KR101313862B1 - Mimo 수신기에 사용되는 간섭 제거기, mimo 수신기에서 간섭을 제거하는 방법 및 mimo 수신기 - Google Patents

Mimo 수신기에 사용되는 간섭 제거기, mimo 수신기에서 간섭을 제거하는 방법 및 mimo 수신기 Download PDF

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channel estimate
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interference cancellation
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강영환
장지호
남대석
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지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드
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Abstract

간섭제거기(500)는 채널 추정기에서 연산된 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00273
와 FFT에서 전달된 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00274
에서 기준신호 RS (reference signal)의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하는 간섭제거계수 연산기(510), 연산된 간섭제거계수를 이용하여 수신 신호와 채널 추정값에 있는 간섭을 제거하는 간섭 제거 필터(520), 수신 신호와 채널 추정값의 크기를 λ배만큼 증감시키는 증감기(530), 간섭 제거 이전의 채널 추정값과 간섭 제거 필터를 통과한 채널 추정값을 입력받아 간섭 제거 전후의 신호를 비교한 후 간섭 제거 이전의 신호 또는 간섭 제거 이후의 신호를 전달할지 여부를 결정하는 간섭 제거 출력 제어기(540) 및 간섭 제거 출력 제어기로부터 제어신호를 전달받아 동작하는 스위치(550)를 포함한다.

Description

MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기, MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법 및 MIMO 수신기{APPARATUS FOR INTERFERENCE CANCELLATION IN MIMO RECEIVER, METHOD FOR INTERFERENCE CANCELLATION IN MIMO RECEIVER AND MIMO RECEIVER}
이하 설명하는 다중 셀 무선 통신 시스템에서 사용되는 MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 기술에 관한 것이다.
현재의 무선통신 시스템은 음성 서비스뿐만 아니라 데이터 서비스를 제공하고 있으며 사용자의 이동성을 보장하기 위해 사업자는 시스템을 다중 셀(multi-cell) 환경으로 구성하고 있다. 이러한 시스템으로는 CDMA기반의 CDMA2000, 1xEVDO, WCDMA등의 2,3세대 및 OFDM기반의 IEEE 802.16, LTE, LTE-A등 3.5, 4세대의 이동통신 시스템이 있다.
다중 셀 시스템에서 인접한 셀이 동일한 주파수로 신호를 전송하고 있는 경우 한 셀에 접속해 있는 단말은 인접 셀의 신호가 간섭으로 작용한다. 실제로 3세대 이상의 이동통신 시스템은 한 채널의 대역폭이 수 MHz이상이기 때문에 사업자가 가진 채널의 수가 한정되어 있고 따라서 시스템을 구축함에 있어 인접 셀 간 동일 주파수를 사용하는 상황을 피할 수 없다. 동일한 주파수를 사용하는 셀이 인접해 있을 경우 그 기지국에서 송신하는 신호는 셀 경계에 위치한 단말에게 간섭으로 작용하여 서빙 셀 (Serving cell)에 대한 수신 품질을 떨어뜨리게 되고 결국 이는 셀 커버리지 (Cell coverage) 및 데이터 전송률이 저하되는 원인이 된다.
특히 4세대 이동통신인 LTE-A 시스템에서 사용가능한 피코 셀 (pico cell) 및 펨토 셀 (femto cell)이 혼재하는 이종 네트워크 (Heterogeneous network)인 경우 이러한 인접 셀 간섭이 더 빈번하게 일어날 수 있다. 이는 매크로 셀 (macro cell)의 커버리지 및 수신 성능을 떨어뜨리는 원인이 된다.
이러한 셀간 간섭을 최소화하기 위해 셀 경계에 있는 단말에 대하여 서빙 기지국과 인접 기지국의 자원 할당을 시간축 혹은 주파수축으로 서로 회피하게 함으로써 셀 경계에서의 커버리지 및 전송률을 높이는 방법이 제시되고 있다. 하지만 이러한 방법은 자원할당 정보를 공유하기 위해 기지국 간에 자원할당 정보를 교환할 수 있는 추가적인 시스템 구축이 필요하고, 또한 기지국 혹은 단말 간의 자원할당을 서로 회피하는 구간에서는 주파수 자원을 모두 사용하는 것이 아니기 때문에 주파수 사용효율이 떨어진다는 단점이 있다.
기존의 간섭제거기는 수신 신호에서 간섭 및 잡음으로 이루어진 신호에 대한 공분산행렬 (Covariance matrix)을 구하고 그 역행렬 (Inverse matrix)을 구하여 수신 신호와 채널 추정값에 적용하는 간섭제거필터로 사용하거나, 간섭 신호도 수신 신호로 가정하여 원래의 서빙 기지국과 단말간의 MIMO (Multi-input Multi-output) 차수보다 높은 차수로 MMSE (Minimum Mean Square Error) 가중행렬을 구하여 수신하는 방법 등을 사용하였다.
1. 한국공개특허 2010-0013927호 "ＳＣ－ＦＤＭＡ 기반 시스템에서 ＭＵ－ＭＩＭＯ 방식을 이용한 간섭 제거 방법 및 장치" 2. 한국공개특허 2009-0024980호 "다중안테나를 이용한 수신기 및 데이터 수신 방법" 3. 한국공개특허 2007-0122531호 "단순화된 채널 행렬 역행렬화를 이용한 데이터 처리 방법, 등화기, 수신기, 통신 시스템, 네트워크 요소, 및 단말기"
간섭제거필터를 사용하는 종래 방법은 다중 스트림을 전송하는 환경에서 백색잡음만을 고려하여 설계된 MIMO ML 검출기를 사용할 경우 최적의 ML 검출 성능을 달성할 수 없고, 최적의 ML 검출 성능을 달성하려면 기존의 MIMO ML 검출기 구조를 수정하여야만 한다. 나아가 수정된 ML 검출기는 복잡도를 줄이기 위해 사용하는 QR분해 방법을 적용할 수 없다는 문제점이 있다.
MMSE 가중 행렬을 사용하는 종래 방법은 간섭 신호를 포함하여 MIMO 검출하는 방법으로 서빙 기지국의 채널뿐만 아니라 간섭 기지국의 채널을 추가로 추정하여야 하고 MIMO차수가 증가하기 때문에 MIMO 검출기의 복잡도가 증가한다. 또한 MMSE 가중행렬을 채용하는 MIMO 검출기는 ML 검출기보다 성능이 떨어지는 문제점이 있다.
이하 설명하는 기술은 셀간 간섭이 있는 다중 셀 환경에서 기지국에 추가적인 시스템 구축 없이도 셀 경계에서의 커버리지 및 전송률을 향상시키는 방법을 제공하고자 한다.
또한 이하 설명하는 기술은 다중 스트림을 전송하는 MIMO 시스템에서 셀간 간섭이 있는 경우에 성능을 향상시키고자 한다.
또한 이하 설명하는 기술은 셀 간섭이 존재하지 않는 곳에서 적응적으로 간섭 최소화 연산을 적용함으로써 간섭 최소화 연산의 오동작으로 인한 성능열화를 막고자 한다.
이하 설명하는 기술의 해결과제는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 해결과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기는 IMO 수신기의 채널 추정기에서 연산된 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00001
및 MIMO 수신기의 FFT블록에서 전달된 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00002
에서 각각 기준신호 RS (reference signal)의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭 제거 계수를 연산하는 간섭제거계수 연산기 및 간섭 제거 계수를 이용하여 수신 신호에서 간섭을 제거한 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00003
및 채널 추정값에서 간섭을 제거한 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00004
를 생성하는 간섭 제거 필터를 포함한다. 여기서 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00005
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00006
은 MIMO 수신기의 ML 검출기에 전달된다.
MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기는 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00007
과 상기 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00008
의 비가 임계값을 초과하지 않는 경우 수신신호
Figure 112013047242489-pat00009
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00010
을 상기 ML 검출기에 전달하고, 상기 비가 임계값을 초과하는 경우 상기 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00011
및 상기 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00012
을 상기 MIMO 수신기의 ML 검출기에 전달하는 스위치를 더 포함할 수 있다.
간섭제거계수 연산기는 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00013
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00014
를 입력받아 공분산 행렬을 연산하는 공분산 행렬 연산기 및 공분산 행렬에 대한 제곱근 역행렬을 연산하는 제곱근 역행렬 연산기를 포함한다.
공분산 행렬 연산기는 단위 블록당 공분산 행렬을 연산하는 단위 블록 공분산 행렬 연산기; 및 단위 블록당 공분산 행렬을 이동평균하여 간섭제거계수를 연산하는 이동평균 연산기를 포함한다.
간섭제거계수 연산기는 수신신호
Figure 112013047242489-pat00015
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00016
을 입력받아 연산하는 공분산행렬을 두 개의 제곱근 행렬의 곱으로 해석하여 간섭제거계수를 연산한다.
간섭제거필터는 수신신호
Figure 112013047242489-pat00017
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00018
각각에 간섭제거계수
Figure 112013047242489-pat00019
를 곱하여 간섭을 제거한다. 여기서,
Figure 112013047242489-pat00020
는 단위 블록당 연산된 공분산 행렬이다.
MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법은 안테나로 수신한 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계, 디지털 신호를 FFT 블록을 이용하여 주파수 도메인의 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00021
로 변환하는 단계, 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00022
로부터 RS 기준신호를 추출하여 채널값
Figure 112013047242489-pat00023
을 추정하는 단계, 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00024
및 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00025
에서 각각 기준신호 RS의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하는 단계 및 간섭제거계수를 이용하여 수신 신호에서 간섭을 제거한 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00026
및 채널 추정값에서 간섭을 제거한 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00027
를 생성하는 단계를 포함한다.
연산하는 단계는 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00028
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00029
를 입력받아 공분산 행렬을 연산하는 단계; 및 공분산 행렬에 대한 제곱근 역행렬을 연산하는 단계를 포함한다.
공분산 행렬을 연산하는 단계는 단위 블록당 공분산 행렬을 연산하고, 단위 블록당 공분산 행렬을 이동평균하여 간섭제거계수를 연산한다.
생성하는 단계는 수신신호
Figure 112013047242489-pat00030
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00031
각각에 간섭제거계수
Figure 112013047242489-pat00032
를 곱하여 간섭을 제거한다.
MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법은 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00033
과 채널 추정값 의 비가 임계값을 초과지 않는는 경우 수신신호
Figure 112013047242489-pat00034
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00035
을 ML 검출기에 전달하고, 비가 임계값을 초과하는 경우 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00036
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00037
을 ML 검출기에 전달하는 단계를 더 포함할 수 있다.
MIMO 수신기는 안테나에서 수신한 신호를 디지털 신호로 변환하는 신호 처리기, 디지털 신호를 주파수 도메인의 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00038
로 변환하는 FFT 블록, 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00039
로부터 RS 기준신호를 추출하여 채널값
Figure 112013047242489-pat00040
를 추정하는 채널 추정기, 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00041
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00042
에서 각각 기준신호 RS의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하고, 간섭제거계수를 이용하여 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00043
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00044
에서 간섭을 제거하는 간섭 제거기 및 간섭제거기에서 간섭이 제거된 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00045
및 간섭이 제거된 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00046
을 입력 받는 ML 검출기를 포함한다.
간섭 제거기는 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00047
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00048
를 입력받아 단위 블록당 공분산 행렬(
Figure 112013047242489-pat00049
)을 연산하고, 단위블록당 공분산 행렬(
Figure 112013047242489-pat00050
)을 이동평균하여 간섭제거계수
Figure 112013047242489-pat00051
를 연산하는 간섭제거계수 연산기; 및 간섭제거계수
Figure 112013047242489-pat00052
를 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00053
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00054
에 곱하여 간섭을 제거하는 간섭제거필터를 포함한다.
MIMO 수신기는 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00055
과 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00056
의 비가 임계값을 초과하지 않는 경우 수신신호
Figure 112013047242489-pat00057
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00058
을 ML 검출기에 전달하고, 비가 임계값을 초과하는 경우 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00059
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00060
을 ML 검출기에 전달하는 스위치를 더 포함할 수 있다.
이하 설명하는 기술은 다중 셀 환경에서 종래 수신기에 간섭 제거기를 추가하는 단순한 구성으로 셀 간 간섭을 최소화한다. 또한 종래의 수신기의 구성을 변경하지 않고, 단순하게 간섭 제거기를 추가하는 함으로써 적은 비용으로 수신기 구현이 가능하다.
이하 설명하는 기술의 효과는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 NR개의 안테나를 갖는 종래의 MIMO 수신기 구조를 도시한 블록도의 예이다.
도 2는 간섭 제거기가 추가된 OFDM MIMO 수신기의 구조를 도시한 블록도의 예이다.
도 3은 도 2의 간섭제거기에 대한 회로 구성도의 예이다.
도 4는 간섭제거 계수 연산기에 대한 구성을 도시한 블록도의 예이다.
도 5는 LTE 시스템에 간섭 제거기를 적용하여 간섭제거계수를 구하는 단위 블록의 영역을 도시한 예이다.
도 6은 도 4의 공분산 행렬 연산기에 대한 구성을 도시한 블록도의 예이다.
도 7은 도 3의 간섭제거 출력 제어기의 구성을 도시한 블록도의 예이다.
도 8은 MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법에 대한 순서도의 예이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 해당 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않으며, 단지 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
본 명세서에서 사용되는 용어에서 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 해석되지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함한다" 등의 용어는 설시된 특징, 개수, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 의미하는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 개수, 단계 동작 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
도면에 대한 상세한 설명을 하기에 앞서, 본 명세서에서의 구성부들에 대한 구분은 각 구성부가 담당하는 주기능 별로 구분한 것에 불과함을 명확히 하고자 한다. 즉, 이하에서 설명할 2개 이상의 구성부가 하나의 구성부로 합쳐지거나 또는 하나의 구성부가 보다 세분화된 기능별로 2개 이상으로 분화되어 구비될 수도 있다. 그리고 이하에서 설명할 구성부 각각은 자신이 담당하는 주기능 이외에도 다른 구성부가 담당하는 기능 중 일부 또는 전부의 기능을 추가적으로 수행할 수도 있으며, 구성부 각각이 담당하는 주기능 중 일부 기능이 다른 구성부에 의해 전담되어 수행될 수도 있음은 물론이다. 따라서, 본 명세서를 통해 설명되는 각 구성부들의 존재 여부는 기능적으로 해석되어야 할 것이며, 이러한 이유로 본 발명의 MIMO 수신기(1000) 및 간섭 제거기(500)에 따른 구성부들의 구성은 본 발명의 목적을 달성할 수 있는 한도 내에서 도면들과는 상이해질 수 있음을 명확히 밝혀둔다.
또, 방법 또는 동작 방법을 수행함에 있어서, 상기 방법을 이루는 각 과정들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않은 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 과정들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.
이하에서는 도면을 참조하면서 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기(500), MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법 및 MIMO 수신기(1000)에 관하여 구체적으로 설명한다.
도 1은 NR개의 안테나를 갖는 종래의 MIMO 수신기 구조를 도시한 블록도의 예이다. 각 안테나(100)로부터 수신된 신호는 RF처리기(210) 및 ADC(220)를 통해 디지털 신호로 변환된다. 디지털 신호로 변환된 신호는 FFT 블록(300)을 통해 주파수 도메인 신호로 변환된다. 채널 추정기(400)는 주파수 도메인 신호로부터 기준신호를 추출하고, 추출한 신호를 이용하여 송수신기 사이에 있는 무선 채널 값을 추정한다. 이렇게 추정된 채널 값과 수신 데이터 값은 MIMO ML 검출기(600)로 전달되어 각각의 스트림 별로 비트 LLR (log likelihood ratio)로 출력된다. MIMO ML 검출기에서 출력된 신호는 이후 스트림 별로 복호기(700)에서 복호된다.
다중 스트림을 전송하는 MIMO 시스템에서 ML 검출기(600) 동작은 다음과 같이 유도된다. 먼저 수신신호
Figure 112013047242489-pat00061
은 아래의 수학식 1과 같은 확률 분포를 갖는다.
Figure 112013047242489-pat00062
여기서 exp는 지수함수 (exponential function),
Figure 112013047242489-pat00063
은 NR개의 안테나로 수신되는 수신 신호 열 벡터 표현되며 아래의 수학식 2와 같이 표현된다.
Figure 112013047242489-pat00064
Figure 112013047242489-pat00065
는 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00066
에 대한 기대값이며 공분산 행렬
Figure 112013047242489-pat00067
는 아래의 수학식 3과 같이 연산된다.
Figure 112013047242489-pat00068
여기서 함수
Figure 112013047242489-pat00069
는 행렬
Figure 112013047242489-pat00070
의 기대값을 나타낸다. 이때 ML 검출기(600)는 exp함수 안에 있는
Figure 112013047242489-pat00071
를 최소화하는 심볼을 찾는 것으로 설계할 수 있다. 이 경우 각 심볼의 비트 LLR은 다음과 같이 연산될 수 있다. j번째 심볼 s j 의 k번째 비트 LLR
Figure 112013047242489-pat00072
은 아래의 수학식 4와 같다.
Figure 112013047242489-pat00073
여기서
Figure 112013047242489-pat00074
는 NT개의 안테나에서 송신되는 송신 심볼 벡터이고, 아래의 수학식 5와 같이 표현된다.
Figure 112013047242489-pat00075
Figure 112013047242489-pat00076
는 서빙 기지국과 수신기 사이의 채널 행렬이다. 서빙 기지국은 현재 단말기에 통신 서비스를 제공하는 기지국을 의미한다.
Figure 112013047242489-pat00077
는 아래의 수학식 6과 같이 표현된다.
Figure 112013047242489-pat00078
따라서 ML 검출기(600)는 ML 검출을 위해서 공분산 행렬
Figure 112013047242489-pat00079
의 역행렬을 연산해야 한다.
무선통신 시스템은 채널 추정 및 수신된 신호의 복조를 돕기 위해 일정하게 정해진 신호를 전송한다. 이 신호를 파일럿 신호 혹은 기준신호 (RS: Reference signal)라고 하고, 본 발명에서는 이하 이 신호를 RS라고 표시한다.
도 2는 다중 셀 환경에서 동작하는 간섭 제거기(500)가 추가된 OFDM MIMO 수신기의 구조를 도시한 블록도의 예이다. 도 2의 MIMO 수신기는 도 1의 MIMO 수신기에 간섭 제거기가 추가된 구성이다. 도 1의 수신기와 공통된 구성은 동일한 도면 부호를 사용하였다.
본 발명의 MIMO 수신기(1000)는 안테나에서 수신한 신호를 디지털 신호로 변환하는 신호 처리기(200), 디지털 신호를 주파수 도메인의 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00080
로 변환하는 FFT 블록(300), 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00081
로부터 RS 기준신호를 추출하여 채널값
Figure 112013047242489-pat00082
를 추정하는 채널 추정기(400), 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00083
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00084
에서 각각 기준신호 RS의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하고, 간섭제거계수를 이용하여 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00085
및 상기 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00086
에서 간섭을 제거하는 간섭 제거기(500) 및 간섭제거기에서 간섭이 제거된 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00087
및 간섭이 제거된 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00088
을 입력받는 ML 검출기(600)를 포함한다.
신호 처리기(200)는 안테나(100)로부터 수신한 RF 신호를 기저대역으로 변환하는 RF 처리기(210) 및 RF 처리기(210)에서 처리한 신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC(220)을 포함한다.
채널 추정기(400) 및 간섭 제거기(500)는 각각 NR개의 수신 신호(
Figure 112013047242489-pat00089
~
Figure 112013047242489-pat00090
)를 입력받아 처리한다. 수신 신호의 개수는 통신 시스템에 따라 달라질 수 있다.
간섭 제거기(500)는 채널 추정기에서 연산된 채널 값
Figure 112013047242489-pat00091
와 수신 신호 값
Figure 112013047242489-pat00092
을 이용하여 간섭이 제거된 신호인
Figure 112013047242489-pat00093
와
Figure 112013047242489-pat00094
을 연산하여 ML 검출기(600)로 전달한다. 이때 수신신호
Figure 112013047242489-pat00095
은 NR개의 안테나로부터 수신되는 신호로 이루어진 NR × 1 열 벡터이고, 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00096
는 크기가 NR × NT 인 행렬이다. NT는 기지국 송신 안테나 개수이다.
도 3은 도 2의 간섭제거기(500)에 대한 회로 구성도의 예이다.
간섭제거기(500)는 채널 추정기에서 연산된 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00097
와 FFT에서 전달된 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00098
에서 기준신호 RS (reference signal)의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하는 간섭제거계수 연산기(510), 연산된 간섭제거계수를 이용하여 수신 신호와 채널 추정값에 있는 간섭을 제거하는 간섭 제거 필터(520), 수신 신호와 채널 추정값의 크기를 λ배만큼 증감시키는 증감기(530), 간섭 제거 이전의 채널 추정값과 간섭 제거 필터를 통과한 채널 추정값을 입력받아 간섭 제거 전후의 신호를 비교한 후 간섭 제거 이전의 신호 또는 간섭 제거 이후의 신호를 전달할지 여부를 결정하는 간섭 제거 출력 제어기(540) 및 간섭 제거 출력 제어기로부터 제어신호를 전달받아 동작하는 스위치(550)를 포함한다.
증감기(530)는 경우에 따라 수신 신호 및 채널 추정값을 증감시키지 않을 수도 있다. 간섭 제거 필터(520)는 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00099
에 적용되는 제1 간섭 제거 필터(521) 및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00100
에 적용되는 제2 간섭 제거 필터(522)를 포함한다. 증감기(530)는 수신 신호에 적용되는 제1 증감기(531) 및 채널 추정값에 적용되는 제2 증감기(532)를 포함한다. 스위치(550)는 수신 신호에 적용되는 제1 스위치(551) 및 채널 추정값에 적용되는 제2 스위치(552)를 포함한다. 후술하겠지만, 간섭 제거 출력 제어기(540) 및 스위치(550)는 필수적인 구성은 아니다.
도 4는 간섭제거계수 연산기(510)에 대한 구성을 도시한 블록도의 예이다.
도 4(a)는 수신 신호와 채널 추정값을 입력받아 공분산 행렬을 연산하는 공분산 행렬 연산기(511) 및 연산된 공분산 행렬의 제곱근 역행렬 (square root inverse matrix)을 단번에 연산하는 제곱근 역행렬 연산기(512)를 포함한다.
도 4(b)는 수신 신호와 채널 추정값을 입력받아 공분산 행렬을 연산하는 공분산 행렬 연산기(511), 공분산 행렬의 제곱근 역행렬을 연산할 때 제곱근 행렬 (square root matrix)을 먼저 연산하는 제곱근 행렬 연산기(513) 및 연산된 제곱근 행렬에 대한 역행렬을 연산하는 역행렬 연산기(514)를 포함한다.
도 4(c)는 수신 신호와 채널 추정값을 입력받아 공분산 행렬을 연산하는 공분산 행렬 연산기(511), 공분산 행렬의 역행렬을 먼저 연산하는 역행렬 연산기(514) 및 연산된 공분산 역행렬에 대한 제곱근 행렬을 연산하는 제곱근 행렬 연산기(513)를 포함한다.
공분산 행렬 연산기(511)는 RS를 이용하여 공분산 행렬을 아래의 수학식 7과 같이 연산할 수 있다.
Figure 112013047242489-pat00101
즉 공분산 행렬은 RS가 전송되는 위치인 k번째 부반송파 (subcarrier)만을 모아서 기대값을 취하여 연산 된다. 수학식 3에서
Figure 112013047242489-pat00102
는 k번째 부반송파에 전송되는 RS 심볼 벡터로 길이가 NT이다.
도 5는 LTE 시스템에 간섭 제거기(500)를 적용하여 간섭제거계수를 구하는 단위 블록의 영역을 도시한 예이다. 도 5의 단위 블록은 주파수 축으로는 12개의 부 반송파 그리고 시간 축으로는 14개의 OFDM 심볼의 크기를 갖는다. 단위 블록에는 각 송신 안테나에서 전송되는 RS의 위치가 표시되어 있다. 간섭 제거기(500)는 이러한 RS들의 위치에서 수신된 신호와 그 위치에서의 채널 추정값을 이용하여 간섭제거계수를 구하게 된다. 간섭 제거 단위 블록의 크기는 통신 시스템과 수신환경에 따라 달라질 수 있다.
도 5는 LTE시스템 기지국의 0~3번째 송신안테나에서 전송되는 RS의 위치를 도시한 것이다. 상기 수학식 7는 아래의 수학식 8과 같이 평균 연산으로 치환할 수 있다.
Figure 112013047242489-pat00103
수학식 8에서 P는 RS가 전송되는 부반송파 인덱스 (index)의 집합이고, M은 RS가 전송되는 부반송파의 총 개수이다.
간섭신호의 통계적 특성은 주파수축에서 주파수 선택적이기 때문에
Figure 112013047242489-pat00104
는 일정한 구간 이내에서 구해야 한다.
상기 일정한 구간은 주파수 축으로 특정 부반송파 개수 및 시간축으로 특정 OFDM심볼 수의 영역을 갖는 단위 블록을 설정한다. 단위 블록 내에서의 단위 블록 공분산 행렬
Figure 112013047242489-pat00105
을 아래의 수학식 9와 같이 연산한다.
Figure 112013047242489-pat00106
수학식 9에서
Figure 112013047242489-pat00107
는 주파수 축으로 j번째 단위블록 영역에서 RS가 전송되는 부반송파 인덱스의 집합이며,
Figure 112013047242489-pat00108
는 이 영역 내에서 RS가 전송되는 부반송파의 총 개수이다.
도 6은 도 4의 공분산 행렬 연산기(511)에 대한 구성을 도시한 블록도의 예이다.
공분산 행렬 연산기(511)는 단위 블록당 공분산 행렬을 연산하는 단위 블록 공분산 행렬 연산기(511a) 및 연산된 단위 블록당 공분산 행렬을 이동평균하여 간섭제거계수를 연산하는 이동평균 연산기(511b)를 포함한다. 도 6의 단위블록당 공분산 행렬 연산기(511a)는 상기 수학식 9에 따라 동작한다.
단위 블록당 공분산 행렬을 연산한 결과는
Figure 112013047242489-pat00109
를 구하는 구간 안에서 RS의 수가 충분하다면 평균값이 기대값에 가까이 수렴하겠지만, RS의 수가 충분하지 않을 경우 정확도가 떨어질 수 있다. 따라서 공분산 행렬 연산기(511)는 보다 많은 수의 RS를 이용하여 공분산 행렬을 연산할 필요가 있다. 이를 위해 이동평균 연산기(511b)는 구하고자 하는 영역 주위에서 연산된
Figure 112013047242489-pat00110
를 이용하여 아래의 수학식 10과 같이
Figure 112013047242489-pat00111
의 개수만큼 이동 평균하여 간섭제거계수를 연산한다.
Figure 112013047242489-pat00112
수학식 10에서
Figure 112013047242489-pat00113
의 인덱스는 항상 0과 주파수 축으로의 단위블록의 개수 NRB-1 사이의 값을 갖는다. 따라서 이동평균 연산기(511b)는 주파수축의 양 끝에서
Figure 112013047242489-pat00114
를 아래의 조건 수식 11에 따라 처리한다.
Figure 112013047242489-pat00115
상기 수식 11을 이용하여 공분산 행렬 연산기는 주파수 축 j번째 영역의 공분산 행렬을 최종적으로 산출할 수 있다.
종래의 MIMO 수신기는 간섭은 고려하지 않고 백색 가우시안 잡음만 있는 환경을 고려하여 설계되었다. 따라서 종래의 ML 검출기는
Figure 112013047242489-pat00116
가 최소가 되는 심볼을 찾는 방식으로 동작한다. 종래의 ML 검출기는 수신신호와 송신하였다고 예상되는 신호 사이의 거리를 구하여 가장 작은 값을 가지는 심볼을 찾는다. 이에 따라 연산되는 비트 LLR은 아래의 수학식 12와 같다.
Figure 112013047242489-pat00117
그러나, 상기 수학식 4의 간섭을 고려하기 위해서는 MIMO 수신기의 구성 자체를 수정해야만 한다. 상기 수학식 4의 간섭을 고려한 ML 검출기는 공분산 행렬
Figure 112013047242489-pat00118
의 역행렬을 이용하여 비트 LLR을 연산해야 하기 때문이다. 나아가 상기 수학식 4의 간섭을 고려한 MIMO 수신기는 다중 스트림환경에서 사용되는 QR분해를 이용하여 간소화된 복잡도의 MIMO 수신기로 변형할 수도 없다.
따라서 본 발명은 간섭을 고려하면서도 기존의 백색 가우시안 잡음 환경에서 설계된 MIMO 수신기(1000)를 사용하기 위한 구성을 제안한다.
만일 공분산 행렬
Figure 112013047242489-pat00119
를 두 개의 제곱근 행렬의 곱으로 분해할 수 있다면, MIMO 수신기는 아래의 수학식 13 같이 비트 LLR을 연산할 수 있다.
Figure 112013047242489-pat00120
수학식 13에서
Figure 112013047242489-pat00121
와
Figure 112013047242489-pat00122
는 각각 아래의 수학식 14 및 수학식 15와 같이 표현된다.
Figure 112013047242489-pat00123
Figure 112013047242489-pat00124
즉 수신신호
Figure 112013047242489-pat00125
와 채널 값
Figure 112013047242489-pat00126
에
Figure 112013047242489-pat00127
을 곱하여
Figure 112013047242489-pat00128
과
Figure 112013047242489-pat00129
으로 변환하면 백색잡음만을 고려하여 설계된 종래의 ML 수신기 구성을 그대로 사용할 수 있게 된다. 도 3의 간섭 제거 필터(521, 522))가 수신신호
Figure 112013047242489-pat00130
과 채널 값
Figure 112013047242489-pat00131
에 대하여 각각 상기 수학식 14 및 수학식 15를 적용하는 구성이다.
도 3 및 도 5의 간섭제거계수 연산기(510)는 도 3의 간섭 제거 필터(520)에 적용되는
Figure 112013047242489-pat00132
을 연산하는 구성이다.
Figure 112013047242489-pat00133
는 상기 수학식 10에 표현된 단위 블록당 연산된 공분산 행렬
Figure 112013047242489-pat00134
를 두 개의 제곱근 행렬의 곱으로 분해하여 연산한 결과이다.
공분산 행렬 연산기(511)에서 연산된
Figure 112013047242489-pat00135
에 대한 제곱근 역행렬은 도 5에 도시한 바와 같이, 다양한 방법으로 구할 수 있다. 도 5(a)는 제곱근 역행렬을 정해진 수식에 따라 단번에 구하는 것으로 2차의 정방 행렬에 적용될 수 있고, 도 5(b)는
Figure 112013047242489-pat00136
의 제곱근 행렬을 구한 후 그 행렬의 역행렬을 구함으로써
Figure 112013047242489-pat00137
를 연산하는 구조이며, 도 5(c)는 역행렬을 먼저 구한 다음 제곱근 행렬을 구하는 방식이다.
도 5의 제곱근 역행렬 연산기(512) 또는 제곱근 행렬 연산기(513)에서 수행되는 제곱근 행렬 연산은 다양한 방법이 사용될 수 있다. 특히 Cholesky 분해를 이용할 경우 제곱근 행렬은 상삼각 행렬 (Upper triangular matrix)이 된다. 상삼각 행렬을 구하는 방식으로 제곱근 행렬을 구할 경우 연산 복잡도를 많이 줄일 수 있다.
이렇게 연산된
Figure 112013047242489-pat00138
는 간섭 제거 필터의 계수가 된다. 간섭 제거 필터(520)는
Figure 112013047242489-pat00139
을 각각 수신신호
Figure 112013047242489-pat00140
와 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00141
에 곱하여 간섭이 제거된 수신신호
Figure 112013047242489-pat00142
와 간섭이 제거된 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00143
을 연산한다.
각 단위 블록에 대하여 제1 간섭 제거 필터(521)는 아래의 수학식 16을 이용하고, 제2 간섭 제거 필터(522)는 아래의 수학식 17를 이용하여 연산한다.
Figure 112013047242489-pat00144
Figure 112013047242489-pat00145
본 발명에서 제안한 간섭 제거 필터(520)를 사용한 MIMO 수신기(1000)는 일반적으로 종래의 MIMO 수신기에 비해 성능이 뛰어나다. 다만 간섭 제거 필터(520)만을 사용하는 MIMO 수신기는 간섭신호의 특성 및 하드웨어 구현시 발생하는 비트 해상도에 의한 구현 오차로 인하여 특정 간섭 신호에 대해서는 오히려 성능이 떨어질 수도 있다.
성능이 떨어지는 경우라면, ML 수신기(600)는 간섭제거 이전의 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00146
와 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00147
을 사용하는 것이 유리하다. 이를 위해 본 발명의 MIMO 수신기는 간섭제거 출력 제어기(540)를 더 포함할 수 있다.
도 7은 도 3의 간섭제거 출력 제어기(540)의 구성을 도시한 블록도의 예이다. 간섭 제거 출력 제어기(540)는 간섭 제거 이전의 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00148
의 채널 전력(제1 채널 전력)을 연산하는 제1 채널 전력 연산기(541), 간섭 제거 이후의 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00149
의 채널 전력(제2 채널 전력)을 연산하는 제2 채널 전력 연산기(542) 및 제1 채널 전력과 제2 채널 전력의 비가 특정 임계값을 초과하는 경우 간섭 제거필터(521,522)를 각각 통과한 수신신호
Figure 112013047242489-pat00150
와
Figure 112013047242489-pat00151
을 선택하게 하고, 제1 채널 전력과 제2 채널 전력의 비가 특정 임계값 이하인 경우 간섭 제거 필터(521, 522)를 통과하기 전의 수신신호
Figure 112013047242489-pat00152
과
Figure 112013047242489-pat00153
를 선택하게 하는 제어신호를 생성하는 제어신호 발생기(544)를 포함한다. 도 3의 스위치는 제어신호 발생기에서 생성한 제어신호에 따라 동작한다.
도 7에서 제1 채널 전력 연산기(541)에 연결된 가중치 추가기(543)는 일정한 가중치(weighting factor)를 부여하는 구성이다. 가중치 추가기(543)는 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00154
을 일정하게 증감시키는 도 3의 증감기(530)에 대응된다.
간섭 제거 출력 제어기(540)는 간섭 제거 이전의 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00155
과 간섭 제거 이후의 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00156
으로부터 각각 채널 전력을 측정하여
Figure 112013047242489-pat00157
/
Figure 112013047242489-pat00158
가 특정한 임계값을 초과하는지 여부에 따라 제어신호를 생성한다. 간섭 제거 출력 제어기(540)는 각 부반송파별로 제어 신호를 생성한다.
채널 전력의 측정은 다양한 방법이 가능하다. 제어신호 발생 방법은 아래와 같은 예로 구현할 수 있다.
Figure 112013047242489-pat00159
여기서 함수 g(ㆍ)는 신호품질을 측정하는 채널 전력 측정함수이다.
제어신호를 입력받아 출력을 선택하는 스위치 동작은 아래와 같이 스위치 제어 신호에 따라서 간섭제거 이전의 수신신호
Figure 112013047242489-pat00160
와 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00161
을 출력하거나, 또는 간섭제거 이후의 수신신호
Figure 112013047242489-pat00162
와 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00163
을 출력할 수 있도록 구성한다.
Figure 112013047242489-pat00164
Figure 112013047242489-pat00165
및
Figure 112013047242489-pat00166
는 각각 제1 스위치(551) 및 제2 스위치(552)에서 선택된 최종 출력값을 의미한다. 스위치도 부반송파 단위로 동작한다. λ는 증감기(530)에서 수신 신호와 채널 추정값의 크기를 증감시키는 계수이다.
도 8은 MIMO 수신기(1000)에서 간섭을 제거하는 방법에 대한 순서도의 예이다.
MIMO 수신기(1000)에서 간섭을 제거하는 방법은 안테나로 수신한 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계(901), 디지털 신호를 FFT 블록을 이용하여 주파수 도메인의 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00167
로 변환하는 단계(902), 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00168
로부터 RS 기준신호를 추출하여 채널값
Figure 112013047242489-pat00169
을 추정하는 단계(903), 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00170
및 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00171
에서 각각 기준신호 RS의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하는 단계(904) 및 간섭제거계수를 이용하여 수신 신호에서 간섭을 제거한 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00172
및 채널 추정값에서 간섭을 제거한 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00173
를 생성하는 단계(905)를 포함한다.
연산하는 단계(904)는 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00174
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00175
를 입력받아 공분산 행렬을 연산하고, 공분산 행렬에 대한 제곱근 역행렬을 연산하여 간섭제거계수를 연산한다. 연산하는 단계(904)는 도 4에 도시한 바와 같이 다양한 방법이 사용될 수 있다.
연산하는 단계(904)에서 연산 수단은 단위 블록당 공분산 행렬을 연산하고, 단위 블록당 공분산 행렬을 이동평균한다.
생성하는 단계(905)는 수신신호
Figure 112013047242489-pat00176
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00177
각각에 간섭제거계수
Figure 112013047242489-pat00178
를 곱하여 간섭을 제거한다.
MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법은 간섭을 제거한 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00179
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00180
을 생성한(905) 후
Figure 112013047242489-pat00181
와
Figure 112013047242489-pat00182
의 비가 임계값을 초과하는지 여부를 판단(906)할 수 있다.
상기 비가 임계값을 초과하는 경우 간섭이 제거된 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00183
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00184
를 ML 검출기에 전달한다(908). 상기 비가 임계값을 초과하지 않는 경우 간섭이 제거되기 전의 수신 신호
Figure 112013047242489-pat00185
및 채널 추정값
Figure 112013047242489-pat00186
를 ML 검출기에 전달한다(907).
본 실시예 및 본 명세서에 첨부된 도면은 본 발명에 포함되는 기술적 사상의 일부를 명확하게 나타내고 있는 것에 불과하며, 본 발명의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형 예와 구체적인 실시예는 모두 본 발명의 권리범위에 포함되는 것이 자명하다고 할 것이다.
1000 : MIMO 수신기 100 : 안테나
200 : 신호 처리기 210 : RF 처리기
220 : ADC 300 : FFT 블록
400 : 채널 추정기 500 : 간섭 제거기
510 : 간섭제거계수 연산기 511 : 공분산 행렬 연산기
511a: 단위 블록당 공분산 행렬 연산기 511b: 이동평균 연산기
512 : 제곱근 역행렬 연산기 513 : 제곱근 행렬 연산기
514 : 역행렬 연산기 520 : 간섭 제거 필터
521 : 제1 간섭 제거 필터 522 : 제2 간섭 제거 필터
530 : 증감기 531 : 제1 증감기
532 : 제2 증감기 540 : 간섭 제거 출력 제어기
541 : 제1 채널 전력 연산기 542 : 제2 채널 전력 연산기
543 : 가중치 추가기 544 : 제어신호 발생기
550 : 스위치 551 : 제1 스위치
552 : 제2 스위치 600 : ML 검출기
700 : 채널 복호기

Claims (20)

  1. MIMO 수신기의 채널 추정기에서 연산된 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00187
    및 상기 MIMO 수신기의 FFT블록에서 전달된 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00188
    에서 각각 기준신호 RS (reference signal)의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭 제거 계수를 연산하는 간섭제거계수 연산기;
    상기 간섭 제거 계수를 이용하여 상기 수신 신호에서 간섭을 제거한 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00189
    및 상기 채널 추정값에서 간섭을 제거한 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00190
    를 생성하는 간섭 제거 필터; 및
    상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00191
    과 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00192
    의 비가 임계값을 초과하지 않는 경우 상기 수신신호
    Figure 112013060282400-pat00193
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00194
    을 상기 MIMO 수신기의 ML 검출기에 전달하고, 상기 비가 임계값을 초과하는 경우 상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00195
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00196
    을 상기 ML 검출기에 전달하는 스위치를 포함하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 수신신호
    Figure 112013060282400-pat00197
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00198
    을 각각 λ배만큼 증감시키는 증감기; 및
    상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00203
    과 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00204
    의 비가 임계값을 초과하지 않는 경우 상기 증감기를 거친 수신신호
    Figure 112013060282400-pat00205
    및 상기 증감기를 거친 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00206
    을 선택하는 제어신호를 상기 스위치에 전달하고, 상기 비가 임계값을 초과하는 경우 상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00207
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00208
    을 선택하는 제어신호를 상기 스위치에 전달하는 간섭 제거 출력 제어기를 더 포함하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 간섭제거계수 연산기는
    상기 수신 신호
    Figure 112013047242489-pat00209
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00210
    를 입력받아 공분산 행렬을 연산하는 공분산 행렬 연산기; 및
    상기 공분산 행렬에 대한 제곱근 역행렬을 연산하는 제곱근 역행렬 연산기를 포함하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 공분산 행렬 연산기는
    단위 블록당 공분산 행렬을 연산하는 단위 블록 공분산 행렬 연산기; 및
    상기 단위 블록당 공분산 행렬을 이동평균하여 간섭제거계수를 연산하는 이동평균 연산기를 포함하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 단위 블록 공분산 행렬 연산기는 아래와 같은 수식으로 상기 단위 블록 공분산 행렬(
    Figure 112013047242489-pat00211
    )을 연산하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
    Figure 112013047242489-pat00212

    (
    Figure 112013047242489-pat00213
    는 주파수 축으로 j번째 단위블록 영역에서 RS가 전송되는 부반송파 인덱스의 집합,
    Figure 112013047242489-pat00214
    는 j번째 단위블록 영역에서 RS가 전송되는 부반송파의 총 개수,
    Figure 112013047242489-pat00215
    는 k번째 부반송파에 전송되는 RS 심볼 벡터임)
  7. 제5항에 있어서,
    상기 이동평균 연산기는 아래의 수식과 같이 상기 단위 블록 공분산 행렬(
    Figure 112013047242489-pat00216
    )를 W만큼 이동평균하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
    Figure 112013047242489-pat00217
  8. 제7항에 있어서,
    상기 이동평균 연산기는
    상기
    Figure 112013060282400-pat00218
    가 0부터 단위블록의 개수 사이의 값을 갖도록 제어하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
  9. 제4항에 있어서,
    상기 제곱근 역행렬 연산기는 Cholesky 분해를 이용하여 제곱근 행렬을 연산하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 간섭제거계수 연산기는
    상기 수신신호
    Figure 112013047242489-pat00219
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00220
    을 입력받아 연산하는 공분산행렬을 두 개의 제곱근 행렬의 곱으로 해석하여 상기 간섭제거계수를 연산하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 간섭제거필터는
    상기 수신신호
    Figure 112013047242489-pat00221
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00222
    각각에 간섭제거계수
    Figure 112013047242489-pat00223
    를 곱하여 간섭을 제거하는 MIMO 수신기에 사용되는 간섭 제거기.
    (여기서,
    Figure 112013047242489-pat00224
    는 단위 블록당 연산된 공분산 행렬임)
  12. MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법에 있어서,
    안테나로 수신한 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계;
    상기 디지털 신호를 FFT 블록을 이용하여 주파수 도메인의 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00225
    로 변환하는 단계;
    상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00226
    로부터 RS 기준신호를 추출하여 채널값
    Figure 112013060282400-pat00227
    을 추정하는 단계;
    상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00228
    및 상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00229
    에서 각각 기준신호 RS의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하는 단계; 및
    상기 간섭제거계수를 이용하여 상기 수신 신호에서 간섭을 제거한 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00230
    및 상기 채널 추정값에서 간섭을 제거한 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00231
    를 생성하는 단계를 포함하되,
    상기 연산하는 단계는 상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00232
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00233
    를 입력받아 공분산 행렬을 연산하는 단계; 및 상기 공분산 행렬에 대한 제곱근 역행렬을 연산하는 단계를 포함하는 MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법.
  13. 삭제
  14. 제12항에 있어서,
    상기 공분산 행렬을 연산하는 단계는 단위 블록당 공분산 행렬을 연산하고, 상기 단위 블록당 공분산 행렬을 이동평균하는 MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 이동평균은 상기 단위 블록당 공분산 행렬(
    Figure 112013060282400-pat00234
    )을 아래의 수식과 같이 W 만큼 이동평균하는 MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법.
    Figure 112013060282400-pat00235

    (여기서,
    Figure 112013060282400-pat00236
    이고,
    Figure 112013060282400-pat00237
    는 주파수 축으로 j번째 단위블록 영역에서 RS가 전송되는 부반송파 인덱스의 집합,
    Figure 112013060282400-pat00238
    는 j번째 단위블록 영역에서 RS가 전송되는 부반송파의 총 개수,
    Figure 112013060282400-pat00239
    는 k번째 부반송파에 전송되는 RS 심볼 벡터임)
  16. 제12항에 있어서,
    상기 생성하는 단계는
    상기 수신신호
    Figure 112013047242489-pat00240
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00241
    각각에 간섭제거계수
    Figure 112013047242489-pat00242
    를 곱하여 간섭을 제거하는 MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법.
    (여기서,
    Figure 112013047242489-pat00243
    는 단위 블록당 연산된 공분산 행렬임)
  17. 제12항에 있어서,
    상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00244
    과 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00245
    의 비가 임계값을 초과하지 않는 경우 상기 수신신호
    Figure 112013047242489-pat00246
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00247
    을 ML 검출기에 전달하고,
    상기 비가 임계값을 초과하는 경우 상기 수신 신호
    Figure 112013047242489-pat00248
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00249
    을 상기 ML 검출기에 전달하는 단계를 더 포함하는 MIMO 수신기에서 간섭을 제거하는 방법.
  18. MIMO 수신기에 있어서,
    안테나에서 수신한 신호를 디지털 신호로 변환하는 신호 처리기;
    상기 디지털 신호를 주파수 도메인의 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00250
    로 변환하는 FFT 블록;
    상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00251
    로부터 RS 기준신호를 추출하여 채널값
    Figure 112013060282400-pat00252
    를 추정하는 채널 추정기;
    상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00253
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00254
    에서 각각 기준신호 RS의 위치에 있는 수신 값을 이용하여 간섭제거계수를 연산하고, 상기 간섭제거계수를 이용하여 상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00255
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00256
    에서 간섭을 제거하는 간섭 제거기;
    상기 간섭제거기에서 간섭이 제거된 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00257
    및 간섭이 제거된 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00258
    을 입력 받는 ML 검출기; 및
    상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00283
    과 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00284
    의 비가 임계값을 초과하지 않는 경우 상기 수신신호
    Figure 112013060282400-pat00285
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00286
    을 상기 ML 검출기에 전달하고, 상기 비가 임계값을 초과하는 경우 상기 수신 신호
    Figure 112013060282400-pat00287
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013060282400-pat00288
    을 상기 ML 검출기에 전달하는 스위치를 포함하는 MIMO 수신기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 간섭 제거기는
    상기 수신 신호
    Figure 112013047242489-pat00259
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00260
    를 입력받아 단위 블록당 공분산 행렬(
    Figure 112013047242489-pat00261
    )을 연산하고, 상기 단위블록당 공분산 행렬(
    Figure 112013047242489-pat00262
    )을 이동평균하여 간섭제거계수
    Figure 112013047242489-pat00263
    를 연산하는 간섭제거계수 연산기; 및
    상기 간섭제거계수
    Figure 112013047242489-pat00264
    를 상기 수신 신호
    Figure 112013047242489-pat00265
    및 상기 채널 추정값
    Figure 112013047242489-pat00266
    에 곱하여 간섭을 제거하는 간섭제거필터를 포함하는 MIMO 수신기.
  20. 삭제
KR1020130060324A 2013-05-28 2013-05-28 Mimo 수신기에 사용되는 간섭 제거기, mimo 수신기에서 간섭을 제거하는 방법 및 mimo 수신기 KR101313862B1 (ko)

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