処理した場合のＦＥＲ特性のシミュレーション結果を示すもので、図８（ａ）はアンテナ信頼度比により合成受信信号を生成した場合のシミュレーション結果を示しており、図８（ｂ）はＭＭＳＥにより合成受信信号を生成した場合のシミュレーション結果を示している。なお、シミュレーション条件は、受信アンテナは２本とし、遅延波モデルはＩＴＵ−Ｒ Ｍ．１２２５に定義されたＶｅｈｉｃｕｌａｒ−Ａ を使用した。この遅延波モデルによる遅延時間、すなわち到来主波と最後の到来遅延波との時間差ｄｔは、２．４μsec程度である。また、このときの移動速度は、１２０（ｋｍ／ｈ）である。通信方式は、ＯＦＤＭ方式として、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの変調方式によるＦＥＲ特性をシミュレーションした。なお、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの符号化率は、１／２，３／４，５／６とした。

図８から明らかなように、時間差ｄｔが２．４μsec程度と大きい場合には、図８（ｂ）に示すＭＭＳＥの場合には、特に、高いＳＩＮＲを必要とする１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの変調方式においては、ＦＥＲ特性の劣化が大きくなる。これに対し、図８（ａ）に示すアンテナ信頼度比の場合には、安定した受信状態を維持することができる。したがって、時間差ｄｔが２．４μsecの場合には、アンテナ信頼度比により合成受信信号を生成するように、時間差ｄｔの閾値Ｔを設定する。

以上のように、本実施の形態においては、判定部１５において、「遅延波有り」と判定された場合には、複数のアンテナ１１−１〜１１−Ｍの各々に対応する受信電力、すなわちエンベロープ情報に基づいて、合成重み生成回路２２において合成重み比であるアンテナ毎のアンテナ信頼度比を算出し、その算出した各アンテナ信頼度比に基づいて、合成回路２３において、対応するアンテナ１１−１〜１１−Ｍの受信信号を重み付けしてダイバーシティ合成するようにしたので、受信アンテナが少ない場合でも、遅延到来波を伴うマルチパスフェージングの影響を低減して、安定した受信状態を維持することができる。

また、判定部１５において、「遅延波無し」と判定された場合には、アンテナ１１−１〜１１−Ｍの受信信号をＭＭＳＥにより重み付けしてダイバーシティ合成するようにしたので、ＭＭＳＥによる雑音除去効果によって、一定のＳＮＲ値を得ることができ、安定した受信状態を維持することが可能となる。

なお、本発明は、上記実施の形態にのみ限定されるものではなく、幾多の変形または変更が可能である。例えば、上記実施の形態において、アンテナ信頼度比により合成受信信号を生成する場合には、合成重み生成回路２２で算出したアンテナ合成振幅を、復号部１４においてシンボル位置の判定に用いて復号処理することもできる。このようにすれば、復号処理のフェージング耐久性を、さらに改善することができる。また、ＭＭＳＥにより合成受信信号を生成する場合でも、例えば、アンテナ合成振幅を算出して復号部１４に供給することにより、等化器２４からの信頼度を補正して復号処理することもできる。この場合も、復号処理のフェージング耐久性をさらに改善することができる。

さらに、複数のアンテナの受信信号を合成する第１のアルゴリズムは、ＭＭＳＥに限らず、他の公知のアルゴリズムを適用することができる。同様に、第２のアルゴリズムについても、上述したアンテナ信頼度比を求めて合成する方法に限らず、他の公知のアルゴリズム、例えば、公知のＭＲＣを適用して合成することもできる。また、本発明は、無線状況に応じて変調方式を切り替える適応変調方式を採用する無線通信装置にも適用することができるとともに、この場合には、適用する変調方式に応じて、到来主波と各到来遅延波との利得比の閾値Ｃ、および到来主波から最後の到来遅延波までの時間差の閾値Ｔを設定することもできる。さらに、本発明は、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア変調方式に限らず、複数のアンテナの受信信号をダイバーシティ合成する無線通信装置に広く適用することができる。

本発明の一実施の形態に係る無線通信装置の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。 図１に示した判定部の概略構成を示す機能ブロック図である。 図２に示したインパルス応答検出回路で算出されるインパルス系列の一例を示す図である。 図１に示した無線通信装置による受信動作の概略を示すフローチャートである。 「遅延波有り」の場合の図１に示す合成部の構成を示す機能ブロック図である。 図１に示した無線通信装置の一例の動作を説明するためのＯＦＤＭ方式におけるパイロット配置例を示す図である。 「遅延波無し」の場合の図１に示す合成部の構成を示す機能ブロック図である。 図１に示した無線通信装置により異なる合成法で生成した合成受信信号のＦＥＲ特性のシミュレーション結果を比較して示す図である。 従来の無線通信装置の要部の概略構成を示す機能ブロック図である。

符号の説明

１１−１〜１１−Ｍ アンテナ
１２−１〜１２−Ｍ 受信部
１３ 合成部
１４ 復号部
１５ 判定部
１６ 制御部
２１−１〜２１−Ｍ 等化器
２２ 合成重み生成回路
２３ 合成回路
２４ 等化器
２６−１〜２６−Ｍ，２７−１〜２７−Ｍ，２９，３０ 切替スイッチ
２８，３１ オン・オフスイッチ
４１−１〜４１−Ｍ 離散フーリエ変換（ＤＦＴ）回路
４２ インパルス応答検出回路
４３ 判定回路

Claims (4)

1. 複数のアンテナを有し、これら複数のアンテナの受信信号をダイバーシティ合成する無線通信装置において、
   前記複数のアンテナの受信電力を第１のアルゴリズムに従って合成する第１合成部と、
   前記複数のアンテナの受信電力を前記第１のアルゴリズムとは異なる第２のアルゴリズムに従って合成する第２合成部と、
   前記受信信号から遅延波の有無を判定する判定部と、
   前記判定部による判定結果に応じて、前記第１合成部または前記第２合成部の一方を選択して、前記複数のアンテナの受信電力を合成するように制御する制御部と、
   を備え、
   前記第１合成部は、前記判定部で遅延波無しと判定された場合に適用され、前記複数のアンテナの受信信号を最小平均二乗誤差法により重み付けして合成するものであり、
   前記第２合成部は、前記判定部で遅延波有りと判定された場合に適用され、前記複数のアンテナの受信電力に基づく合成重み比を算出して、該算出した合成重み比に基づいて、前記複数のアンテナの受信信号を重み付けして合成するものである、
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記合成重み比は、前記複数のアンテナの受信電力のアンテナ合成振幅と、各アンテナの受信電力の振幅とに基づいて、アンテナ毎のアンテナ信頼度比として算出し、各アンテナの受信信号を対応するアンテナ信頼度比に基づいて重み付けして合成することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記判定部は、
   前記複数のアンテナの各々の受信信号に対して離散フーリエ変換を行ってインパルス系列を算出する算出部を備え、
   前記算出部で算出されたインパルス系列における、到来主波と到来遅延波との利得比、および、到来主波と最後の到来遅延波との時間差に基づいて、遅延波の有無を判定する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の無線通信装置。
4. 前記判定部は、
   前記算出部で算出されたインパルス系列における、前記利得比および前記時間差が、それぞれの閾値未満の場合には、遅延波無しと判定し、
   前記利得比または前記時間差の少なくとも一つが対応する閾値以上の場合には、遅延波有りと判定する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。

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