JP2005176376A - １つまたは複数の追加受信パスを有するｍｉｍｏ受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】多入力／多出力（ＭＩＭＯ）システムにおいて、受信機で受信される信号（例えば、無線ＯＦＤＭ信号）を送信するのに使用される送信アンテナの数よりも少なくとも１つ余分な受信パスを有する受信機を実施すること。
【解決手段】受信パスはそれぞれ、再帰的フィルタリングを利用して、個々のサブキャリア信号を発生させる。プロセッサは、異なる受信パスからの個々のサブキャリア信号を、各送信ＯＦＤＭ信号に対応するサブキャリア信号の第１の組に変換する。サブキャリア信号の第１の組はそれぞれ、希望信号および場合によってはＣＣＩを有する。プロセッサは、ＣＣＩに対応するサブキャリア信号の第２の組も発生させる。プロセッサは、サブキャリア信号の第１の組の各々から、サブキャリア信号の第２の組の部分を減算し、ＣＣＩが低減された復元ＯＦＤＭ信号を発生させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、無線通信に関し、詳細には、ＭＩＭＯ直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ）の無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）システムなど、多入力／多出力（ＭＩＭＯ）システム用の受信機に関する。

本出願は、２００３年１２月９日に出願された米国仮出願第６０／５２８１７０号の出願日の恩典を主張し、同出願の教示は、参照により本明細書に組み込まれる。

従来のＭ×Ｍ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムでは、Ｍ本の送信アンテナを備える送信機が、（マルチキャリア信号タイプの）Ｍ個のＯＦＤＭ信号を、送信ＯＦＤＭ信号を復元したＭ個の信号を発生させるのに使用するＭ本の受信パスを有する受信機に送信する。

図１に、従来の２×２（すなわち、Ｍ＝２）ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムで使用される、従来技術による受信機１００のフロントエンドのブロック図を示す。図１に示すように、２×２受信機１００は、２本の受信パス１０２と１個のプロセッサ１０４を有する。受信パス１０２はそれぞれ、受信アンテナ１０６、ＲＦ／アナログ・ブロック１０８、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１１０、サイクリック・プレフィックス（ＣＰ）除去ブロック１１２、および高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック１１４を有する。

各受信パス１０２において、受信アンテナ１０６は、２本のアンテナを備えるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮ送信機が送信したＭ個のＯＦＤＭ信号が混合した信号を受信する。ＲＦ（無線周波）実装においては、ＲＦ／アナログ・ブロック１０８が、受信アンテナ１０６からの信号を、中間周波（ＩＦ）またはベースバンドにダウンコンバートし、ＡＤＣ１１０が、ダウンコンバートされたアナログＯＦＤＭ信号をデジタル化して、サイクリック・プレフィックスによって分割されたＯＦＤＭシンボルから構成されるデジタル・ストリームを形成する。ＣＰ除去ブロック１１２は、デジタル・ストリーム中のＯＦＤＭシンボルの間からサイクリック・プレフィックスを除去する。ＦＦＴブロック１１４は、時間領域にあるデジタルＯＦＤＭシンボルのフレーム（例えば、２０ミリ秒）を、異なるＯＦＤＭサブキャリア信号についての周波数領域の係数に変換する。

プロセッサ１０４は、マルチキャリアＯＦＤＭ信号中のサブキャリア毎にマトリックス１１６を有する。各マトリックス１１６は、異なるＦＦＴブロック１１４から、ＯＦＤＭサブキャリアの１つに関するすべての係数を受け取る。一般に各ＦＦＴブロック１１４からのデータには、すべての送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号についての情報が含まれていることに留意されたい。各マトリックス１１６は、個々の等化されたサブキャリア係数ストリーム１１８を復元するため、対応するサブキャリアの係数の組を処理するように適合され、異なる復元サブキャリア係数ストリーム１１８はそれぞれ、異なる送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号に対応する。図１には示されていないが、復元ＯＦＤＭサブキャリア係数ストリーム１１８は、例えば、受信ＯＦＤＭ信号中に符号化されているデータを検出するため、従来のＯＦＤＭ復号技法を用いて処理することができる。
Ｙ．Ｈｕ、「ＣＯＲＤＩＣ−ｂａｓｅｄ ＶＬＳＩ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅｓ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｍａｇａｚｉｎｅ、ｖｏｌ．９、ｎｏ．３、１９９２年７月、１６〜３５ページ Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ、「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ，（４ｔｈ Ｅｄｉｔｉｏｎ）」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、２００１年（ＩＳＢＮ：０１３０９０１２６１）

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムに付随する問題の１つは、対象とする送信機の空間位置とは異なる空間位置からの信号も受信機が同時に受信してしまう、同一チャネル干渉（ＣＣＩ）に関する。ＣＣＩは、１つまたは複数の追加の送信機が、（例えば、同じＯＦＤＭサブキャリアを用いるなど）対象とする送信機と同じチャネルで動作するときに発生する場合があり、追加の送信機からの信号が、対象とする送信機からの希望信号の復元に干渉する。ＣＣＩ発生の別のシナリオとして、選択力の弱い受信機のチャネル選択フィルタリングに起因するものがあり、その場合、隣接チャネルの信号が、対象チャネルに混入する。

従来技術が抱える問題は、本発明の原理に基づき、Ｍ本のアンテナを備える送信機と（Ｍ＋１）本の受信パスをもつ受信機とを有する、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムによって対処される。有利には、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムの受信機がもつ追加の受信パスは、同一チャネル干渉を低減させるために利用することができる。

本発明の一実施形態では、本発明は、Ｍ本の送信アンテナから送信されたＭ個のマルチキャリア信号を受信するための受信機である（Ｍ＞１）。この受信機は、少なくとも（Ｍ＋１）本の受信パスと１個のプロセッサを含む。各受信パスは、Ｍ個のマルチキャリア信号を受信し、受信信号を個々のサブキャリア信号に分割するように適合され、プロセッサは、個々のサブキャリア信号を処理して、Ｍ個の送信マルチキャリア信号をそれぞれ復元した信号を発生させるように適合される。

本発明のその他の態様、特徴、および利点は、以下の詳細な説明、添付の特許請求の範囲、および添付の図面からより完全に明らかになるであろう。図面において、同じ参照番号は、同様のまたは同一の要素を表す。

図２に、本発明の一実施形態による受信機２００のフロントエンドのブロック図を示す。図２に示すように、受信機２００は、３本の受信パス２０２と１個のプロセッサ２０４を有する。受信機２００は、２本の送信アンテナを備える送信機から送信される２個のＯＦＤＭ信号を受信し、処理するように設計され、その２個のＯＦＤＭ信号を復元した信号を発生させる。さらに、この具体的な実施形態では、受信機２００は、復元すべく設計された送信ＯＦＤＭ信号の数よりも１つ余分な受信パスを有する。

受信パス２０２はそれぞれ、受信アンテナ２０６、ＲＦ／アナログ・ブロック２０８、ＡＤＣ２１０、ＣＰ除去ブロック２１２、およびＦＦＴブロック２１４を有し、これらはそれぞれ、図１の従来技術による受信機１００の受信パスにある対応する要素と類似している。しかし、受信パス２０２はそれぞれさらに、フィルタバンク２１６を有し、フィルタバンクは、プロセッサ２０４に与える周波数領域にあるサブキャリア係数ストリームを発生させる。

図１のＣＰ除去ブロック１１２と同じように、ＣＰ除去ブロック２１２は、ＡＤＣ２１０から受け取ったデジタル・ストリーム中のＯＦＤＭシンボルの間からサイクリック・プレフィックスを除去する。しかし、ＣＰ除去ブロック２１２はさらに、連続したＯＦＤＭシンボルの間のガードタイム間隔から除去されたこれらＣＰの一部２１８を、フィルタバンク２１６に供給する。代替実装においては、ＡＤＣ２１０からのデジタル・ストリーム全部を、フィルタバンク２１６で使用することができる。

図３に、図２の各フィルタバンク２１６においてサブキャリア毎に使用できるフィルタ３００のブロック図を示す。フィルタ３００は、遅延３０２、３０８、加算ノード３０４、および増幅器３０６を含む。入力信号３１０は、遅延３０２と加算ノード３０４に与えられる。遅延３０２は、入力信号３１０をＮサイクルだけ遅延させる。ただし、Ｎは、ＦＦＴのサイズであり、一般にサブキャリア数と等しく設定される。遅延３０２からの出力は、反転され、加算ノード３０４に与えられる。加算ノードからの出力は、出力信号３１２であり、増幅器３０６に与えられる。増幅器３０６からの出力は、１サイクル遅延３０８に与えられ、遅延３０８からの出力も、加算ノード３０４に与えられる。

ｋ番目のサブキャリアの、フィルタ３００によるフィルタリングは、以下の式（１）に示す再帰的な関係によって表現することができる。
Ｘ_ｋ（ｉ＋１）＝Ｗ^−ｋ［Ｘ_ｋ（ｉ）＋ｘ（ｉ＋Ｎ）−ｘ（ｉ）］ （１）
ただし、ｘ（ｉ＋Ｎ）は入力信号３１０、Ｘ_ｋ（ｉ＋１）は出力信号３１２であり、Ｘ_ｋ（ｉ）は以下の式（２）で与えられる。

ただし、

とする。フィルタ３００の入力信号３１０は、図２においては、信号２１８で表されるが、フィルタ３００は、図２のＦＦＴ２１４からのｋ番目のサブキャリア信号２２０を用いて、式（１）でＸ_ｋ（０）となるように初期化される。Ｗ^−ｋは固定値となるので、増幅器３０６は、乗算器を一切必要とせず、加算器を用いて効率的に実装することができる。

図３に、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）フィルタバンク用として可能なフィルタ構造の１つを示す。図３のＤＦＴフィルタバンクは、（Ｎ−１）タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと見なすことができ、図４に、その周波数応答のサンプルを示す。フィルタバンク２１６には他の可能な実装もあることは、当業者であれば理解されよう。例えば、フィルタバンク２１６は、スライディング・ウィンドウＤＦＴを実装するのに適した任意のフィルタ構造を用いて、実装することができる。

図２に示すように、各受信パス２０２のフィルタバンク２１６からのサブキャリア係数は、プロセッサ２０４の対応するＰブロック２２２（マスタ・ブロックとも呼ばれる）と、Ｐ^⊥（「Ｐ直交」と読む）ブロック２２４（スレーブ・ブロックとも呼ばれる）に与えられる。Ｐブロック２２２はそれぞれ、３本の受信パスからの３個の対応する係数ストリームを、２個（信号＋ＣＣＩ）の係数ストリーム２２６、すなわち、２個の送信ＯＦＤＭ信号のうち異なる方と対応する係数ストリームと、対応する希望信号および場合によっては同一チャネル干渉も含む係数ストリームとに変換する。一方、Ｐ^⊥ブロック２２４はそれぞれ、３本の受信パスからの３個の対応する係数ストリームを、１個のＣＣＩ係数ストリーム２２８、すなわち、発生し得る同一チャネル干渉に対応する係数ストリームに変換する。マスタ・ブロックＰおよびスレーブ・ブロックＰ^⊥の動作は、ＯＦＤＭロングプリアンブル・トレーニング・フェーズ中に推定される。

従来技術によるこれまでのＭ×Ｍ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、マスタ・ブロック（例えば図１のＰ行列１１６）は、推定チャネル行列Ｈの逆行列（すなわち、Ｐ＝Ｈ^−１）を実行する。ただし、チャネル行列は、Ｍ−１個の空間ゼロを連続して物理的に配置して、１つの出力ポートで一度に１つの希望信号を個別に抽出し、次に抽出された希望信号を等化することによって推定される。

本発明のＭ×（Ｍ＋１）ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭでは、Ｈ^−１は存在せず、マスタ・ブロックＰは、少し違った意味をもつ。ロングプリアンブル・トレーニング・フェーズにＣＣＩが存在しない場合、マスタ・ブロックは、利用可能な追加ゼロを調整することで追加の最大比合成法を実行することによって、擬似逆行列、一般逆行列、またはムーア−ペンローズ逆行列（すなわち、Ｐ＝Ｈ^〜）として導き出すことができる。これによって、後でＣＣＩが発生しないならば、後の復号フェーズにおいて、ダイバーシチ利得の可能性が生みだされる。ロングプリアンブル・トレーニング・フェーズ中にＣＣＩが存在する場合、マスタ・ブロックＰは、利用可能な追加ゼロを調整することで干渉除去を実行する。この場合は、後の復号フェーズにおいて、ダイバーシチ利得を期待することはできない。

単一のサブキャリアは、以下の式（３）に基づいて、モデル化することができる。
Ｙ＝ＳＨ＋νＪ＋ε （３）
ただし、
Ｙは、受信シンボルのＴ×（Ｍ＋１）行列であり、Ｔは、送信機当たりの送信トレーニング・シンボル数とし、
Ｓは、既知のトレーニング・シンボルのＴ×Ｍ行列であり、
Ｈは、未知のチャネル伝達関数のＭ×（Ｍ＋１）行列であり、
νは、未知のＣＣＩのＴ×１ベクトルであり、
Ｊは、未知のＣＣＩチャネル伝達関数の１×（Ｍ＋１）ベクトルであり、
εは、要素が、独立同一分布・複素・円対称・白色ガウス雑音、ε_ｉ，ｊ〜Ｎ（０，σ^２）である、Ｔ×（Ｍ＋１）行列であるとする。

式（３）を解くには、（クラーメル−ラオの下限（ＣＲＬＢ）に接近するという）式（３）の漸近最適性のため、最尤推定（ＭＬＥ）を用いることができる。白色ガウス雑音を仮定すると、これは、最小自乗推定（ＬＳＥ）または加重されたＬＳＥと等価である。ＣＣＩがないと仮定すると、マスタ・ブロックＰは、以下の式（４）によって、表すことができる。

ただし、

とする。トレーニング・シンボルＳは既知であるので、行列Ｓ^〜＝（Ｓ^ＨＳ）^−１Ｓ^Ｈは、あらかじめ計算して、メモリに保存しておくことができる。ただし、Ｓ^Ｈは、Ｓのエルミート転置とする。

特異値分解（ＳＶＤ）を用いることができるが、擬似逆行列演算（［・］^〜）を明示的に計算することもできる。こうした手法は、未知の干渉および白色ガウス雑音を１つの多変量正規分布雑音としてモデル化する一般的な共分散の場合、ＭＬＥを用いて改良することができる。これが行列式判定の最適化と等価であることを示すことができる。

マスタ・ブロック２２２の基本機能は逆多重化であるので、以下の式（６）で表される直接ＬＳ解を代替手法とすることができる。
Ｐ＝ｍｉｎ‖ＹＰ−Ｓ‖＝Ｙ^〜Ｓ （６）
これは、すべての受信信号についてのチャネルの一部である「ＣＣＩチャネル」が未知であるため、部分チャネル逆行列推定と呼ばれる。以下の式の導出に示されるように、結果は不偏推定値となる。

Ｙ＝ＸＧを式（６）に代入すると、以下の式（７）が導かれる。ただし、Ｘ＝［Ｓ ν］、Ｇ＝［Ｈ^Ｈ Ｊ^Ｈ］^Ｈとする。

また、逆多重化された信号は、以下の式（８）のように書くことができる。

式（８）が偏りのある項または自己干渉をもたないことに留意されたい。

式（４）の手法とは異なり、式（６）の解は、Ｙ．Ｈｕ、「ＣＯＲＤＩＣ−ｂａｓｅｄ ＶＬＳＩ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅｓ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｍａｇａｚｉｎｅ、ｖｏｌ．９、ｎｏ．３、１９９２年７月、１６〜３５ページに記載の、ＣＯＲＤＩＣベースのＶＬＳＩアーキテクチャを用いて実施できる、特異値分解を必要とすることがある。同文献の教示は、参照により本明細書に組み込まれる。Ｙの階数は、チャネル状態とＣＣＩが存在するかどうかに応じて、１からＭ＋１の間で変動することができる。反復プリアンブルが採用される場合、連続除去を用いることができる。

図５に、２×３ ＭＩＭＯシステムにおいて可能な連続除去アルゴリズムの１つを示したフローチャートを示す。最初、工程５０２で、以下のように、２つの信号ゼロ空間を構成する。

（ＴＸ１が動作中の場合は、ＴＸ１をゼロにする）

（ＴＸ２が動作中の場合は、ＴＸ２をゼロにする）
ただし、ｙ_{１：２，ｉ＋１}は、第１の送信機（ＴＸ１）が動作中である場合の、（ｉ＋１）番目の受信機における受信信号を示し、ｙ_{３：４，ｉ＋１}は、第２の送信機（ＴＸ２）が動作中である場合の、（ｉ＋１）番目の受信機における受信信号を示す。

次に、工程５０４で、以下のように、２つの空間フィルタリングされた信号を取得する。

次に、工程５０６で、以下のように、干渉空間を構成する。

（ＴＸ１とＴＸ２の両方をゼロにする）
次に、工程５０８で、以下のように、信号合成および等化を構成する。

ただし、

次に、工程５１０で、以下のように、信号対雑音干渉比（ＳＮＩＲ）を計算する。

次に、工程５１２で、ＳＮＩＲが２２（２７ｄＢ）より小さい場合、ＣＣＩが存在し、以下のようになることが暗示される。
Ｅ_１＝（Ｘ^（１））^−１Ｓ_{１：２，１}、Ｅ_２＝（Ｘ^（２））^−１Ｓ_{３：４，２}
最後に、工程５１４で、以下のように、マスタ・ブロックＰおよびスレーブ・ブロックＰ^⊥を導き出す。

図２に示すように、Ｐブロック２２２およびＰ^⊥ブロック２２４からの出力は、対応するＣＣＩ除去ブロック２３０に与えられ、ＣＣＩ除去ブロックは、２つの係数ストリーム２２６中のＣＣＩ量を低減させるための除去方式を利用して、対応する出力係数ストリーム２３２を発生させる。一実装においては、除去ブロック２３０はそれぞれ、一般的なウィーナ−ホッフ解に基づく適応方式を利用し、この方式においては、Ｐブロック２２２の各対をマスタ・ブロックとし、対応するＰ^⊥ブロック２２４を、その出力２２８が適応除去方式において基準信号として用いられる、スレーブ・ブロックとする。各出力係数ストリーム２３２からの情報は、ＣＣＩ係数ストリーム２２８を２つ（信号＋ＣＣＩ）の係数ストリーム２２６の間にどのように分散させるかを決定するため、フィードバックされる。

具体的には、出力係数ストリーム２３２はそれぞれ、対応する計数回路２３４にフィードバックされ、計数回路は、出力係数ストリームのエネルギまたは電力レベルに基づいて、ＣＣＩ係数ストリーム２２８に適切なスケール・ファクタを適用する。その結果のスケール調整された係数ストリーム２３６は、減算ノード２３８で、対応する（信号＋ＣＣＩ）係数ストリーム２２６から減算され、対応する出力係数ストリーム２３２を発生させる。スケール・ファクタは、（例えば、直射を用いるなど）一括方法で、または（例えば、最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムまたは符号アルゴリズム（ＳＡ）を用いるなど）再帰的方法で計算することができる。ＳＡは、ＬＭＳを簡略にしたもので、ＬＭＳでは、誤差の符号と大きさがフィードバックされるのに対し、ＳＡでは、誤差の符号だけがフィードバックされる。例えば、Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ、「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ，（４ｔｈ Ｅｄｉｔｉｏｎ）」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、２００１年（ＩＳＢＮ：０１３０９０１２６１）などを参考とされたい。同書の教示は、参照により本明細書に組み込まれる。

２本のアンテナを備える送信機と３本の受信パスをもつ受信機とを有する、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムを前提として、本発明を説明してきたが、本発明は、そのようなシステムに限定されるものではない。一般に、本発明は、任意の数Ｍに拡張することができ、その場合、システムは、Ｍ本のアンテナを備える送信機と（Ｍ＋１）本の受信パスをもつ受信機を有する。さらに、Ｍ本のアンテナを備える送信機を有するシステムのため、（Ｍ＋１）本の受信パスをもつ受信機として、本発明を実施することもできる。これらの追加受信パスは、追加ダイバーシチ利得と同一チャネル干渉抑制の間でトレードオフを実行するのに使用することができ、追加ダイバーシチ利得は、チャネル・フェージングに対する堅牢性の増加に関連する。さらに、わずかな変更を施すことで、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調方式など、ＯＦＤＭ以外の適切な変調方式に基づいたＭＩＭＯシステムにおいても、本発明を実施することができる。同様に、無線ワイド・エリア・ネットワーク（ＷＷＡＮ）など、ＷＬＡＮ以外の適切なシステムにおいても、本発明を実施することができる。Ｍ本の送信アンテナが単一装置内に配置される、空間分割多重化（ＳＤＭ）方式に加えて、Ｍ本の送信アンテナは同一装置内に配置されず、代わりに２以上の異なるユーザに対応する複数の装置に配置される、空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）方式においても、本発明を実施することができる。

本発明は、（ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどの）単一集積回路、マルチチップ・モジュール、単一カード、またはマルチカード回路パックとして可能な実装を含む、回路ベースの処理として実施することができる。当業者に明らかなように、回路要素の様々な機能を、ソフトウェア・プログラムの処理工程として実施することもできる。そのようなソフトウェアは、例えば、デジタル信号プロセッサ、マイクロコントローラ、または汎用コンピュータで利用することができる。

本発明は、方法およびそれらの方法を実行する装置の形態で実施することができる。本発明は、フロッピー（登録商標）ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ハード・ドライブ、またはその他の任意のマシン可読記憶媒体など、有形な媒体中に実施されるプログラム・コードの形態で実施することもでき、プログラム・コードがコンピュータなどのマシンによってロードされ、実行されると、マシンは、本発明を実行するための装置となる。本発明は、記憶媒体に保存され、マシンによってロードおよび／または実行され、または電線もしくは電気ケーブル、光ファイバ、または電磁放射など、送信媒体もしくは搬送波を介して送信される、プログラム・コードの形態で実施することもでき、プログラム・コードがコンピュータなどのマシンによってロードされ、実行されると、マシンは、本発明を実行するための装置となる。汎用プロセッサ上で実施される場合、プログラム・コード・セグメントは、プロセッサによって結合され、特殊な論理回路と同じような動作を行う独自の装置を提供する。

さらに、添付の特許請求の範囲において明確にされる本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の本質を説明するために説明し図示した部分の詳細、材料、および構成に、当業者が様々な変更を施し得ることも理解されよう。

特許請求の範囲における方法クレーム中の工程は、存在する場合は、対応するラベルが付された特定の順番で説明されるが、方法クレームの説明において、それらの工程の一部または全部を実施するための特定の順番について、別の方法で言及されないかぎり、それらの工程は、その特定の順番で実施されるように必ずしも限定されるものではない。

従来の２×２ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＷＬＡＮシステムで使用される従来技術による受信機のフロントエンドを示したブロック図である。 本発明の一実施形態による受信機のフロントエンドを示したブロック図である。 図２の各フィルタバンクにおいてサブキャリア毎に使用できるフィルタを示したブロック図である。 図３のフィルタの周波数応答を示した図である。 ２×３ ＭＩＭＯシステムにおいて可能な連続除去アルゴリズムの１つを示したフローチャートである。

Claims (10)

1. Ｍ本の送信アンテナから送信されるＭ個のマルチキャリア信号を受信するための受信機であって（Ｍ＞１）、
   各受信パスが、前記Ｍ個のマルチキャリア信号を受信し、前記受信信号を個々のサブキャリア信号に分割するように適合される少なくとも（Ｍ＋１）本の受信パスと、
   前記個々のサブキャリア信号を処理して、前記Ｍ個の送信マルチキャリア信号それぞれの復元信号を発生させるように適合されるプロセッサとを含む受信機。
2. 各受信パスが、
   前記マルチキャリア信号を受信するように適合される受信アンテナと、
   前記受信マルチキャリア信号をデジタル化するように適合されるアナログ／デジタル変換器と、
   時間領域にある前記デジタル化マルチキャリア信号を周波数領域にある前記個々のサブキャリア信号に変換するように適合される変換ブロックとを含む、請求項１に記載の発明。
3. 前記変換ブロックが、
   前記デジタル化マルチキャリア信号の最初の組を、前記周波数領域にある個々のサブキャリア信号の最初の組に変換するように適合される第１の変換器と、
   前記デジタル化マルチキャリア信号の後の組を、個々のサブキャリア信号の前記最初の組に基づいて、前記周波数領域にある個々のサブキャリア信号の後の組に変換するように適合される第２の変換器とを含む、請求項２に記載の発明。
4. 前記第２の変換器が、前記デジタル化マルチキャリア信号の前記後の組を個々のサブキャリア信号の前記後の組に変換する際に、再帰的フィルタリングを利用するように適合される、請求項３に記載の発明。
5. 前記第２の変換器の前記再帰的フィルタリングが、前記第１の変換器からの個々のサブキャリア信号の前記最初の組に基づいて初期化されるように適合される、請求項４に記載の発明。
6. 前記第２の変換器の前記再帰的フィルタリングが、
   Ｘ_ｋ（ｉ＋１）＝Ｗ^−ｋ［Ｘ_ｋ（ｉ）＋ｘ（ｉ＋Ｎ）−ｘ（ｉ）］
   によって与えられる再帰関係に基づき、ｘ（ｉ＋Ｎ）は、前記再帰的フィルタリングへの入力信号、Ｘ_ｋ（ｉ＋１）は、前記再帰的フィルタリングからの出力信号である、請求項４に記載の発明。
7. 前記プロセッサが、
   各受信パスから前記個々のサブキャリア信号を受信し、第１の信号の各々が（１）前記送信アンテナの１つに対応する希望信号と（２）干渉とを含むＭ個の第１の信号を発生させるように適合される第１の処理ブロックと、
   各受信パスから前記個々のサブキャリア信号を受信し、前記Ｍ個の第１の信号中の干渉を表す第２の信号を発生させるように適合される第２の処理ブロックと、
   各第１の信号と前記第２の信号の一部とを合成して、前記各第１の信号よりも干渉が少ない復元信号を発生させる干渉除去ブロックとを含む、請求項１に記載の発明。
8. 前記第１および第２の処理ブロックが、連続除去アルゴリズムを用いてトレーニングされるように適合され、
   前記第１および第２の処理ブロックが、
   （１）信号ゼロ空間を構成する工程と、
   （２）空間フィルタリングされた信号を取得する工程と、
   （３）干渉空間を構成する工程と、
   （４）信号合成および干渉を構成する工程と、
   （５）信号対雑音干渉比を計算する工程と、
   （６）前記第１の処理ブロックと前記第２の処理ブロックの関係を発生させる工程とによってトレーニングされるように適合される、請求項７に記載の発明。
9. Ｍ本の送信アンテナから送信されるＭ個のマルチキャリア信号を受信するための方法であって（Ｍ＞１）、
   前記Ｍ個のマルチキャリア信号を少なくとも（Ｍ＋１）本の受信パスで受信する工程と、
   前記受信信号を各受信パスで個々のサブキャリア信号に分割する工程と、
   前記個々のサブキャリア信号を処理して、前記Ｍ個の送信マルチキャリア信号それぞれの復元信号を発生させる工程とを含む方法。
10. Ｍ個のマルチキャリア信号を送信するように適合されるＭ本の送信アンテナを備える送信機と（Ｍ＞１）、
    各受信パスが、前記Ｍ個のマルチキャリア信号を受信し、前記受信信号を個々のサブキャリア信号に分割するように適合される少なくとも（Ｍ＋１）本の受信パスと、
    前記個々のサブキャリア信号を処理して、前記Ｍ個の送信マルチキャリア信号それぞれの復元信号を発生させるように適合されるプロセッサとを含む無線通信システム。
    

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