KR20050056152A - 하나 이상의 추가 수신 경로들을 갖는 ｍｉｍｏ 수신기들 - Google Patents

하나 이상의 추가 수신 경로들을 갖는 ｍｉｍｏ 수신기들 Download PDF

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KR20050056152A
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Abstract

다중-입력, 다중-출력(MIMO) 시스템에서, 수신기에서 수신된 신호(예를 들면, 무선 OFDM 신호)들을 전송하는데 사용된 전송 안테나들의 수 이외에 적어도 하나의 추가 수신 경로를 갖는 수신기가 구현된다. 일실시예에서, 추가 수신 경로는 회복된 OFDM 신호들에서 감소된 동일 채널 간섭(Co-Channel Interference; CCI)에 사용된다. 특히, 각각의 수신 경로는 재귀 필터링을 개개의 부반송파 신호들을 생성하는데 적용한다. 처리기는 다른 수신 경로들로부터의 개개의 부반송파 신호들을 각각의 전송된 OFDM 신호에 대응하는 부반송파 신호들의 제 1세트로 변환하며, 여기서 부반송파 신호들의 각각의 제 1세트는 요구된 신호 및 가능하게는 CCI를 갖는다. 처리기는 CCI에 대응하는 부반송파 신호들의 제 2세트를 또한 생성한다. 감소된 CCI를 갖는 회복된 OFDM 신호들을 생성하기 위해 처리기는 부반송파 신호들의 각각의 제 1세트로부터 부반송파 신호들의 제 2세트의 부분들을 감산한다.

Description

하나 이상의 추가 수신 경로들을 갖는 ＭＩＭＯ 수신기들{MIMO receivers having one or more additional receive paths}
관련 출원들의 교차-참조
이러한 출원은 2003년 9월 12일 제출된 미국 임시 출원 번호 제 60/528,170호의 제출일의 이익을 청구하며, 본 출원의 사상들은 참조로써 여기에 통합된다.
발명 분야
본 발명은 무선 통신들에 관한 것이며, 특히, MIMO 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 무선 구내 정보 통신망(Wireless Local Area Network; WLAN) 시스템들과 같은 다중-입력, 다중-출력(Multi-Input, Multi-Output; MIMO) 시스템들에 관한 것이다.
관련 분야의 설명
종래의 M ×M MIMO-OFDM WLAN 시스템에서, M 전송 안테나(transmit antenna)들을 갖는 송신기는 전송된 OFDM 신호들의 M 회복된 버전들을 생성하는데 사용하는 M 수신 경로(receive path)들을 갖는 수신기로 M OFDM 신호들(다중-반송파 신호(multi-carrier signal)의 형태)을 전송한다.
도 1는 종래의 2 ×2(즉, M=2) MIMO-OFDM WLAN 시스템에서 사용하기 위한 종래 기술의 수신기(100)의 프론트 엔드(front end)의 블럭도를 도시한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 2 ×2 수신기(100)는 두 개의 수신 경로들(102) 및 처리기(104)를 갖는다. 각각의 수신 경로(102)는 수신기 안테나(106), RF/아날로그 블럭(108), 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter; ADC)(110), 주기-프리픽스(Cyclic-Prefix; CP) 제거(removal) 블럭(112), 및 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT) 블럭(114)을 갖는다.
각각의 수신 경로(102) 내에서, 수신 안테나(106)는 2-안테나 MIMO-OFDM WLAN 송신기에 의해 전송된 M OFDM 신호들의 혼합된 버전들을 수신한다. RF(Radio Frequency) 구현들에서, RF/아날로그 블럭(108)은 수신 안테나(106)로부터의 아날로그 RF OFDM 신호들을 중간 주파수(Intermediate Frequency; IF) 또는 기저 대역으로 다운 변환하며, 주기 프리픽스들에 의해 분할된 OFDM 부호(symbol)들로 구성된 디지털 스트림(digital stream)을 형성하기 위해 ADC(110)는 그 결과 다운 변환된 아날로그 OFDM 신호들을 디지털화한다. FFT 블럭(114)은 시간 영역의 디지털 OFDM 기호들의 프레임들(예를 들면, 20 msec)을 다른 OFDM 부반송파 신호(subcarrier signal)들에 대한 주파수 영역 계수들로 변환한다.
처리기(104)는 다중-반송파(multi-carrier) OFDM 신호들 내에 각각의 부반송파에 대한 행렬(matrix)(116)을 갖는다. 각각의 행렬(116)은 다른 FFT 블럭(114)으로부터 OFDM 부반송파들 중 하나에 대한 모든 계수(coefficient)들을 수신한다. 각각의 FFT 블럭(114)으로부터의 데이터는 모든 전송 안테나로부터 수신된 OFDM 신호들에 대한 정보를 포함한다는 것을 주의하라. 개개의 및 균등 부반송파 계수 스트림(equalized subcarrier coefficient stream)들(118)을 회복하기 위해 각각의 행렬(116)은 대응 부반송파 계수들의 세트를 처리하도록 적응되며, 각각의 다른 회복된 부반송파 계수 스트림(118)은 다른 전송 안테나로부터 수신된 OFDM 신호에 대응한다. 도 1에 도시되지는 않지만, 회복된 OFDM 부반송파 계수 스트림들(118)은 종래의 OFDM 디코딩 기술들(예를 들면, 수신된 OFDM 신호들 내의 인코딩된 데이터 검출)을 사용하여 그때 처리될 수 있다.
MIMO-OFDM WLAN 시스템들에서 한 가지 문제점은, 수신기가 중요한 송신기들의 위치들 이외의 공간 위치(spatial location)들로부터 신호들을 동시에 수신하는 동일 채널 간섭(Co-Channel Interference; CCI)에 관한 것이다. 추가 송신기(들)로부터의 신호들이 중요한 송신기들로부터의 요구된 신호들의 회복을 간섭하는 하나 이상의 추가 송신기들은 중요한 송신기들로서 동일한 채널들(예를 들면, 동일한 OFDM 부반송파들 사용)에서 동작할 때 CCI가 발생할 수 있다. CCI 발생의 다른 시나리오는 수신기의 부족한 채널 선택 필터링으로 인한 것일 수 있으며, 여기서 인접한 채널 신호들은 중요한 채널에 포개진다.
발명의 요약
종래 기술의 문제점들은 M-안테나 송신기를 갖는 MIMO-OFDM WLAN 및 (M+1) 수신 경로들을 갖는 수신기에 의해 본 발명의 원칙들에 따라 해결된다. 이롭게도, MIMO-OFDM WLAN 시스템의 수신기 내의 추가 수신 경로는 동일 채널 간섭을 감소시키는데 사용될 수 있다.
일실시예에서, 본 발명은 M 전송 안테나들로부터 전송된 M 다중-반송파 신호들을 수신하기 위한 수신기이며, 여기서 M>1 이다. 수신기는 적어도 (M+1) 수신 경로들 및 처리기를 포함한다. 각각의 수신 경로는 M 다중-반송파 신호들을 수신하고 수신된 신호들을 개개의 부반송파 신호들로 분할하도록 적응되며, M 전송된 다중-반송파 신호들의 각각의 회복된 버전을 생생하기 위해 처리기는 개개의 부반송파 신호들을 처리하도록 적응된다.
본 발명의 다른 특징들, 특성들, 및 이점들은 다음의 상세한 설명, 첨부된 청구 범위 및 첨부한 도면으로부터 보다 완전히 명백해질 것이며, 첨부한 도면에서 동일한 참조 번호들은 유사하거나 동일한 요소들을 식별한다.
상세한 설명
도 2는 본 발명의 일실시예에 따라, 수신기(200)의 프론트 엔드의 블럭도를 도시한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 수신기(200)는 세 개의 수신 경로들(202) 및 처리기(204)를 갖는다. 수신기(200)는 두 개의 전송 안테나들을 갖는 송신기로부터 전송된 두 개의 OFDM 신호들을 수신하고 처리하도록 설계되며, 여기서 수신기는 두 개의 OFDM 신호들의 회복된 버전들을 생성한다. 그와 같이, 이러한 특정 실시예에서, 수신기(200)는 수신기가 회복하도록 설계되는 전송된 OFDM 신호들의 수보다 하나 이상의 수신 경로를 갖는다.
각각의 수신 경로(202)는 수신 안테나(206), RF/아날로그 블럭(208), ADC(210), CP 제거 블럭(212), 및 FFT 블럭(214)를 가지며, 이것들 각각은 도 1의 종래 기술의 수신기(100)의 수신 경로들 내의 대응 요소와 유사하다. 또한, 그러나 수신 경로(202)는 필터뱅크(filterbank)(216)를 가지며, 필터뱅크는 처리기(204)로의 적용에 대하여 주파수 영역에서 반송파 계수 스트림들을 생성한다.
도 1의 CP 제거 블럭(112)과 유사하게도, CP 제거 블럭(212)은 ADC(210)로부터 수신된 디지털 스트림 내의 OFDM 부호들 사이로부터 주기 프리픽스들을 제거한다. 또한, 그러나 CP 제거 블럭(212)은 연속하는 OFDM 부호들 간의 보호-시간 간격(guard-time interval)들로부터 이러한 제거된 CP 부분들(218)을 필터뱅크(216)에 제공한다. 다른 구현들에서, ADC(210)으로부터의 전체 디지털 스트림은 필터뱅크(216)에 의해 사용될 수 있다.
도 3는 도 2의 각각의 필터뱅크(216) 내의 각각의 부반송파에서 사용될 수 있는 필터(300)의 블럭도를 도시한다. 필터(300)는 지연(delay)들(302) 및 (308), 합산 노드(summation node)(304), 및 증폭기(amplifier)(306)를 포함한다. 입력 신호(310)는 지연(302) 및 합산 노드(304)에 인가된다. 지연(302)는 N 주기들에서 입력 신호(310)를 지연시키며, 여기서 N는 FFT의 크기이며 부반송파들의 수와 동일하게 전형적으로 설정된다. 지연(302)으로부터의 출력은 반전되며 합산 노드(304)에 인가된다. 합산 노드로부터의 출력은 출력 신호(312)이며, 출력 신호는 증폭기(306)에 또한 인가된다. 증폭기(306)으로부터의 출력은 하나의 주기 지연(cycle delay)(308)에 인가되며, 하나의 주기 지연의 출력은 합산 노드(304)에 또한 인가된다.
k 번째 부반송파에 대한 필터(300)의 필터링은 다음과 같은 수학식(1)의 재귀 관계식(recursive relation)에 의해 표현될 수 있다.
여기서 x(i+N)은 입력 신호(310)이며, Xk(i+1)은 출력 신호(312)이고 Xk(i)은 다음과 같은 수학식(2)에 의해 주어진다.
여기서 이다. 필터(300)에 대한 입력 신호(310)은 신호(218)에 의해 도 2에 도시되며, 한편 수학식(1)의 Xk(0)과 같이 도 2의 FFT(214)로부터의 k 번째 부반송파 신호(220)를 사용하여 필터(300)는 개시된다. W-k 는 고정 값이기 때문에, 증폭기(306)는 어떠한 곱셈기(multiplier)들도 필요로하지 않고 가산기(adder)들을 사용하여 효율적으로 구현될 수 있다.
도 3는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier transform; DFT)을 위한 하나의 가능한 필터 구조를 도시한다. 도 3의 DFT 필터뱅크는 (N-1)-탭 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response; FIR) 필터로서 보일 수 있으며, (N-1)-탭(tap) 유한 임펄스 응답(FIR) 필터의 주파수 응답 샘플은 도 4에 도시된다. 필터뱅크(216)를 위한 다른 가능한 구현들이 존재한다는 것을 당업자들은 이해할 것이다. 예를 들면, 필터뱅크(216)는 슬라이딩-윈도(sliding-window) DFT를 구현하는 어떠한 적절한 필터 구조를 사용하여 구현될 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 각각의 수신 경로(202)의 필터뱅크(216)로부터의 부반송파 계수들은 처리기(204)의 대응하는 P 블럭들(222)(또한 마스터(master) 블럭들로서 불리움) 및 P⊥("P-수직"으로 선언됨)블럭들(224)(또한 슬레이브(slave) 블럭들로 불리움)에 적용된다. 각각의 P 블럭(222)은 세 개의 수신 경로들로부터의 세 개의 대응 계수들을 두 개(신호+CCI)의 계수 스트림들(226), 두 개의 전송된 OFDM 신호들 중 다른 하나에 대응하는 각각 및 대응하는 요구된 신호 및 가능하게는 동일-채널 간섭을 포함하는 각각으로 변환한다. 한편, 각각의 P⊥ 블럭(224)는 세 개의 수신 경로들로부터의 세 개의 대응 계수 스트림들을 가능한 동일-채널 간섭에 대응하는 단일 CCI 계수 스트림(228)으로 변환한다. 마스터 및 슬레이브 블럭들 P 및 P⊥ 의 동작들은 OFDM 긴 프리엠블 훈련 위상(preamble training phase) 동안 추정된다.
종래, 종래 기술의 M ×M MIMO-OFDM 시스템에서, 마스터 블럭(예를 들면, 도 1의 P 행렬(116))은 추정된 채널 행렬 H(예를 들면, P=H-1)의 역행렬(inverse)을 수행하며, 여기서 채널 행렬은 그때 하나의 출력 단자에서 하나의 요청된 신호를 개별적으로 추출하기 위해 후속으로 물리적으로 M-1 공간 널(null)들을 위치시킴으로써 추정되며 그후 하나의 요청된 신호를 등화한다.
본 발명의 M×(M+1) MIMO-OFDM 에서 H-1은 존재하지 않으며 마스터 블럭 P는 약간 다른 의미를 갖는다. CCI가 긴-프리엠블 훈련 위상 내에 존재하지 않으면, 그때 마스터 블럭은 이용할 수 있는 여분의 널을 조정함으로써 결합한 추가 최대-비를 수행함으로써 유사-역(pseudo-inverse), 일반-역(generalized-inverse), 또는 무어-펜로즈 역(Moore-Penrose inverse)(즉, P=H~)으로서 유도된다. CCI가 후속으로 발생하지 않으면 이것은 나중의 디코딩 위상에서 다이버시티 게인(diversity gain)에 대하여 가능하게 한다. 긴-프리엠블 훈련 위상 동안 CCI가 존재하면, 그때 블럭 P은 여분의 이용 가능한 널을 조정함으로서 간섭 취소를 수행한다. 이러한 경우, 나중의 디코딩 위상에서 다이버시티 게인은 기대될 수 없다.
단일 부반송파은 다음의 수학식(3)에 따라 모델링될 수 있다.
여기서,
Y는 수신된 기호에 대한 T×(M+1) 행렬이며, 여기서 T는 송신기 당 전송된 훈련 부호들의 수이며,
S는 알려진 훈련 기호에 대한 T×M 행렬이며,
H는 알려지지 않은 채널 전달 펑션이며,
v는 알려지지 않은 CCI 에 대한 T×1 벡터이며,
J는 알려지지 않은 CCI 채널 전달 펑션(transfer function)에 대한 1×(M+1) 벡터이며, 및
ε는 T×(M+A)행렬이며, ε요소들은 동일하게 독립적으로 분배되며, 복소수(complex)이며, 원형의 대칭이며, 백색 가우스 잡음(white Gaussian noise)은 이다.
최대 우도 추정(Maximum Likelihood Estimation; MLE)는 그의 점근 최적성(asymptotic optimality)(크레머-라오 한계(Cramer-Rao Lower Bound; CRLB)에 접근하여)으로 인해 수학식(3)을 푸는데 사용될 수 있다. 백색 가우스 잡음, 이것이 최소-제곱 추정(Least-Square Estimation; LSE) 또는 LSE의 가중 버전(weighted version)과 동일하다고 가정한다. CCI가 없다고 가정하면, 마스터 블럭 P은 다음과 같은 수학식(4)에 따라 표현될 수 있다.
여기서,
훈련 부호 S는 알려져 있기 때문에, 행렬는 미리 계산될 수 있으며 메모리에 저장되고, 여기서 SH는 S 의 허미트 전치(Hermitian transpose)이다.
단일 값 분해(Singular Value Decomposition; SVD)는 사용될 수 있지만, 유사-역 동작([ㆍ]~)은 또한 명백히 계산될 수 있다. 하나의 다변량(multivariate), 정상적인 분포된 잡음으로서 알려지지 않은 간섭 및 백색 가우스 잡음을 모델링하는 일반적인 공분산(covariance) 경우에서 MLE을 사용함으로써 그러한 접근법은 개선될 수 있다. 이것은 행렬식 기준의 최적화와 동등하게 도시될 수 있다.
마스터 블럭(222)의 기본 펑션은 디멀티플렉싱하기 때문에, 다음과 같은 수학식(6)에 의해 표현되듯이, 다른 접근법은 직접 LS 솔루션일 수 있다.
모든 수신된 신호들에 대한 채널들의 부분, "CCI 채널"은 알려지지 않았기 때문에, 이것은 부분적 채널 역 추정으로서 불리운다. 다음의 유도식에 도시된 바와 같이, 결과는 바이어스(bias)되지 않은 추정이다.
Y=XG를 수학식(6)에 대입하여, 다음과 같은 수학식(7)을 산출하며, 여기서 이고 이다.
디플렉싱(demultiplexed)된 신호들은 다음과 같은 수학식(8)에 따라 쓸 수 있다.
수학식(8)은 바이어스 항 및 자기-간섭(self-interference)을 갖지 않는다는 것을 주의하라.
수학식(4)의 접근법과 달리, 수학식(6)의 솔루션은 단일 값 분해를 필요할 수 있으며, 단일 값 분해는 IEEE 신호 처리 잡지, 9권, 3장, 16-35 쪽, 7월 1992년의 와이. 후(Y. Hu)에 의한 "디지털 신호 처리를 위한 CORDIC-기반 VLSI 구조"에 설명된 CORDIC-기반 VLSI 구조를 사용하여 구현될 수 있으며, 이것의 사상들은 참조로써 여기에 통합된다. Y의 랭크(rank)는 채널 조건 및 어떠한 CCI가 존재하는지의 여부에 따라 1 부터 M+1까지 변할 수 있다. 반복된 프리엠블이 선택되면, 그후 후속 취소가 사용될 수 있다.
도 5는 2×3 MIMO 시스템에 대한 하나의 가능 후속 취소 알고리즘의 흐름도를 도시한다. 첫째, 단계(502)는 다음과 같은 두 개의 신호 둘 공간들을 구성한다.
, (TX1이 온 상태일 때 TX1을 0으로 하라)
, (TX2이 온 상태일 때 TX2을 0으로 하라)
여기서 y1:2,i+1는 제 1송신기(TX1)가 온 상태일 때 (i+1)번째 수신기에서 수신된 신호들을 나타내며, 한편 여기서 y3:4,i+1는 제 2송신기(TX2)가 온 상태일 때 (i+1)번째 수신기에서 수신된 신호들을 나타낸다.
다음으로, 단계(504)에서, 다음과 같은 두 개의 공간 필터링된 신호들을 획득하라.
다음으로, 단계(506)에서, 다음과 같은 간섭 공간(space)을 구성하라.
, (TX1 및 TX2 모두를 0으로 하라)
다음으로, 단계(508)에서, 다음과 같은 신호 결합(combining) 및 등화(equalization)를 구성하라.
여기서 이다.
다음으로, 단계(510)에서, 다음과 같은 신호-대-잡음 및 간섭 비(Signal-to-Noise & Interference Ratio; SNIR)를 계산하라.
다음으로, 단계(512)에서, SNIR이 22(77dB) 이하이고, 그때 CCI가 존재하면, 다음을 의미한다.
마지막으로, 단계(514)에서, 마스터 및 슬레이브 블럭들 P 및 P⊥은 다음과 같이 유도된다.
도 2에 도시된 바와 같이, P 블럭들(222) 및 P⊥ 블럭들(224)로부터의 출력은 대응 CCI 취소 블럭들(230)에 인가되며, 대응 출력 계수 스트림들(232)을 생성하기 위해 대응 CCI 취소 블럭들은 취소 체계를 두 개의 계수 스트림들(226) 내의 CCI의 양을 감소시키는데 적용한다. 구현에서, 각각의 취소 블럭(230)은 전형적인 위너-호프(Wiener-Hopf) 솔루션에 기초하여 적응 체계를 적용하며, 여기서 P 블럭들(222)의 각각의 쌍은 마스터 블럭들이며 대응 P⊥ 블럭(224)는 슬레이브 블럭이며 슬레이브 블럭의 출력(228)은 적응 취소 체제에서 기준 신호로서 사용된다. 각각의 출력 계수 스트림(232)로부터의 정보는 두 개(신호+CCI)의 계수 스트림들(226) 사이에 CCI 게수 스트림(228)을 분포시키는 방법을 결정하기 위해 피드백(feed back)된다.
특히, 각각의 출력 계수 스트림(232)은 대응 스케일러(234)로 피드백되며, 대응 스케일러(scaler)는 출력 계수 스트림의 에너지 또는 전력 레벨에 기초하여 적절한 스케일 요인을 CCI 계수 스트림(228)에 적용한다. 결과적인 스케일링된 계수 스트림(236)은 대응 출력 계수 스트림(232)을 생성하기 위해 감산 노드(subtraction node)(238)에서 대응(신호+CCI) 계수 스트림(226)으로부터 그후 감산된다. 스케일 요인들은 배치(batch) 방법(예를 들면, 직접 투영 사용) 또는 재귀 방법(예를 들면, 최소 평균 제곱 알고리즘(Least Mean Squares; LMS) 또는 부호 알고리즘(Sign Algorithm; SA) 사용)으로 계산될 수 있다. SA는 단순화된 LMS이며, 여기서 에러의 부호만이 피드백되고, 한편 LMS는 에러의 크기를 피드백한다. 예를 들면, 시몬 헤이킨, 적응 필터 이론,(4 판), 프렌티스 홀, 2001(ISBN:0130901261)을 보면, 적응 필터 이론의 사상은 참조로써 여기에 통합된다.
본 발명은 두 개의 안테나 송신기 및 세 개의 수신 경로들을 갖는 수신기를 갖는 MIMO-OFDM WLAN 시스템에 관하여 설명되어 왔지만, 여기서 시스템은 M-안테나 송신기 및 (M+1) 수신 경로들을 갖는 수신기를 갖는다. 또한, M-안테나 송신기를 갖는 시스템에서, 본 발명은 (M+1) 수신 경로들 이상을 갖는 수신기로서 구현될 수 있다. 이들 추가 수신 경로들은 추가 다이버시티 게인 및 동일 채널 간섭의 삭제 사이에서 교환하는데 사용될 수 있으며, 여기서 다이버시티 게인은 채널 페이딩(fading)에 대하여 강인함(robustness)에서의 증가와 관련된다. 또한 약간의 작은 변경들로, 본 발명은 코드 분할 다중-액세스(Code Division Multiple-Access; CDMA) 조정과 같은 OFDM 이외의 적절한 조정 체계들에 기초하여 MIMO 시스템들 관하여 구현될 수 있다. 유사하게, 본 발명은 무선 광역 통신망(Wire Wide Area Network; WWAN)과 같은 WLAN 이외의 적절한 시스템들에 관하여 구현될 수 있다. 공간-분할 멀티플렉싱(Space-Division Multiplexing; SDM) 체계에 더하여, 여기서 M 송신기 안테나들은 단일 장치 내에 위치되며, 본 발명은 공간 분할 다중 액세스(SDMA) 체계들에 관하여 또한 구현될 수 있으며, 여기서 M 송신기 안테나들은 동일한 장치 내에 위치되지 않으며, 오히려 두 개 이상의 다른 사용자들에 대응하는 다중 장치들 내에 위치된다.
본 발명은 단일 집적 회로(ASIC 또는 FPGA와 같은), 다중-칩 모듈, 단일 카드, 또는 다중-카드 회로 팩으로서 가능한 구현을 포함하는 회로 기반 처리들로서 구현될 수 있다. 당업자에게 명백해질 수 있는 것과 같이, 회로 요소들의 다양한 펑션들은 소프트웨어 프로그램의 처리 단계들로서 또한 구현될 수 있다. 그러한 소프트웨어는, 예를 들면, 디지털 신호 처리기, 마이크로-제어기, 또는 범용 컴퓨터에서 사용될 수 있다.
본 발명은 그들 방법들을 실행하기 위한 방법들 및 장치들의 형태에서 구현될 수 있다. 본 발명은 플로피 디스켓들, CD-ROM들, 하드 드라이브들, 또는 어떤 다른 기계-판독 가능-저장 매체와 같은 유형의 매채에서 구현된 프로그램 코드의 형태에서 또한 구현될 수 있으며, 여기서 프로그램 코드가 컴퓨터와 같은 기계에 의해 로드되거나 실행될 때, 기계는 본 발명을 실행하기 위한 장치가 된다. 예를 들면, 저장 매체에 저장되든지 아니든지 간에, 기계에 의해 로드되거나 실행되든지 아니든지 간에, 광섬유 또는 전자 복사(electromagnetic radiation)를 통한, 전기 와이어링 또는 케이블링과 같은 몇몇 전송 매체 또는 반송자에 걸쳐 전송되든지 아니든지 간에 본 발명은 프로그램 코드의 형태에서 또한 구현될 수 있으며, 여기서 프로그램 코드가 컴퓨터와 같은 기계에 의해 로드되거나 실행될 때, 기계는 본 발명을 실행하기 위한 장치가 된다. 범용 프로세서에서 구현될 때, 특정 논리 회로들과 유사하게 동작하는 특별 장치를 제공하기 위해 프로그램 코드 세그먼트들은 프로세서와 결합한다.
다음의 청구 범위에서 표현된 바와 같이 본 발명의 범위로부터 이탈하지 않고 본 발명의 성질을 설명하기 위해 설명되고 예시된 부분들의 상세, 물품들, 및 장치들에서의 다양한 변동들은 당업자들에 의해 이루어 질 수 있다는 것은 또한 이해될 것이다.
다음의 방법항들에서, 만약 있다면, 단계들이 대응하는 레이블링(labeling)을 갖는 특정 순서로 인용되지만, 청구항 인용들이 그들의 단계들의 약간 또는 모두를 구현하기 위해 특정 순서를 수반하지 않는다면 그렇지 않다면, 그들 단계들은 특정 순서로 구현되기 위해 제한되려는 반드시 의도된 것은 아니다.
추가 송신기(들)로부터의 신호들이 중요한 송신기들로부터의 요구된 신호들의 회복을 간섭하는 하나 이상의 추가 송신기들은 중요한 송신기들로서 동일한 채널들(예를 들면, 동일한 OFDM 부반송파들 사용)에서 동작할 때 동일 채널 간섭이 발생한다. 본 발명에 따라, MIMO-OFDM WLAN 시스템의 수신기에서 수신된 신호(예를 들면, 무선 OFDM 신호)들을 전송하는데 사용된 전송 안테나들의 수 이외에 적어도 하나의 추가 수신 경로를 갖음으로써 이러한 동일 채널 간섭을 감소시킬 수 있다.
도 1는 종래의 2 ×2 MIMO-OFDM WLAN 시스템에서 사용하기 위한 종래 기술의 수신기의 프론트-엔드의 블럭도를 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 수신기의 프론트-엔드의 블럭도를 도시한 도면.
도 3는 도 2의 각각의 필터뱅크의 각각의 부반송파에서 사용될 수 있는 필터의 블럭도를 도시한 도면.
도 4는 도 3의 필터의 주파수 응답을 도시한 도면.
도 5는 2 ×3 MIMO 시스템에 대한 하나의 가능한 연속하는 취소 알고리즘의 흐름도를 도시한 도면.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
102: 수신 경로 104: 처리기
106: 수신기 안테나 108: RF/아날로그 블럭
110: 아날로그-디지털 변환기(ADC) 112: 주기-프리픽스(CP) 제거 블럭
114: 고속 푸리에 변환(FFT) 블럭 116: 부반송파 행렬
118: 균등 부반송파 계수 스트림들
202: 수신 경로 206: 수신 안테나
208: RF/아날로그 블럭 210: ADC
212: CP 제거 블럭 214: FFT 블럭
216: 필터뱅크 218: 제거된 CP 부분들
300: 필터 302, 308: 지연들
304: 합산 노드 306: 증폭기
310: 입력 신호 312: 출력 신호

Claims (10)

  1. M>1인, M 전송 안테나로부터 전송된 M 다중-반송파 신호들을 수신하기 위한 수신기에 있어서,
    적어도 (M+1) 수신 경로들로서, 각각의 수신 경로는 M 다중-반송파 신호들을 수신하고 상기 수신된 신호들을 개개의 부반송파 신호들로 분할하도록 적응된 상기 적어도 (M+1) 수신 경로들, 및
    상기 M 전송된 다중-반송파 신호들의 각각의 회복된 버전을 생성하기 위해 개개의 부반송파 신호들을 처리하도록 적응된 처리기를 포함하는, 수신기.
  2. 제 1항에 있어서, 각각의 수신 경로는,
    상기 다중-반송파 신호들을 수신하도록 적응된 수신 안테나,
    상기 수신된 다중-반송파 신호들을 디지털화하도록 적응된 아날로그-디지털 변환기, 및
    시간 영역(time domain)의 디지털화 다중-반송파 신호들을 주파수 영역의 상기 개개의 부반송파 신호들로 변환하도록 적응된 변환 블럭을 포함하는, 수신기.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 변환 블럭은,
    상기 디지털화 다중-반송파 신호들의 초기 세트를 상기 주파수 영역의 개개의 부반송파 신호들의 초기 세트로 변환하도록 적응된 제 1변환기, 및
    개개의 부반송파 신호들의 상기 초기 세트에 기초하여 상기 디지털화 다중-반송파 신호들의 후속 세트들을 상기 주파수 영역의 개개의 부반송파 신호들의 후속 세트들로 변환하도록 적응된 제 2변환기를 포함하는, 수신기.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 제 2변환기는 상기 디지털화 다중-반송파 신호들의 상기 후속 세트를 개개의 부반송파 신호들의 상기 후속 세트들로 변환하는데 재귀 필터링(recursive filtering)을 적용하도록 적응된, 수신기.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 제 2변환기의 상기 재귀 필터링은 상기 제 1변환기로부터의 개개의 부반송파 신호들의 상기 초기 세트에 기초하여 개시되도록 적응된, 수신기.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 제 2변환기의 상기 재귀 필터링은
    로 주어진 재귀 관계식에 기초하며,
    여기서 x(i+N)은 상기 재귀 필터링으로의 입력 신호이며 Xk(i+1)은 상기 재귀 필터링으로부터의 출력 신호인, 수신기.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 처리기는,
    각각의 수신 경로로부터 상기 개개의 부반송파 신호들을 수신하고 M 제 1신호들을 생성하도록 적응된 제 1처리 블럭으로서, 각각의 제 1신호는 (1) 상기 전송 안테나들 중 하나에 대응하는 원하는 신호 및 (2) 간섭을 포함하는, 상기 제 1처리 블럭,
    각각의 수신 경로로부터 상기 개개의 부반송파 신호들을 수신하고 상기 M 제 1신호들의 간섭을 나타내는 제 2신호를 생성하도록 적응된 제 2처리 블럭, 및
    상기 각각의 제 1신호보다 적은 간섭을 갖는 회복된 신호(recovered signal)를 생성하도록 각각의 제 1신호를 상기 제 2신호의 부분과 결합하도록 적응된 간섭 취소 블럭을 포함하는, 수신기.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 처리 블럭들은 연속 취소 알고리즘을 사용하여 트레이닝(training)되도록 적응되며,
    상기 제 1 및 제 2처리 블럭들은,
    (1) 신호 널-공간들을 구성하고,
    (2) 공간적으로 필터링된 신호들을 획득하고,
    (3) 간섭 공간을 구성하고,
    (4) 신호 결합 및 간섭 구성하고,
    (5) 신호 대 잡음 및 간섭 비를 계산하고,
    (6) 상기 제 1 및 제 2 처리 블럭에 대한 관계식들 생성함으로써 트레이닝되도록 적응된, 수신기.
  9. M>1인, M 전송 안테나로부터 전송된 M 다중-반송파 신호들을 수신하기 위한 방법에 있어서,
    적어도 (M+1) 개의 수신 경로들에서 상기 M 다중-반송파 신호들을 수신하는 단계,
    각각의 수신 경로에서, 상기 수신된 신호들을 개개의 부반송파 신호들로 분리하는 단계, 및
    상기 M 전송된 다중-반송파 신호들의 각각의 회복된 버전을 생성하기 위해 상기 개개의 부반송파 신호들을 처리하는 단계를 포함하는, M 다중-반송파 신호들 수신방법.
  10. 무선 원격통신들 시스템에 있어서,
    M>1인, M 다중-반송파 신호를 전송하도록 적응된 M 전송 안테나들을 갖는 전송기, 및
    수신기를 포함하고, 상기 수신기는,
    적어도 (M+1) 수신 경로들로서, 각각의 수신 경로는 M 다중-반송파 신호들을 수신하고 상기 수신된 신호들을 개개의 부반송파 신호들로 분할하도록 적응되는, 상기 적어도 (M+1) 수신 경로들, 및
    상기 M 전송된 다중-반송파 신호들의 각각의 회복된 버전을 생성하기 위해 개개의 부반송파 신호들을 처리하도록 적응된 처리기를 갖는, 무선 원격통신 시스템.
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