WO2018225708A1

WO2018225708A1 - 等化器、受信装置及び受信方法

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Publication number: WO2018225708A1
Application number: PCT/JP2018/021491
Authority: WO
Inventors: 竜滋善久
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2017-06-06
Filing date: 2018-06-05
Publication date: 2018-12-13
Also published as: US11153130B2; JP6954349B2; JPWO2018225708A1; US20200162291A1

Abstract

ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送において、実装コストと受信品質の両立を実現する等化器を提供する。等化器は、同一周波数帯及び時刻にて、Ｍ本の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの送信信号を受信する、Ｎ本の受信アンテナと接続可能であり、Ｎ本の受信アンテナそれぞれから、サンプリング周期ＴによりサンプリングされたＬ個の信号を入力する。等化器は、第１の選択部と、第２の選択部と、を備える。第１の選択部は、Ｎ本の受信アンテナそれぞれについて、第１のタップ係数と乗算する信号として、Ｌ個の信号からＫ個の信号を選択する。第２の選択部は、Ｎ本の受信アンテナそれぞれの同一サンプル周期における信号をタップ係数と乗算し加算することで得られるＬ個の信号から、第２のタップ係数と乗算するＬ－Ｋ個の信号を選択する。

Description

等化器、受信装置及び受信方法

　［関連出願についての記載］
　本発明は、日本国特許出願：特願２０１７－１１１４６３号（２０１７年６月６日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
　本発明は、等化器、受信装置及び受信方法に関する。特に、同一の周波数帯及び時刻にてＭ（Ｍは２以上の整数）本のアンテナから送信されたシングルキャリア（ＳＣ；Single Carrier）の送信信号を、Ｎ（Ｎは２以上の整数）本のアンテナで受信した受信信号に対し、適応等化アルゴリズムによる復調処理を行う多入力多出力（ＭＩＭＯ；Multiple Input and Multiple Output）に対応する、等化器、受信装置及び受信方法に関する。

　スマートフォン、ＩｏＴ（Internet Of Things）デバイス等の普及に伴い、通信トラフィックは日々増加している。通信トラフィックの増加は今後も続くと予想されており、端末と基地局間の通信を始めとする大容量・高速伝送が求められている。

　上記のような背景から、次世代移動体通信システム（５Ｇ）の研究開発が世界各国で行われている。次世代移動体通信システム（５Ｇ）における一つのターゲットは、過密エリアにおける通信トラフィックの混雑緩和であり、数十メートル間隔での基地局配置が検討されている。次世代移動体通信システム（５Ｇ）によって端末－基地局間通信の大容量・高速伝送が行われれば、それを支える基地局－基地局間通信であるフロントホール・バックホール（ＦＨ；Fronthaul、ＢＨ；Backhaul）の大容量化も必要になる。

　既存の光ファイバーを用いた有線ＦＨ・ＢＨは、大容量・高速伝送に適するものであるが設置の自由度が低いという問題がある。そのため、通信トラフィックが過密するエリアに十分な数の有線ＦＨ・ＢＨを施工できない場合には、設置の自由度が高い無線ＦＨ・ＢＨとの併用が求められる。

　一方で、無線ＦＨ・ＢＨは、大容量・高速伝送の点において問題がある。

　無線ＦＨ・ＢＨでは、ＳＣ－Ｓｉｎｇｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ（ＳＣ－ＳＩＳＯ）伝送が利用されており、超多値変調及び広帯域化による大容量化が押し進められてきた。しかし、それらの技術による性能向上は限界に達しつつあり、次世代移動体通信システム（５Ｇ）にて要求される飛躍的な大容量化を達成することは困難な状況にある。

　そこで、次世代の無線ＦＨ・ＢＨでは、多重化技術の導入が検討されており、従来のＳＣ－ＳＩＳＯ伝送を拡張した、ＳＣ－Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）伝送が検討され始めている。

　ここで、ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送における問題の一つは、同一チャネル間干渉（ＣＣＩ：Co-channel Interference）と符号間干渉（ＩＳＩ：Intersymbol Interference）が混在するために受信品質が劣化することである。そこで、受信品質の劣化を補償するため、受信機は等化器を備えることが必要となる。

　例えば、Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ（ＭＭＳＥ）規範に従う時間領域の線形等化器では、受信アンテナからの入力信号であるサンプリングされた信号とタップ係数をそれぞれ乗算した信号を加算することで、元の送信信号を推定する。タップ係数は、送信信号と上記推定信号の二乗誤差が最小になるように決定される。その際、線形等化器の実装コストは乗算器の数に依存することから、結果的にタップ係数の数に依存することとなる。

　一方で、タップ係数の数が多いほど、等化器の性能は向上する傾向にある。従って、ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送にて使用される等化器には、タップ係数の数に依存した受信品質と実装コストのトレードオフが存在するといえる。

　タップ係数の決定方法は、いくつかあるが、ここでは、等化器が通信路及び送受信装置における時間変動に追随できるように、適応等化アルゴリズムによって逐次更新されるとする。

　ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送において、適応等化アルゴリズムを用いた時間領域の線形等化器は、非特許文献１に開示された技術（以下、第１の等化技術と表記する）を用いるものと、非特許文献２に開示された技術（以下、第２の等化技術と表記する）を用いるものの２種類に大別される。

T. Ingason and H. Liu, "Line-of-Sight MIMO For Microwave Links Adaptive Dual Polarized and Spatially Separated Systems," Master’s thesis, Chalmers University of Technology, 2009. R. Kohno, "Spatial and Temporal Communication Theory Using Adaptive Antenna Array," IEEE Personal Communications, pp.28-35, Feb. 1998.

　上述の第１及び第２の等化技術による等化器への入力信号は、受信信号をサンプリング周期Ｔでサンプリングした信号とし、以下の説明を行う。また、等化器に入力するサンプリングした信号の数をＬ（Ｌは１以上の整数）とする。

　第１の等化技術では、Ｎ本の受信アンテナからＬ個の信号をそれぞれ入力信号とした場合、それぞれの入力信号に対してタップ係数を乗算し加算することで、送信信号を推定する。そのため、第１の等化技術において、タップ係数の数はＮ×Ｌ個必要である。

　一方で、第２の等化技術では、ＣＣＩとＩＳＩをそれぞれ独立して補償するという仮定（以下、独立補償の仮定と表記する）に従う等化器である。つまり、第２の等化技術による等化器は、前段にてＣＣＩの補償を行い、後段にてＩＳＩの補償を行う構成の等化器である。より詳細には、第２の等化技術では、始めの前段にて、Ｎ本の受信アンテナからそれぞれ入力した信号に対してタップ係数を乗算し加算することで、一つの信号を生成する。その後、後段にて、上記生成した信号（Ｌ個の信号）に対してタップ係数を乗算し、加算することで、送信信号を推定する。従って、第２の等化技術において、必要なタップ係数の数は、Ｎ＋Ｌ個となる。

　通常、ＬはＮより大きいため、第２の等化技術における等化器の実装コストは第１の等化技術による等化器より低いといえる。一方で、独立補償の仮定が存在するため、第２の等化技術を用いた場合の受信品質は、第１の等化技術を用いた場合の受信品質よりも低いといえる。

　さらに、ハードウェア（ＨＷ；Hardware）実装又はソフトウェア（ＳＷ；Software）実装により等化器を実現する場合、受信アンテナの数が増加すると第１及び第２の等化技術間の実装コストの差が大きくなる。より具体的には、受信アンテナの数がある一定以上になると、第１の等化技術による実装コストがＨＷ又はＳＷ実装可能なリソースを上回り、第２の等化技術による等化器が実装可能な選択肢として残る状況となる。

　第２の等化技術による等化器を実装する場合、第１の等化技術による等化器よりも実装コストが低いことから、ＨＷまたはＳＷのリソースに余剰がある場合が想定される。第２の等化技術は、独立補償の仮定によって受信品質が低くなるため、ＨＷまたはＳＷ実装において許容されるリソースをより多く割り当てることで受信品質の向上が期待される。

　本発明は、ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送において、実装コストと受信品質の両立を実現することに寄与する、等化器、受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。

　本発明の第１の視点によれば、同一周波数帯及び時刻にて、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの送信信号を受信する、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナと接続可能であり、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれから、サンプリング周期ＴによりサンプリングされたＬ（Ｌは１以上の整数）個の信号を入力し、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれについて、第１のタップ係数と乗算する信号として、前記Ｌ個の信号からＫ（Ｋは１以上でありＬより小さい整数）個の信号を選択する、第１の選択部と、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれの同一サンプル周期における信号をタップ係数と乗算し加算することで得られるＬ個の信号から、第２のタップ係数と乗算するＬ－Ｋ個の信号を選択する、第２の選択部と、備える、等化器が提供される。

　本発明の第２の視点によれば、上記等化器を含む受信装置が提供される。

　本発明の第３の視点によれば、同一周波数帯及び時刻にて、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの送信信号を受信する、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナと接続可能であり、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれから、サンプリング周期ＴによりサンプリングされたＬ（Ｌは１以上の整数）個の信号を入力する等化器において、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれについて、第１のタップ係数と乗算する信号として、前記Ｌ個の信号からＫ（Ｋは１以上でありＬより小さい整数）個の信号を選択し、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれの同一サンプル周期における信号をタップ係数と乗算し加算することで得られるＬ個の信号から、第２のタップ係数と乗算するＬ－Ｋ個の信号を選択することを含む、受信方法が提供される。

　本発明の各視点によれば、ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送において、実装コストと受信品質の両立を実現することに寄与する、等化器、受信装置及び受信方法が提供される。

一実施形態の概要を説明するための図である。第１の実施形態に係る無線通信システムの概略構成を示す図である。第１の実施形態に係る受信装置の内部構成の一例を示す図である。第１の等化技術による等化器の内部構成の一例を示すブロック図である。第２の等化技術による等化器の内部構成の一例を示すブロック図である。第１及び第２の等化技術による中間的な等化器の内部構成の一例を示すブロック図である。第１及び第２の等化技術による中間的な等化器の内部構成の一例を示すブロック図である。第１及び第２の等化技術による中間的な等化器の内部構成の一例を示すブロック図である。第１の実施形態に係る等化器の内部構成の一例を示すブロック図である。図６～図９に示す等化器の構成に変更するための制御信号の一例を示す図である。

　初めに、一実施形態の概要について説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、この概要の記載はなんらの限定を意図するものではない。また、各図におけるブロック間の接続線は、双方向及び単方向の双方を含む。一方向矢印については、主たる信号（データ）の流れを模式的に示すものであり、双方向性を排除するものではない。さらに、本願開示に示す回路図、ブロック図、内部構成図、接続図などにおいて、明示は省略するが、入力ポート及び出力ポートが各接続線の入力端及び出力端のそれぞれに存在する。入出力インターフェイスも同様である。

　一実施形態に係る等化器１００は、同一周波数帯及び時刻にて、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの送信信号を受信する、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナと接続可能である。また、等化器１００は、Ｎ本の受信アンテナそれぞれから、サンプリング周期ＴによりサンプリングされたＬ（Ｌは１以上の整数）個の信号を入力する。等化器１００は、第１の選択部１０１と、第２の選択部１０２と、を備える（図１参照）。第１の選択部１０１は、Ｎ本の受信アンテナそれぞれについて、第１のタップ係数と乗算する信号として、Ｌ個の信号からＫ（Ｋは１以上でありＬより小さい整数）個の信号を選択する。第２の選択部１０２は、Ｎ本の受信アンテナそれぞれの同一サンプル周期における信号をタップ係数と乗算し加算することで得られるＬ個の信号から、第２のタップ係数と乗算するＬ－Ｋ個の信号を選択する。

　ここで、上記等化器１００に関する構成、動作を説明するにあたり、上述の独立補償の仮定に関して考察する。

　第１の等化技術における等化器のタップ係数に独立補償の仮定を適用すると、第２の等化技術による等化器のタップ係数のように、ＣＣＩとＩＳＩを独立に補償することを仮定したタップ係数が導かれることになる。その際、独立補償の仮定を第１の等化技術による等化器のタップ係数全てではなく、一部に適用することを考えれば、受信品質と実装コストのトレードオフにおいて、第１及び第２の等化技術の中間的な等化器が構成できることになる。つまり、第１及び第２の等化技術の中間的な等化器の実装コストは、独立補償の仮定を適用するタップ係数の数で決まる。一方で、第１及び第２の等化技術の中間的な等化器の受信品質は、独立補償の仮定を適用するタップ係数の組み合わせと通信路の状態等に応じて決まる。したがって、通信路の状態等に応じて、独立補償の仮定を適用するタップ係数の組み合わせを適宜変更可能な等化器が望ましい。

　上記観点から、等化器１００は、第１及び第２の等化技術の中間的な等化器となるように構成されている。より具体的には、第１の選択部１０１により選択される信号は第１の等化技術によるタップ係数と乗算されるものである。また、第２の選択部１０２により選択される信号は第２の等化技術によるタップ係数と乗算されるものである。このように、等化器１００は、実装コストに優れた第２の等化技術を取り込むことで実装コストの上昇を抑制している。また、等化器１００では、第１の選択部１０１や第２の選択部１０２によりタップ係数と乗算する信号を選択可能に構成されているため、例えば、通信路の状態に応じて選択する信号を切り替えることで、受信品質を良好に保つことができる。

　以上のように、本願開示は、第１及び第２の等化技術の中間的な等化器に関するものであり、例えば、通信路の状態に応じて信号を選択することで、受信品質の良好な等化器１００を提供することができる。即ち、ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送において、等化器１００は、第１及び第２の等化技術による等化器を部分的に備え、それらに入力する信号の割当を２つの選択部により変更することで、通信路の状態に応じた最適化を行う。つまり、等化器１００は、ＣＣＩ及びＩＳＩを補償する時間領域の線形等化器の性能を通信路の状態に応じて最適化する。

　以下に具体的な実施の形態について、図面を参照してさらに詳しく説明する。なお、各実施形態において同一構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。

［第１の実施形態］
　第１の実施形態について、図面を用いてより詳細に説明する。

　第１の実施形態では、ＳＣ－ＭＩＭＯ伝送におけるＣＣＩ及びＩＳＩを保証する受信装置及び受信方法を中心に説明する。本実施形態では、上記第１及び第２の等化技術による等化器を説明し、その後、これらの等化器を利用する等化器に関する説明を行う。

　図２は、第１の実施形態に係る無線通信システムの概略構成を示す図である。図２を参照すると、無線通信システムには、送信装置１０と、受信装置２０と、が含まれる。

　図２に示すように、送信装置１０は、Ｍ本の送信アンテナＴｘ＿０～Ｔｘ＿Ｍ－１（Ｍは２以上の整数）を備える。また、受信装置２０は、Ｎ本の受信アンテナＲｘ＿０～Ｒｘ＿Ｎ－１（Ｎは２以上の整数）を備える。

　Ｍ本の送信アンテナＴｘは、同一周波数帯及び時刻にて、シングルキャリアの送信信号を送信する。Ｎ本の受信アンテナＲｘのそれぞれは、送信アンテナＴｘより送信された信号を受信する。

　図３は、受信装置２０の内部構成の一例を示す図である。図３を参照すると、受信装置２０は、ＲＦ（Radio Frequency）回路２１、等化器２２、復調回路２３と、制御回路２４と、を含んで構成される。

　ＲＦ回路２１は、受信アンテナＲｘ＿０～Ｒｘ＿Ｎ－１と接続され、送信装置１０からの信号を受信する。ＲＦ回路２１は、無線信号をベースバンド信号に変換し、当該変換後の信号を等化器２２に出力する。

　等化器２２は、シングルキャリア伝送における多入力多出力が可能な受信装置２０の適応等化器である。等化器２２は、イコライザ (equalizer) とも称され、受信信号の周波数特性が最適化させるように周波数フィルタ等を適用する回路である。周波数フィルタ等が適用された信号は、復調回路２３に出力される。等化器２２は、ＲＦ回路２１を介して受信アンテナＲｘと接続されており、当該Ｎ本の受信アンテナＲｘそれぞれから、サンプリング周期ＴによりサンプリングされたＬ（Ｌは１以上の整数）個の信号を入力する。

　復調回路２３は、等化器２２から取得した信号を復調し、受信信号（受信データ）を生成する。

　制御回路２４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等に実装され、受信装置２０の全体を制御する回路である。

　なお、上述のように、本実施形態では、受信信号のサンプリング周期をＴと表記する。また、等化器２２に入力するサンプリングされた信号の数はＬとなる。以降の説明では、説明を簡略化するため、Ｎ＝２、Ｌ＝３とする。受信アンテナの数（Ｎ）を２本に限定し、サンプリングされた信号の数（Ｌ）を３個に限定する趣旨ではないことは勿論である。

［第１の等化技術による等化器］
　次に、第１の等化技術による等化器の概略を説明する。

　図４は、第１の等化技術による等化器２２ａの内部構成の一例を示すブロック図である。ここでは、図４を参照しつつ、第１の等化技術による送信信号に対する推定信号の計算を説明する。

　図４に示す等化器２２ａのｎ番目の出力ｘ_ｎは、以下のように算出される。初めに、下記の式（１）に示すように、２本（Ｎ＝２）の受信アンテナＲｘ＿０、Ｒｘ＿１から入力された３個（Ｌ＝３）の信号とそれぞれに対応したタップ係数（ｗ_ｉ、ｊ）との乗算が行われる。その後、乗算結果は加算器（Σ）２０１～２０３により足し合わせられ送信信号が推定される。なお、タップ係数（ｗ_ｉ、ｊ）のサフィックスｉは、各アンテナから入力された３つの信号に対応し、図４の例では－１、０、１となる。タップ係数（ｗ_ｉ、ｊ）のサフィックスｊは、各アンテナに対応し、図４の例では０又は１となる。

式（１）

　次に、等化器２２ａによるタップ係数の更新を説明する。

　タップ係数の更新は、推定信号（加算器２０３の出力；等化器２２ａの出力）と硬判定部２１１による判定結果（硬判定値）との差分を利用する。より具体的には、誤差信号生成部２１２は、上記差分を誤差信号として生成する。タップ係数の更新は、当該誤差信号に基づき行われる。より詳細には、当該誤差信号に対して適応等化アルゴリズムを適用することで、タップ係数の更新が行われる。なお、適応等化アルゴリズムを実行する機能モジュールは、各タップ係数（ｗ_ｉ、ｊ）に付随して実装されるものであり、図４では図示を省略している。

　適応等化アルゴリズムは、Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ（ＬＭＳ）アルゴリズム、Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ　ＬＭＳ（ＮＬＭＳ）アルゴリズム、Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　Ｌｅａｓｔ　Ｓｑｕａｒｅ（ＲＬＳ）アルゴリズム等のうちいずれかを用いるものとする。

［第２の等化技術による等化器］
　続いて、第２の等化技術による等化器の概略を説明する。

　図５は、第２の等化技術による等化器２２ｂの内部構成の一例を示すブロック図である。ここでは、図５を参照しつつ、第２の等化技術による送信信号に対する推定信号の計算を説明する。

　等化器２２ｂでは、下記の式（２）に示すように、初めに、受信アンテナＲｘ＿０、Ｒｘ＿１から入力された信号と、それぞれに対応したタップ係数（ｇ_ｊ）の乗算が行われ、乗算結果を足し合わせた信号を生成する（前段の処理）。次に、等化器２２ｂでは、当該前段の処理で足し合わせた３個の信号（Ｌ＝３）と、それぞれに対応したタップ係数（ｆ_ｉ）との乗算が行われ、乗算結果を足し合わせることで送信信号を推定している。

式（２）

なお、式（１）から式（２）への変形は下記の式（３）が成立すると仮定することで成り立つ。

式（３）

　次に、等化器２２ｂによるタップ係数の更新を説明する。

　等化器２２ｂにおいて、タップ係数は、タップ係数への入力信号と誤差信号を用いた適応等化アルゴリズムにより更新される。

　ここで、等化器２２ｂにおける後段のタップ係数（ｆ_ｉ）の更新は、等化器２２ａと同様に、推定信号（等化器２２ｂの出力）とその硬判定値との差分である誤差信号を用いて行われる。

　一方、前段のタップ係数（ｇ_ｊ）の更新は、後段と同じ誤差信号を用いて行われる場合と、前段で足し合わせた信号から誤差信号を生成して行われる場合とがある。本願開示では、誤差信号の生成方法に依らずタップ係数（ｇ_ｊ）を更新可能である。そのため、以降の説明では両者を特に区別せず、単に誤差信号を用いて前段のタップ係数（ｇ_ｊ）が更新されるとする。なお、いずれの更新方法を選択したとしても本願開示の実施に影響を与えるものではないため、詳細な説明は省略する。

［第１及び第２の等化技術の中間的な等化器］
　次に、上記第１及び第２の等化技術による等化器の存在を前提としつつ、第１の実施形態に係る等化器２２の位置づけ（意義）を説明する。

　第１の実施形態に係る等化器２２は、受信品質と実装コストのトレードオフ関係において第１及び第２の等化技術の中間的な等化器に対応する。より具体的には、等化器２２は、通信路の状態に応じてその構成（適応等化器の構成）を最適化する。このような等化器２２の意義をより分かり易くするため、第１及び第２の等化技術の中間的な等化器の構成を説明する。

　第１及び第２の等化技術の中間的な等化器は、各技術の等化器の一部を並列接続した等化器と捉えることができる。より具体的には、サンプリング周期Ｔにおいて、第１の等化技術の一部とは、アンテナ数Ｎ、時間方向のタップ係数Ｋ（Ｋは１以上でありＬより小さい整数）個を備える構成である。また、第２の等化技術の一部とは、アンテナ数Ｎ、時間方向のタップ係数Ｌ－Ｋ個を備える構成である。ここで、Ｎ＝２、Ｌ＝３、Ｋ＝１とすれば、図６～図８に示すような３つの中間的な等化器２２ｃ１～２２ｃ３が考えられる。

　図６～図８の各図において、送信信号の推定は下記の式（４）～（６）により示される。

式（４）

式（５）

式（６）

　図６～図８に示す等化器それぞれの違いは、第２の等化技術におけるタップ係数への独立補償の仮定の適用範囲が異なることである。

　第２の等化技術による等化器を前提としてｎ番目の送信信号を推定する場合、図６に示す等化器２２ｃ１では、ｎ－１番目の受信信号（ｙ_{ｎ－１、０}、ｙ_{ｎ－１、１}）に対応するタップ係数に与えられていた独立補償の仮定が緩和されている。

　図７に示す等化器２２ｃ２では、ｎ番目の受信信号（ｙ_ｎ、０、ｙｎ、１）に対応するタップ係数に与えられていた独立補償の仮定が緩和されている。

　図８に示す等化器２２ｃ３では、ｎ＋１番目の受信信号（ｙ_{ｎ＋１、０}、ｙ_{ｎ＋１、１}）に対応するタップ係数に与えられていた独立補償の仮定が緩和されている。

　ここで、図６～図８の各図に示す等化器の実装コストは、タップ係数の数が同じであるため同一といえる。しかし、各等化器の受信品質は通信路の状態に依存する。従って、図６～図８のいずれか一つの構成で等化器を実装してしまうと、実装コストは同じであっても他の構成の方が受信品質として優れる場合があり得る。

　上記のような状況から、第１の実施形態に係る等化器２２は、通信路の状態に応じて受信品質を最大化する構成に切り替え可能に構成されている。

［第１の実施形態に係る等化器］
　続いて、第１の実施形態に係る等化器２２の構成を説明する。

　上述のように、第１の実施形態に係る等化器２２は、第１及び第２の等化技術による等化器の一部を並列接続した等化器と捉えることができる。

　図９は、第１の実施形態に係る等化器２２の内部構成の一例を示すブロック図である。

　第１の等化技術による等化器の一部とは、アンテナ数Ｎ、時間方向のタップ係数をＫ個備える構成である。図９の例では、点線で囲まれた領域３０１が第１の等化技術による等化器の一部である。領域３０１には、アンテナ数Ｎと同じ数の信号列が２系統存在し、時間方向のタップ数は１（Ｋ＝１）である。

　第２の等化技術による等化器の一部とは、アンテナ数Ｎ、時間方向のタップ係数をＬ－Ｋ個備える構成である。図９の例では、一点鎖線で囲まれた領域３０２が第２の等化技術による等化器の一部である。領域３０２では、時間方向のタップ数は２（Ｌ－Ｋ＝３－１＝２）である。

　なお、引き続き、サンプリング周期はＴとして、図９を説明する。また、図６～図８に示す等化器２２ｃ１～２２ｃ３と対応させるため、Ｎ＝２、Ｌ＝３、Ｋ＝１とした場合の等化器２２の構成を図９に示す。

　図９に示す等化器２２は、タップ係数へ入力する信号の割当を切り替えることで、複数の等化器の構成を実質的に切り替える機能を有する。

　等化器２２は、当該機能（タップ係数へ入力する信号の割当を切り替え）を実現するために３つのモジュールを備える。具体的には、等化器２２は、第１の入力選択部２２１と、第２の入力選択部２２２と、制御信号生成部２２３と、受信品質計算部２２４と、を備える。

　初めに、第１及び第２の入力選択部による構成変更について説明する。

　第１の入力選択部２２１に入力される信号セットは、受信アンテナＲｘ＿０、Ｒｘ＿１からの入力であるサンプリングされた信号セットであり、｛ｙ_{ｎ－１、０}、ｙ_{ｎ－１、１}｝、｛ｙ_ｎ、０、ｙ_ｎ、１｝、｛ｙ_{ｎ＋１、０}、ｙ_{ｎ＋１、１}｝のように表せる。第１の入力選択部２２１は、上記の信号セットの中から、第１の等化技術のタップ係数（ｗ_０、０、ｗ_０、１）と乗算する信号セットを制御信号に従い選択する。なお、上述のように、第１の入力選択部２２１は、アンテナからの信号セットに応じて設けられるものである。図９の例では２つの信号セットが存在するため、同図において、第１の入力選択部２２１－１と第１の入力選択部２２１－２の２つを図示している。これら２つの第１の入力選択部２２１は同一の構成とすることができる。

　このように、第１の入力選択部２２１は、Ｎ本の受信アンテナそれぞれについて、タップ係数（ｗ）と乗算する信号として、Ｌ個の信号からＫ個の信号を選択する。なお、第１の入力選択部２２１による信号の選択は、制御信号生成部２２３から供給される制御信号に基づき行われる。

　第２の入力選択部２２２に入力される信号ｚ_ｎは、第２の等化技術の前段のタップ係数とアンテナからの入力であるサンプリングされた信号との乗算を行った後の信号に対応するものであり、下記の式（７）～（９）のように表せる。

式（７）

式（８）

式（９）

　第２の入力選択部２２２は、Ｎ本の受信アンテナそれぞれの同一サンプル周期における信号をタップ係数と乗算し加算することで得られるＬ個の信号から、タップ係数（ｆ）と乗算するＬ－Ｋ個の信号を選択する。第２の入力選択部２２２による信号の選択は、制御信号生成部２２３から供給される制御信号に基づき行われる。このように、第２の入力選択部２２２は、制御信号生成部２２３からの制御信号により、Ｌ個の信号の中から、第２の等化技術の後段のタップ係数（ｆ）と乗算する信号を制御信号に従い選択する。

　次に、第１及び第２の入力選択部に供給される制御信号を説明する。

　制御信号生成部２２３は、第１の入力選択部２２１及び第２の入力選択部２２２それぞれに供給する制御信号を生成する。より具体的には、制御信号生成部２２３は、Ｌビットの信号を制御信号として生成する。図９の例では、３ビットの制御信号が生成される。

　第１の入力選択部２２１及び第２の入力選択部２２２は、Ｌビットの制御信号をそれぞれに排他的に利用し、信号の選択を行う。ここでは、上記Ｌビットの制御信号により、等化器２２の構成を、図６に示す等化器２２ｃ１の構成に切り替える場合について具体的に説明する。

　第１の入力選択部２２１は、タップ係数への入力を「１」、タップ係数への非入力を「０」として３ｂｉｔの制御信号を解釈する。一方、第２の入力選択部２２２は、タップ係数への入力を「０」、非入力を「１」として３ｂｉｔの制御信号を解釈する。

　従って、制御信号が「１００」の場合、第２の入力選択部２２２は、式（８）のｚ_ｎと式（９）のｚ_ｎ＋１をタップ係数（ｆ）への入力として選択する。一方、第１の入力選択部２２１は、上記３ビットの制御信号により、｛ｙ_{ｎ－１、０}、ｙ_{ｎ－１、１}｝をタップ係数（ｗ）への入力として選択する。

　このように、単一の制御信号によって、第１の実施形態に係る等化器２２の構成は、図６に示す等化器２２ｃ１の構成に切り替わる。

　なお、上記の説明により等化器２２の構成を他の等化器２２ｃ２、２２ｃ３に切り替えるための制御信号は明らかであるが、これらの制御信号は図１０のようにまとめることができる。

　上記説明では、制御信号生成部２２３が同じＬビットの制御信号を第１の入力選択部２２１と第２の入力選択部２２２に供給する場合について説明した。しかし、制御信号生成部２２３は、異なる制御信号をそれぞれの入力選択部に供給してもよい。具体的には、制御信号生成部２２３は、Ｌビットの第１の制御信号を生成すると共に、当該第１の制御信号を第１の入力選択部２２１に供給する。さらに、制御信号生成部２２３は、第１の制御信号をビット反転させた第２の制御信号を生成すると共に、当該第２の制御信号を第２の入力選択部２２２に供給する。このように、制御信号生成部２２３は、ビット反転により２つの制御信号を生成し、各入力選択部に供給してもよい。この場合、２つの入力選択部において、Ｌビットの制御信号の解釈を同一とすることができる。

　次に、制御信号の決定（選定）に関して説明する。

　制御信号生成部２２３は、受信品質計算部２２４による計算結果を利用して制御信号を生成する。

　受信品質計算部２２４は、Ｎ本の受信アンテナＲｘによる受信信号の品質を示す指標を計算する。制御信号生成部２２３は、第１及び第２の入力選択部により選択された後の信号から得られる受信信号の品質が最良となるように制御信号を生成する。受信品質計算部２２４は、上記指標として、例えば、ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise Ratio）を計算する。

　即ち、制御信号の選択は、受信品質計算部２２４による受信品質を計測する機能により実現できる。より具体的には、受信品質計算部２２４は、予め決めた所定の時間間隔で、制御信号によって切り替えた各等化器における受信品質を示す指標として、ＳＩＮＲを計測する。

　ここで、適応等化器を用いる場合、受信品質計算部２２４は、下記の式（１０）のように、平均化された誤差信号の逆数から受信品質に相当するＳＩＮＲを計算することが可能である。

式（１０）

　式（１０）のｘ_ｎは等化器によって推定された送信信号の推定信号を表す。ｓ_ｎは当該送信信号がデータ信号の場合におけるｘ_ｎの硬判定信号を表す。ｓ_ｎは当該送信信号が既知信号の場合、既知信号を表す。

　等化器２２は、制御信号によって切り替えられた構成による受信品質を等化器出力の誤差信号から計算されるＳＩＮＲにより計測し、最終的にＳＩＮＲが最大となる等化器の構成に切り替えればよいといえる。つまり、制御信号生成部２２３は、計算されたＳＩＮＲを用いて、受信品質が最大化される等化器を最終的に選択するような制御信号を選択すればよい。

　但し、受信品質を測定する際の指標を上記ＳＩＮＲに限定する趣旨ではない。即ち、受信品質を計測する機能として、適応等化器の誤差信号を用いたＳＩＮＲの計算を想定したが、他の指標を用いても良いことは勿論である。例えば、誤り訂正符号の復号処理後のビットエラー率やフレームエラー率、誤り訂正後のシンボルと等化器出力の硬判定値（シンボル）との比較により求まるパケットエラー率など、受信品質を計測する機能と組み合わせれば、受信品質を最大化する等化器への切り替えが可能となる。つまり、制御信号生成部２２３は、上記エラー率が最小となる制御信号を選択すればよい。

　以上のように、第１の実施形態に係る等化器２２は、第１及び第２の等化技術の中間的な等化器と同等の構成を備え、第１の等化技術によるタップ係数（ｗ）と乗算された信号と、第２の等化技術によるタップ係数（ｆ）が乗算された信号と、を加算することで、Ｍ本の送信アンテナから送信された送信信号を時間領域にて推定する。即ち、等化器２２では、第１及び第２の等化技術による等化器を部分的に備え、それらに入力する信号の割当を２つの選択部により変更することで、通信路の状態に応じた最適化を実現する。

　上記の説明により、本発明の産業上の利用可能性は明らかであるが、本発明は、時間領域の適応等化器を備えたＳＣ－ＭＩＭＯ伝送を行う通信システム等に好適に適用可能である。

　上記の実施形態の一部又は全部は、以下のようにも記載され得るが、以下には限られない。
［形態１］
　上述の第１の視点に係る等化器のとおりである。
［形態２］
　前記第１及び第２の選択部それぞれに供給する制御信号を生成する、制御信号生成部をさらに備え、
　前記第１の選択部は、前記制御信号に応じて前記第１のタップ係数と乗算する信号を選択し、
　前記第２の選択部は、前記制御信号に応じて前記第２のタップ係数と乗算する信号を選択する、形態１の等化器。
［形態３］
　前記第１のタップ係数と乗算された信号と、前記第２のタップ係数が乗算された信号と、を加算することで、前記Ｍ本の送信アンテナから送信された送信信号を時間領域にて推定する、形態１又は２の等化器。
［形態４］
　前記制御信号生成部は、Ｌビットの前記制御信号を生成し、
　前記第１及び第２の選択部は、前記Ｌビットの制御信号をそれぞれに排他的に利用し、信号の選択を行う、形態２の等化器。
［形態５］
　前記制御信号生成部は、前記Ｌビットの制御信号を前記第１及び第２の選択部に供給し、
　前記第１の選択部が前記Ｌビットの制御信号における１を前記第１のタップ係数に乗算する信号として選択する場合には、前記第２の選択部は前記Ｌビットの制御信号における０を前記第２のタップ係数に乗算する信号として選択し、
　前記第１の選択部が前記Ｌビットの制御信号における０を前記第１のタップ係数に乗算する信号として選択する場合には、前記第２の選択部は前記Ｌビットの制御信号における１を前記第２のタップ係数に乗算する信号として選択する、形態４の等化器。
［形態６］
　前記制御信号生成部は、
　Ｌビットの第１の制御信号を生成すると共に、前記第１の制御信号を前記第１の選択部に供給し、
　前記第１の制御信号をビット反転させた第２の制御信号を生成すると共に、前記第２の制御信号を前記第２の選択部に供給する、形態２の等化器。
［形態７］
　前記Ｎ本の受信アンテナによる受信信号の品質を示す指標を計算する受信品質計算部をさらに備え、
　前記制御信号生成部は、前記第１及び第２の選択部により選択された後の信号から得られる受信信号の品質が最良となるように前記制御信号を生成する、形態２乃至６のいずれか一に記載の等化器。
［形態８］
　前記受信品質計算部は、
　ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise Ratio）、ビットエラー率、パケットエラー率及びフレームエラー率のうち少なくとも１つを前記受信信号の品質を示す指標として計算する、形態７の等化器。
［形態９］
　上述の第２の視点に係る受信装置のとおりである。
［形態１０］
　上述の第３の視点に係る受信方法のとおりである。
［形態１１］
　同一周波数帯及び時刻にて、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの送信信号をＮ個（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナで受信し、
　サンプリング周期Ｔでサンプリングされた信号がＮ個の受信アンテナから入力され、Ｎ個の信号をタップ係数と乗算し加算することによって信号を生成し、それらＬ個（Ｌは１以上の整数）の信号からＬ－Ｋ個（Ｋは１以上の整数）の信号を切替信号生成装置にて生成されたＬビットの制御信号によって選択する入力切替装置Ａと、
　各アンテナから入力されたＮの信号を１セットとして、それらＬセットの信号セットからＫセットの信号セットを前記Ｌビットの制御信号によって選択する入力切替装置Ｂと、
　を備え、
　入力切替装置Ａと入力切替装置Ｂで選択された信号をタップ係数と乗算し加算することで、送信信号を推定する時間領域の適応等化器を備えたＳＣ－ＭＩＭＯ伝送の受信装置。
［形態１２］
　形態１１記載の受信装置において、
　切替信号生成装置にて生成されたＬビットの制御信号を入力切替装置ＡとＢに伝達し、
　入力切替装置Ａでは、Ｌビットの制御信号における１あるいは０をタップ係数への入力、０あるいは１をタップ係数への非入力とみなして、入力切替装置Ａに入力されるＬ個の信号からＬ－Ｋ個の信号をタップ係数への入力として選択し、
　入力切替装置Ｂでは、Ｌビットの制御信号における０あるいは１をタップ係数への入力、１あるいは０をタップ係数への非入力とみなして、入力切替装置Ｂに入力されるＬ個の信号セットからＫ個の信号セットをタップ係数への入力として選択する、時間領域の適応等化器を備えた受信装置。
［形態１３］
　形態１１記載の受信装置において、
　切替信号生成装置にて生成されたＬビットの制御信号を入力切替装置Ａに伝達し、
　Ｌビットの制御信号をビット反転させた信号を入力切替装置Ｂに伝達し、
　入力切替装置ＡとＢにて、Ｌビットの制御信号における０あるいは１をタップ係数への入力、１あるいは０をタップ係数への非入力とみなすことで、入力切替装置Ａに入力されるＬ個の信号からＬ－Ｋ個の信号をタップ係数への入力として選択し、
　入力切替装置Ｂに入力されるＬ個の信号セットからＫ個の信号セットをタップ係数への入力として選択する、時間領域の適応等化器を備えた受信装置。
［形態１４］
　形態１２または１３記載の受信装置において、
　２＾Ｌ個以下の異なるＬビットの制御信号を所定の時間間隔で切り替えることで、入力切替装置Ａと入力切替装置Ｂにおいてタップ係数への入力として選択される信号及び信号セットを切り替え、
　各時間間隔において適応等化器で計算される誤差信号の逆数からＳＩＮＲを計算し、上記ＳＩＮＲが最大となる制御信号を受信品質を最大化する適応等化器の構成を定めるものとして、一定時間継続的に使用する、時間領域の適応等化器を備えた受信装置。
［形態１５］
　形態１２または１３記載の受信装置において、
　２＾Ｌ個以下の異なる制御信号を所定の時間間隔で切り替えることで、入力切替装置Ａと入力切替装置Ｂにおいてタップ係数への入力として選択される信号及び信号セットを切り替え、
　各時間間隔において
　ビットエラー率、パケットエラー率、フレームエラー率を計算し、上記エラー率が最小となる制御信号を受信品質を最大化する適応等化器の構成を定めるものとして、一定時間継続的に使用する、時間領域の適応等化器を備えた受信装置。
　なお、形態１０は、形態１と同様に、形態２～形態８のように展開することが可能である。

　なお、引用した上記の非特許文献等の各開示は、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の全開示の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施形態ないし実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ、ないし、選択（部分的削除を含む）が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。特に、本書に記載した数値範囲については、当該範囲内に含まれる任意の数値ないし小範囲が、別段の記載のない場合でも具体的に記載されているものと解釈されるべきである。

１０　送信装置
２０　受信装置
２１　ＲＦ回路
２２、２２ａ、２２ｂ、２２ｃ１～２２ｃ３、１００　等化器
２３　復調回路
２４　制御回路
１０１　第１の選択部
１０２　第２の選択部
２０１～２０５　加算器
２１１　硬判定部
２１２　誤差信号生成部
２２１、２２１－１、２２１－２　第１の入力選択部
２２２　第２の入力選択部
２２３　制御信号生成部
２２４　受信品質計算部
３０１、３０２　領域

Claims

　同一周波数帯及び時刻にて、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの送信信号を受信する、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナと接続可能であり、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれから、サンプリング周期ＴによりサンプリングされたＬ（Ｌは１以上の整数）個の信号を入力し、
　前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれについて、第１のタップ係数と乗算する信号として、前記Ｌ個の信号からＫ（Ｋは１以上でありＬより小さい整数）個の信号を選択する、第１の選択部と、
　前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれの同一サンプル周期における信号をタップ係数と乗算し加算することで得られるＬ個の信号から、第２のタップ係数と乗算するＬ－Ｋ個の信号を選択する、第２の選択部と、
　備える、等化器。
　前記第１及び第２の選択部それぞれに供給する制御信号を生成する、制御信号生成部をさらに備え、
　前記第１の選択部は、前記制御信号に応じて前記第１のタップ係数と乗算する信号を選択し、
　前記第２の選択部は、前記制御信号に応じて前記第２のタップ係数と乗算する信号を選択する、請求項１の等化器。
　前記第１のタップ係数と乗算された信号と、前記第２のタップ係数が乗算された信号と、を加算することで、前記Ｍ本の送信アンテナから送信された送信信号を時間領域にて推定する、請求項１又は２の等化器。
　前記制御信号生成部は、Ｌビットの前記制御信号を生成し、
　前記第１及び第２の選択部は、前記Ｌビットの制御信号をそれぞれに排他的に利用し、信号の選択を行う、請求項２の等化器。
　前記制御信号生成部は、前記Ｌビットの制御信号を前記第１及び第２の選択部に供給し、
　前記第１の選択部が前記Ｌビットの制御信号における１を前記第１のタップ係数に乗算する信号として選択する場合には、前記第２の選択部は前記Ｌビットの制御信号における０を前記第２のタップ係数に乗算する信号として選択し、
　前記第１の選択部が前記Ｌビットの制御信号における０を前記第１のタップ係数に乗算する信号として選択する場合には、前記第２の選択部は前記Ｌビットの制御信号における１を前記第２のタップ係数に乗算する信号として選択する、請求項４の等化器。
　前記制御信号生成部は、
　Ｌビットの第１の制御信号を生成すると共に、前記第１の制御信号を前記第１の選択部に供給し、
　前記第１の制御信号をビット反転させた第２の制御信号を生成すると共に、前記第２の制御信号を前記第２の選択部に供給する、請求項２の等化器。
　前記Ｎ本の受信アンテナによる受信信号の品質を示す指標を計算する受信品質計算部をさらに備え、
　前記制御信号生成部は、前記第１及び第２の選択部により選択された後の信号から得られる受信信号の品質が最良となるように前記制御信号を生成する、請求項２乃至６のいずれか一項に記載の等化器。
　前記受信品質計算部は、
　ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise Ratio）、ビットエラー率、パケットエラー率及びフレームエラー率のうち少なくとも１つを前記受信信号の品質を示す指標として計算する、請求項７の等化器。
　請求項１乃至８のいずれか一項に記載の等化器を含む受信装置。
　同一周波数帯及び時刻にて、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの送信信号を受信する、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナと接続可能であり、前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれから、サンプリング周期ＴによりサンプリングされたＬ（Ｌは１以上の整数）個の信号を入力する等化器において、
　前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれについて、第１のタップ係数と乗算する信号として、前記Ｌ個の信号からＫ（Ｋは１以上でありＬより小さい整数）個の信号を選択し、
　前記Ｎ本の受信アンテナそれぞれの同一サンプル周期における信号をタップ係数と乗算し加算することで得られるＬ個の信号から、第２のタップ係数と乗算するＬ－Ｋ個の信号を選択することを含む、受信方法。