JP6219193B2 - 等化方法及び等化器 - Google Patents

Description

本開示は、無線通信装置に適用される等化方法及び等化器に関する。

無線通信装置においては、送信機は、送信信号を符号化、インターリーブ、変調、スクランブルし、送信シンボル信号を生成する。変調時の変調速度をシンボルレートと呼ぶ。送信機は、送信シンボル信号にフィルタをかけ送信サンプル信号を生成し、キャリアとミキサにかけ、送信ＲＦ（Radio Frequency）信号を生成し、受信機に送信する。

送信ＲＦ信号が、受信機に到達する間に、伝送路のチャネル特性と干渉が加わり、受信機にてノイズが加わって受信ＲＦ信号となる。

受信機では、受信ＲＦ信号をミキシングした後、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）により複素信号を時間サンプルする。受信機は、サンプル信号をフィルタ後、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）もしくはＦＦＴ（Fast Fourier Transformation）により周波数領域変換する。そして、受信機は、周波数領域信号を等化し、等化信号をＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation）もしくはＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation）により時間領域変換後、受信シンボル信号を得る。受信機は、受信シンボル信号をデスクランブル、復調、デインターリーブ、復号し、送信信号を再生する。一連の受信機の処理において、等化は送信機と受信機との間のチャネル特性と干渉を除去する。

従来の等化の例として、例えば特許文献１、２に示されるものがある。

特許文献１では、受信機アンテナが１系統のものであり、受信機ＡＤＣのサンプリング周波数がシンボルレートの２倍（簡単のため２倍で説明する）よりも高い場合、特定の周波数同士を組み合わせて等化係数を算出し、等化することが示されている。

特許文献２では、受信機アンテナが２系統（簡単のため２系統で説明する）のものであり、特許文献１同様にシンボルレートの２倍では、特定の周波数同士を組み合わせるには、等化係数の算出に複素数を１要素とする４×４の逆行列演算を用い、等化することが示されている。

特開２００６−２４５８１０号公報 特許第５１６６２４６号公報

上記特許文献２は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）、Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ ＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）として、キャリア周波数１〜５ＧＨｚ、シンボルレートがＭｂｐｓオーダーの無線通信システムに、用いることを想定していた。

Ｍｂｐｓオーダーの無線通信システムでは、受信機において、時間サンプルするＡＤＣの精度が高く、等化係数を精度よく求める必要があった。そのため演算量の大きい４×４の逆行列を算出するプロセッサも必要であったが、Ｍｂｐｓオーダーのシンボルレートであるため、プロセッサの動作速度も十分に確保できた。

また前述のＭｂｐｓオーダーの無線通信システムでは、受信機は、携帯電話と無線基地局を想定しており、他チャネルからの干渉があるものの、希望局と受信機間の距離と、干渉局と受信機間の距離は遠く、影響は少ないものであった。

しかし、例えばキャリア周波数６０ＧＨｚを使用する無線通信規格ＷｉＧｉｇ（登録商標、以下同様）、ＩＥＥＥ．８０２．１１ａｄでは、シンボルレートがＧｂｐｓオーダーの無線通信システムであり、プロセッサでは動作速度を十分に確保できない。そのため、演算回路によって４×４の逆行列演算を行う必要があるが、演算量が多く回路化が困難であり、回路化ができたとしても消費電力が大きいという課題が生じる。

またＩＥＥＥ．８０２．１１ａｄでは、近距離無線を想定しており、希望局と受信機の距離よりも、干渉局と受信機の距離の方が近い場合が十分にあり、干渉局の影響が大きいという課題が生じる。

本開示は、複数の受信系統を持つ受信機における等化にかかる演算量を削減できる等化方法及び等化器を提供する。

本開示は、複数のアンテナを持つ受信機において、前記複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換し、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出し、前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出し、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択し、前記等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する、等化方法を提供する。ここで、２Ｍの受信ベクトル、２Ｍのチャネルベクトルは、ベクトルの１要素を複素数として２Ｍ個の複素数のベクトルを意味する。（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列は、行列の１要素を複素数として（２Ｍ）×（２Ｍ）個の複素数の行列を意味する。２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルは、ベクトルの１要素を複素数として２Ｍ−１以下の個数の複素数のベクトルを意味する。

本開示は、複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換する周波数領域変換器と、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出するチャネル推定器及びノイズ干渉推定器と、前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択する第１の選択器と、等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する等化係数算出器と、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択する第２の選択器と、前記等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する周波数領域等化器と、を有する等化器を提供する。

本開示によれば、複数の受信系統を持つ受信機における等化にかかる演算量を削減できる。

本開示の実施の形態１における受信機に用いられる等化係数算出器及び等化器の構成を示す図 ２系統のアンテナを持つ受信機の構成を示すブロック図 ２系統のアンテナを持ち２倍オーバーサンプリングをする場合の複数受信アンテナ系統の受信信号の周波数特性を示す図 図３の周波数特性において、周波数ビンを下側ｋ_Ｌと上側ｋ_Ｕとに分けて合成した特性図 図２の受信機における等化係数算出器及び等化器の構成例を示す図 片方の受信系統に隣接チャネル干渉が発生するときの周波数特性を示す図 片方の受信系統の受信信号パワーが低いときの周波数特性を示す図 両受信系統に隣接チャネル干渉が発生するときの周波数特性を示す図 片方の受信系統の受信信号でヌルポイントが発生するときの周波数特性を示す図 両受信系統の受信信号パワーが高く、同チャネル干渉が発生するときの周波数特性を示す図 両受信系統の受信信号パワーが高く、干渉レベルが低く干渉がないときの周波数特性を示す図 本開示の実施の形態２における受信機に用いられる等化係数算出器及び等化器の構成を示す図 本開示の実施の形態３における受信機に用いられる等化係数算出器及び等化器の構成を示す図 本開示の実施の形態４における受信機に用いられる等化係数算出器の構成を示す図

＜本開示の各実施形態の内容に至る経緯＞
先ず、本開示に係る等化方法及び等化器の実施形態を説明する前に、複数系統のアンテナを持つ受信機における等化について、具体例を説明する。

説明を明瞭にするために、以下の説明の多くについて、次の命名法を使用する。時間領域の１要素である複素数は、標本期間のインデックスｎを伴う小文字、たとえばｈ（ｎ）によって表される。周波数領域の１要素である複素数は、周波数ビンのインデックスｋを伴う大文字、たとえばＨ（ｋ）によって表される。ベクトルは、１要素を前述の複素数とした複数の要素で構成されるとし、アンダーバー付きの小文字、たとえばｈによって表され、行列はアンダーバー付きの大文字、たとえばＨによって表される。

図２は、Ｒ（Ｒ＝２）個の系統のアンテナを持つ受信機の構成を示すブロック図である。受信機は、アンテナ２１０ａ、２１０ｂ、ＲＦ処理器２１１ａ、２１１ｂ、ＡＤＣ２１２ａ、２１２ｂ、ＤＦＴ２１３ａ、２１３ｂ、チャネル推定器及びノイズ干渉推定器２２０、等化係数算出器及び等化器２３０、ＩＤＦＴ２４０、復調器２４１、復号器２４２を有する。図中、制御器から出力される信号以外の実線の矢印は、ベクトル、行列の１要素である複素数を表し、点線の矢印は、行列を表す。

アンテナ２１０ａ、２１０ｂでは、送信機からの送信ＲＦ信号を受信する。簡単のため、送信電力平均を１．０とし正規化する。送信ＲＦ信号が、送信機から受信機に到達する間に、送信機と受信機間のチャネル特性が加わり、更に所望の送信機以外からの送信信号の干渉波も加わり、受信ＲＦ信号としてアンテナ２１０ａ、２１０ｂにて受信される。

ＲＦ処理器２１１ａ、２１１ｂでは、受信ＲＦ信号を複素信号のベースバンド信号に変換する。このとき、受信機内の回路の熱雑音などのノイズが加わる。

ＡＤＣ２１２ａ、２１２ｂでは、複素信号のベースバンド信号をシンボルレートのＣ倍（Ｃ≧１）でサンプルし、数式（１）に示すデジタル複素ベースバンド信号ｒ（ｎ）に変換する。以降では説明のため、オーバーサンプリング倍数Ｃ＝２とする。

ここで、アンテナａ系統の複素ベースバンド信号ｒ_ａ（ｎ）は、数式（２）に示すようになる。

なお、数式（２）において、ｈ_ａ（ｎ）で示されるチャネルとは、送信機−受信機間のチャネル特性と送受信フィルタ特性とが加わった周波数特性である。

ＤＦＴ２１３ａ、２１３ｂは、周波数領域変換器として機能するものであり、デジタル複素ベースバンド信号ｒ（ｎ）を周波数領域変換し、数式（３）に示す周波数領域の受信ベクトルｒ（ｋ）を得る。

なお、数式（３）において、ｋは周波数ビンである。ＫはシンボルレートＣ＝１のときのＤＦＴのポイント数である。

チャネル推定器及びノイズ干渉推定器２２０では、周波数領域の受信ベクトルｒ（ｋ）から、チャネルベクトルとしてのチャネルｈ（ｋ）と、ノイズと干渉が合わさったノイズ干渉行列としての不要信号行列Ｕ（ｋ）を得る。

図２において、Ｒ_ａ（ｋ_Ｌ）、Ｒ_ａ（ｋ_Ｕ）、Ｒ_ｂ（ｋ_Ｌ）、Ｒ_ｂ（ｋ_Ｕ）、Ｈ_ａ（ｋ_Ｌ）、Ｈ_ａ（ｋ_Ｕ）、Ｈ_ｂ（ｋ_Ｌ）、Ｈ_ｂ（ｋ_Ｕ）は、それぞれ各周波数ビンの複素信号を表す。Ｕ（ｋ_ＬＵ）は各周波数ビンの信号成分を有するベクトルを表す。他の図面においても同様である。

チャネル推定器及びノイズ干渉推定器２２０における算出方法は様々あるが、チャネルｈ（ｋ）は、ｒ（ｋ）のうち、一定期間の既知信号を抽出し、その既知信号と掛け合わせることで得られる。また、不要信号行列Ｕ（ｋ）は、数式（４）、（５）に示すような複素共役分散の期待値として求まる。

図３は、Ｒ＝２、Ｃ＝２の場合、すなわち２系統のアンテナを持ち２倍オーバーサンプリングをする場合の複数受信アンテナ系統の受信信号の周波数特性を示す図である。ここでは、送信機のフィルタがロールオフフィルタの場合を想定する。図３において、周波数ビンＫは、シンボルレート周波数ｆ_ｓｙｍを意味する。

図３に示した周波数特性において、周波数ビンを、下側ｋ_Ｌと上側ｋ_Ｕとに分けると、図４に示すようになる。図３及び図４において、周波数領域の受信ベクトルｒ（ｋ）は数式（６）のように示される。

またチャネルｈ（ｋ）とノイズと干渉が合わさった不要信号行列Ｕ（ｋ）は、チャネル推定器及びノイズ干渉推定器２２０にて、数式（７）、（８）のように求められる。

数式（８）において、Ｕ（ｋ）の対角成分はパワーを示し、非対角成分はアンテナ間相関を示す。

図５は、図２の受信機における等化係数算出器及び等化器の構成例を示す図である。等化係数算出器及び等化器は、４ベクトル等化係数算出器５１０、４ベクトル周波数領域等化器５２０、制御器５３０、選択器５４０〜５４４、２ベクトル等化係数算出器５５０、２ベクトル周波数領域等化器５６０、選択器５７０を有する。図中、制御器から出力される信号以外の実線の矢印は、ベクトル、行列の１要素である複素数を表し、点線の矢印は、行列を表す。

ＭＭＳＥ（Minimum Mean. Square Error）により、４ベクトル等化係数算出器５１０では、数式（９）に示す１×４ベクトルの等化係数ｗ（ｋ_LU）を求める。

一般的に等化は、周波数領域の受信ベクトルｒ（ｋ_LU）と等化係数ｗ（ｋ_LU）をベクトル乗算することで得られ、数式（１０）のように表される。４ベクトル周波数領域等化器５２０では、数式（１０）によって等化後の出力Ｔ_ｒ（ｋ_LU）を求める。

ここで、図４に示したように、受信信号の周波数特性は、送信機のロールオフフィルタによって、信号がほぼゼロとなる周波数ビンと、信号が傾斜する周波数ビンが存在する。傾斜の範囲はロールオフ率αによって数式（１１）のように設定される。

傾斜範囲にあるＫ_２はＫ_４とペアになっており、等化後の信号Ｔ_ａｂＬＵ（ｋ_LU）は上記数式（１０）から求める。

一方、図４に示した受信信号の周波数特性において、信号がほぼゼロとなる周波数ビンＫ_３がある。Ｋ_３はＫ_１とペアになっており、Ｋ_３の箇所をゼロと置き換えると算出する必要がない。このため、信号がほぼゼロとなる周波数ビンでは、図５の選択器５４０〜５４４により選別する。選択器５４０〜５４４は、制御器５３０からの制御信号の指示に従って信号を選択する。そして、２ベクトル等化係数算出器５５０により、１×２ベクトルの等化係数ｗ _ａｂ（ｋ_LU）を算出する。また、２ベクトル周波数領域等化器５６０により、等化を行い、等化後の出力Ｔ_ａｂ（ｋ_LU）を求める。

そして、選択器５７０により、Ｔ_ａｂ（ｋ_LU）、Ｔ_ａｂＬＵ（ｋ_LU）を選択し、受信信号から推定された送信シンボル信号の周波数領域変換信号Ｔ_ｒ（ｋ_LU）を得る。選択器５７０は、制御器５３０からの制御信号の指示に従っていずれかの出力信号を選択する。

このように、図２の受信機の例では、周波数ビンによって計算が簡略化されるものの、特定の範囲では、数式（９）において、４×４の逆行列を算出する必要がある。

４×４の逆行列演算は回路化が困難であり、回路化ができたとしても消費電力が大きいという課題がある。

そこで、以下の実施形態において、複数の受信系統を持つ受信機における等化にかかる演算量を削減し、等化係数の算出を簡略化でき、回路化が容易かつ低消費電力な等化方法及び等化器の例を示す。

＜本開示の実施形態＞
（実施の形態１）
図１は、本開示の実施の形態１における受信機に用いられる等化係数算出器及び等化器の構成を示す図である。実施の形態１は、前述した図２の受信機における等化係数算出器及び等化器の構成を示すものである。

受信機における等化係数算出器及び等化器は、制御器１１０、選択器１２０、１３０、３ベクトル等化係数算出器１４０、３ベクトル周波数領域等化器１５０を有する。図中、制御器から出力される信号以外の実線の矢印は、ベクトル、行列の１要素である複素数を表し、点線の矢印は、行列を表す。

図１において、制御器１１０は、チャネルｈ（ｋ_ＬＵ）と、不要信号行列Ｕ（ｋ_ＬＵ）より、各周波数ビンにおける各ベクトルの信号パワー｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｕ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｕ）｜^２を算出し、不要信号のパワーであるＵ（ｋ_ＬＵ）の対角成分を選択する。これらから、制御器１１０は、信号パワーと不要信号のパワーの比（ＳＩＮＲ：Signal to Interference and Noise Ratio）ＳＩＮＲ_ａ（ｋ_Ｌ）、ＳＩＮＲ_ａ（ｋ_Ｕ）、ＳＩＮＲ_ｂ（ｋ_Ｌ）、ＳＩＮＲ_ｂ（ｋ_Ｕ）を算出する。

選択器１２０は、制御器１１０からの制御信号の指示に従い、受信信号の受信品質に基づき、周波数領域の受信ベクトルｒ（ｋ_ＬＵ）から所定数の信号を選択する。ここでは一例として、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、周波数領域の４ベクトルの受信ベクトルｒ（ｋ_ＬＵ）から３ベクトルの信号を選択し、ｒ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）を生成する。

選択器１３０は、制御器１１０からの制御信号の指示に従い、受信信号の受信品質に基づき、チャネルベクトルとしてのチャネルｈ（ｋ_ＬＵ）から所定数の信号を選択する。ここでは一例として、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、４ベクトルのチャネルｈ（ｋ_ＬＵ）から３ベクトルの信号を選択し、ｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）を生成する。また、選択器１３０は、制御器１１０からの制御信号の指示に従い、受信信号の受信品質に基づき、ノイズ干渉行列としての不要信号行列Ｕ（ｋ_ＬＵ）から所定数の信号を選択する。ここでは一例として、４×４の不要信号行列Ｕ（ｋ_ＬＵ）から３×３の信号を選択し、Ｕ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）を生成する。

上記処理により、以降は、３ベクトル等化係数算出器１４０、３ベクトル周波数領域等化器１５０は、常に３ベクトル以下の演算による処理が可能となる。

上記処理例では、３ベクトル等化係数算出器１４０は、等化係数として、選択されたチャネルｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）と不要信号行列Ｕ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）とから、３ベクトルの等化係数ベクトルを算出する。３ベクトル周波数領域等化器１５０は、算出された３ベクトルの等化係数ベクトルによって、３ベクトルの受信ベクトルｒ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）の等化を行う。

図６〜図１１は、各種の状態における複数の受信アンテナ系統の受信信号パワーとノイズ干渉パワーを示した周波数特性を示す図である。図６は、片方の受信系統に隣接チャネル干渉が発生するときの周波数特性を示す図である。図７は、片方の受信系統の受信信号パワーが低いときの周波数特性を示す図である。図８は、両受信系統に隣接チャネル干渉が発生するときの周波数特性を示す図である。図９は、片方の受信系統の受信信号でヌルポイントが発生するときの周波数特性を示す図である。図１０は、両受信系統の受信信号パワーが高く、同チャネル干渉が発生するときの周波数特性を示す図である。図１１は、両受信系統の受信信号パワーが高く、干渉ノイズが低く干渉がないときの周波数特性を示す図である。

図６に示す、片方の受信系統に隣接チャネル干渉が発生するときは、干渉の影響が大きい受信アンテナａ系統の周波数Ｋ／２前後は選択しない。この場合、選択器１２０、１３０において、受信アンテナｂ系統の周波数Ｋ／２前後を選択し、受信アンテナａ系統の周波数３Ｋ／２−１前後、及び受信アンテナｂ系統の周波数３Ｋ／２−１前後を選択する。

なお、本実施形態では、３ベクトルの信号を選択して等化係数を算出する例を示したが、２ベクトルを選択する方法としてもよい。信号の選択基準は、一例として、受信信号の受信品質に基づき、できるだけ受信品質が良いものから順に、例えばＳＩＮＲが大きいものから選択する。干渉が発生している場合は、ＳＩＮＲが大きく干渉レベルが小さいものから選択する。

図７に示す、片方の受信系統の受信信号パワーが低いときは、他方の受信信号パワーが高い受信アンテナａ系統の２ベクトルを選択する。この場合、選択器１２０、１３０において、周波数Ｋ／２前後、周波数３Ｋ／２−１前後のそれぞれにおいて、受信アンテナａ系統を選択する。

図８に示す、両受信系統に隣接チャネル干渉が発生するときは、干渉の影響が大きい受信アンテナａ系統、ｂ系統の両受信系統の周波数Ｋ／２前後の選択をしない。この場合、選択器１２０、１３０において、受信アンテナａ系統の周波数３Ｋ／２−１前後、及び受信アンテナｂ系統の周波数３Ｋ／２−１前後を選択する。

なお、本実施形態では、３ベクトルの等化係数を算出する例を示したが、ＳＮＩＲと共に、各周波数ビンにおける各ベクトルの信号パワー｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｕ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｕ）｜^２の大きさを組み合わせ、３ベクトルのうち、パワーが小さいベクトルをゼロに置換してもよい。

図９に示す、片方の受信系統の受信信号でヌルポイントが発生するときは、ヌルポイントが発生する受信アンテナａ系統の信号を用いないようにする。例えば、ヌルポイントが発生する周波数ビンにおいて、他方の受信アンテナｂ系統の信号を選択する。

このように、本実施形態では、各周波数ビンのＳＩＮＲを用いて信号選択し、数式（１２）の範囲においてマルチパスなどによるヌルポイントが発生した場合、ヌルポイントの信号を用いないようにする。

一方、図１１に示す、両受信系統の受信信号パワーが高く、干渉ノイズが低く干渉がないときは、受信アンテナａ系統の周波数Ｋ／２前後、受信アンテナｂ系統の周波数Ｋ／２前後、受信アンテナａ系統の周波数３Ｋ／２−１前後、受信アンテナｂ系統の周波数３Ｋ／２−１前後のうち、ＳＩＮＲの大きい順に２ベクトル又は３ベクトルの信号を選択する。

上述した本実施形態によれば、選択器１２０、１３０により、３ベクトル又は２ベクトルの信号を選択し、３ベクトル以下の等化係数を算出する。これにより、３ベクトル等化係数算出器１４０にて用いるＭＭＳＥの演算量、３ベクトル周波数領域等化器１５０の演算量を減らすことができる。

また、本実施形態によれば、各周波数ビンのＳＩＮＲを用いて信号選択するため、例えばマルチパスなどによるヌルポイントが発生しても、ヌルポイントの信号を用いないという選択が可能となる。

（実施の形態２）
図１２は、本開示の実施の形態２における受信機に用いられる等化係数算出器及び等化器の構成を示す図である。実施の形態２は、受信機における等化係数算出器及び等化器の他の構成を示すものである。図１２において、図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

受信機における等化係数算出器及び等化器は、制御器９１０、選択器１２０、１３０、ゼロ置換器９２０、９３０、３ベクトル等化係数算出器１４０、３ベクトル周波数領域等化器１５０を有する。図中、制御器から出力される信号以外の実線の矢印は、ベクトル、行列の１要素である複素数を表し、点線の矢印は、行列を表す。

図１２において、制御器９１０は、チャネルｈ（ｋ_ＬＵ）と不要信号行列、Ｕ（ｋ_ＬＵ）より、各周波数ビンにおける各ベクトルの信号パワー｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｕ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｕ）｜^２を算出し、不要信号のパワーであるＵ（ｋ_ＬＵ）の対角成分を選択する。これらから、制御器９１０は、信号パワーと不要信号のパワーの比ＳＩＮＲ_ａ（ｋ_Ｌ）、ＳＩＮＲ_ａ（ｋ_Ｕ）、ＳＩＮＲ_ｂ（ｋ_Ｌ）、ＳＩＮＲ_ｂ（ｋ_Ｕ）を算出する。

選択器１２０は、制御器９１０からの制御信号の指示に従い、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、周波数領域の４ベクトルの受信ベクトルｒ（ｋ_ＬＵ）から３ベクトルの信号を選択し、ｒ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）を生成する。

選択器１３０は、制御器９１０からの制御信号の指示に従い、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、４ベクトルのチャネルｈ（ｋ_ＬＵ）から３ベクトルの信号を選択し、ｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）を生成する。また、選択器１３０は、４×４の不要信号行列Ｕ（ｋ_ＬＵ）から３×３の信号を選択し、Ｕ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）を生成する。

ゼロ置換器９２０は、制御器９１０からの制御信号の指示に従い、受信ベクトルｒ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）の一部をゼロ置換する。ゼロ置換器９３０は、制御器９１０からの制御信号の指示に従い、チャネルｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）、不要信号行列Ｕ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）のそれぞれ一部をゼロ置換する。ここでは一例として、ゼロ置換器９２０、９３０は、信号パワー｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｕ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｕ）｜^２が小さい要素の複素数をゼロにする。ゼロ置換器９２０、９３０により、選択器１２０、１３０にて選択したｒ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）、ｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）は、それぞれｒ _ｚｅｒｏ（ｋ_ＬＵ）、ｈ _ｚｅｒｏ（ｋ_ＬＵ）となる。

例えば、ｒ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）が数式（１３）となり、受信アンテナｂ系統の信号パワーが小さいとき、ｒ _ｚｅｒｏ（ｋ_ＬＵ）は数式（１４）となる。

同様に、ｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）、Ｕ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）のＨ_ｂ（ｋ_Ｌ）に関する項は、ゼロになる。

このゼロ置換器９２０、９３０の処理により、以降は、３ベクトル等化係数算出器１４０、３ベクトル周波数領域等化器１５０は、実質に２ベクトルの処理が可能となる。
図１０に示す、両受信系統の受信信号パワーが高く、同チャネル干渉が発生するときは、数式（１５）の範囲において、ゼロ置換を行う。

本実施形態では、同チャネル干渉が発生する場合など、ゼロ置換器９２０、９３０によってゼロ置換を行うことにより、３ベクトル等化係数算出器１４０にて用いるＭＭＳＥの演算量、３ベクトル周波数領域等化器１５０の演算量を更に減らすことができる。

（実施の形態３）
図１３は、本開示の実施の形態３における受信機に用いられる等化係数算出器及び等化器の構成を示す図である。実施の形態３は、受信機における等化係数算出器及び等化器の更に他の構成を示すものである。図１３において、図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

受信機における等化係数算出器及び等化器は、制御器６１０、選択器１２０、１３０、６２０、６３０、３ベクトル等化係数算出器１４０、３ベクトル周波数領域等化器１５０、２ベクトル等化係数算出器６４０、２ベクトル周波数領域等化器６５０、選択器６６０を有する。図中、制御器から出力される信号以外の実線の矢印は、ベクトル、行列の１要素である複素数を表し、点線の矢印は、行列を表す。

図１３において、制御器６１０は、チャネルｈ（ｋ_ＬＵ）と不要信号行列、Ｕ（ｋ_ＬＵ）より、各周波数ビンにおける各ベクトルの信号パワー｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ａ（ｋ_Ｕ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｌ）｜^２、｜Ｈ_ｂ（ｋ_Ｕ）｜^２を算出し、不要信号のパワーであるＵ（ｋ_ＬＵ）の対角成分を選択する。これらから、制御器６１０は、信号パワーと不要信号のパワーの比ＳＩＮＲ_ａ（ｋ_Ｌ）、ＳＩＮＲ_ａ（ｋ_Ｕ）、ＳＩＮＲ_ｂ（ｋ_Ｌ）、ＳＩＮＲ_ｂ（ｋ_Ｕ）を算出する。

選択器１２０は、制御器６１０からの制御信号の指示に従い、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、周波数領域の４ベクトルの受信ベクトルｒ（ｋ_ＬＵ）から３ベクトルの信号を選択し、ｒ _ｓｅｌ３（ｋ_ＬＵ）を生成する。

選択器１３０は、制御器６１０からの制御信号の指示に従い、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、４ベクトルのチャネルｈ（ｋ_ＬＵ）から３ベクトルの信号を選択し、ｈ _ｓｅｌ３（ｋ_ＬＵ）を生成する。また、選択器１３０は、４×４の不要信号行列Ｕ（ｋ_ＬＵ）から３×３の信号を選択し、Ｕ _ｓｅｌ３（ｋ_ＬＵ）を生成する。

上記処理により、実施の形態１と同様に、以降は、３ベクトル等化係数算出器１４０、３ベクトル周波数領域等化器１５０は、常に３ベクトルの演算による処理が可能となる。

選択器６２０は、制御器６１０からの制御信号の指示に従い、受信信号の受信品質に基づき、周波数領域の受信ベクトルｒ（ｋ_ＬＵ）から所定数の信号を選択する。ここでは一例として、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、周波数領域の４ベクトルの受信ベクトルｒ（ｋ_ＬＵ）から２ベクトルの信号を選択し、ｒ _ｓｅｌ２（ｋ_ＬＵ）を生成する。

選択器６３０は、制御器６１０からの制御信号の指示に従い、受信信号の受信品質に基づき、チャネルベクトルとしてのチャネルｈ（ｋ_ＬＵ）から所定数の信号を選択する。ここでは一例として、算出されたＳＩＮＲの大きい順に、４ベクトルのチャネルｈ（ｋ_ＬＵ）から２ベクトルの信号を選択し、ｈ _ｓｅｌ２（ｋ_ＬＵ）を生成する。また、選択器６３０は、制御器６１０からの制御信号の指示に従い、受信信号の受信品質に基づき、ノイズ干渉行列としての不要信号行列Ｕ（ｋ_ＬＵ）から所定数の信号を選択する。ここでは一例として、４×４の不要信号行列Ｕ（ｋ_ＬＵ）から２×２の信号を選択し、Ｕ _ｓｅｌ２（ｋ_ＬＵ）を生成する。

上記処理により、上記３ベクトルの場合と同様に、以降は、２ベクトル等化係数算出器６４０、２ベクトル周波数領域等化器６５０は、常に２ベクトルの演算による処理が可能となる。

ここで、３ベクトル周波数領域等化器１５０の出力をＴ_ｓｅｌ３（ｋ_ＬＵ）、２ベクトル周波数領域等化器６５０の出力をＴ_ｓｅｌ２（ｋ_ＬＵ）とする。

選択器６６０では、制御器６１０からの制御信号の指示に従い、所定の選択基準により、Ｔ_ｓｅｌ３（ｋ_ＬＵ）、Ｔ_ｓｅｌ２（ｋ_ＬＵ）の一方を選択し、Ｔ_ｒ（ｋ_ＬＵ）として出力する。出力の選択基準は、設定により変更が可能である。選択基準の一例として、受信信号の受信品質に基づき、上位２ベクトルのＳＩＮＲが十分に大きいときは、Ｔ_ｓｅｌ２（ｋ_ＬＵ）を選択する。例えば、受信信号パワーの周波数特性がフラットな領域では、２ベクトルの演算により等化が可能である。

本実施形態によれば、選択器１２０、１３０にて３ベクトルの信号を選択することにより、３ベクトル等化係数算出器１４０にて用いるＭＭＳＥの演算量、３ベクトル周波数領域等化器１５０の演算量を減らすことができる。

また、選択器６２０、６３０にて２ベクトルの信号を選択し、２ベクトル等化係数算出器６４０にて等化係数の算出、２ベクトル周波数領域等化器６５０にて等化を行う。上位２ベクトルのＳＩＮＲが十分に大きい場合は、２ベクトル演算によって等化係数の算出及び等化が可能である。よって、２ベクトル演算でも性能に影響ない周波数ビンでは、３ベクトル演算に比べ演算量を更に削減することができる。

（実施の形態４）
図１４は、本開示の実施の形態４における受信機に用いられる等化係数算出器の構成を示す図である。実施の形態４は、実施の形態１〜３にて示した等化係数算出器及び等化器に用いられる３ベクトル等化係数算出器の構成を示すものである。

３ベクトル等化係数算出器は、制御器７１０、ベクトル・ベクトル乗算器７２１、行列加算器７２２、逆行列演算器７２３、ベクトル・行列乗算器７３０、パワー演算器７４１、対角成分抽出器７４２、スカラー加算器７４３、除算器７５１、７５２、７５３、選択器７６０を有する。図中、制御器から出力される信号以外の実線の矢印は、ベクトル、行列の１要素である複素数を表し、点線の矢印は、行列を表す。

ここで、ベクトル・ベクトル乗算器７２１、行列加算器７２２、逆行列演算器７２３、ベクトル・行列乗算器７３０が、行列演算処理のＭＭＳＥ算出器として機能する。また、パワー演算器７４１、対角成分抽出器７４２、スカラー加算器７４３、除算器７５１〜７５３が、スカラー演算処理のＭＭＳＥ算出器として機能する。

選択器１３０によって選択したチャネルの３ベクトルの信号ｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）は、数式（１６）で表せる。

また、選択器１３０によって選択した不要信号行列の３ベクトルの信号Ｕ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）は、数式（１７）で表せる。

この場合、ＭＭＳＥを用いた等化係数ｗ _ｓｅｌｍ（ｋ_LU）は、数式（１８）により算出できる。

数式（１８）において、逆行列項は、ベクトル・ベクトル乗算器７２１、行列加算器７２２、逆行列演算器７２３により処理され、逆行列が算出される。

ベクトル・行列乗算器７３０では、上記処理にて得られた逆行列と選択されたｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）とを乗算し、等化係数ｗ _ｓｅｌｍ（ｋ_LU）を得る。

ここで、アンテナ間相関がない場合、数式（１７）のＵ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）は、数式（１９）のように表せる。

数式（１９）において、対角成分は各周波数ビンの不要信号パワーを示しており、更に周波数ビン間に相関がない場合、数式（２０）のように表せる。

このとき、ＭＭＳＥを用いた等化係数ｗ _ｓｅｌｓ（ｋ_LU）は、数式（２１）のように表せる。

ここで、数式（２１）の逆行列項は、数式（２２）のように表され、行列ではなく、パワーであるスカラーで表せる。

数式（２２）に示した逆行列項は、パワー演算器７４１、対角成分抽出器７４２、スカラー加算器７４３により処理され、逆行列が算出される。対角成分抽出器７４２は、対角成分の１つの要素の抽出、もしくは対角成分の平均を実行する。そして、除算器７５１、７５２、７５３により、上記処理にて得られた逆行列を示すスカラーと、選択されたｈ _ｓｅｌ（ｋ_ＬＵ）とを除算し、等化係数ｗ _ｓｅｌｓ（ｋ_LU）を得る。

制御器７１０は、受信信号の受信品質に基づき、行列演算処理とスカラー演算処理の２つのＭＭＳＥ算出器を切り替えて等化係数を算出する。ここでは一例として、制御器７１０は、アンテナ間、及び周波数ビン間の相関の有無を判定し、一方の処理系統を動作させるよう各ブロックを制御する。例えば、受信信号において、干渉がなく、ノイズのみが加わる場合、アンテナ間及び周波数ビン間における相関が小さい。

ここで、制御器７１０は、アンテナ間に相関がなく、かつ周波数にも相関がないと判定した場合（相関値が所定値未満の場合）、パワー演算器７４１、対角成分抽出器７４２、スカラー加算器７４３、除算器７５１〜７５３によるスカラー演算処理を行い、等化係数ｗ _ｓｅｌｓ（ｋ_LU）を算出する。また、制御器７１０は、アンテナ間もしくは周波数のどちらかに相関がある場合（相関値が所定値以上の場合）、ベクトル・ベクトル乗算器７２１、行列加算器７２２、逆行列演算器７２３、ベクトル・行列乗算器７３０による行列演算処理を行い、等化係数ｗ _ｓｅｌｍ（ｋ_LU）を算出する。そして、制御器７１０は、選択器７６０にて、等化係数を選択しｗ _ｓｅｌ（ｋ_LU）を出力する。

なお、本実施形態では、等化係数算出器の例として、３ベクトルの構成例を示したが、ベクトルの数に依存しないため、２ベクトル、４ベクトルにも同様に適用できる。
本実施形態によれば、制御器７１０により、ＭＭＳＥの演算量の少ない等化係数算出方法を選択でき、演算量を減らすことができる。

（実施の形態５）
実施の形態５は、図１３に示した実施の形態３の等化係数算出器及び等化器の変形例である。実施の形態５では、実施の形態３の２ベクトル等化係数算出器６４０において、実施の形態４と同様に、アンテナ間または周波数ビン間の相関の有無によって、演算量の少ない等化係数算出器を選択する。例えば、アンテナ間または周波数ビン間の相関が小さい場合は、受信信号において干渉がないため、演算量の少ない等化係数算出器を選択して等化が可能である。これにより、演算量を更に減らすことができる。

（実施の形態６）
実施の形態６は、図１に示した実施の形態１の等化係数算出器及び等化器の変形例である。実施の形態１では、３ベクトル等化係数算出器１４０を用いており、干渉耐性が必要な場合、逆行列演算が必要である。一方、実施の形態４にて記述した通り、干渉が無い場合、３ベクトル等化係数算出器は、数式（２１）、（２２）に示したスカラーによる演算が可能である。そこで、実施の形態６では、実施の形態１の３ベクトル等化係数算出器１４０において、実施の形態４と同様に、アンテナ間または周波数ビン間の相関の有無によって、演算量の少ない等化係数算出器を選択する。

等化係数算出にかかる演算量は、３×３もしくは２×２逆行列演算に比べ、４ベクトルのスカラー演算の方が小さく、低消費電力である。すなわち、干渉耐性とＳＮＲとのトレードオフによるが、３×３もしくは２×２逆行列演算と、４ベクトルのスカラー演算とを切り替えて、演算量を削減することができる。

（実施の形態７）
実施の形態７は、図１に示した実施の形態１の選択器１２０、１３０、図１３に示した実施の形態３の選択器６２０、６３０の変形例である。前述した選択器１２０、１３０、６２０、６３０は、各周波数ビンにおけるＳＩＮＲに基づいて選択を行っている。実施の形態７では、選択器において、予め設定した周波数ビン範囲毎における各周波数ビンのＳＩＮＲの平均により、周波数ビン範囲毎に選択を行う。すなわち、所定の周波数ビン範囲毎に受信品質の平均値に基づいて信号の選択を行い、少ない演算量での等化を行う。これにより、演算回路において、周波数ビン毎に制御を行う場合に比べ、信号を切り替えるためのスイッチ動作が減り、消費電力を減らすことができる。

（実施の形態８）
実施の形態８は、図１に示した実施の形態１の制御器１１０、図１２に示した実施の形態２の制御器９１０、図１３に示した実施の形態３の制御器６１０の変形例である。前述した制御器１１０、６１０、９１０は、受信信号の周波数ビン毎のＳＩＮＲに基づいて各選択器を制御している。実施の形態８では、ＳＩＮＲだけでなく、更に受信信号パワーの大きさも加えて判断し、ＳＩＮＲと受信信号パワーに応じて制御を行う。

例えば、ＳＩＮＲ＝１０は、パワーＳ＝１．０、パワー（Ｉ＋Ｎ）＝０．１のときがあるが、パワーＳ＝０．１、パワー（Ｉ＋Ｎ）＝０．０１のときも有り得る。後者の場合、パワーＳが十分に小さいため、信号を選択しない、もしくはゼロに置換するという処理が可能である。このように受信信号パワーを加味した制御によって、演算量を減らすことができる。

（実施の形態９）
実施の形態９は、受信アンテナ系統を多数とした場合の例を示す。実施の形態１〜３では、受信アンテナ系統を２系統とし、ＡＤＣ２１２ａ、２１２ｂにおける、複素信号のベースバンド信号をシンボルレートの２倍でサンプルする場合の例を示した。実施の形態９では、受信アンテナ系統をＭ系統とし、Ｍ系統のアンテナにより受信した受信信号の複素信号のベースバンド信号を、シンボルレートのＣ倍でサンプルする場合を説明する。

ＡＤＣにおいて、受信信号をシンボルレートのＣ倍でサンプルしたとしても、送信フィルタ及び受信フィルタにより、有効な信号成分は、シンボルレートの２倍の範囲にのみ存在する。このため、実施の形態１〜３と同様に、Ｃ＞２の場合であっても、等化係数算出に必要なチャネルベクトルのベクトル数は２Ｍとなる。また、ノイズ干渉行列は（２Ｍ）×（２Ｍ）となる。

そして、チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する。

したがって、実施の形態９を実施の形態１、２に適用する場合、２Ｍ−１のベクトル演算による等化が可能である。また、実施の形態９を実施の形態３に適用する場合、２Ｍ−１のベクトル演算による等化と２Ｍ−２のベクトル演算による等化とを切り替えることになる。

本実施形態によれば、２Ｍ−１以下のベクトル演算によって等化が可能であり、演算量を減らすことができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数系統のアンテナを有する受信機における等化において、異なるアンテナ系統と周波数信号とを組み合わせて等化する際、ＳＩＮＲ等に基づき、それぞれの周波数信号を選択することによって、等化にかかる演算量を減らすことができる。したがって、回路化が容易で、低消費電力な等化を実現できる。

＜開示の一態様の概要＞
本開示に係る実施形態の種々の態様として、以下のものが含まれる。

本開示の等化方法は、複数のアンテナを持つ受信機において、前記複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換し、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出し、前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出し、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択し、前記等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する。

本開示の等化方法は、複数のアンテナを持つ受信機において、前記複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換し、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出し、前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、前記選択されたチャネルベクトルの一部をゼロ置換し、前記選択されたノイズ干渉行列の一部をゼロ置換し、等化係数として、前記選択され一部がゼロ置換されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出し、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択し、前記選択された受信ベクトルの一部をゼロ置換し、前記等化係数により、前記選択され一部がゼロ置換された受信ベクトルを等化する。

本開示の等化方法は、複数のアンテナを持つ受信機において、前記複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換し、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出し、
前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、第１の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出し、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択し、前記第１の等化係数により、前記選択された２Ｍ−１以下の受信ベクトルを等化する第１の方法と、
前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−２以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−２）×（２Ｍ−２）以下選択し、第２の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−２以下の等化係数ベクトルを算出し、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−２以下の受信ベクトルを選択し、前記第２の等化係数により、前記選択された２Ｍ−２以下の受信ベクトルを等化する第２の方法と、を有し、
所定の選択基準により、前記第１の方法と前記第２の方法とを組み合わせて用いる。

また、上記いずれかの等化方法であって、前記等化係数の算出において、行列演算処理とスカラー演算処理との２つのＭＭＳＥ算出器を用いて、ＭＭＳＥに基づく等化係数算出を行い、前記受信信号の受信品質に基づき、前記２つのＭＭＳＥ算出器を切り替えるものとしてもよい。

また、上記いずれかの等化方法であって、前記受信ベクトル、前記チャネルベクトル及び前記ノイズ干渉行列の選択は、
（１）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲにより周波数ビン毎に実行、
（２）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲ及び受信信号パワーにより周波数ビン毎に実行、
（３）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
（４）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均及び受信信号パワーの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
（５）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲより周波数ビン毎、または、各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎、を切り替えて実行、
前記（１）〜（５）のうちのいずれか一つを用いて行うものとしてもよい。

本開示の等化器は、複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換する周波数領域変換器と、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出するチャネル推定器及びノイズ干渉推定器と、前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択する第１の選択器と、等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する等化係数算出器と、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択する第２の選択器と、前記等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する周波数領域等化器と、を有する。

本開示の等化器は、複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換する周波数領域変換器と、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出するチャネル推定器及びノイズ干渉推定器と、前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択する第１の選択器と、前記選択されたチャネルベクトルの一部をゼロ置換し、前記選択されたノイズ干渉行列の一部をゼロ置換する第１のゼロ置換器と、等化係数として、前記選択され一部がゼロ置換されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する等化係数算出器と、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択する第２の選択器と、前記選択された受信ベクトルの一部をゼロ置換する第２のゼロ置換器と、前記等化係数により、前記選択され一部がゼロ置換された受信ベクトルを等化する周波数領域等化器と、を有する。

本開示の等化器は、複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換する周波数領域変換器と、前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出するチャネル推定器及びノイズ干渉推定器と、
前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択する第１の選択器と、第１の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する第１の等化係数算出器と、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択する第２の選択器と、前記第１の等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する第１の周波数領域等化器と、を有する、第１の等化処理部と、
前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−２以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−２）×（２Ｍ−２）以下選択する第３の選択器と、第２の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−２以下の等化係数ベクトルを算出する第２の等化係数算出器と、前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−２以下の受信ベクトルを選択する第４の選択器と、前記第２の等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する第２の周波数領域等化器と、を有する、第２の等化処理部と、
前記第１の等化処理部と前記第２の等化処理部とを切り替える制御器と、を有する。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記各実施形態では、本開示を、ハードウェアを用いて構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現可能である。

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、各機能ブロックの一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法にはＬＳＩに限らず、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、設定が再構成可能なリコンフィグラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、別技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

なお、本開示は、無線通信装置において実行される等化方法として表現することが可能である。また、本開示は、等化方法を実行する機能を有する装置としての等化器、あるいは等化方法または等化器をコンピュータにより動作させるためのプログラムとして表現することも可能である。すなわち、本開示は、装置、方法及びプログラムのうちいずれのカテゴリーにおいても表現可能である。

本開示は、複数の受信系統を持つ受信機における等化にかかる演算量を削減できる効果を有し、例えばミリ波無線通信の無線通信装置に用いられる等化方法及び等化器等として有用である。

１１０、６１０、７１０、９１０ 制御器
１２０、１３０、６２０、６３０、６６０、７６０ 選択器
１４０ ３ベクトル等化係数算出器
１５０ ３ベクトル周波数領域等化器
２１０ａ、２１０ｂ アンテナ
２１１ａ、２１１ｂ ＲＦ処理器
２１２ａ、２１２ｂ ＡＤＣ
２１３ａ、２１３ｂ ＤＦＴ
２２０ チャネル推定器及びノイズ干渉推定器
２３０ 等化係数算出器及び等化器
２４０ ＩＤＦＴ
２４１ 復調器
２４２ 復号器
６４０ ２ベクトル等化係数算出器
６５０ ２ベクトル周波数領域等化器
７２１ ベクトル・ベクトル乗算器
７２２ 行列加算器
７２３ 逆行列演算器
７３０ ベクトル・行列乗算器
７４１ パワー演算器
７４２ 対角成分抽出器
７４３ スカラー加算器
７５１、７５２、７５３ 除算器
９２０、９３０ ゼロ置換器

Claims (12)

1. 複数のアンテナを持つ受信機において、前記複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換し、
   前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出し、
   前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、
   等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出し、
   前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択し、
   前記等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する、等化方法。
2. 請求項１に記載の等化方法であって、
   前記等化係数の算出において、行列演算処理とスカラー演算処理との２つのＭＭＳＥ算出器を用いて、ＭＭＳＥに基づく等化係数算出を行い、前記受信信号の受信品質に基づき、前記２つのＭＭＳＥ算出器を切り替える、等化方法。
3. 請求項１に記載の等化方法であって、
   前記受信ベクトル、前記チャネルベクトル及び前記ノイズ干渉行列の選択は、
   （１）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲにより周波数ビン毎に実行、
   （２）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲ及び受信信号パワーにより周波数ビン毎に実行、
   （３）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
   （４）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均及び受信信号パワーの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
   （５）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲより周波数ビン毎、または、各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎、を切り替えて実行、
   前記（１）〜（５）のうちのいずれか一つを用いて行う、等化方法。
4. 複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換する周波数領域変換器と、
   前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出するチャネル推定器及びノイズ干渉推定器と、
   前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択する第１の選択器と、
   等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する等化係数算出器と、
   前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択する第２の選択器と、
   前記等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する周波数領域等化器と、
   を有する等化器。
5. 複数のアンテナを持つ受信機において、前記複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換し、
   前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出し、
   前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、
   前記選択されたチャネルベクトルの一部をゼロ置換し、前記選択されたノイズ干渉行列の一部をゼロ置換し、
   等化係数として、前記選択され一部がゼロ置換されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出し、
   前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択し、前記選択された受信ベクトルの一部をゼロ置換し、
   前記等化係数により、前記選択され一部がゼロ置換された受信ベクトルを等化する、等化方法。
6. 請求項５に記載の等化方法であって、
   前記等化係数の算出において、行列演算処理とスカラー演算処理との２つのＭＭＳＥ算出器を用いて、ＭＭＳＥに基づく等化係数算出を行い、前記受信信号の受信品質に基づき、前記２つのＭＭＳＥ算出器を切り替える、等化方法。
7. 請求項５に記載の等化方法であって、
   前記受信ベクトル、前記チャネルベクトル及び前記ノイズ干渉行列の選択は、
   （１）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲにより周波数ビン毎に実行、
   （２）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲ及び受信信号パワーにより周波数ビン毎に実行、
   （３）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
   （４）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均及び受信信号パワーの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
   （５）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲより周波数ビン毎、または、各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎、を切り替えて実行、
   前記（１）〜（５）のうちのいずれか一つを用いて行う、等化方法。
8. 複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換する周波数領域変換器と、
   前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出するチャネル推定器及びノイズ干渉推定器と、
   前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択する第１の選択器と、
   前記選択されたチャネルベクトルの一部をゼロ置換し、前記選択されたノイズ干渉行列の一部をゼロ置換する第１のゼロ置換器と、
   等化係数として、前記選択され一部がゼロ置換されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する等化係数算出器と、
   前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択する第２の選択器と、
   前記選択された受信ベクトルの一部をゼロ置換する第２のゼロ置換器と、
   前記等化係数により、前記選択され一部がゼロ置換された受信ベクトルを等化する周波数領域等化器と、
   を有する等化器。
9. 複数のアンテナを持つ受信機において、前記複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換し、
   前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出し、
   前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択し、
   第１の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出し、
   前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択し、
   前記第１の等化係数により、前記選択された２Ｍ−１以下の受信ベクトルを等化する第１の方法と、
   前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−２以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−２）×（２Ｍ−２）以下選択し、
   第２の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−２以下の等化係数ベクトルを算出し、
   前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−２以下の受信ベクトルを選択し、
   前記第２の等化係数により、前記選択された２Ｍ−２以下の受信ベクトルを等化する第２の方法と、を有し、
   所定の選択基準により、前記第１の方法と前記第２の方法とを組み合わせて用いる、等化方法。
10. 請求項９に記載の等化方法であって、
    前記等化係数の算出において、行列演算処理とスカラー演算処理との２つのＭＭＳＥ算出器を用いて、ＭＭＳＥに基づく等化係数算出を行い、前記受信信号の受信品質に基づき、前記２つのＭＭＳＥ算出器を切り替える、等化方法。
11. 請求項９に記載の等化方法であって、
    前記受信ベクトル、前記チャネルベクトル及び前記ノイズ干渉行列の選択は、
    （１）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲにより周波数ビン毎に実行、
    （２）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲ及び受信信号パワーにより周波数ビン毎に実行、
    （３）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
    （４）前記受信信号の各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均及び受信信号パワーの平均により前記所定周波数ビン範囲毎に実行、
    （５）前記受信信号の各系統と各周波数のＳＩＮＲより周波数ビン毎、または、各系統と所定周波数ビン範囲毎のＳＩＮＲの平均により前記所定周波数ビン範囲毎、を切り替えて実行、
    前記（１）〜（５）のうちのいずれか一つを用いて行う、等化方法。
12. 複数のアンテナにより受信したＭ系統の複素数受信信号を入力して周波数領域変換する周波数領域変換器と、
    前記周波数領域変換されたＭ系統の受信信号を、系統及び周波数に対応する複素数を１要素とする２Ｍの受信ベクトルとし、前記２Ｍの受信ベクトルによってチャネル推定及びノイズ干渉推定を行い、２Ｍのチャネルベクトルと（２Ｍ）×（２Ｍ）のノイズ干渉行列とを算出するチャネル推定器及びノイズ干渉推定器と、
    前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−１以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−１）×（２Ｍ−１）以下選択する第１の選択器と、
    第１の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−１以下の等化係数ベクトルを算出する第１の等化係数算出器と、
    前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−１以下の受信ベクトルを選択する第２の選択器と、
    前記第１の等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する第１の周波数領域等化器と、
    を有する、第１の等化処理部と、
    前記受信信号の受信品質に基づき、前記チャネルベクトルを２Ｍ−２以下選択し、前記ノイズ干渉行列を（２Ｍ−２）×（２Ｍ−２）以下選択する第３の選択器と、
    第２の等化係数として、前記選択されたチャネルベクトルとノイズ干渉行列とから、２Ｍ−２以下の等化係数ベクトルを算出する第２の等化係数算出器と、
    前記２Ｍの受信ベクトルから、２Ｍ−２以下の受信ベクトルを選択する第４の選択器と、
    前記第２の等化係数により、前記選択された受信ベクトルを等化する第２の周波数領域等化器と、
    を有する、第２の等化処理部と、
    前記第１の等化処理部と前記第２の等化処理部とを切り替える制御器と、
    を有する等化器。

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