JP5662892B2 - マルチキャリヤ変調信号受信装置 - Google Patents
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本発明は、マルチキャリヤ変調信号の受信装置に関し、特に、デジタル放送や無線ＬＡＮなどにおいて電波を受信する際に問題となるマルチパス環境においても、送信データを正しく受信することのできる受信装置に関する。
デジタル放送や無線ＬＡＮなどに用いるマルチキャリヤ変調方式として、例えばＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）がある。ＯＦＤＭでは、マルチパスに対する耐性を得るために、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）またはＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ：サイクリックプレフィックス）と呼ばれる期間を設けている。
一方、非特許文献１において、ＯＦＤＭがトランスマルチプレクサの一種であることが指摘されている。図１２は、一般的なトランスマルチプレクサの構成を示すブロック図である。このトランスマルチプレクサ１００は、Ｍ個のインタポレータおよびＭ個の送信フィルタを備えた合成バンクと、Ｍ個の受信フィルタおよびＭ個のデシメータを備えた分析バンクとにより構成されている。合成バンクおよび分析バンクは、チャネル（伝送路）を介して接続される。
図１３は、ＯＦＤＭをトランスマルチプレクサとして表現したときの構成を示すブロック図である。図１３からわかるように、ＯＦＤＭは、フィルタ係数が全て１であり、かつフィルタ長がサブチャネル数と一致するプロトタイプフィルタのＤＦＴ変調トランスマルチプレクサである。このことは、ＯＦＤＭのパルス形成フィルタが矩形窓関数を用いていることからも明らかである。
しかし、このＯＦＤＭにおけるプロトタイプフィルタは、第１サイドローブレベルが約−１３ｄＢであり、周波数特性が劣悪である。これに対応するため、ＧＩを用いシンボル間干渉を抑制する必要がある。非特許文献１では、より理想的な直交周波数分割多重を行うことにより、チャネルの影響を軽減できることが指摘されている。
また、ＤＦＴ変調フィルタバンク（ＤＦＴ変調トランスマルチプレクサの分析バンクと合成バンクが双対になって構成されたシステム）は、分析および合成のために、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）対を用いることができることから、実用面で有用であることが知られている。
非特許文献２には、ＤＦＴ変調フィルタバンクにおいて、デシメーションを２段階にして修正を行うことにより、擬似的に完全再構成条件を満足することが記載されている。すなわち、出力信号が入力信号の時間遅れの定数倍とほぼ等しくなることが記載されている。
図１４は、修正ＤＦＴ変調合成バンクの構成を示すブロック図であり、図１５は、修正ＤＦＴ変調分析バンクの構成を示すブロック図である。図１４において、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１は、Ｍ個のサブチャネル信号を入力し、サブチャネル信号の実部成分および虚部成分を抽出してそれぞれ第１段階目のインタポレーションを行い、遅延させた実部成分と虚部成分とを合成する。そして、その合成信号に対して第２段階目のインタポレーションを行ってフィルタ処理を施し、全てのサブチャネル信号を合成して等価ベースバンド信号を出力する。図１５において、修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２は、等価ベースバンド信号を入力し、Ｍ個の等価ベースバンド信号に分岐させ、それぞれフィルタ処理を施して第１段階目のデシメーションを行い、実部成分および遅延させた虚部成分に対して第２段階目のデシメーションを行い、実部成分と虚部成分とを合成してそれぞれＭ個のサブチャネル信号を出力する。
図１４に示した修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１および図１５に示した修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２をマルチキャリヤ変調方式の観点で見ると、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１が変調器となり、修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２が復調器となる。すなわち、送受信端でそれぞれ修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１および修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２を用いることにより、マルチキャリヤ変調方式による信号伝送を実現することができる。この場合、サブチャネル数よりも長いフィルタ長のプロトタイプフィルタを用いることができるため、より良好な周波数特性を実現することができる。しかし、送受信間のチャネルにマルチパスなどによる歪みがある場合には、チャネル等化器が必要となる。
ＤＦＴ変調トランスマルチプレクサに適用可能なチャネル等化器としては、例えば特許文献１に記載のものがある。このチャネル等化器は、パイロット信号を参照信号として最適化を行うことにより、等化係数を求めるものである。データが送られている間は等化係数の最適化を行うことができないため、伝搬路に変動がある場合には、伝送特性が劣化してしまうという問題がある。この問題を改善する手法として、等化後の信号をシンボル判定し、判定値を参照信号として用いる判定指向型等化器が知られている。しかし、判定指向型等化器には伝搬路に変動がある場合の伝送特性を改善できるという利点がある一方、等化係数が最適値へ収束しなかったり、シンボル判定における誤りの軽減が困難になったりすることで、伝送特性が著しく劣化してしまうことがあるという欠点がある。
このような判定指向型等化器の欠点を補うための手法として、例えば特許文献２に記載のものがある。この手法は、信号点のうち外郭のシンボルのみを用いて、等化後の信号をシンボル判定するものである。しかし、この手法では、等化係数の更新頻度が低くなってしまう他、外郭のシンボル以外が伝送されているときに、等化係数が最適値から乖離してしまうという問題がある。また、外郭のシンボルに限定するモードから限定をしないモードへ移行する必要があり、限定モードで十分に収束しない場合にはモード移行が困難となってしまうという問題もある。
また、判定指向モードに入る前に、判定値を用いることなく等化係数を最適化する定包絡線アルゴリズムを用いる手法が特許文献３に記載されている。しかし、この手法では、定包絡線アルゴリズムを多値ＱＡＭ信号に適用した場合には、定常誤差がゼロにならないという問題がある。これに対し、定包絡線アルゴリズムを多値ＱＡＭ信号に適用するためのアルゴリズムが非特許文献３に記載されている。しかし、この手法も、初期状態では定包絡線アルゴリズムを用い、ある程度等化係数が収束した段階で多値レベルモードへ移行する必要がある。したがって、この手法では、定包絡線アルゴリズムにて初期引き込みを行う際に等化係数が十分に収束しない場合に、モード移行が困難となってしまうという問題がある。
この他、定包絡線アルゴリズムを用いて、等化後の信号における振幅方向の値に基づいて位相方向のシンボル判定のみを行う手法が特許文献４に記載されている。しかし、前述のとおり、定包絡線アルゴリズムを多値ＱＡＭ信号に適用した場合には、定常誤差をゼロにすることができないから、この手法においてもモード移行が必要になり、初期引き込みの問題を含んでいる。
さらに、前述の特許文献２，３，４および非特許文献３に記載されている、判定指向型等化器の欠点（等化係数が最適値へ収束しなかったり、シンボル判定における誤りの軽減が困難になったりするという欠点）を補う手法は、いずれもシングルキャリヤ変調信号に対するものである。マルチキャリヤ変調信号のシンボル長は、シングルキャリヤ変調信号のそれと比較すると非常に長いから、伝搬路の変動が同じである場合、マルチキャリヤ変調信号は、シングルキャリヤ変調信号と比較してシンボル間での変動が大きくなる。したがって、シングルキャリヤ変調信号に対する手法をマルチキャリヤ変調信号にそのまま適用しても、十分な特性が得られないという問題がある。
Ali N.Akansu,Pierre Dubamel,Xueming Lin,and Marc de Courville.、"Orthogonal transmultiplexers in communications：A review."、IEEE Trans. Signal Process.,46(4)：979-995,April 1998.
Tanja Karp and N.J. Fliege.、"Modified DFT filter banks with perfect reconstruction."、IEEE Trans.Circuits Syst.II,46(11)：1404-1414,November 1999.
K.N.Oh.、"A single/multilevel modulus algorithm for blind equalization of QAM signals."、IEICE Trans., E80A(6):1033-1038, 1997.
このように、従来のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、ＧＩ等の冗長な情報を伝送することなく、マルチパスに対する耐性を得ることができるが、パイロット信号を参照信号として最適化により等化係数を求めるため、等化器の次数を大きくすると、時間変動に伴って伝送特性が劣化するという問題があった。
また、従来の判定指向型等化器、または判定値を用いないブラインド等化アルゴリズムでは、伝搬路の歪みや変動が大きい場合には、初期引き込みができない、または等化係数が収束してもその誤差が大きくなってしまうという問題があった。
そこで、本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、判定指向型等化器において軽減困難なシンボル判定誤りを克服することで、ＧＩ等の冗長な情報を伝送することなく、マルチパスによる伝搬路歪みと伝搬路の変動に対する耐性を有するマルチキャリヤ変調信号受信装置を提供することにある。
前記課題を解決するため、本発明による請求項１のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、修正ＤＦＴ変調合成バンクによってマルチキャリヤ変調された信号を受信するマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、直交復調された時間領域の等価ベースバンド信号を、最大間引き率の２倍のレートで周波数領域の信号に変換し、サブチャネル信号を出力する修正ＤＦＴ変調分析バンクと、前記修正ＤＦＴ変調分析バンクの出力するサブチャネル信号を等化するサブキャリヤ数分の線形等化器と、前記線形等化器がサブチャネル信号を等化する際に用いる等化係数を算出する等化係数算出部と、を備え、前記等化係数算出部が、前記線形等化器の出力する等化後の信号をシンボル判定する判定器と、前記判定器によるシンボル判定結果である判定値および前記等化後の信号に基づいて、等化後の信号における全サブキャリヤの信号品質を評価する評価部と、前記評価部による評価結果に基づいて、サブキャリヤにおける信号点座標上の判定領域を設定する領域設定部と、所定の最適化手法を用いて等化係数を算出する等化係数最適化部と、を備え、前記等化後の信号が前記判定領域に含まれる場合に、前記等化係数最適化部が算出する等化係数を、前記線形等化器による等化のために使用する、ことを特徴とする。
また、本発明による請求項２のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項１に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記評価部が、前記線形等化部の出力する等化後の信号と前記判定器の出力する判定値との間の誤差を算出する誤差算出部と、前記判定器の出力する判定値の振幅を算出する第１の振幅算出部と、前記誤差算出部の出力する誤差の振幅を算出する第２の振幅算出部と、全サブキャリヤについて、前記第１の振幅算出部の出力する振幅を加算する第１の加算部と、全サブキャリヤについて、前記第２の振幅算出部の出力する振幅を加算する第２の加算部と、前記第１の加算部の出力する加算結果を、前記第２の加算部の出力する加算結果で除算し、変調誤差比を評価結果として算出する除算部と、を備えることを特徴とする。
また、本発明による請求項３のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項１または２に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記領域設定部が、前記評価部による信号品質の評価値が低いときに前記判定領域が広くなるように、前記信号品質の評価値が高いときに前記判定領域が狭くなるように、前記判定領域を設定する、ことを特徴とする。
また、本発明による請求項４のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項１または２に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記領域設定部が、前記評価部による信号品質の評価値が所定の第１の閾値よりも低い場合、判定領域の広さが所定の上限値になるように判定領域を設定し、前記評価値が前記第１の閾値以上であり、かつ所定の第２の閾値以下である場合、判定領域の広さが前記評価値に反比例するように判定領域を設定し、前記評価値が前記第２の閾値よりも高い場合、判定領域の広さが所定の下限値になるように判定領域を設定する、ことを特徴とする。
以上のように、本発明によれば、判定指向型等化器において軽減困難なシンボル判定誤りを克服することができ、ＧＩ等の冗長な情報を伝送することなく、マルチパスによる伝搬路歪みと伝搬路の変動に対する耐性を得ることができる。
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔マルチキャリヤ変調信号受信装置〕
図１は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置の構成を示すブロック図である。このマルチキャリヤ変調信号受信装置１は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、分析バンク（修正ＤＦＴ変調分析バンク）５、線形等化器６、等化係数算出部７、デマッピング部８およびパラレルシリアル変換部９を備えている。
〔マルチキャリヤ変調信号受信装置〕
図１は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置の構成を示すブロック図である。このマルチキャリヤ変調信号受信装置１は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、分析バンク（修正ＤＦＴ変調分析バンク）５、線形等化器６、等化係数算出部７、デマッピング部８およびパラレルシリアル変換部９を備えている。
周波数変換部２は、マルチキャリヤ変調信号受信装置１が受信した信号を入力し、その入力信号をＩＦ信号に周波数変換する。周波数変換部２の出力するＩＦ信号はＡ／Ｄ変換部３へ入力される。Ａ／Ｄ変換部３は、周波数変換部２から入力されるＩＦ信号（アナログＩＦ信号）をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換部３の出力するデジタルＩＦ信号は直交復調部４へ入力される。直交復調部４は、Ａ／Ｄ変換部３から入力されるデジタルＩＦ信号を等価ベースバンド信号に直交復調する。直交復調部４の出力する等価ベースバンド信号は分析バンク５へ入力される。
分析バンク５は、直交復調部４から入力される時間領域の等価ベースバンド信号を、実質的に最大間引き率の２倍のレートで周波数領域の信号に変換し、通常の分析バンクにおける出力信号の実部成分および虚部成分の他に、通常の出力信号と対となる虚部成分および実部成分も合わせて出力する。すなわち、分析バンク５は、２系統の実部成分および２系統の虚部成分により構成される、合わせて４系統の実数信号からなる実部サブチャネル信号ベクトル、および２系統の実部成分および２系統の虚部成分により構成される、合わせて４系統の実数信号からなる虚部サブチャネル信号ベクトルをそれぞれ出力する。分析バンク５の出力する実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号ベクトル（以下、総称してサブチャネル信号ベクトルという。）は２分配され、一方が線形等化器６へ、他方が等化係数算出部７へ入力される。
線形等化器６は、等化係数算出部７から入力される等化係数を用いて、分析バンク５から入力されるサブチャネル信号ベクトルを線形等化する。線形等化器６の出力する等化後の複素キャリヤシンボルは２分配され、一方がデマッピング部８へ、他方が等化係数算出部７へ入力される。
等化係数算出部７は、分析バンク５から入力されるサブチャネル信号ベクトルおよび線形等化器６から入力される等化後の複素キャリヤシンボルを用いて等化係数を算出する。等化係数算出部７の出力する等化係数は線形等化器６へ入力される。
デマッピング部８は、線形等化器６から入力される等化後の複素キャリヤシンボルをデマッピングし、パラレル信号に変換する。デマッピング部８の出力するパラレル信号はパラレルシリアル変換部９へ入力される。パラレルシリアル変換部９は、デマッピング部８から入力されるパラレル信号をシリアル信号に変換する。このように、マルチキャリヤ変調信号受信装置１は、受信信号を入力して周波数変換部２からパラレルシリアル変換部９までの各種処理を行い、出力ビット列の信号を外部へ出力する。
〔分析バンク（ポリフェーズ構成）〕
次に、図１に示した分析バンク５のポリフェーズ構成について説明する。図２は、分析バンク５の構成を示すブロック図である。この分析バンク５は、遅延器２１、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２およびサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）を備えている。分析バンク５は、直交復調部４から等価ベースバンド信号が入力され、サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１（実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１）を生成して出力する。
次に、図１に示した分析バンク５のポリフェーズ構成について説明する。図２は、分析バンク５の構成を示すブロック図である。この分析バンク５は、遅延器２１、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２およびサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）を備えている。分析バンク５は、直交復調部４から等価ベースバンド信号が入力され、サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１（実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１）を生成して出力する。
図１に示した直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２１へ、他方がポリフェーズ分析バンク２２−１へ入力される。遅延器２１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号をＭ／２サンプル遅延させる。遅延器２１の出力する等価ベースバンド信号はポリフェーズ分析バンク２２−２へ入力される。
ポリフェーズ分析バンク２２−１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、第１のサブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成する。ポリフェーズ分析バンク２２−１の出力する第１のサブチャネル信号０〜Ｍ−１はサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）へ入力される。
ポリフェーズ分析バンク２２−２は、遅延器２１から入力される等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、第２のサブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成する。ポリフェーズ分析バンク２２−２の出力する第２のサブチャネル信号０〜Ｍ−１はサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）へ入力される。
サブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）は、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２から入力されるそれぞれのサブチャネル信号０〜Ｍ−１に、サブチャネル毎の処理を行い、サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１（実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１）、すなわち実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋ（サブチャネル信号ベクトルｋ）を生成して出力する。
（ポリフェーズ分析バンク）
次に、図２に示したポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２（以下、総称してポリフェーズ分析バンク２２という。）について説明する。図３は、ポリフェーズ分析バンク２２の構成を示すブロック図である。このポリフェーズ分析バンク２２は、遅延器２４−１〜２４−（Ｍ−１）、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）、ポリフェーズフィルタ２６−０〜２６−（Ｍ−１）、ＦＦＴ部２７および乗算部２８−０〜２８−（Ｍ−１）を備えている。ポリフェーズ分析バンク２２は、等価ベースバンド信号を入力し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成して出力する。
次に、図２に示したポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２（以下、総称してポリフェーズ分析バンク２２という。）について説明する。図３は、ポリフェーズ分析バンク２２の構成を示すブロック図である。このポリフェーズ分析バンク２２は、遅延器２４−１〜２４−（Ｍ−１）、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）、ポリフェーズフィルタ２６−０〜２６−（Ｍ−１）、ＦＦＴ部２７および乗算部２８−０〜２８−（Ｍ−１）を備えている。ポリフェーズ分析バンク２２は、等価ベースバンド信号を入力し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成して出力する。
ポリフェーズ分析バンク２２に入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２４−１へ、他方がデシメータ２５−０に入力される。遅延器２４−１は、入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−１の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２４−２へ、他方がデシメータ２５−１へ入力される。
同様に、遅延器２４−ｋ（２≦ｋ＜Ｍ−１）は、前段の遅延器２４−（ｋ−１）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−ｋの出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が後段の遅延器２４−（ｋ＋１）へ、他方がデシメータ２５−ｋへ入力される。
遅延器２４−（Ｍ−１）は、前段の遅延器２４−（Ｍ−２）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−（Ｍ−１）の出力する等価ベースバンド信号はデシメータ２５−（Ｍ−１）へ入力される。
デシメータ２５−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号に対し、比Ｍのデシメーション処理を行う。デシメータ２５−ｋの出力するデシメーション後の等価ベースバンド信号はポリフェーズフィルタ２６−ｋへ入力される。
ポリフェーズフィルタ２６−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、デシメータ２５−ｋから入力されるデシメーション後の等価ベースバンド信号にポリフェーズフィルタ処理を行う。ポリフェーズフィルタ２６−ｋの出力するポリフェーズフィルタ処理後の等価ベースバンド信号はＦＦＴ部２７へ入力される。
ポリフェーズフィルタＥｋ（ｚ）は、プロトタイプフィルタｐ（ｎ）のＴｙｐｅ１のポリフェーズ成分であり、以下の式で表される。
ここで、Ｎはプロトタイプフィルタのフィルタ長を、Ｍはサブチャネル数を示す自然数を、ｋは任意のサブチャネルをそれぞれ示す。
ＦＦＴ部２７は、ポリフェーズフィルタ２６−ｋから入力されるポリフェーズフィルタ処理後のそれぞれの等価ベースバンド信号をＦＦＴ処理する。ＦＦＴ部２７の出力するＭ個のサブチャネル信号はそれぞれ乗算部２８−ｋへ入力される。
乗算部２８−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、ＦＦＴ部２７から入力されるサブチャネル信号にｊＭ−ｋを乗算する。ただしｊは虚数単位である。乗算部２８−ｋの出力するサブチャネル信号ｋは、図２に示したサブチャネル処理部２３−ｋへ入力される。
このように、ポリフェーズ分析バンク２２は、等価ベースバンド信号を入力し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成してサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）に出力する。以下、ポリフェーズ分析バンク２２−１の出力するサブチャネル信号をｋ１とし、ポリフェーズ分析バンク２２−２の出力するサブチャネル信号をｋ２とする。
（サブチャネル処理部）
次に、図２に示したサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）について説明する。図４は、サブチャネル処理部２３−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）の構成を示すブロック図である。このサブチャネル処理部２３−ｋは、実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２を備えている。サブチャネル処理部２３−ｋは、ポリフェーズ分析バンク２２−１からサブチャネル信号ｋ１を入力すると共に、ポリフェーズ分析バンク２２−２からサブチャネル信号ｋ２を入力し、８個の要素からなるサブチャネル信号ベクトルｋ（４個の要素からなる実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび４個の要素からなる虚部サブチャネル信号ベクトルｋ）を生成して出力する。
次に、図２に示したサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）について説明する。図４は、サブチャネル処理部２３−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）の構成を示すブロック図である。このサブチャネル処理部２３−ｋは、実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２を備えている。サブチャネル処理部２３−ｋは、ポリフェーズ分析バンク２２−１からサブチャネル信号ｋ１を入力すると共に、ポリフェーズ分析バンク２２−２からサブチャネル信号ｋ２を入力し、８個の要素からなるサブチャネル信号ベクトルｋ（４個の要素からなる実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび４個の要素からなる虚部サブチャネル信号ベクトルｋ）を生成して出力する。
図２に示したポリフェーズ分析バンク２２−２から入力されるサブチャネル信号ｋ２は２分配され、一方が実部抽出部２９−１へ、他方が虚部抽出部３０−１へ入力される。図２に示したポリフェーズ分析バンク２２−１から入力されるサブチャネル信号ｋ１は２分配され、一方が実部抽出部２９−２へ、他方が虚部抽出部３０−２へ入力される。
実部抽出部２９−１は、ポリフェーズ分析バンク２２−２から入力されるサブチャネル信号ｋ２から実部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。実部抽出部２９−１の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部２３−ｋから出力され、他方が遅延器３１−２へ入力される。
虚部抽出部３０−１は、ポリフェーズ分析バンク２２−２から入力されるサブチャネル信号ｋ２から虚部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。虚部抽出部３０−１の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部２３−ｋから出力され、他方が遅延器３１−１へ入力される。
虚部抽出部３０−２は、ポリフェーズ分析バンク２２−１から入力されるサブチャネル信号ｋ１から虚部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。虚部抽出部３０−２の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素として、他方が虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部２３−ｋから出力される。
実部抽出部２９−２は、ポリフェーズ分析バンク２２−１から入力されるサブチャネル信号ｋ１から実部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。実部抽出部２９−２の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部２３−ｋから出力され、他方が乗算器３２−１へ入力される。
乗算器３２−１は、実部抽出部２９−２から入力される実数サブチャネル信号に−１を乗算し、符号を反転させる。乗算器３２−１の出力する、符号が反転した実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部２３−ｋから出力される。
遅延器３１−１は、虚部抽出部３０−１から入力される実数サブチャネル信号を１サンプル遅延させる。遅延器３１−１の出力する実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部２３−ｋから出力される。
遅延器３１−２は、実部抽出部２９−１から入力される実数サブチャネル信号を１サンプル遅延させる。遅延器３１−２の出力する実数サブチャネル信号は乗算器３２−２に入力される。乗算器３２−２は、遅延器３１−２から入力される実数サブチャネル信号に−１を乗算し、符号を反転させる。乗算器３２−２の出力する、符号が反転した実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部２３−ｋから出力される。
なお、実部抽出部２９−１により抽出される実数サブチャネル信号を
とし、虚部抽出部３０−１により抽出される実数サブチャネル信号を
とし、虚部抽出部３０−２により抽出される実数サブチャネル信号を
とし、実部抽出部２９−２により抽出される実数サブチャネル信号を
とすると、実部サブチャネル信号ベクトルｋは、以下のようになる。
ここで、上付きのＴは転置を、下付きのｋはサブチャネルを、上付きのＲおよびＩはそれぞれ実部および虚部を、ｚＭは最大間引きレートであること、すなわちサンプル間隔がシンボル長の１／Ｍであることを示す。
一方、虚部サブチャネル信号ベクトルｋは、以下のようになる。
図２、図３および図４において、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）の前段に設けられた遅延器２１，２４−１，２４−２は、最大間引きレート（サンプル間隔がシンボル長の１／Ｍとなるレート）のＭ倍で動作する。また、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）の後段に設けられたポリフェーズフィルタ２６−０〜２６−（Ｍ−１）、ＦＦＴ部２７、乗算部２８−０〜２８−（Ｍ−１）、実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２は、最大間引きレートで動作する。しかし、ポリフェーズ分析バンク２２−１および２２−２それぞれから最大間引きレートのサブチャネル信号ｋ１，ｋ２が入力され、間引きが行われることなく２個の信号に分岐し、分岐した２個のサブチャネル信号に対して同じサンプリングレート（最大間引きレート）で処理が行われる。そして、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋが出力されるため、サブチャネル処理部２３−ｋ全体として、実質的に最大間引き率の２倍のレートで動作する。
このように、分析バンク５によれば、実部サブチャネル信号ベクトルｋを生成すると共に、この実部サブチャネル信号ベクトルｋに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルｋを生成するようにした。また、式（３）に示したように、実部サブチャネル信号ベクトルｋから虚部サブチャネル信号ベクトルｋへの変換は、定数である変換行列により行われる。これにより、後段の線形等化器６において、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋに対して異なる等化係数を用いることなく、両ベクトルにそれぞれ共通の等化係数を用いて線形等化を行うことができ好適である。
〔線形等化器〕
次に、図１に示した線形等化器６について説明する。図５は、線形等化器６の構成の一部を示すブロック図である。この線形等化器６の一部は、等化器４１−１，４１−２、乗算部４２および加算部４３を備えている。図１に示した線形等化器６は、図５に示す構成をＭ個備えている。線形等化器６は、図１に示した分析バンク５から実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋが入力され、サブチャネル毎に、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋがそれぞれ等化器４１−１，４１−２により等化係数を用いて等化され、複素キャリヤシンボルを出力する。
次に、図１に示した線形等化器６について説明する。図５は、線形等化器６の構成の一部を示すブロック図である。この線形等化器６の一部は、等化器４１−１，４１−２、乗算部４２および加算部４３を備えている。図１に示した線形等化器６は、図５に示す構成をＭ個備えている。線形等化器６は、図１に示した分析バンク５から実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋが入力され、サブチャネル毎に、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋがそれぞれ等化器４１−１，４１−２により等化係数を用いて等化され、複素キャリヤシンボルを出力する。
図１に示した分析バンク５の出力する実部サブチャネル信号ベクトルｋは等化器４１−１へ入力され、虚部サブチャネル信号ベクトルｋは等化器４１−２へ入力される。また、図示していないが、図１に示した等化係数算出部７の出力する等化係数は等化器４１−１，４１−２へ入力される。等化器４１−１は、分析バンク５から入力される実部サブチャネル信号ベクトルｋを、等化係数算出部７から入力される等化係数で等化し、等化器４１−２は、分析バンク５から入力される虚部サブチャネル信号ベクトルｋを、等化係数算出部７から入力される等化係数で等化する。等化器４１−１の出力する等化後の実部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）は加算部４３へ入力され、等化器４１−２の出力する等化後の虚部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）は乗算部４２へ入力される。
乗算部４２は、等化器４１−２から入力された等化後のキャリヤシンボルに１ｊを乗算する。乗算部４２の出力する、１ｊが乗算された等化後のキャリヤシンボルは加算部４３へ入力される。
加算部４３は、等化器４１−１から入力された等化後のキャリヤシンボルと、乗算部４２から入力された等化後のキャリヤシンボルとを加算し、複素キャリヤシンボルを生成する。加算部４３の出力する複素キャリヤシンボルは、図１に示した等化係数算出部７およびデマッピング部８へ入力される。
（等化器）
次に、図５に示した等化器４１−１，４１−２（以下、総称して等化器４１という。）について説明する。図６は、等化器４１の構成を示すブロック図である。この等化器４１は、適応フィルタ４４−１〜４４−４および加算部４５を備えている。等化器４１は、分析バンク５の出力する実部サブチャネル信号ベクトルｋまたは虚部サブチャネル信号ベクトルｋをサブチャネル毎に、等化係数算出部７の出力する等化係数で等化し、実部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）または虚部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）を出力する。
次に、図５に示した等化器４１−１，４１−２（以下、総称して等化器４１という。）について説明する。図６は、等化器４１の構成を示すブロック図である。この等化器４１は、適応フィルタ４４−１〜４４−４および加算部４５を備えている。等化器４１は、分析バンク５の出力する実部サブチャネル信号ベクトルｋまたは虚部サブチャネル信号ベクトルｋをサブチャネル毎に、等化係数算出部７の出力する等化係数で等化し、実部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）または虚部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）を出力する。
適応フィルタ４４−１〜４４−４は、分析バンク５から入力される実部サブチャネル信号ベクトルｋである
の要素、または虚部サブチャネル信号ベクトルｋである
の要素を、図１に示した等化係数算出部７から入力される等化係数によりフィルタ処理する。適応フィルタ４４−１〜４４−４の出力するフィルタ処理後の実部サブチャネル信号ベクトルｋの要素または虚部サブチャネル信号ベクトルｋの要素は加算部４５へ入力される。
加算部４５は、適応フィルタ４４−１〜４４−４から入力されるフィルタ処理後の実部サブチャネル信号ベクトルｋの要素または虚部サブチャネル信号ベクトルｋの要素を加算する。加算部４５の出力する等化後の実部サブチャネル信号（キャリヤシンボル）は、図５に示した加算部４３へ入力される。また、加算部４５の出力する等化後の虚部サブチャネル信号（キャリヤシンボル）は、図５に示した乗算部４２へ入力される。
〔等化係数算出部〕
次に、図１に示した等化係数算出部７について説明する。図７は、等化係数算出部７の構成を示すブロック図である。この等化係数算出部７は、判定器１１、減算器（誤差算出部）１２、評価部１３、領域設定部１４、比較器１５、等化係数最適化部１６、選択部１７−１，１７−２および遅延部１８−１，１８−２を備えている。評価部１３は、振幅算出部１３１−１，１３１−２、加算部１３２−１，１３２−２および除算部１３３を備えている。前述のとおり、等化係数算出部７は、分析バンク５から入力されるサブチャネル信号ベクトルおよび線形等化器６から入力される等化後のサブチャネル信号（複素キャリヤシンボル）を用いて等化係数を算出する。
次に、図１に示した等化係数算出部７について説明する。図７は、等化係数算出部７の構成を示すブロック図である。この等化係数算出部７は、判定器１１、減算器（誤差算出部）１２、評価部１３、領域設定部１４、比較器１５、等化係数最適化部１６、選択部１７−１，１７−２および遅延部１８−１，１８−２を備えている。評価部１３は、振幅算出部１３１−１，１３１−２、加算部１３２−１，１３２−２および除算部１３３を備えている。前述のとおり、等化係数算出部７は、分析バンク５から入力されるサブチャネル信号ベクトルおよび線形等化器６から入力される等化後のサブチャネル信号（複素キャリヤシンボル）を用いて等化係数を算出する。
線形等化器６から入力される等化後の複素キャリヤシンボルは２分配され、一方が判定器１１へ、他方が減算器１２へ入力される。判定器１１は、入力した複素キャリヤシンボルをシンボル判定し、判定値を出力する。判定器１１の出力する判定値は３分配され、それぞれ減算器１２、評価部１３の振幅算出部１３１−１および等化係数最適化部１６へ入力される。減算器１２は、判定器１１から入力される判定値から等化後の複素キャリヤシンボルを減じ、誤差を出力する。減算器１２の出力する誤差は評価部１３の振幅算出部１３１−２へ入力される。
評価部１３の振幅算出部１３１−１は、判定器１１から入力される判定値の振幅を求め出力する。振幅算出部１３１−１の出力する判定値の振幅は加算部１３２−１へ入力される。加算部１３２−１は、振幅算出部１３１−１から入力される判定値の振幅を全サブキャリヤに渡って加算し出力する。加算部１３２−１の出力する加算結果は除算部１３３へ入力される。振幅算出部１３１−２は、減算器１２から入力される誤差の振幅を求め出力する。振幅算出部１３１−２の出力する誤差の振幅は２分配され、一方が比較器１５へ、他方が加算部１３２−２へ入力される。加算部１３２−２は、振幅算出部１３１−２から入力される誤差の振幅を全サブキャリヤに渡って加算し出力する。加算部１３２−２の出力する加算結果は除算部１３３へ入力される。除算部１３３は、加算部１３２−１から入力される判定値の振幅の加算結果を、加算部１３２−２から入力される誤差の振幅の加算結果で除算し、ＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ：変調誤差比）を出力する。除算部１３３の出力する変調誤差比は領域設定部１４へ入力される。すなわち、評価部１３は、線形等化器６の出力する等化後の複素キャリヤシンボルに対する信号品質の評価値として、変調誤差比を領域設定部１４に出力する。この場合、変調誤差比が高い場合、信号品質は良いからその評価値は大きい値となり、変調誤差比が低い場合、信号品質が悪くその評価値は小さい値となる。
なお、評価部１３は、等化後の複素キャリヤシンボルに対する信号品質の評価値として変調誤差比を出力するようにしたが、本発明は、評価値を変調誤差比に限定するものではない。例えば、評価値はＳＮ比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：信号対雑音比）であってもよい。要するに、評価値は、等化後の複素キャリヤシンボルに対する信号品質を数値化したものであればよく、等化後の複素キャリヤシンボルの誤差が小さい場合、評価値は大きくなり、誤差が大きい場合、評価値は小さくなる。
領域設定部１４は、除算部１３３から入力される変調誤差比に基づいて、後述する図８および図９に示すように、サブキャリヤにおける信号点座標上の判定領域を設定し、その振幅を出力する。領域設定部１４の出力する判定領域の振幅は比較器１５へ入力される。具体的には、領域設定部１４は、評価部１３の除算部１３３から入力される変調誤差比である評価値が小さい値の場合（信号品質が悪い場合）、広い領域になるように判定領域を設定し、評価値が大きい値の場合（信号品質が良い場合）、狭い領域になるように判定領域を設定する。比較器１５は、振幅算出部１３１−２から入力される誤差の振幅と、領域設定部１４から入力される判定領域の振幅とを比較し、誤差の振幅が判定領域の振幅よりも小さいと判定した場合、真を示すブール値を出力し、誤差の振幅が判定領域の振幅以上であると判定した場合、偽を示すブール値を出力する。比較器１５の出力するブール値は２分配され、選択部１７−１，１７−２へ入力される。
等化係数最適化部１６は、分析バンク５からサブチャネル信号ベクトル０〜（Ｍ−１）が入力信号として入力され、判定器１１から判定値が参照信号として入力され、遅延部１８−１から係数更新前の等化係数が入力され、さらに遅延部１８−２から係数更新前の相関逆行列が入力され、等化係数および相関逆行列を更新して出力する。等化係数最適化部１６の出力する更新後の等化係数は選択部１７−１へ入力され、更新後の相関逆行列は選択部１７−２へ入力される。
選択部１７−１は、等化係数最適化部１６から更新後の等化係数が入力され、遅延部１８−１から更新前の等化係数が入力され、比較器１５からブール値が入力され、ブール値が真を示している場合、更新後の等化係数を選択し、ブール値が偽を示している場合、更新前の等化係数を選択する。選択部１７−１の出力する等化係数は２分配され、一方が図１に示した線形等化器６へ、他方が遅延部１８−１へ入力される。
選択部１７−２は、等化係数最適化部１６から更新後の相関逆行列が入力され、遅延部１８−２から更新前の相関逆行列が入力され、比較器１５からブール値が入力され、ブール値が真を示している場合、更新後の相関逆行列を選択し、ブール値が偽を示している場合、更新前の相関逆行列を選択する。選択部１７−２の出力する相関逆行列は遅延部１８−２へ入力される。
図８は、図７に示した領域設定部１４が設定する判定領域を示す図であり、キャリヤ変調が６４ＱＡＭの場合を例として示したものである。サブキャリヤであるキャリヤシンボルのＩＱ軸信号点座標上において、信号点を黒丸で、判定領域を白抜きで示している。通常の判定領域は、図８の右側に示すように、信号点を中心とした正方形の領域である。しかし、例えば、等化後のキャリヤシンボルが通常の判定領域の四隅付近に位置する場合には、そのキャリヤシンボルは、隣接する信号点が伝送されたものであるとも考えられ、判定器１１により出力される判定値は、参照信号としての信頼性が乏しいといえる。したがって、マルチキャリヤ変調信号受信装置１では、等化後のキャリヤシンボルが、図８に示す斜線の領域に存在する場合、すなわち白抜きの判定領域の外側に存在する場合、等化係数算出部７において、シンボル判定の結果である参照信号は信頼性が乏しいとして、等化係数を更新しないこととした。一方、マルチキャリヤ変調信号受信装置１は、等化後のキャリヤシンボルが、図８に示す白抜きの判定領域の内側に存在する場合、等化係数算出部７において、参照信号は信頼性が高いとして、等化係数を更新することとした。
例えば、等化後のキャリヤシンボルが判定領域の外側に存在する場合（図８のα）、比較器１５は、等化後のキャリヤシンボル（α）における誤差の振幅が判定領域の振幅以上であると判定し、偽を示すブール値を選択部１７−１，１７−２に出力する。そして、選択部１７−１，１７−２は、比較器１５から入力するブール値が偽を示しているから、更新前の等化係数、相関逆行列をそれぞれ選択する。これにより、更新前の等化係数（前回と同じ等化係数）が等化係数算出部７から線形等化器６へ入力される。一方、等化後のキャリヤシンボルが判定領域の内側に存在する場合（図８のβ）、比較器１５は、等化後のキャリヤシンボル（β）における誤差の振幅が判定領域の振幅よりも小さいと判定し、真を示すブール値を選択部１７−１，１７−２に出力する。そして、選択部１７−１，１７−２は、比較器１５から入力するブール値が真を示しているから、更新後の等化係数、相関逆行列をそれぞれ選択する。これにより、更新された等化係数が等化係数算出部７から線形等化器６へ入力される。
前述の特許文献２と本発明の実施形態とを比較すると、前述の特許文献２に記載されている手法では、外郭の４個または１２個の信号点を含む正方形の領域全体を判定領域としているのに対し、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１では、全ての信号点に対する正方形の領域において円形の判定領域を設定している点で相違する。これにより、全ての信号点に判定領域を設定するマルチキャリヤ変調信号受信装置１では、外郭の信号点のみに判定領域を設定する特許文献２の手法に比べ、等化係数の更新頻度を高めることができると共に、信頼性の高い判定値（参照信号）を用いて等化係数の更新を行うことができる。
図９は、評価部１３により算出される変調誤差比と領域設定部１４により設定される判定領域の大きさ（振幅）との関係を示す図である。図９に示すように、領域設定部１４は、評価部１３により算出された変調誤差比が第１の閾値（ａ１）よりも低い場合、判定領域の振幅が上限値（ｂ１）になるように判定領域を設定し、変調誤差比が第１の閾値（ａ１）以上であり、かつ第２の閾値（ａ２）以下である場合、判定領域の振幅が変調誤差比に反比例するように判定領域を設定し、変調誤差比が第２の閾値（ａ２）よりも高い場合、判定領域の振幅が下限値（ｂ２）になるように判定領域を設定する。
図１０は、所定の信号点における等化後の複素キャリヤシンボルの度数分布を示す図である。横軸は信号点位置を示し、縦軸は度数を示す。図１０（１）に示すように、等化後の複素キャリヤシンボルの信号品質が悪い場合、その度数分布は広範囲となり、信号点の基準位置を示す基準点を中心とした緩やかな特性となる。この場合、領域設定部１４は、図９に示すように、判定領域の振幅が上限値（ｂ１）になるように判定領域を設定する。また、図１０（２）に示すように、等化後の複素キャリヤシンボルの信号品質が良い場合、その度数分布は狭範囲となり、信号点の基準位置を示す基準点を中心とした急峻な特性となる。この場合、領域設定部１４は、図９に示すように、判定領域の振幅が下限値（ｂ２）になるように判定領域を設定する。ここで、図１０（１）に示す振幅ｂ１の判定領域を示す斜線部の面積と、図１０（２）に示す振幅ｂ２の判定領域を示す斜線部の面積は同程度である。つまり、等化後の複素キャリヤシンボルの信号品質に応じてその度数分布の特性が変わり、信号品質が悪い場合は、緩やかな特性になって判定領域の振幅は大きくなり、信号品質が良い場合は、急峻な特性になって判定領域の振幅は小さくなる。
このように、動作開始時などのように等化後の信号品質が悪いときは、すなわち変調誤差比が低いときは、図９および図１０（１）に示すように、領域設定部１４は、判定領域の大きさを上限値（ｂ１）に設定し、判定領域をある程度広くする。ここで、設定する判定領域は、信号点間のノルムよりも十分小さくする必要がある。これにより、信頼性の高い判定値のみを用いて等化係数の更新を行うことができる。また、信号品質が悪いときに判定領域を広げることにより、判定器１１においてシンボル判定誤りが軽減困難となることを避けることができる。これは、信号品質が悪いときに、判定領域を狭めると、信頼性のある参照信号を用いて等化係数を更新することができる一方で、等化係数が更新される頻度が低くなり、等化係数の最適化がなされず、判定器１１におけるシンボル判定誤りを軽減することが困難となり、減算器１２の出力する等化後の複素キャリヤシンボルの誤差が収束しなくなるからである。したがって、信号品質が悪いときに判定領域をある程度広げることにより、等化係数の更新頻度を高くし、判定器１１におけるシンボル判定誤りを軽減し、減算器１２の出力する等化後の複素キャリヤシンボルの誤差を収束させるようにする。
等化係数の収束が進み、等化後の信号品質が良くなると、すなわち変調誤差比が高くなると、図９に示すように、領域設定部１４は、判定領域を狭めていく。ここで、信号品質を全サブキャリヤの等化後の信号を用いて算出することにより、特定のサブキャリヤの等化係数の最適化においてシンボル判定誤りが軽減困難となることを避けることができる。さらに、等化係数が十分に収束し、等化後の信号品質が良い場合には、図９および図１０（２）に示すように、領域設定部１４は、判定領域の大きさを下限値（ｂ２）に設定する。ここで、判定領域に下限値を設けることにより、十分に収束した等化係数が最適値から乖離してしまうことを避けることができる。
（評価部）
次に、図７に示した評価部１３について説明する。評価部１３は、等化後の複素キャリヤシンボルをＹｋ、シンボル判定後の判定値をＺｋとすると、以下の式により変調誤差比ＭＥＲを求める。
ここで、Ｋは全サブキャリヤ数を示す。
次に、図７に示した評価部１３について説明する。評価部１３は、等化後の複素キャリヤシンボルをＹｋ、シンボル判定後の判定値をＺｋとすると、以下の式により変調誤差比ＭＥＲを求める。
変調誤差比ＭＥＲは、全サブキャリヤの等化後の信号品質を定量的に評価することができる他、特定のサブキャリヤの等化係数が収束していなくても、全サブキャリヤの信号品質を総合的に評価することができる。これに対し、キャリヤ毎に変調誤差比ＭＥＲを算出した場合には、信号品質の評価精度が十分でなくなり、キャリヤ毎に判定領域を適切に設定することが困難になり、結果として、適切な参照信号を求めることができなくなる。このため、前記式（４）に示した全サブキャリヤのデータを用いて求めた変調誤差比ＭＥＲは信号品質の評価精度がより高く、領域設定部１４により判定領域を設定するために用いる評価値として好適である。また、マルチキャリヤ変調信号のサブキャリヤ毎の等化係数を最適化する等化係数最適化部１６において、特定のサブキャリヤが収束しないで誤り率特性に劣化をもたらすという状況を避けることができる。
（等化係数最適化部）
次に、図７に示した等化係数最適化部１６について説明する。等化係数最適化部１６による等化係数最適化処理は、公知手法が用いられる。ここでは、収束特性に優れたＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを例に説明する。
次に、図７に示した等化係数最適化部１６について説明する。等化係数最適化部１６による等化係数最適化処理は、公知手法が用いられる。ここでは、収束特性に優れたＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを例に説明する。
等化係数最適化部１６は、時刻ｎにおける等化係数をｗ（ｎ）、入力信号の相関逆行列をＰ（ｎ）とすると、以下の式により初期化処理を行う。
ここで、Ｉは単位行列を示す。
等化係数最適化部１６は、入力信号ベクトルをｕ（ｎ）とし、更新後の等化係数を
、更新後の相関逆行列を
とすると、以下の式により等化係数および相関逆行列を更新する。
ここで、λは、忘却係数と呼ばれる適応係数を示す。
（選択部）
次に、図７に示した選択部１７−１，１７−２について説明する。選択部１７−１は、前述のとおり、比較器１５から入力されるブール値が真を示している場合、等化係数最適化部１６から入力される更新後の等化係数を選択し、ブール値が偽を示している場合、遅延部１８−１から入力される更新前（単位更新時間前）の等化係数を選択する。また、選択部１７−２は、前述のとおり、比較器１５から入力されるブール値が真を示している場合、等化係数最適化部１６から入力される更新後の相関逆行列を選択し、ブール値が偽を示している場合、遅延部１８−２から入力される更新前（単位更新時間前）の相関逆行列を選択する。すなわち、等化係数および相関逆行列は、比較器１５による比較結果であるブール値が真の場合のみ更新され、偽の場合は更新前（単位更新時間前）の値が保持される。選択部１７−１は、以下の式（１３）により等化係数ｗ（ｎ）を選択し、選択部１７−２は、以下の式（１４）により相関逆行列Ｐ（ｎ）を選択する。
次に、図７に示した選択部１７−１，１７−２について説明する。選択部１７−１は、前述のとおり、比較器１５から入力されるブール値が真を示している場合、等化係数最適化部１６から入力される更新後の等化係数を選択し、ブール値が偽を示している場合、遅延部１８−１から入力される更新前（単位更新時間前）の等化係数を選択する。また、選択部１７−２は、前述のとおり、比較器１５から入力されるブール値が真を示している場合、等化係数最適化部１６から入力される更新後の相関逆行列を選択し、ブール値が偽を示している場合、遅延部１８−２から入力される更新前（単位更新時間前）の相関逆行列を選択する。すなわち、等化係数および相関逆行列は、比較器１５による比較結果であるブール値が真の場合のみ更新され、偽の場合は更新前（単位更新時間前）の値が保持される。選択部１７−１は、以下の式（１３）により等化係数ｗ（ｎ）を選択し、選択部１７−２は、以下の式（１４）により相関逆行列Ｐ（ｎ）を選択する。
〔シミュレーション結果〕
次に、計算機シミュレーションにより求めた結果について説明する。図１１は、計算機シミュレーションにより求めた伝搬路に変動がある場合のＢＥＲ特性の例を示す図である。（１）は、従来のマルチキャリヤ変調信号装置のＢＥＲ特性を示しており、（２）は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１のＢＥＲ特性を示している。また、伝搬路において、マルチパスのＤ／Ｕは１０ｄＢ、遅延時間は１５０μｓ、変動周波数は１Ｈｚとし、分割数Ｍは１０２４、シンボル長は１２６μｓ、クロック周波数は８．１２７ＭＨｚとする。縦軸は変調誤差比ＢＥＲであり、横軸はＣ／Ｎ（ｄＢ）を示している。図１１から、従来のマルチキャリヤ変調信号受信装置では、Ｃ／Ｎが高い場合に、所要ＢＥＲ（２×１０−２）が得られるのに対し、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１では、Ｃ／Ｎが２４ｄＢ程度で所要ＢＥＲが得られることがわかる。
次に、計算機シミュレーションにより求めた結果について説明する。図１１は、計算機シミュレーションにより求めた伝搬路に変動がある場合のＢＥＲ特性の例を示す図である。（１）は、従来のマルチキャリヤ変調信号装置のＢＥＲ特性を示しており、（２）は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１のＢＥＲ特性を示している。また、伝搬路において、マルチパスのＤ／Ｕは１０ｄＢ、遅延時間は１５０μｓ、変動周波数は１Ｈｚとし、分割数Ｍは１０２４、シンボル長は１２６μｓ、クロック周波数は８．１２７ＭＨｚとする。縦軸は変調誤差比ＢＥＲであり、横軸はＣ／Ｎ（ｄＢ）を示している。図１１から、従来のマルチキャリヤ変調信号受信装置では、Ｃ／Ｎが高い場合に、所要ＢＥＲ（２×１０−２）が得られるのに対し、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１では、Ｃ／Ｎが２４ｄＢ程度で所要ＢＥＲが得られることがわかる。
以上のように、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１によれば、実質的に最大間引き率の２倍のレートで動作し、サブチャネル信号ベクトルを生成する修正ＤＦＴ変調分析バンクである分析バンク５、等化係数算出部７からの等化係数を用いて、分析バンク５からのサブチャネル信号ベクトルを線形等化する線形等化器６、および、分析バンク５からのサブチャネル信号ベクトルおよび線形等化器６からの等化後のサブチャネル信号を用いて等化係数を算出する等化係数算出部７を備え、等化係数算出部７が、等化後の複素キャリヤシンボルにおける全サブキャリヤの信号品質が悪いときに（変調誤差比が低いときに）広い範囲の判定領域を設定し、信号品質が良いときに（変調誤差比が高いときに）狭い範囲の判定領域を設定し、等化後の複素キャリヤシンボルの信号が判定領域内にある場合にのみ、判定器１１の出力する判定値は正しいものであるとし、その正しい参照信号を用いて等化係数を最適化するようにした。これにより、判定指向型等化器である線形等化器６において軽減困難なシンボル判定誤りを克服することができる。したがって、ＧＩ等の冗長な情報を伝送することなく、マルチパスに対する耐性を得ることができると共に、伝搬路の変動に対する耐性も得ることができる。
１ マルチキャリヤ変調信号受信装置
２ 周波数変換部
３ Ａ／Ｄ変換部
４ 直交復調部
５ 分析バンク
６ 線形等化器
７ 等化係数算出部
８ デマッピング部
９ パラレルシリアル変換部
１１ 判定器
１２ 減算器
１３ 評価部
１４ 領域設定部
１５ 比較器
１６ 等化係数最適化部
１７ 選択部
１８ 遅延部
２１ 遅延器
２２ ポリフェーズ分析バンク
２３ サブチャネル処理部
２４ 遅延器
２５ デシメータ
２６ ポリフェーズフィルタ
２７ ＦＦＴ部
２８ 乗算部
２９ 実部抽出部
３０ 虚部抽出部
３１ 遅延器
３２ 乗算器
４１ 等化器
４２ 乗算部
４３ 加算部
４４ 適応フィルタ
４５ 加算部
１００ トランスマルチプレクサ
１０１ 修正ＤＦＴ変調合成バンク
１０２ 修正ＤＦＴ変調分析バンク
１３１ 振幅算出部
１３２ 加算部
１３３ 除算部
２ 周波数変換部
３ Ａ／Ｄ変換部
４ 直交復調部
５ 分析バンク
６ 線形等化器
７ 等化係数算出部
８ デマッピング部
９ パラレルシリアル変換部
１１ 判定器
１２ 減算器
１３ 評価部
１４ 領域設定部
１５ 比較器
１６ 等化係数最適化部
１７ 選択部
１８ 遅延部
２１ 遅延器
２２ ポリフェーズ分析バンク
２３ サブチャネル処理部
２４ 遅延器
２５ デシメータ
２６ ポリフェーズフィルタ
２７ ＦＦＴ部
２８ 乗算部
２９ 実部抽出部
３０ 虚部抽出部
３１ 遅延器
３２ 乗算器
４１ 等化器
４２ 乗算部
４３ 加算部
４４ 適応フィルタ
４５ 加算部
１００ トランスマルチプレクサ
１０１ 修正ＤＦＴ変調合成バンク
１０２ 修正ＤＦＴ変調分析バンク
１３１ 振幅算出部
１３２ 加算部
１３３ 除算部
Claims (4)
- 修正ＤＦＴ変調合成バンクによってマルチキャリヤ変調された信号を受信するマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、
直交復調された時間領域の等価ベースバンド信号を、最大間引き率の２倍のレートで周波数領域の信号に変換し、サブチャネル信号を出力する修正ＤＦＴ変調分析バンクと、
前記修正ＤＦＴ変調分析バンクの出力するサブチャネル信号を等化するサブキャリヤ数分の線形等化器と、
前記線形等化器がサブチャネル信号を等化する際に用いる等化係数を算出する等化係数算出部と、を備え、
前記等化係数算出部は、
前記線形等化器の出力する等化後の信号をシンボル判定する判定器と、
前記判定器によるシンボル判定結果である判定値および前記等化後の信号に基づいて、等化後の信号における全サブキャリヤの信号品質を評価する評価部と、
前記評価部による評価結果に基づいて、サブキャリヤにおける信号点座標上の判定領域を設定する領域設定部と、
所定の最適化手法を用いて等化係数を算出する等化係数最適化部と、を備え、
前記等化後の信号が前記判定領域に含まれる場合に、前記等化係数最適化部が算出する等化係数を、前記線形等化器による等化のために使用する、ことを特徴とするマルチキャリヤ変調信号受信装置。 - 前記評価部は、
前記線形等化部の出力する等化後の信号と前記判定器の出力する判定値との間の誤差を算出する誤差算出部と、
前記判定器の出力する判定値の振幅を算出する第１の振幅算出部と、
前記誤差算出部の出力する誤差の振幅を算出する第２の振幅算出部と、
全サブキャリヤについて、前記第１の振幅算出部の出力する振幅を加算する第１の加算部と、
全サブキャリヤについて、前記第２の振幅算出部の出力する振幅を加算する第２の加算部と、
前記第１の加算部の出力する加算結果を、前記第２の加算部の出力する加算結果で除算し、変調誤差比を評価結果として算出する除算部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。 - 前記領域設定部は、
前記評価部による信号品質の評価値が低いときに前記判定領域が広くなるように、前記信号品質の評価値が高いときに前記判定領域が狭くなるように、前記判定領域を設定する、ことを特徴とする請求項１または２に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。 - 前記領域設定部は、
前記評価部による信号品質の評価値が所定の第１の閾値よりも低い場合、判定領域の広さが所定の上限値になるように判定領域を設定し、前記評価値が前記第１の閾値以上であり、かつ所定の第２の閾値以下である場合、判定領域の広さが前記評価値に反比例するように判定領域を設定し、前記評価値が前記第２の閾値よりも高い場合、判定領域の広さが所定の下限値になるように判定領域を設定する、ことを特徴とする請求項１または２に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2011157195A JP5662892B2 (ja) | 2011-07-15 | 2011-07-15 | マルチキャリヤ変調信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011157195A JP5662892B2 (ja) | 2011-07-15 | 2011-07-15 | マルチキャリヤ変調信号受信装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
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| JP2013026695A JP2013026695A (ja) | 2013-02-04 |
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ID=47784607
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011157195A Expired - Fee Related JP5662892B2 (ja) | 2011-07-15 | 2011-07-15 | マルチキャリヤ変調信号受信装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013197644A (ja) * | 2012-03-16 | 2013-09-30 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | マルチキャリヤ変調信号受信装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4545209B2 (ja) * | 2008-09-01 | 2010-09-15 | 三菱電機株式会社 | 直交周波数分割多重信号の受信装置およびその受信方法 |
| JP5198212B2 (ja) * | 2008-10-15 | 2013-05-15 | 日本放送協会 | マルチキャリヤ変調信号受信装置 |
-
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- 2011-07-15 JP JP2011157195A patent/JP5662892B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP2013197644A (ja) * | 2012-03-16 | 2013-09-30 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | マルチキャリヤ変調信号受信装置 |
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| JP2013026695A (ja) | 2013-02-04 |
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