JP4198583B2 - 無線通信装置、及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立なデータを送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列をもとに受信局側でデータの復調を行うことにより無線通信を実現する高速無線アクセスシステムにおける無線通信装置、及び無線通信方法に関し、特に、回路規模を抑制しながら良好な伝送特性を実現する、無線通信装置、及び無線通信方法に関するものである。

近年、２．４ＧＨz帯または５ＧＨz帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。無線区間の伝送方式としてはＱＰＳＫ変調等を用いたシングルキャリア変調方式が適用される場合もあるが、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，１１ｇ規格では直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式を用いている。これらのシステムでは、最大で５４Ｍbpsの伝送速度を実現しているが、無線LAＮの普及に伴い更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術としては、ＭIＭＯ（Ｍultiple-Input Ｍultiple-Ｏutput）技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。

このＭＩＭＯ技術には、シングルキャリア変調方式やＯＦＤＭ変調方式の適用が考えられている。
以下では、簡単化のために周波数軸上での信号表記を用いて示す。
ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間にはＮ×Ｍ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_j、iとし、これを第（ｊ,ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。

さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_ｉとし（ｔ_１, ｔ_２, ｔ_３,・・・ｔ_Ｎ）を成分とする列ベクトルをＴｘ、第ｉ受信アンテナでの受信信号をｒ_ｉとし（ｒ_１,ｒ_２,ｒ_３,・・・ｒ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｉ受信アンテナの熱雑音をｎ_ｉとし（ｎ_１,ｎ_２,ｎ_３,・・・ｎ_Ｍ)を成分とする列ベクトルをnと表記する。

この場合、以下の関係式が成り立つ。

Ｒｘ＝Ｈ×Ｔｘ＋ｎ ・・・（式１）
ここで、Ｒｘは受信信号のベクトル、Ｈは伝達関数行列、Ｔｘは送信信号の列ベクトル、ｎは熱雑音の列ベクトルを示している。

したがって、受信局側で受信した信号Ｒｘをもとに、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。このＭＩＭＯ技術の最も基本的なものとしては、一般にＺＦ（Zero Forcing）法と呼ばれる方法があげられる（例えば、非特許文献１参照）。

ここでは、上記の（式１）に対し、伝達関数行列の逆行列Ｈ^−１を求め、これを式の両辺の左から掛け合わせる処理を行う。この結果、以下の式が得られる。

Ｈ^−１×Ｒｘ＝Ｔｘ＋Ｈ^−１×ｎ ・・・（式２）
ここで、Ｈ^−１は伝達関数行列の逆行列、Ｒｘは受信信号のベクトル、Ｈは伝達関数行列、Ｔｘは送信信号の列ベクトル、ｎは熱雑音の列ベクトルを示している。

つまり、各受信アンテナで受信した信号を合成し、所望の送信アンテナから信号による干渉を除去する処理を行うと、実際の送信信号ベクトルＴｘに微小な熱雑音項Ｈ^−１×ｎが加わった信号点が得られることになる。ここで、送信信号として、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調を施した信号を用いる場合は、送信信号として取りえる信号点は不連続である。したがって、Ｈ^−１×Ｒｘとユークリッド距離が最も近い点を送信コンスタレーション上で検索する硬判定処理を行い、真の送信信号を推定する。

以上のＺＦ法においては、熱雑音項Ｈ^−１×ｎが十分に小さく、且つ各送信アンテナ毎の成分が均等であると仮定できる場合には良好な特性が期待できる。しかし、一般にはこの仮定は成り立たず、ある伝達関数行列に対して送信アンテナ毎の熱雑音Ｈ^−１×ｎの絶対値の期待値は異なる。さらには、もし伝達関数行列Ｈが逆行列をもたない行列（ないしはその行列式が非常に小さい）の場合には、送信信号の推定が非常に不安定になる。この様な状況においては、受信特性が大幅に劣化する可能性がある。この様な問題点を解決するための方法として、最も特性的に優れた方法がＭＬＤ（Ｍaximum Ｌikelihood Ｄetection）法と呼ばれる方式である（例えば、非特許文献２参照）。

まず、各アンテナからの送信信号の変調方式が決まると、ひとつのアンテナから送信される信号が取り得る信号点の数（以降、Ｎ_ｍａｘと呼ぶ）が決まる。Ｎ本のアンテナ全体で送信される信号ベクトルのバリエーションはＮ_ｍａｘ ^Ｎ種類となる。ＭＬＤ法では、送信信号としてＴｘの取りえる全ての候補（全部でＮ_ｍａｘ ^Ｎ種）に対して、その信号が送信された場合の受信信号の予測を行い、それらの中で最も実際の受信信号に近いものを推定精度の最も高い信号点として選択する。つまり、第ｋ番目の送信信号候補をＴｘ^［ｋ］で表したとすると、次の式で定義されるユークリッド距離Ｅを最小にするｋの値を選択する。

Ｅ=（Ｒｘ−Ｈ×Ｔｘ^［ｋ］）^Ｈ×（Ｒｘ−Ｈ×Ｔｘ^［ｋ］） ・・・（式３）

なお、行列Ｍに対してＭ^Ｈは、行列Ｍのエルミート共役である行列をさす。以上の処理により、如何なる行列Ｈに対しても、安定した受信処理が可能であり、ＺＦ法に対して特性が大幅に改善する。

ここで、図７に従来技術における第１の無線局（無線通信装置）の送信部の構成を示す。図７において、１００はデータ分割回路、１０１−１〜１０１−４はプリアンブル付与回路、１０２−１〜１０２−４は変調回路、１０３−１〜１０３−４は無線部、１０４−１〜１０４−４は送信アンテナを示す。なお、ひとつの例として、送信局が４つの送信アンテナを用いて４系統のデータを送信する場合を例にとって説明する。

データが入力されると、データ分割回路１００はデータを４系統に分離する。例えば、第１系統のデータはプリアンブル付与回路１０１−１に入力され、プリアンブル信号が付与された状態で変調回路（Ｃh１）１０２−１に入力される。変調回路では所定の変調を実施し、変調された信号は無線部１０３−１にて無線周波数に変換され、送信アンテナ１０４−１より送信される。同様に。第２系統のデータは１０１−２〜１０４−２、第３系統のデータは１０１−３〜１０４−３、第４系統のデータは１０１−４〜１０４−４を経由して、それぞれ個別に送信される。

図８に従来技術におけるＭＬＤ法を用いた無線通信装置の受信部の構成を示す。図において、１１１−１〜１１１−４は受信アンテナ、１１２−１〜１１２−４は無線部、１１３はチャネル推定回路、１１４は受信信号管理部、１１５は伝達関数行列管理回路、１１６はレプリカ生成回路、１１７は送信信号生成回路、１１８はユークリッド距離演算回路、１１９は選択回路、１２０はデータ合成回路を示す。

第１の受信アンテナ１１１−１から第４の受信アンテナ１１１−４は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１１２−１〜１１２−4を経由して、受信した信号はチャネル推定回路１１３に入力される。送信側で付与して所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路１１３にて各送信アンテナと受信アンテナ間の伝達関数をここで取得する。取得された各伝達関数の情報ｈ_ｊ，ｉは伝達関数行列管理回路１１５にて伝達関数行列Ｈとして管理される。

プリアンブル信号に後続するデータ信号は、１シンボル分づつ受信信号管理回路１１４に入力される。受信信号管理回路１１４では、各アンテナの受信信号（ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４）を成分とした受信信号ベクトルＲｘとして一旦管理される。

一方、送信信号生成回路１１７では、送信アンテナから出力され得る全ての信号パターンとして、Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ種類の送信信号の候補｛Ｓ［ｋ］}（１≦ｋ≦Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ）を生成する。レプリカ生成回路１１６では、送信信号生成回路１１7から入力される信号Ｓ［ｋ］と伝達関数行列管理回路１１５で管理された伝達関数行列Ｈの積、Ｈ×Ｓ［ｋ］を求め、ユークリッド距離演算回路１１８にて、この結果と受信信号管理回路１１４で管理された受信信号ベクトルＲｘとのユークリッド距離を算出する。以上のユークリッド距離演算処理は全てのｋの値に対して実施（合計Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ回）される。選択回路１１９では、これらの中でユークリッド距離が最短のものを選択し、最も推定精度の高い送信信号と判断する。これらのデータは複数シンボルに渡り連続的に処理されるが、一連のデータを受信後、データ合成回路１２０にてデータとして再構成し、出力される。

図９に、従来技術における第１の無線局（送信側の無線通信装置）の送信フローを示す。データが入力されると（ステップＳ１００）、送信局ではＮ系統のデータ系列に分割され（ステップＳ１０１）、これらの信号にはそれぞれプリアンブル信号が付与され（ステップＳ１０２）、これに各系列毎に個別に変調処理を行う（ステップＳ１０３）。変調された信号は、無線部にて無線周波数に変換され信号が送信される（ステップＳ１０４）。

図１０に、従来技術におけるＭＬＤ法を用いた無線通信装置の受信フローを示す。受信局では無線パケットを受信すると（ステップＳ１１０）、プリアンブルを検出し（ステップＳ１１１）、チャネル推定を実施する（ステップＳ１１２）。ここでは、各送信アンテナおよび受信アンテナ間の伝達関数を全て取得する。

プリアンブル信号に後続して受信される信号は、１シンボル毎に各受信アンテナでの受信信号ｒ_ｊを成分としてもつ受信信号ベクトルＲｘとして管理される（ステップＳ１１３）。これに対し、送信アンテナから出力され得る全ての信号パターンとして、Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ種類の送信信号の候補｛Ｓ［ｋ］｝（１≦ｋ≦Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ）を生成し、これと伝達関数行列Ｈとの積Ｈ×Ｓ［ｋ］を計算し（ステップＳ１１５）、受信信号Ｒｘとのユークリッド距離を計算する（ステップＳ１１６）。この処理Ｓ１１４〜Ｓ１１６には、実際には全体でＮ_ｍａｘ ^Ｎ回の処理を行うことを含めて記述した。つまり、処理Ｓ１１４〜Ｓ１１６をＮ_ｍａｘ ^Ｎ個並列的に処理をしたり、ないしはＳ１１４→Ｓ１１５→Ｓ１１６→Ｓ１１４→Ｓ１１５→Ｓ１１６→Ｓ１１４→Ｓ１１５→Ｓ１１６→・・・とＮ_ｍａｘ ^Ｎ回直列的に処理しても、ないしはその組み合わせであっても構わない。

いずれにせよ、算出されたＮ_ｍａｘ ^Ｎ個の送信信号ベクトル毎のユークリッド距離が得られたら、全体を比較して最小ユークリッド距離を与える送信信号ベクトルＳ［ｋ_ｂｅｓｔ］を検索する（ステップＳ１１７）。このＳ［ｋ_ｂｅｓｔ］をもって、該当するシンボルの各送信アンテナから送信された信号推定を確定させる（ステップＳ１１８）。更に受信データが継続する場合には処理ステップＳ１１３に戻り、処理ステップＳ１１３〜Ｓ１１９を繰り返す。受信データが終わった場合（ステップＳ１１９）、一連の各系統の受信データを再構成し、送信側でのデータを再現してデータを出力する（ステップＳ１２０）。

このＭLD法の最大の問題点は、ユークリッド距離を求める演算処理をＮ_ｍａｘ ^Ｎ回に渡って実施しなければならない点である。例えば、変調方式として６４ＱＡＭを用いる場合、Ｎ_ｍａｘ＝６４となる。この例を用いると、Ｎ＝２の場合でユークリッド距離演算回数は６４^２（=４０９６）回、Ｎ＝３の場合で６４^３（=２６２１４４）回、Ｎ＝４の場合で６４^４（＝１６７７７２１６）回と指数関数的に発散する。

これを回路として実現する際には、図１０における処理ステップＳ１１４〜Ｓ１１６を順次直列的に実施する方法と、並列的、つまり同時に処理する方法がある。しかし、直列的に行う場合には１シンボルの送信データを確定するのにＮ_ｍａｘ ^Ｎ回のループ処理を行う必要があり、膨大な処理遅延がかかってしまう。一方、並列的に実施する場合でも、同様の回路をＮ_ｍａｘ ^Ｎ個も実装しなければならず、Ｎが３以上になると回路規模が爆発的に増大するため、ＬＳＩへの実装は全く不可能となる。その中間的な組み合わせの場合も考えられるが、回路規模と演算時間を両立することは困難である。

全ての問題点は、演算の処理量がＮ_ｍａｘ ^Ｎに比例した値となることに起因し、この演算量を抑えることが課題となっている。
S.Kurosaki et.al.,"A SDM-COFDM Scheme Employing a Simple Feed-Forward Inter-Channel Interference Canceller for MIMO Based Broadband Wireless LANs", IEICE TRANS. COMMUN., Vol.E86 B. No.１, January, 2003 A.van Zelst et.al.,"Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM Systems", Proc. VTC2000 Spring, Vol. 2, pp.1070-1074

従って、本発明の目的は、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模及び演算量にて実現可能な、無線通信装置、及び無線通信方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明の無線通信装置は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成され、前記第１の無線局が、ユーザデータをＮ系統に分割する手段と、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成する手段と、Ｎ本の前記第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信する手段とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、Ｍ本の前記第２のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈｊ，ｉを取得する手段と、前記伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ列（１≦ｋ≦Ｎ：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋを生成する手段と、該行列Ｇ_ｋのエルミート共役となる（Ｎ−１）行Ｍ列行列Ｇ_ｋ ^Ｈを生成する手段と、これらの行列の積即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋを算出する手段と、該行列の逆行列即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１を算出する手段と、該逆行列と行列Ｇ_ｋ ^Ｈの積即ち（Ｎ−１）行Ｍ列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを算出する手段と、前記第１のアンテナ群の内の第ｋアンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋを送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ×ｈ_ｍ、ｋにて算出する手段と、前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ×ｈ_１，ｋ，ｒ_２−ｔ_ｋ×ｈ_２，ｋ，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ×ｈ_Ｍ，ｋ｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ］を算出する手段と、該列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ］と前記行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈとの積、即ち（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ］で与えられる（Ｎ−１）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出する手段と、該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行う手段と、該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を（Ｎ−１）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］に変換する手段と、前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、前記第１のアンテナ群の内の第ｋアンテナより送信される送信信号ｔ_ｋとして取り得る信号がＪ種類であり且つその各々がｔ_ｋ ^（１）, ｔ_ｋ ^（２）, ｔ_ｋ ^（３）,・・・, ｔ_ｋ ^（Ｊ）であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのｊに対し、ｔ_ｋ ^（ｊ） に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ ^（ｊ）］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^(j),・・・, τ_ｋ−１ ^(j), τ_ｋ＋１ ^(j),・・・τ_Ｎ ^(j)を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^(j),・・・, τ_ｋ−１ ^(j), ｔ_ｋ ^(j),τ_ｋ＋１ ^(j),・・・τ_Ｎ ^(j)を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝を算出する手段と、該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）, ｔ_ｋ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。
これにより、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、ＭＬＤ法のもつ良好な特性を実現しながらも、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果を得ることが可能となる。この結果、受信回路を１チップのＬＳＩ内に実装することが可能となる。また、演算量の削減は、直接、消費電力を削減するという副次的な効果も期待できる。さらに、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの一系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−１系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を簡易に実現することができるので、その結果、実際には「送信局がＮ本のアンテナよりＮ系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」しているのに対し、「送信局が（Ｎ−１）本のアンテナより（Ｎ−１）系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」するものとして処理することが可能となる。これにより、受信ダイバーシチに伴う利得が期待でき、特性の改善を行うことが可能となる。

また、本発明の無線通信装置は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成され、前記第１の無線局が、ユーザデータをＮ系統に分割する手段と、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成する手段と、Ｎ本の前記第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信する手段とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、Ｍ本の前記第１のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ、ｉを取得する手段と、前記伝達関数ｈ_ｊ、ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ１列（１≦ｋ１≦Ｎ：整数）及び第ｋ２列（１≦ｋ２≦Ｎ，ｋ１≠ｋ２：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を生成する手段と、該行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}のエルミート共役となる（Ｎ−２）行Ｍ列行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを生成する手段と、これらの行列の積即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を算出する手段と、該行列の逆行列即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１を算出する手段と、該逆行列と行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈの積即ち（Ｎ−２）行Ｍ列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを算出する手段と、前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋ１を及びｔ_ｋ２を送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ１×ｈ_ｍ、ｋ１＋ｔ_ｋ２×ｈ_ｍ、ｋ２にて算出する手段と、前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ１×ｈ_１，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_１，ｋ２，ｒ_２−ｔ_ｋ１×ｈ_２，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_２，ｋ２，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ１×ｈ_Ｍ、ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_Ｍ，ｋ２｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［ｔ_{ｋ１、ｋ２}］を算出する手段と、列ベクトルｒ’［ｔ_{ｋ１、ｋ２}］と前記行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈとの積即ち（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×ｒ’［ｔ_{ｋ１、ｋ２}］で与えられる（Ｎ−２）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出する手段と、該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行う手段と、該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］を（Ｎ−２）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］に変換する手段と、前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより送信される送信信号ｔ_ｋ１及びｔ_ｋ２として取り得る信号の組み合わせがＪ種類であり且つその各々が（ｔ_ｋ１ ^（１）,ｔ_ｋ２ ^（１））, （ｔ_ｋ１ ^（２）,ｔ_ｋ２ ^（２））, （ｔ_ｋ１ ^（３）,ｔ_ｋ２ ^（３））,・・・, （ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ））であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのjに対し、（ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ））に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）)］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）｝を算出する手段と、該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）を選択する手段と、該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。
これにより、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの二系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−２系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現することができ、また、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果に加えて、受信ダイバーシチ利得を向上するための簡単な実現方法を提供できる。

また、本発明の無線通信装置は、前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋアンテナのｋの値として１からＮのそれぞれに対応した（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋの行列式の絶対値、即ち｜Ｄｅｔ（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）｜を算出する手段と、算出された前記｜Det（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）｜を最大とするｋを選択する手段と、前記選択されたｋに対した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝を算出する手段と、 前記列ベクトルの中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）, ｔ_ｋ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、前記選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。
これにより、干渉除去を行う信号系列を選択する際に、もっとも受信ダイバーシチ利得が得られる信号系列を選択する方法を実現することができる。

また、本発明の無線通信装置は、前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋ１及び第ｋ２アンテナのｋ１及びｋ２値として、それぞれが１からＮ対応したＮ×（Ｎ−１）／２個の（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}の行列式の絶対値、即ち｜Ｄｅｔ（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）｜を算出する手段と、算出された前記｜Ｄｅｔ（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）｜を最大とするｋ１及びｋ２を選択する手段と、該選択されたｋ１及びｋ２に対した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）｝を算出する手段と、該列ベクトルの中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。
これにより、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの二系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−２系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現すると共に、もっとも受信ダイバーシチ利得が得られる信号系列を選択することができる。

また、本発明の無線通信装置は、前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋアンテナのｋの値として１からＮのそれぞれに対応した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_１ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_２ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_Ｎ ^（ｊ）｝を算出する手段と、これらの列ベクトルの中のから前記信号点間距離の総和が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。
これにより、受信ダイバーシチ利得を獲得するための、最も確実かつ簡易な実現方法を提供できる。

また、本発明の無線通信装置は、前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋ１及び第ｋ２アンテナのｋ１及びｋ２の値として、それぞれが１からＮに対応した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_１，２ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_１，３ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_１，ｋ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔ_１，Ｎ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_２，３ ^（ｊ）｝, ・・・,｛Ｔｃ_２，Ｎ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_３，４ ^（ｊ）｝, ・・・,｛Ｔｃ_３，Ｎ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_{Ｎ−１，Ｎ} ^（ｊ）｝を算出する手段と、これらの列ベクトルの中のから前記信号点間距離の総和が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）を選択する手段と、該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段とを備えたことを特徴とする。
これにより、受信ダイバーシチ利得を獲得するための、最も確実かつ簡易な実現方法を提供できる。

また、前記全ての本発明の無線通信装置は、前記無線局間でシングルキャリア変調方式を用いる場合にも、また当然ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合にも適用が可能である。本発明の無線通信装置は、前記無線局間でシングルキャリア変調方式を用いる場合にも、また当然ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合にも適用が可能である。
これにより、ＭＩＭＯ技術は多様な散乱波が存在するマルチパス環境に適しているが、そのマルチパス環境でのフェージングへの対応として、ＯＦＤＭ技術との併用により安定した特性を実現することができる。

また、本発明の無線通信方法は、Ｎ（Ｎ＞１：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成された無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記第１の無線局により、ユーザデータをＮ系統に分割するステップと、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成するステップと、前記Ｎ本の第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信するステップとが実施され、前記第２の無線局により、Ｍ本の前記第２のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信するステップと、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得するステップと、前記伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ列（１≦ｋ≦Ｎ：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ生成するステップと、該行列Ｇ_ｋのエルミート共役となる（Ｎ−１）行Ｍ列行列Ｇ_ｋ ^Ｈを生成するステップと、これらの行列の積即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋを算出するステップと、該行列の逆行列即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１を算出するステップと、該逆行列と行列Ｇ_ｋ ^Ｈの積即ち（Ｎ−１）行Ｍ列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを算出するステップと、前記第１のアンテナ群の内の第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ：整数）アンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋを送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ×ｈ_ｍ，ｋにて算出するステップと、前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ×ｈ_１，ｋ，ｒ_２−ｔ_ｋ×ｈ_２，ｋ，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ×ｈ_Ｍ，ｋ｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［t_ｋ］を算出するステップと、該列ベクトルｒ’［t_ｋ］と前記行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈとの積即ち（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ］で与えられる（Ｎ-１）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出するステップと、該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行うステップと、該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を（Ｎ−１）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］に変換するステップと、前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、前記第１のアンテナ群の内の第ｋアンテナより送信される送信信号t_ｋとして取り得る信号がＪ種類であり且つその各々がｔ_ｋ ^（１）, ｔ_ｋ ^（２）, ｔ_ｋ ^（３）,・・・,ｔ_ｋ ^（Ｊ）であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのｊに対し、ｔ_ｋ ^（ｊ） に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ ^（ｊ）］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）, τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ ^（ｊ）, τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝を算出するステップと、該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ ^（ｊ）, τ_Ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択するステップと、該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力するステップとが実施されることを特徴とする。
これにより、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、ＭＬＤ法のもつ良好な特性を実現しながらも、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果を得ることが可能となる。この結果、受信回路を１チップのＬＳＩ内に実装することが可能となる。また、演算量の削減は、直接、消費電力を削減するという副次的な効果も期待できる。さらに、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの一系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−１系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を簡易に実現することができるので、その結果、実際には「送信局がＮ本のアンテナよりＮ系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」しているのに対し、「送信局が（Ｎ−１）本のアンテナより（Ｎ−１）系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」するものとして処理することが可能となる。これにより、受信ダイバーシチに伴う利得が期待でき、特性の改善を行うことが可能となる。

また、本発明の無線通信方法は、Ｎ（Ｎ＞２：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成された無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記第１の無線局により、ユーザデータをＮ系統に分割するステップと、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成するステップと、前記Ｎ本の第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信するステップとが実施され、前記第２の無線局により、Ｍ本の前記第２のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信するステップと、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得するステップと、前記伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ１列（１≦ｋ１≦Ｎ：整数）及び第ｋ２列（１≦ｋ２≦Ｎ，ｋ１≠ｋ２：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を生成するステップと、該行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}のエルミート共役となる（Ｎ−２）行Ｍ列行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを生成するステップと、これらの行列の積即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を算出するステップと、該行列の逆行列即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１を算出するステップと、該逆行列と行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}の積即ち（Ｎ−２）行Ｍ列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを算出するステップと、前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋ１及びｔ_ｋ２を送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ１×ｈ_ｍ，ｋ１＋ｔ_ｋ２×ｈ_ｍ，ｋ２にて算出するステップと、前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ１×ｈ_１，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_１，ｋ２，ｒ_２−ｔ_ｋ１×ｈ_２，ｋ１−ｔ_ｋ２×_{ｈ２，ｋ２}，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ１×ｈ_Ｍ，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_Ｍ，ｋ２｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］を算出するステップと、該列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］と前記行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈとの積即ち（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］で与えられる（Ｎ−２）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］を算出するステップと、該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行うステップと、該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］を（Ｎ−２）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］に変換するステップと、前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより送信される送信信号ｔ_ｋ１及びｔ_ｋ２として取り得る信号の組み合わせがＪ種類であり且つその各々が（ｔ_ｋ１ ^（１）ｔ_ｋ２ ^（１）),（ｔ_ｋ１ ^（２）ｔ_ｋ２ ^（２）) , （ｔ_ｋ１ ^（３）ｔ_ｋ２ ^（３）),・・・,（ｔ_ｋ１ ^（ｊ）ｔ_ｋ２ ^（ｊ）) であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのｊに対し、（ｔ_ｋ１ ^（ｊ）ｔ_ｋ２ ^（ｊ）) に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１ ^（ｊ）ｔ_ｋ２ ^（ｊ）］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ１−１ ^（ｊ）,τ_ｋ１＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ１−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ１＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）｝を算出するステップと、該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ１−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ１＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）を選択するステップと、該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力するステップとが実施されることを特徴とする。
これにより、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの二系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−２系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現することができ、また、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果に加えて、受信ダイバーシチ利得を向上するための簡単な実現方法を提供できる。
また、前記全ての本発明の無線通信方法は前記無線局間でシングルキャリア変調方式を用いる場合にも、また当然ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合にも適用が可能である。

本発明の無線通信装置においては、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの一系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−１系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現する。具体的には、受信信号に付与された既知のパターンの信号を基に送信側と受信側のアンテナ群の伝達関数行列Ｈを求め、伝達関数行列Ｈから第ｋ列の列ベクトルを分離した行列Ｇ_ｋを生成し、さらにエルミート共役となる行列Ｇ_ｋ ^Ｈを生成し、（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを算出する。また、送信側の第ｋアンテナより信号ｔ_ｋを送信した場合に、この信号に対する受信側の第ｍアンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ×ｈ_ｍ、ｋにて算出し、第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ×ｈ_１，ｋ，ｒ_２−ｔ_ｋ×ｈ_２，ｋ，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ×ｈ_Ｍ，ｋ｝を要素とするベクトルｒ’［ｔ_ｋ］を算出し、（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ］で与えられる（Ｎ−１）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出し、該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行い、該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を（Ｎ−１）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］に変換する。また、この Ｔｘ［ｔ_ｋ］とｔ_Ｋとを組み合わせたＮ行列ベクトルＴｃ_ｋ を基にレプリカ信号を生成し、実際の信号と比較して送信信号ベクトルを選択する。
これにより、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、ＭＬＤ法のもつ良好な特性を実現しながらも、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果を得ることが可能となる。この結果、受信回路を１チップのＬＳＩ内に実装することが可能となる。また、演算量の削減は、直接、消費電力を削減するという副次的な効果も期待できる。さらに、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの一系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−１系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を簡易に実現することができるので、その結果、実際には「送信局がＮ本のアンテナよりＮ系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」しているのに対し、「送信局が（Ｎ−１）本のアンテナより（Ｎ−１）系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」するものとして処理することが可能となる。これにより、受信ダイバーシチに伴う利得が期待でき、特性の改善を行うことが可能となる。

また、本発明の無線通信装置においては、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの二系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−２系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現する。
これにより、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果に加えて、受信ダイバーシチ利得を向上するための簡単な実現方法を提供できる。

また、本発明の無線通信装置においては、受信側の無線局において、送信側のアンテナ群に対して、第ｋアンテナのｋの値として１からＮのそれぞれに対応した（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋの行列式の絶対値即ち｜Det（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）｜を算出し、算出された前記｜Det（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）｜を最大とするｋを選択する。
これにより、干渉除去を行う信号系列を選択する際に、もっとも受信ダイバーシチ利得が得られる信号系列を選択する方法を実現することができる。

また、本発明の無線通信装置においては、送信側のアンテナ群に対して、第ｋ１及び第ｋ２アンテナのｋ１及びｋ２値として、それぞれが１からＮ対応したＮ×（Ｎ−１）／２個の（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈの行列式の絶対値即ち｜Det（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）｜を算出し、｜Det（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）｜を最大とするｋ１及びｋ２を選択する。
これにより、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの二系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−２系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現すると共に、もっとも受信ダイバーシチ利得が得られる信号系列を選択することができる。

また、本発明の無線通信装置においては、Ｎ系統の信号系列の全てにたいして干渉除去処理を行う。これにより、受信ダイバーシチ利得を獲得するための、最も確実かつ簡易な実現方法を提供できる。

また、本発明の無線通信装置においては、部分的に干渉をキャンセルする送信アンテナを２本抜き出して行う場合に、この２本の送信アンテナｋ１及びｋ２の組み合わせ全てに対して演算を実施し、これらの中から受信信号とユークリッド距離との距離を最小にする送信信号点を検索する。
これにより、受信ダイバーシチ利得を獲得するための、最も確実かつ簡易な実現方法を提供できる。

また、また、前記全ての本発明の無線通信装置においては、前記無線局間でシングルキャリア変調方式を用いた場合にも、信号帯域幅を増加させることなく、伝送速度の高速化が可能であり、また当然ＯＦＤＭ変調方式を用いた場合にも同様の優れた効果が得られる。
これにより、ＭＩＭＯ技術は多様な散乱波が存在するマルチパス環境に適しているが、そのマルチパス環境でのフェージングへの対応として、ＯＦＤＭ技術との併用により安定した特性を実現することができる。

また、本発明の無線通信方法においては、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの二系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−１系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現する。具体的には、受信信号に付与された既知のパターンの信号を基に送信側と受信側のアンテナ群の伝達関数行列Ｈを求め、伝達関数行列Ｈから第ｋ列の列ベクトルを分離した行列Ｇ_ｋを生成し、さらにエルミート共役となる行列Ｇ_ｋ ^Ｈを生成し、（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを算出する。また、送信側の第ｋアンテナより信号ｔ_ｋを送信した場合に、この信号に対する受信側の第ｍアンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ×ｈ_ｍ、ｋにて算出し、第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ×ｈ_１，ｋ，ｒ_２−ｔ_ｋ×ｈ_２，ｋ，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ×ｈ_Ｍ，ｋ｝を要素とするベクトルｒ’［ｔ_ｋ］を算出し、（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ］で与えられる（Ｎ−１）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出し、該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行い、該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を（Ｎ−１）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］に変換する。また、この Ｔｘ［ｔ_ｋ］とｔ_Ｋとを組み合わせたＮ行列ベクトルＴｃ_ｋ を基にレプリカ信号を生成し、送信信号ベクトルを選択する。
これにより、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、ＭＬＤ法のもつ良好な特性を実現しながらも、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果を得ることが可能となる。この結果、受信回路を１チップのＬＳＩ内に実装することが可能となる。また、演算量の削減は、直接、消費電力を削減するという副次的な効果も期待できる。さらに、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの一系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−１系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を簡易に実現することができるので、その結果、実際には「送信局がＮ本のアンテナよりＮ系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」しているのに対し、「送信局が（Ｎ−１）本のアンテナより（Ｎ−１）系統の信号を重畳し、受信側でＭ本のアンテナで受信」するものとして処理することが可能となる。これにより、受信ダイバーシチに伴う利得が期待でき、特性の改善を行うことが可能となる。

また、本発明の無線通信装置においては、送信信号系列がＮ系統であるのに対し、そのうちの二系統の信号を干渉信号としてキャンセルし、Ｎ−２系統の信号が重畳されているものとして処理する干渉除去機能を実現する。
これにより、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果に加えて、受信ダイバーシチ利得を向上するための簡単な実現方法を提供できる。
前記全ての、無線通信方法においてはシングルキャリア変調方式を用いた場合にも信号帯域幅を増加させることなく伝送速度の高速化が可能であり、また、当然ＯＦＤＭ変調方式を用いた場合にも同様の優れた効果が得られる。

本発明と従来技術の異なる点は、受信側の無線局（無線通信装置）の受信部の構成及び処理内容にあり、送信側の無線局（無線通信装置）の送信部の構成及び処理内容、即ち図７および図９に示す例は本発明においても共通である。したがって、以下には受信局側となる無線局の無線通信装置の受信部に関する説明を行う。

以下、本発明の種々の実施形態について、図を参照して説明する。なお、従来方式と同様に、送信局が４つの送信アンテナを用いて４系統のデータを送信する場合をひとつの例として用いる。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態である無線通信装置の受信部の構成例を示す図である。図において、１−ａ〜１−ｄは受信アンテナ、２−ａ〜２−ｄは無線部、３はチャネル推定回路、４は受信信号管理回路、５は部分干渉除去回路、６は伝達関数行列管理回路、７は行列演算回路＃１、８は行列演算回路＃２、９は硬判定回路、１０は送信信号生成回路、１１はレプリカ生成回路、１２はユークリッド距離演算回路、１３は選択回路、１４はデータ合成回路を示している。

図８に示した処理と同様に、受信アンテナ１−ａ〜１−ｄ、無線部２−ａ〜２−ｄ、チャネル推定回路３を経由して、所定のプリアンブル信号から推定された伝達関数行列Ｈは、伝達関数行列管理回路６に記録される。データに関しては、同様に受信アンテナ１−１〜１−４、無線部２−１〜２−４、チャネル推定回路３を経由して、シンボル単位で受信信号は受信信号管理回路４にて一旦記憶される。

送信信号生成回路１０では、４本の送信アンテナのうちの１本に着目し、その送信アンテナから送信され得る信号の複数の候補｛ｔ_ｋ｝（添え字ｋは、第ｋ送信アンテナから信号が送信されたことを意味する）を出力する。部分干渉除去回路５では、第ｋ送信アンテナからの送信信号がｔ_ｋであったと仮定した場合に、各受信アンテナの信号から第ｋ送信アンテナからの干渉を取り除き、残りの３本の送信アンテナだけが存在した場合の受信信号の推定値を演算により求める。例えば、第ｋ送信アンテナからの送信信号がｔ_ｋであった場合、この信号は第ｍ受信アンテナにおいて受信される信号は（ｔ_ｋ×ｈ_１,ｋ,ｔ_ｋ×ｈ_２,ｋ,ｔ_ｋ×ｈ_３,ｋ,ｔ_ｋ×ｈ_４，ｋ）である。受信アンテナで実際に受信された信号がＲｘ＝（ｒ_１,ｒ_２,ｒ_３,ｒ_４）であったとすると、送信側の第ｋアンテナの信号をキャンセルした信号ベクトルｒ’［ｔ_ｋ］は以下の式で表される。

ｒ’［ｔ_ｋ］=（ｒ_１ - ｔ_ｋ×ｈ_１，ｋ，ｒ_２ - ｔ_ｋ×ｈ_２，ｋ，ｒ_３ - ｔ_ｋ×ｈ_３，ｋ，ｒ_４ - ｔ_ｋ×ｈ_４，ｋ） ・・・（式４）

部分干渉除去回路５では、それぞれの｛ｔ_ｋ｝に対し、信号ベクトルｒ’［ｔ_ｋ］を生成する。一方、行列演算回路＃１では、Ｍ×Ｎの伝達関数行列Ｈの第ｋ列の要素を抜いたＭ×（Ｎ−１）の行列Ｇ_ｋを生成する。更に続けて、この行列のエルミート共役の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ、及びＧ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ、｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１、｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを計算する。求まった行列は行列演算回路＃２（８）に入力され、ここでは｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ］を計算する。

ここで求まったＮ−１行の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］は、硬判定回路９にて硬判定処理が行われ、第ｋ送信アンテナ以外のＮ−１本の送信アンテナからの送信信号の組（τ_１,τ_２,・・・,τ_ｋ−１,τ_ｋ＋１,・・・τ_Ｎ）で表される列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］に変換される。その後、送信信号ｔ_ｋに対し求まる列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］とｔ_ｋの組み合わせた（τ_１,τ_２,・・・,τ_ｋ−１,ｔ_ｋ,τ_ｋ＋１,・・・τ_Ｎ）を要素とするＮ行の列ベクトルＴｃ_ｋの形式に変換し、硬判定回路９からレプリカ生成回路１１に通知される。

レプリカ生成回路１１では、この信号に対し伝達関数行列Ｈを積算し、送信信号がＴｃ_ｋであった場合の受信信号の期待値としてレプリカ信号Ｈ×Ｔｘ［ｔ_ｋ］を生成する。これらの信号はユークリッド距離演算回路１２に入力され、実際の受信信号Ｒｘとレプリカ信号Ｈ×Ｔｘ［ｔ_ｋ］のユークリッド距離が計算される。

なおここで、送信信号生成回路１０では第ｋ送信アンテナにて送信されうるＪ種類の全ての送信信号ｔ_ｋ ^（１）〜ｔ_ｋ ^（Ｊ）を生成し、これに伴い部分干渉除去回路５、行列演算回路＃２（８）、硬判定回路９、レプリカ生成回路１１、及びユークリッド距離演算回路１２では全ての送信信号ｔ_ｋ ^（ｊ）に対して処理を行う。この処理は、ｔ_ｋ ^（１）→ｔ_ｋ ^（２） →ｔ_ｋ ^（３）→・・・→ｔ_ｋ ^（Ｊ）と順番に行うことも可能であるが、処理遅延を考慮して複数組の回路を備え、全ての処理を同時並行的に行っても良い。

この様にして、全てのｊ（ないし全てのＴｃ_ｋ ^（ｊ））に対して求めたユークリッド距離の情報は選択回路１３に入力され、この中からユークリッド距離が最短となる信号Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）が選択される。この様にして、あるシンボルにおけるＮ系統の送信信号の組を決定する。データ合成回路１４では、複数のシンボルに渡って同様の処理を行い、これらを合成することによりデータを再生し出力する。

［第２の実施の形態］
図２は、本発明の第２の実施の形態における無線通信装置の受信部の構成を示す図である。図において、２１−ａ〜２１−ｄは受信アンテナ、２２−ａ〜２２−ｄは無線部、２３はチャネル推定回路、２４は受信信号管理回路、２５は部分干渉除去回路、２６は伝達関数行列管理回路、２７は行列演算回路＃１、２８は行列演算回路＃２、２９は硬判定回路、３０は送信信号生成回路、３１はレプリカ生成回路、３２はユークリッド距離演算回路、３３は選択回路、３４はデータ合成回路を示す。

図１に示した例においては、部分干渉除去回路５においては第ｋ送信アンテナ１本のみに着目して、送信信号の部分的なキャンセル処理を行っていたが、図２に示す受信部においては、第ｋ１番及び第ｋ２番の送信アンテナ２本に着目し、送信アンテナ２本分の信号に対してキャンセル処理を行う。このため、部分干渉除去回路２５では以下の（式５）に示す処理を行う。

ｒ'[ｔ_{ｋ１,ｋ２}］=(ｒ_１ - ｔ_ｋ１×ｈ_{１，ｋ１−}ｔ_ｋ２×ｈ_１，ｋ２,ｒ_２ -t_ｋ１×ｈ_{２，ｋ１−}ｔ_ｋ２2×ｈ
_ｋ２，ｒ_３ - ｔ_ｋ１×ｈ_３，ｋ１ −t_ｋ２×ｈ_３，ｋ２,ｒ_４ - ｔ_ｋ１×ｈ_{４，ｋ１−} ｔ_ｋ２×ｈ_４，ｋ２) ・・・（式５）

このため、送信信号生成回路３０では、第ｋ１及び第ｋ２送信アンテナからの送信信号の候補の組｛ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２｝を生成し、部分干渉除去回路２５に入力する。また、図１では行列演算回路＃１（７）においてＭ×Ｎの伝達関数行列Ｈの第ｋ列を抜き出したＭ×（Ｎ−１）の行列Ｇ_ｋを生成し、これをもとに（Ｎ−１）×（Ｎ−１）の擬似的な逆行列｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを求めていたが、図２における行列演算回路＃１（２７）で行う演算処理は、伝達関数行列Ｈの第ｋ１列及び第ｋ２列を抜き出したＭ×（Ｎ−２）の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を生成し、これをもとに（Ｎ−２）×（Ｎ−２）の擬似逆行列｛Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}｝^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを求めることに相当する。これらの変更に伴い、硬判定回路２９、レプリカ生成回路３１の処理において扱う行列及びベクトルは図１のものと若干異なるが、基本動作には変更はない。

なお、部分干渉除去回路２５、行列演算回路＃２（２８）、硬判定回路２９、送信信号生成回路３０、レプリカ生成回路３１、ユークリッド距離演算回路３２、選択回路３３では、第ｋ１及び第ｋ２送信アンテナからの送信信号の候補の組｛ｔ_ｋ１，ｔ_ｋ２｝としてＪ種類の候補について処理を行うが、ひとつのアンテナから送信される信号が取り得る信号点の数がＮ_ｍａｘである時、図１ではＪ= Ｎ_ｍａｘであるのに対し、図２ではＪ= Ｎ_ｍａｘ ^２となる。つまり、ユークリッド距離を求める処理の回数が増えることにより処理演算量が増えるが、その代わりに特性の向上が見込まれる。

［第３の実施の形態］
図３は、本発明の第３の実施の形態における無線通信装置の受信部の構成を示す図である。図において、４１−ａ〜４１−ｄは受信アンテナ、４２−ａ〜４２−ｄは無線部、４３はチャネル推定回路、４４は受信信号管理回路、４５は部分干渉除去回路、４６は伝達関数行列管理回路、４７は行列演算回路＃１、４８は行列演算回路＃２、４９は硬判定回路、５０は送信信号生成回路、５１はレプリカ生成回路、５２はユークリッド距離演算回路、５３は選択回路、５４はデータ合成回路、５５は送信アンテナ選択回路、５６は行列式演算回路を示している。

上記の図１及び図２では、部分的に干渉をキャンセルする送信アンテナの選択は半固定的である場合を想定していたが、適応的に切り替えることも可能である。その切替方法としては、ランダムに切り替えても良いが、一般的にはダイバーシチ利得が最も期待できる送信アンテナと受信アンテナの組み合わせが好ましい。そのためのひとつの基準として、ｋ=１〜Ｎに対して行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋを求め、この行列式の値を最大とするアンテナ番号ｋを選択する方法が考えられる。

プリアンブルによるチャネル推定が終了後、行列演算回路４７より各ｋに対する行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋを行列式演算回路５６に入力し、行列式演算回路５６では各ｋに対する行列の行列式の値を求める。送信アンテナ選択回路５５では、この行列式の値が最大となるｋを選択し、このｋの値を部分干渉除去回路４５、行列演算回路＃１（４７）、硬判定回路４９に入力する。なお、行列演算回路＃１（４７）から行列演算回路＃２（４８）に入力される行列｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈは、送信アンテナ選択回路５５にて指定されたｋに対応した行列となる。それ以外の処理は、図１と同様である。

なお、図３と同様の処理は第２の実施の形態の無線通信装置（図２）に対しても適用可能である。この無線通信装置の受信部の構成は、部分的に干渉をキャンセルする送信アンテナを2本抜き出して行う場合に、この２本の送信アンテナをＧ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１．ｋ２}の行列式を最大とするｋ１及びｋ２を選択することにより実現する。

［第４の実施の形態］
図４は、本発の第４の実施の形態における無線通信装置の受信部の構成例を示す図である。図４において、６１−ａ〜6１−ｄは受信アンテナ、６２−ａ〜６２−ｄは無線部、６３はチャネル推定回路、６４は受信信号管理回路、６５−ａ〜６５−ｄは部分干渉除去回路、６６は伝達関数行列管理回路、6６７行列演算回路＃１、６８−ａ〜６８−ｄは行列演算回路＃２、６９−ａ〜６９−ｄは硬判定回路、７０は送信信号生成回路、７１はレプリカ生成回路、７２はユークリッド距離演算回路、７３は選択回路、７４はデータ合成回路を示す。

図１及び図３では、４本の送信アンテナのうちの１本を選択し、この１本に限定して部分的な干渉の除去を行っていた。一方、図４においては、部分干渉除去回路（６５−ａ〜６５−ｄ）、行列演算回路＃２（６８−ａ〜６８−ｄ）、硬判定回路（６９−ａ〜６９−ｄ）をそれぞれ各送信アンテナごとに設けている。したがって、レプリカ生成回路７１では、各送信アンテナごとに図１で行っていたレプリカ生成処理を行い、同様にユークリッド距離演算回路７２でも、これら全てに対するユークリッド距離の演算を行う。選択回路７３では、全ての演算結果の中からユークリッド距離が最小となる送信信号点を検索する。

なお、図４と同様の各送信アンテナごとに干渉を除去する処理は、第２の実施の形態例（図２）に対しても適用可能である。すなわち、受信側の無線局（無線通信装置）の受信部の構成は、部分的に干渉をキャンセルする送信アンテナを２本抜き出して行う場合に、この2本の送信アンテナｋ１及びｋ２の組み合わせ全てに対して演算を実施し、これらの中から受信信号とユークリッド距離との距離を最小にする送信信号点を検索する。

［処理フローによる説明］
図５は、本発明の第１の実施の形態（図１）の無線通信装置におけるの受信部の処理フローを示す図である。無線パケットを受信すると（ステップＳ１）、まずパケットの先頭に付与された既知のプリアンブル信号を検出し（ステップＳ２）、この信号を用いてチャネル推定を行う（ステップＳ３）。このチャネル推定により、各送信アンテナ及び受信アンテナ間の伝達関数が全て求められ、これにより伝達関数行列Ｈを取得する。

その後、行列演算処理＃１として、このＭ×Ｎの伝達関数行列Ｈの第ｋ列の要素を抜いたＭ×（Ｎ−１）の行列Ｇ_ｋを生成、行列Ｇ_ｋのエルミート共役の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ、Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ、｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１、｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを計算する（ステップＳ４）。ここまでを、プリアンブル受信と共に実施する。

その後、プリアンブル信号に後続するユーザデータを収容した信号に対して、１シンボル毎に各受信アンテナの受信信号の組｛ｒ_ｉ｝を抜き出す（ステップＳ５）。一方、第ｋ送信アンテナの送信信号の候補となる信号ｔ_ｋを生成し（ステップＳ６）、各受信アンテナの受信信号から、この送信アンテナより到来する信号を、（式４）に従って干渉波として部分的に除去する（ステップＳ７）。

行列演算処理＃２では、この部分的に干渉を除去した信号ｒ’［ｔ_ｋ］に対して行列｛Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ｝^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを積算し（ステップＳ８）、この信号ｔｘ［ｔ_ｋ］に対して硬判定処理を行う。この硬判定処理においては、ｔｘ［ｔ_ｋ］に対する硬判定結果における各送信アンテナの信号が、
Ｔｘ［ｔ_ｋ］=(τ_１,τ_２,・・・,τ_ｋ−１,τ_ｋ＋１,・・・τ_Ｎ)
であった場合に、 第ｋ送信アンテナに対応した送信信号ｔ_ｋを第ｋ要素として加えて、
Ｔｃ_ｋ=(τ_１,τ_２,・・・,τ_ｋ−１, ｔ_ｋ,τ_ｋ＋１,・・・τ_Ｎ)
なる全送信信号の組（ベクトル）に変換する処理も併せて行う（ステップＳ９）。

その後、伝達関数行列ＨとこのベクトルとＴｃ_ｋの積算処理を行い、レプリカ信号を生成する（ステップＳ１０）。生成されたレプリカ信号に対しては、実際の受信信号との間のユークリッド距離を演算により求める（ステップＳ１１）。第ｋ送信アンテナからの送信信号の候補は複数種類あり、処理ステップＳ６〜処理ステップＳ１１はこれら全ての候補に対して実施する。この処理は複数個の回路を並列的に並べて一度に短時間で実施することも可能であるし、処理を直列的に並べて順番に実施することも可能である。処理ステップＳ１２で「全パターンを検索済みか？」との判断が記載されているが、ここでは直列的な処理を行うイメージで例を示したものである。

以上の処理により求められたユークリッド距離はそれぞれ比較され、ユークリッド距離が最小となる送信信号Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）が選択される（ステップＳ１３）。この信号をもって該当するシンボルの送信信号が決定される（ステップＳ１４）。一連のデータは複数シンボルに渡るため、もし後続するデータがあると判断された場合には（ステップＳ１５）、処理ステップＳ５に戻り処理を継続する。受信データが終了したと判断された場合には（ステップＳ１５）、一連の受信信号を合成しデータを出力し（ステップＳ１６）、パケットの受信処理を終了する（ステップＳ１７）。

なお、図５では処理ステップＳ６にて選択する送信アンテナの番号ｋの選択方法が記載されていなかったが、これは固定的な番号を用いても、ランダムに選択してもよい。ないしは、処理ステップＳ４で求められる行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋの行列式の値を最大とするｋの値を選択しても良い。

図６は、本発明の第２の実施の形態（図２）における無線通信装置の受信部の処理フローを示す図である。図５に示す処理フローにおいては、部分的な干渉除去処理として、処理ステップＳ７ではひとつの送信アンテナからの信号のみを除去したが、同様に複数の送信アンテナからの信号を同時に除去して同様の処理を行うことも可能である。これは、第１の実施の形態（図１）の回路構成に対し、第２の実施の形態（図２）に示す回路構成に対応した処理に相当する。

また、図５に示す処理フローと異なる点は、処理ステップＳ７の処理が（式４）に従っていたのに対しこれを（式５）に変更している点（ステップＳ２７）、処理ステップＳ４及び処理ステップＳ８に用いられる行列Ｇ_ｋがＧ_{ｋ１，ｋ２}に変更された点（ステップＳ２４及びステップＳ２８）、部分的に干渉を除去する送信アンテナを第ｋ１及び第ｋ２の２本としたことに伴う変更（ステップＳ２６、Ｓ２９〜Ｓ３３）のみである。

なお、以上述べた実施形態は、一般的な無線ＬＡＮを想定したものである。例えば、ＩＥＥＥ８０２.１１ａ及びＩＥＥＥ８０２.１１ｇ準拠の無線ＬＡＮに適用する場合には、IＥＥＥ８０２.１１ａ／ｇに特有のＯＦＤＭ変調方式に対応させなければならない。この場合には、ＯＦＤＭ変調における各サブキャリアに対して個別に上述の発明を適用し実現する。

また、本発明では、送信側と受信側のアンテナ群の伝達関数行列Ｈを求めるための既知のパターンの信号として、プリアンブル信号を用いた場合を例として示すが、この参照信号としては必ずしも信号の先頭部分に位置している必要はなく、その他の位置に配置される場合についても本発明は同様に利用可能である。さらに、実際の受信信号とレプリカ信号との信号点間距離として、ここではユークリッド距離を用いた例を示したが、その他の信号点間距離（例えば、ユークリッド距離に対する近似値等）を用いても構わない。

また、以上の技術を実現する際に、処理遅延を短時間に抑える観点からはハードウエアとして実現することが好ましいが、回路規模削減の観点からは、等価な処理フローを備えたソフトウエア処理により実現することも好ましい。

以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することが出来る。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

本発明においては、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模及び演算量にて実現可能な効果を奏するので、本発明は、無線通信装置、及び無線通信方法に適用できる。

本発明の第１の実施の形態における無線通信装置の受信部の構成例を示す図 本発明の第２の実施の形態における無線通信装置の受信部の構成例を示す図 本発明の第３の実施の形態における無線通信装置の受信部の構成例を示す図 本発明の第４の実施の形態における無線通信装置の受信部の構成例を示す図 本発明の第１の実施の形態における無線通信装置の受信部の処理フローを示す図 本発明の第２の実施の形態実施例における無線通信装置の受信部の処理フローを示す図 従来技術における第１の無線局の送信部構成を示す図 従来技術におけるＭＬＤ法を用いた無線通信装置の受信部の構成を示す図 従来技術における第１の無線局の送信フローを示す図 従来技術におけるＭＬＤ法を用いた無線通信装置の受信フローを示す図

符号の説明

１−ａ〜１−ｄ 受信アンテナ
２−ａ〜２−ｄ 無線部
３ チャネル推定回路
４ 受信信号管理回路
５ 部分干渉除去回路
６ 伝達関数行列管理回路
７ 行列演算回路＃１
８ 行列演算回路＃２
９ 硬判定回路
１０ 送信信号生成回路
１１ レプリカ生成回路
１２ ユークリッド距離演算回路
１３ 選択回路
１４ データ合成回路
２１−ａ〜２１−ｄ 受信アンテナ
２２−ａ〜２２−ｄ 無線部
２３ チャネル推定回路
２４ 受信信号管理回路
２５ 部分干渉除去回路
２６ 伝達関数行列管理回路
２７ 行列演算回路＃１
２８ 行列演算回路＃２
２９ 硬判定回路
３０ 送信信号生成回路
３１ レプリカ生成回路
３２ ユークリッド距離演算回路
３３ 選択回路
３４ データ合成回路
４１−ａ〜４１−ｄ 受信アンテナ
４２−ａ〜４２−ｄ 無線部
４３ チャネル推定回路
４４ 受信信号管理回路
４５ 部分干渉除去回路
４６ 伝達関数行列管理回路
４７ 行列演算回路＃１
４８ 行列演算回路＃２
４９ 硬判定回路
５０ 送信信号生成回路
５１ レプリカ生成回路
５２ ユークリッド距離演算回路
５３ 選択回路
５４ データ合成回路
５５ 送信アンテナ選択回路
５６ 行列式演算回路
６１−ａ〜６１−ｄ 受信アンテナ
６２−ａ〜６２−ｄ 無線部
６３ チャネル推定回路
６４ 受信信号管理回路
６５−ａ〜６５−ｄ 部分干渉除去回路
６６ 伝達関数行列管理回路
６７ 行列演算回路＃１
６８−ａ〜６８−ｄ 行列演算回路＃２
６９−ａ〜６９−ｄ 硬判定回路
７０ 送信信号生成回路
７１ レプリカ生成回路
７２ ユークリッド距離演算回路
７３ 選択回路
７４ データ合成回路
１００ データ分割回路
１０１−１〜１０１−４ プリアンブル付与回路
１０２−１〜１０２−４ 変調回路
１０３−１〜１０３−４ 無線部
１０４−１〜１０４−４ 送信アンテナ
１１１−１〜１１１−４ 受信アンテナ
１１２−１〜１１２−４ 無線部
１１３ チャネル推定回路
１１４ 受信信号管理部
１１５ 伝達関数行列管理回路
１１６ レプリカ生成回路
１１７ 送信信号生成回路
１１８ ユークリッド距離演算回路
１１９ 選択回路
１２０ データ合成回路

Claims (9)

1. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成され、前記第１の無線局が、ユーザデータをＮ系統に分割する手段と、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成する手段と、Ｎ本の前記第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信する手段とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、
   Ｍ本の前記第２のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、
   受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈｊ，ｉを取得する手段と、
   前記伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ列（１≦ｋ≦Ｎ：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋを生成する手段と、
   該行列Ｇ_ｋのエルミート共役となる（Ｎ−１）行Ｍ列行列Ｇ_ｋ ^Ｈを生成する手段と、
   これらの行列の積即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋを算出する手段と、
   該行列の逆行列即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１を算出する手段と、
   該逆行列と行列Ｇ_ｋ ^Ｈの積即ち（Ｎ−１）行Ｍ列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを算出する手段と、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋアンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋを送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ×ｈ_ｍ、ｋにて算出する手段と、
   前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ×ｈ_１，ｋ，ｒ_２−ｔ_ｋ×ｈ_２，ｋ，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ×ｈ_Ｍ，ｋ｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ］を算出する手段と、
   該列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ］と前記行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈとの積、即ち（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ］で与えられる（Ｎ−１）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出する手段と、
   該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行う手段と、
   該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を（Ｎ−１）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］に変換する手段と、
   前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、
   前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋアンテナより送信される送信信号ｔ_ｋとして取り得る信号がＪ種類であり且つその各々がｔ_ｋ ^（１）, ｔ_ｋ ^（２）, ｔ_ｋ ^（３）,・・・, ｔ_ｋ ^（Ｊ）であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのｊに対し、ｔ_ｋ ^（ｊ） に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ ^（ｊ）］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^(j),・・・, τ_ｋ−１ ^(j), τ_ｋ＋１ ^(j),・・・τ_Ｎ ^(j)を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^(j),・・・, τ_ｋ−１ ^(j), ｔ_ｋ ^(j),τ_ｋ＋１ ^(j),・・・τ_Ｎ ^(j)を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝を算出する手段と、
   該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）, ｔ_ｋ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、
   該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
2. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成され、前記第１の無線局が、ユーザデータをＮ系統に分割する手段と、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成する手段と、Ｎ本の前記第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信する手段とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、
   Ｍ本の前記第１のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、
   受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ、ｉを取得する手段と、
   前記伝達関数ｈ_ｊ、ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ１列（１≦ｋ１≦Ｎ：整数）及び第ｋ２列（１≦ｋ２≦Ｎ，ｋ１≠ｋ２：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を生成する手段と、
   該行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}のエルミート共役となる（Ｎ−２）行Ｍ列行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを生成する手段と、
   これらの行列の積即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を算出する手段と、
   該行列の逆行列即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１を算出する手段と、
   該逆行列と行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈの積即ち（Ｎ−２）行Ｍ列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを算出する手段と、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋ１を及びｔ_ｋ２を送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ１×ｈ_ｍ、ｋ１＋ｔ_ｋ２×ｈ_ｍ、ｋ２にて算出する手段と、
   前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ１×ｈ_１，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_１，ｋ２，ｒ_２−ｔ_ｋ１×ｈ_２，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_２，ｋ２，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ１×ｈ_Ｍ、ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_Ｍ，ｋ２｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［ｔ_{ｋ１、ｋ２}］を算出する手段と、
   列ベクトルｒ’［ｔ_{ｋ１、ｋ２}］と前記行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈとの積即ち（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１,ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×ｒ’［ｔ_{ｋ１、ｋ２}］で与えられる（Ｎ−２）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出する手段と、
   該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行う手段と、
   該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］を（Ｎ−２）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］に変換する手段と、
   前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、
   前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１、ｔ_２,・・・ｔ_Ｎ］を算出する手段と、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより送信される送信信号ｔ_ｋ１及びｔ_ｋ２として取り得る信号の組み合わせがＪ種類であり且つその各々が（ｔ_ｋ１ ^（１）,ｔ_ｋ２ ^（１））, （ｔ_ｋ１ ^（２）,ｔ_ｋ２ ^（２））, （ｔ_ｋ１ ^（３）,ｔ_ｋ２ ^（３））,・・・, （ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ））であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのjに対し、（ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ））に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）)］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）｝を算出する手段と、
   該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）を選択する手段と、
   該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
3. 前記請求項１に記載の無線通信装置において、
   前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋアンテナのｋの値として１からＮのそれぞれに対応した（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋの行列式の絶対値、即ち｜Ｄｅｔ（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）｜を算出する手段と、
   算出された前記｜Det（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）｜を最大とするｋを選択する手段と、
   前記選択されたｋに対した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝を算出する手段と、
   前記列ベクトルの中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）, ｔ_ｋ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、
   前記選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
4. 前記請求項２に記載の無線通信装置において、
   前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋ１及び第ｋ２アンテナのｋ１及びｋ２値として、それぞれが１からＮ対応したＮ×（Ｎ−１）／２個の（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}の行列式の絶対値、即ち｜Ｄｅｔ（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）｜を算出する手段と、
   算出された前記｜Ｄｅｔ（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）｜を最大とするｋ１及びｋ２を選択する手段と、
   該選択されたｋ１及びｋ２に対した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）｝を算出する手段と、
   該列ベクトルの中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、
   該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
5. 前記請求項１に記載の無線通信装置において、
   前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋアンテナのｋの値として１からＮのそれぞれに対応した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_１ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_２ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_Ｎ ^（ｊ）｝を算出する手段と、
   これらの列ベクトルの中のから前記信号点間距離の総和が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択する手段と、
   該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
6. 前記請求項２に記載の無線通信装置において、
   前記第１のアンテナ群に対して、前記第ｋ１及び第ｋ２アンテナのｋ１及びｋ２の値として、それぞれが１からＮに対応した前記Ｍ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_１，２ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_１，３ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_１，ｋ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔ_１，Ｎ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_２，３ ^（ｊ）｝, ・・・,｛Ｔｃ_２，Ｎ ^（ｊ）｝,｛Ｔｃ_３，４ ^（ｊ）｝, ・・・,｛Ｔｃ_３，Ｎ ^（ｊ）｝,・・・,｛Ｔｃ_{Ｎ−１，Ｎ} ^（ｊ）｝を算出する手段と、
   これらの列ベクトルの中のから前記信号点間距離の総和が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）を選択する手段と、
   該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力する手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
7. 前記請求項１から請求項６までのいずれかに記載の無線通信装置において、
   前記無線局間で複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式を用いたことを特徴とする無線通信装置。
8. Ｎ（Ｎ＞１：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成された無線通信システムにおける無線通信方法であって、
   前記第１の無線局により、
   ユーザデータをＮ系統に分割するステップと、
   前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成するステップと、
   前記Ｎ本の第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信するステップと
   が実施され、
   前記第２の無線局により、
   Ｍ本の前記第２のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信するステップと、
   受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得するステップと、
   前記伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ列（１≦ｋ≦Ｎ：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ生成するステップと、
   該行列Ｇ_ｋのエルミート共役となる（Ｎ−１）行Ｍ列行列Ｇ_ｋ ^Ｈを生成するステップと、
   これらの行列の積即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋを算出するステップと、
   該行列の逆行列即ち（Ｎ−１）行（Ｎ−１）列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１を算出するステップと、
   該逆行列と行列Ｇ_ｋ ^Ｈの積即ち（Ｎ−１）行Ｍ列の行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈを算出するステップと、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ：整数）アンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋを送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ×ｈ_ｍ，ｋにて算出するステップと、
   前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ×ｈ_１，ｋ，ｒ_２−ｔ_ｋ×ｈ_２，ｋ，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ×ｈ_Ｍ，ｋ｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［t_ｋ］を算出するステップと、
   該列ベクトルｒ’［t_ｋ］と前記行列（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈとの積即ち（Ｇ_ｋ ^Ｈ×Ｇ_ｋ）^−１×Ｇ_ｋ ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ］で与えられる（Ｎ-１）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を算出するステップと、
   該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行うステップと、
   該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ］を（Ｎ−１）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ］に変換するステップと、
   前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、
   前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１,ｔ_２，・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋアンテナより送信される送信信号t_ｋとして取り得る信号がＪ種類であり且つその各々がｔ_ｋ ^（１）, ｔ_ｋ ^（２）, ｔ_ｋ ^（３）,・・・,ｔ_ｋ ^（Ｊ）であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのｊに対し、ｔ_ｋ ^（ｊ） に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ ^（ｊ）］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）, τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ ^（ｊ）, τ_ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_ｋ ^（ｊ）｝を算出するステップと、
   該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・, τ_ｋ−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ ^（ｊ）, τ_Ｋ＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_ｋ ^（ｊ）を選択するステップと、
   該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力するステップと
   が実施されることを特徴とする無線通信方法。
9. Ｎ（Ｎ＞２：整数）本以上の第１のアンテナ群を備えた第１の無線局と、Ｍ（Ｍ＞１：整数）本の第２のアンテナ群を備えた第２の無線局とにより構成された無線通信システムにおける無線通信方法であって、
   前記第１の無線局により、
   ユーザデータをＮ系統に分割するステップと、
   前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成するステップと、
   前記Ｎ本の第１のアンテナ群を用いて同一周波数にて同時に前記第１の信号系列を重畳して送信するステップと
   が実施され、
   前記第２の無線局により、
   Ｍ本の前記第２のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信するステップと、
   受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第１のアンテナ群の内の第ｉアンテナと前記第２のアンテナ群の内の第ｊアンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得するステップと、
   前記伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）要素とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈから第ｋ１列（１≦ｋ１≦Ｎ：整数）及び第ｋ２列（１≦ｋ２≦Ｎ，ｋ１≠ｋ２：整数）の列ベクトルを分離して得られるＭ行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を生成するステップと、
   該行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}のエルミート共役となる（Ｎ−２）行Ｍ列行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを生成するステップと、
   これらの行列の積即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}を算出するステップと、
   該行列の逆行列即ち（Ｎ−２）行（Ｎ−２）列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１を算出するステップと、
   該逆行列と行列Ｇ_{ｋ１，ｋ２}の積即ち（Ｎ−２）行Ｍ列の行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈを算出するステップと、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより所定の変調が施された信号ｔ_ｋ１及びｔ_ｋ２を送信した場合に、この信号に対する前記第２のアンテナ群の第ｍ（１≦ｍ≦Ｍ：整数）アンテナにおける受信信号推定値をｔ_ｋ１×ｈ_ｍ，ｋ１＋ｔ_ｋ２×ｈ_ｍ，ｋ２にて算出するステップと、
   前記第２のアンテナ群の第ｍアンテナで実際に受信された受信信号をｒ_ｍとした場合、｛ｒ_１−ｔ_ｋ１×ｈ_１，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_１，ｋ２，ｒ_２−ｔ_ｋ１×ｈ_２，ｋ１−ｔ_ｋ２×_{ｈ２，ｋ２}，・・・，ｒ_Ｍ−ｔ_ｋ１×ｈ_Ｍ，ｋ１−ｔ_ｋ２×ｈ_Ｍ，ｋ２｝を要素とするＭ行の列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］を算出するステップと、
   該列ベクトルｒ’［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］と前記行列（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈとの積即ち（Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×Ｇ_{ｋ１，ｋ２}）^−１×Ｇ_{ｋ１，ｋ２} ^Ｈ×ｒ’［ｔ_ｋ１,ｔ_ｋ２］で与えられる（Ｎ−２）列の列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］を算出するステップと、
   該列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］の各要素で与えられる信号点に対して硬判定処理を行うステップと、
   該硬判定処理により列ベクトルｔｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］を（Ｎ−２）列の列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１、ｔ_ｋ２］に変換するステップと、
   前記第１のアンテナ群の各アンテナより信号ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎが重畳されて送信したときに、これらの送信信号ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎを要素とするＮ列の列ベクトルＶ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］と前記伝達関数行列Ｈとの積即ちＨ×Ｖ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］により、前記第２の無線局における推定受信信号Ｒ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、
   前記第２のアンテナ群の各アンテナ毎に求める前記生成された推定受信信号と実際の受信信号との信号点間距離の全アンテナでの総和Ｅ［ｔ_１,ｔ_２，,・・・ｔ_Ｎ］を算出するステップと、
   前記第１のアンテナ群の内の第ｋ１及び第ｋ２アンテナより送信される送信信号ｔ_ｋ１及びｔ_ｋ２として取り得る信号の組み合わせがＪ種類であり且つその各々が（ｔ_ｋ１ ^（１）ｔ_ｋ２ ^（１）),（ｔ_ｋ１ ^（２）ｔ_ｋ２ ^（２）) , （ｔ_ｋ１ ^（３）ｔ_ｋ２ ^（３）),・・・,（ｔ_ｋ１ ^（ｊ）ｔ_ｋ２ ^（ｊ）) であった場合、１≦ｊ≦Ｊ（整数）なる全てのｊに対し、（ｔ_ｋ１ ^（ｊ）ｔ_ｋ２ ^（ｊ）) に対応する前記列ベクトルＴｘ［ｔ_ｋ１ ^（ｊ）ｔ_ｋ２ ^（ｊ）］の各要素よりτ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ１−１ ^（ｊ）,τ_ｋ１＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を算出し、τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ１−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ１＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）を要素とする送信信号候補であるＪ個のＭ列の列ベクトル群｛Ｔｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）｝を算出するステップと、
   該送信信号候補の中でＥ［τ_１ ^（ｊ）, τ_２ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ１−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ１ ^（ｊ）,τ_ｋ１＋１ ^（ｊ）,・・・,τ_ｋ２−１ ^（ｊ）,ｔ_ｋ２ ^（ｊ）,τ_ｋ２＋１ ^（ｊ）,・・・τ_Ｎ ^（ｊ）］が最小となる送信信号の列ベクトルＴｃ_{ｋ１，ｋ２} ^（ｊ）を選択するステップと、
   該選択された列ベクトルの各要素を前記第１の無線局からの送信信号として出力するステップと
   が実施されることを特徴とする無線通信方法。
   
   

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