JP6363962B2 - 基地局装置、ウエイト生成方法、及び無線通信システム - Google Patents

Description

本発明は、基地局装置、ウエイト生成方法、及び無線通信システムに関する。

現在、スマートフォンの爆発的な普及に伴い、利便性の高いマイクロ波帯の周波数資源が枯渇の危機を迎えている。いわゆる第３世代の携帯電話から第４世代の携帯電話へ移行したり、新しい周波数帯の新規割り当てなども行われているが、サービスを望む事業者が多いことから、一つの事業者に割り当てられる周波数資源は限られている。この周波数資源の逼迫状態を解消するための技術として、マルチユーザＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術が注目されている。

［マルチユーザＭＩＭＯ技術について］
（マルチユーザＭＩＭＯの概要）
コヒーレント伝送や、フェーズドアレーアンテナ技術は、基本的に回線利得を改善する技術であり、広域のサービスエリアを一つの基地局装置でカバーする際の回線容量を増大させるためには、別の無線通信技術が必要となる。一方で周波数資源は限りがあるために、ここでは限られた資源を高い周波数利用効率で利用するための技術として、例えば非特許文献１にて検討されているマルチユーザＭＩＭＯ技術について説明をする。
図２は、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、マルチユーザＭＩＭＯシステムは、基地局装置８０１と、端末装置８０２−１、８０２−２、８０２−３（端末装置＃１〜＃３）とを具備している。実際に一つの基地局装置８０１が収容する端末装置８０２の数は多数であるが、そのうちの数局を選び出し（同図では端末装置８０２−１〜８０２−３）、通信を行う。各端末装置８０２は、基地局装置８０１と比較して送受信アンテナ数が一般に少ない。以下では、基地局装置８０１から端末装置８０２への通信（ダウンリンク）を行う場合について説明する。

基地局装置８０１は、多数のアンテナ素子を用いて複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末装置８０２−１〜８０２−３に対してそれぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体として９系統の信号系列を送信する場合を考える。その際、端末装置８０２−１に対して送信する信号は、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように（ヌルが形成されるように）調整し、この結果として端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３への干渉を抑制する。同様に、端末装置８０２−２に対して送信する信号は、端末装置８０２−１及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末装置８０２−３にも施す。このように指向性制御を行う理由は、例えば端末装置８０２−１においては、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３で受信した信号の情報を知る術がないため、端末装置８０２間での協調的な受信処理ができない、つまり、３本のアンテナしかない端末装置８０２−１のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しいためである。そこで、各端末装置８０２−１〜８０２−３には他の端末装置８０２の信号が受信されないように、送信側で干渉分離を事前に行う。以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。

次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。ここでは、基地局装置８０１が９つのアンテナ素子を備え、各端末装置８０２−１〜８０２−３が３つのアンテナ素子を備える場合について説明する。例えば、図２において、基地局装置８０１の第ｊ（ｊ＝１，…，９）のアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ_１ｊと表記する。基地局装置８０１の各アンテナ素子（ｊ＝１，…，９）と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子とのチャネル情報を用いて行ベクトルｈ_１を（ｈ_１１，ｈ_１２，ｈ_１３，…，ｈ_１８，ｈ_１９）と表記する。同様に、基地局装置８０１の第ｊのアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第２のアンテナ素子及び第３のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ_２ｊ及びｈ_３ｊと表記し、対応する行ベクトルｈ_２及びｈ_３を（ｈ_２１，ｈ_２２，ｈ_２３，…，ｈ_２８，ｈ_２９）及び（ｈ_３１，ｈ_３２，ｈ_３３，…，ｈ_３８，ｈ_３９）と表記する。端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３のアンテナ素子に対して同様の連番をふり、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９を（ｈ_４１，ｈ_４２，ｈ_４３，…，ｈ_４８，ｈ_４９）〜（ｈ_９１，ｈ_９２，ｈ_９３，…，ｈ_９８，ｈ_９９）と表記する。

加えて、基地局装置８０１が送信する９系統の信号をｔ_１〜ｔ_９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ^{［ａｌｌ］}＝（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル、行列の転置を表す。また同様に、端末装置８０２−１〜８０２−３の９本のアンテナ素子での受信信号をｒ_１〜ｒ_９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ^{［ａｌｌ］}＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，…，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ_１〜ｈ_９を第１から第９行成分とする行列を、全体チャネル行列Ｈ^{［ａｌｌ］}と表記する。また、ノイズをｎと表記する。
この場合、マルチユーザＭＩＭＯシステム全体として、次式（１）の関係が成り立つ。

これに対し送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、式（１）を次式（２）のように書き換える。

更に、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ_１〜ｗ_９に分解し、Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_８，ｗ_９）と表記すると、式（２）における「Ｈ^{［ａｌｌ］}・Ｗ」を次式（３）のように表せる。

ここで、例えば６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９と、３つの列ベクトルｗ_１〜ｗ_３との乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、ｗ_１〜ｗ_３の値を選ぶことを考える。同時に、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３及びｈ_７〜ｈ_９と列ベクトルｗ_４〜ｗ_６との乗算、行ベクトルｈ_１〜ｈ_６と列ベクトルｗ_７〜ｗ_９との乗算が全てゼロになるように、ｗ_４〜ｗ_９の値を選ぶことにする。
すると、式（３）に示す９行９列の行列Ｈ^{［ａｌｌ］}・Ｗは、３行３列の部分行列を用いて、次式（４）のように表すことができる。

式（４）において、Ｈ^［１］、Ｈ^［２］、及びＨ^［３］は３行３列の行列であり、「０」は成分が全てゼロの３行３列の行列である。このような条件を満たす変換行列を送信ウエイト行列Ｗに選択することで、式（４）は次式（５−１）〜式（５−３）で表される３つの関係式に分解できる。

ここで、Ｔｘ^［１］＝（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３）^Ｔ、Ｔｘ^［２］＝（ｔ_４，ｔ_５，ｔ_６）^Ｔ、Ｔｘ^［３］＝（ｔ_７，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔ、Ｒｘ^［１］＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３）^Ｔ、Ｒｘ^［２］＝（ｒ_４，ｒ_５，ｒ_６）^Ｔ、Ｒｘ^［３］＝（ｒ_７，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔとした。このようにして、一つの基地局装置が１対１でＭＩＭＯ通信を行う、いわゆるシングルユーザＭＩＭＯ通信が３系統、同時並行的に通信を行っている状態とみなすことができるようになる。

次に、送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を決定し、順次、端末装置８０２−２に対する送信ウエイトベクトルｗ_４〜ｗ_６、端末装置８０２−３に対する送信ウエイトベクトルｗ_７〜ｗ_９を決定する。
まず、第１ステップとして、端末装置８０２−２、８０２−３に対する６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求める。求める方法は、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。
まず、一つの行ベクトルｈ_４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ_４とする。基底ベクトルｅ_４は次式（６）として表される。

式（６）における（ｈ_４ｈ_４ ^Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この値の平方根での除算は行ベクトルｈ_４を規格化することを意味する。また、「ｈ_４ ^Ｈ」は、行ベクトルｈ_４に対するエルミート共役ベクトルであり、行と列を転置し且つ各成分の複素共役をとることで得られるベクトルである。
次に、行ベクトルｈ_５に着目し、この行ベクトルの中から基底ベクトルｅ_４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ_５’を求めた後、更に規格化する。行ベクトルｈ_５’と基底ベクトルｅ_５とは、次式（７−１）及び式（７−２）で表される。

式（７−１）における（ｈ_５ｅ_４ ^Ｈ）は、行ベクトルｈ_５の基底ベクトルｅ_４方向への射影を意味する。同様の処理を次式（８−１）及び次式（８−２）のように行う。

ここで、式（８−１）におけるΣの総和の範囲は、４≦ｉ≦（ｊ−１）（ｊは５〜９の整数）の整数ｉに対する総和となっている。つまり、既に確定した規定ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味する。このようにして、６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求めることができる。
次に、第２ステップとして、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を求める。まず、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３から、基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には、次式（９）で表される。

ここで、式（９）におけるｊは１〜３の整数であり、Σの総和の範囲は４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和となっている。このようにして求めた行ベクトルｈ_１’〜ｈ_３’の３つのベクトルが張る３次元空間は上述の行ベクトルｈ_４〜ｈ_９のいずれとも直交している。この３次元空間内の３つのベクトル（必ずしも直交ベクトルである必然性はない）を選び、そのベクトルの複素共役ベクトルを送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３として設定すれば、他の端末装置８０２−２、８０２−３への干渉を抑圧することができる。

なお、３つのベクトルの選び方は如何なる方法でも構わないが、例えば特異値分解を行って得られるユニタリー行列を構成する３つの直交ベクトルを用いれば、他の端末装置８０２に干渉を与えない部分空間内に限定された固有モード伝送が可能になり、効率的な伝送が可能になる。
最後に、第３ステップとして、これと同様の処理を端末装置８０２−２、端末装置８０２−３に対しても行えば、最終的に全体の送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９を求めることができる。
以上が送信ウエイト行列Ｗの求め方の例である。

図３は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順の例を示すフローチャートである。まず、送信ウエイト行列Ｗの算出にあたり、多重する全ての端末装置８０２へのチャネル行列Ｈを取得する（ステップＳ８０１）。宛先とする端末装置８０２に対して通し番号を付与し、その通し番号を示す変数をｋとした場合、まずｋを初期化する（ステップＳ８０２）。更に、ｋをカウントアップし（ステップＳ８０３）、現在のｋが示す値に対応する端末装置８０２（＃ｋ）に対する部分チャネル行列（ここでは便宜上、Ｈ^ｍａｉｎと表記する。）を抽出し（ステップＳ８０４）、それ以外の宛先の端末装置８０２に対する部分チャネル行列（ここでは便宜上、Ｈ^ｓｕｂと表記する。）を抽出する（ステップＳ８０５）。

更に、部分チャネル行列Ｈ^ｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅ_ｊ｝と置く（ステップＳ８０６）。次に、式（９）に相当する処理として、着目している端末装置８０２（＃ｋ）に対する部分チャネル行列Ｈ^ｍａｉｎからステップＳ８０６において求めた基底ベクトル｛ｅ_ｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列〜Ｈ^ｍａｉｎとする（ステップＳ８０７）。ここで、ステップＳ８０７において、「〜（チルダ）」が上に付されたＨを「〜Ｈ」と表記する。以下、数式等においても同様に、「＾（ハット）」などの記号が文字の上に付されている文字を表記する場合、当該記号を文字の前に表記する。例えば、「￣」の記号が文字の上に付されている文字を表記する場合、記号「￣」を文字の前に表記する。

更に、行列〜Ｈ^ｍａｉｎの行ベクトルが張る部分空間の任意の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅ_ｋ｝とする（ステップＳ８０８）。ここで、任意の基底ベクトルとは、例えば行列〜Ｈ^ｍａｉｎを特異値分解した際の右特異行列を構成するベクトルなどを選んでもよい。その後、基底ベクトル｛ｅ_ｋ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（複素共役ベクトルを転置した列ベクトル）として、端末装置８０２（＃ｋ）の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｋ｝を決定する（ステップＳ８０９）。

ここで、全ての宛先端末装置８０２の送信ウエイトベクトルが決定済みか否かを判定し（ステップＳ８１０）、残りの端末装置８０２があれば、ステップＳ８０３からステップＳ８０９までの処理を繰り返す。全ての端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｋ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（ステップＳ８１１）、処理を終了する。

なお、チャネル情報は一般的には周波数成分ごとに異なるため、広帯域の信号、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いた信号であれば、周波数成分ごと、すなわちサブキャリアごとに同様の送信ウエイトを算出することになる。またここでは、端末装置８０２−１〜８０２−３がそれぞれアンテナを３素子ずつ備えている場合について説明したため、ステップＳ８０８にて行列〜Ｈ^ｍａｉｎの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出する処理を含んでいたが、端末装置が１本のアンテナのみを備える場合には、ステップＳ８０８は単に行列〜Ｈ^ｍａｉｎに相当する行ベクトルを規格化することに対応する。

以上は一般的なマルチユーザＭＩＭＯの送受信ウエイトの算出方法であり、端末装置側に複数のアンテナが備えられていることを想定し、全体のチャネル行列を式（４）に示したようにブロック対角化する方法である。しかし、同様の送受信ウエイトの算出法としては、その他にも幾つかのバリエーションがある。これらのバリエーションは必ずしも端末装置のアンテナが１本である必要はないが、以下の説明では簡単のために１本アンテナの端末装置がＮ台同時に空間多重する場合を想定した説明を行う。以下にその他の送受信ウエイトを算出する方法の説明を行う。

まず、基地局装置８０１の送受信ウエイトに関しては、式（１）等に示した全体のチャネル行列Ｈ^{［ａｌｌ］}に対し、次式（１０−１）及び（１０−２）で表されるＺＦ（Zero Forcing）型の擬似逆行列を算出し、これを送信ウエイト及び受信ウエイトとして用いるようにしてもよい。

ここで、空間多重する端末装置数をＮ台、基地局装置８０１のアンテナ素子の数をＫ本（Ｎ＜Ｋ）とすると、例えばダウンリンクを例にとれば全体チャネル行列Ｈ^{［ａｌｌ］}のサイズはＮ×Ｋ（Ｎ行Ｋ列）である。Ｈ^{［ａｌｌ］}のランクがＮであれば、行列Ｈ^{［ａｌｌ］}・Ｈ^{［ａｌｌ］Ｈ}のサイズはＮ×Ｎで逆行列が存在し、式（１０−１）を用いて擬似逆行列を得ることができる。一般に、Ｎに対してＫの値が十分冗長であれば、このＮ×Ｎの行列のランクは安定的にＮとなり、逆行列が安定的に存在する。同様に、基地局装置８０１の受信に相当するアップリンクの受信ウエイトに関しては、全体チャネル行列Ｈ^{［ａｌｌ］}のサイズはＫ×Ｎ（Ｋ行Ｎ列）であり、行列Ｈ^{［ａｌｌ］Ｈ}・Ｈ^{［ａｌｌ］}のサイズもＮ×Ｎとなり、一般には逆行列が存在し、次式（１０−２）で表されるＺＦ型の擬似逆行列を算出し、これを受信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
なお、同様の送受信ウエイトとして知られているＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）ウエイトでは、雑音電力をσ^２とすれば、次式（１１−１）及び次式（１１−２）を式（１０−１）及び式（１０−２）の代わりに用いてもよい。なお、式（１１−１）及び式（１１−２）における「Ｉ」はＮ×Ｎ（Ｎ行Ｎ列）の単位行列である。

（マルチユーザＭＩＭＯの装置構成例）
図４は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、送信部８１、受信部８５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。ＭＡＣ層処理回路８８はスケジューリング処理回路８８１を有している。
基地局装置８０は、インタフェース回路８７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路８７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８は、基地局装置８０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路８２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路８７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路８８１は、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に出力される。

図５は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送信部８１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（Ｌは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｋと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−Ｋと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｋと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋと、送信ウエイト処理部８３０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌと、送信ウエイト処理部８３０とは、図４において示した通信制御回路８２０に接続されている。

送信ウエイト処理部８３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路８３２と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路８３３とを備えている。ここで、同図における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌの添え字のＬは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋからアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋまでの回路の添え字のＫは、基地局装置８０が備えるアンテナ素子数を表す。

マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先の端末装置それぞれに送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｌ）がＭＡＣ層処理回路８８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号は周波数成分ごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号に周波数成分ごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力される。

加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力された信号は、周波数成分ごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋでデジタル・サンプリングデータからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋで帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋより送信される。

なお、図５では、各周波数成分の信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理をさす。

また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８３０に備えられているマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３より取得する。送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１において、受信部８５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路８２０経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８３２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路８２０からの指示に従い、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに出力する。

また、宛先局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部８３０に対し、通信制御回路８２０は宛先局等を示す情報を出力する。

図６は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、受信部８５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｋと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｋと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−Ｋと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−Ｋと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とを備えている。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とは、図４において示した通信制御回路８２０に接続されている。受信ウエイト処理部８６０は、チャネル情報推定回路８６１と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路８６２とを備えている。

アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｋで増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｋで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋでデジタル・ベースバンド信号に変換される。デジタル・ベースバンド信号は全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋに入力され、所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８６１にも入力される。

チャネル情報推定回路８６１では、各周波数成分に分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末装置のアンテナ素子と、基地局装置８０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋとの間のチャネル情報を周波数成分ごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトを周波数成分ごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌそれぞれに入力される。

受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋから入力された周波数成分ごとの信号に対し、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を周波数成分ごとに加算合成する。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。

ここで、異なる受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、ＭＡＣ層処理回路８８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路８７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８にて処理された受信データは、インタフェース回路８７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。

また、送信元の端末装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部８６０に対し、通信制御回路８２０から送信元の端末装置等を示す情報が入力される。
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算は周波数成分ごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋから出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＫでＦＦＴを行い各周波数成分に分離し、分離した周波数成分ごとに、チャネル情報推定回路８６１での信号処理、及び、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでの受信信号処理が実施されることになる。

（マルチユーザＭＩＭＯの送信処理）
図７は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。マルチユーザＭＩＭＯでは、データの送信とは別に行うダウンリンクのチャネル情報のフィードバックが定期的になされている。チャネル情報取得回路８３１はダウンリンクにおけるチャネル情報を取得すると（ステップＳ８３１）、端末装置ごとに各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２に記憶させる（ステップＳ８３２）。ステップＳ８３１及びステップＳ８３２の処理は、逐次行われる。

基地局装置８０からの信号送信処理が開始されると（ステップＳ８２１）、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先である端末装置に対応する各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出す（ステップＳ８２２）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、読み出したチャネル情報を基に、先に示した処理によりマルチユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイトを周波数成分ごとに算出する（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２２及びステップＳ８２３の処理とは別に、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先ごとの送信すべきデータに対し、各種変調処理等の送信信号処理により、宛先局ごとに各周波数成分の送信信号を生成する（ステップＳ８２４）。

送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、生成した送信信号に、ステップＳ８２３においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３が算出した送信ウエイトを乗算する（ステップＳ８２５）。また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは一連の信号処理を施し、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋはアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋごとに各周波数成分の各端末装置宛の送信信号に対する加算合成を行い、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋに出力する（ステップＳ８２６−１〜Ｓ８２６−Ｋ）。

ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋから出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋからハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋにおける信号処理が施され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれから送信され（ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋ）、処理を終了する（ステップＳ８２８−１〜Ｓ８２８−Ｋ）。
なお、ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋにおける処理は、ベースバンド信号から無線周波数へのアップコンバート処理、フィルタによる帯域が周波数成分の除去、ハイパワーアンプによる信号の増幅などを含む。

（マルチユーザＭＩＭＯの受信処理）
図８は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。まず、受信処理を開始すると（ステップＳ８４０）、第１から第Ｋのアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋにて信号を受信する（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４１−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。以降の信号処理は、デジタル化された受信信号に対する処理を意味する。

続いて、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋに対応する受信信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋによる各周波数成分への分離等の信号処理を行う（ステップＳ８４２−１〜Ｓ８４２−Ｋ）。更に、チャネル情報推定回路８６１は、無線パケットに付与されていた既知のパターンのプリアンブル信号の受信状態より、各周波数成分のチャネル推定を実施する（ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋ）。ここで、伝搬路上での信号の減衰、及び複素位相の回転状態を把握する。このステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋで行うチャネル推定では、ステップＳ８４３−１、Ｓ８４３−２、・・・、Ｓ８４３−Ｋを個別に示した通り、空間多重される信号系列ごとに個別にチャネル推定を行う必要がある。この個別のチャネル推定とは、送信元の端末装置それぞれから送信された信号を分離可能な状態で行う必要がある。ＯＦＤＭ変調方式を例にとれば、一般的には空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用のプリアンブル信号が必要となる。各端末装置は空間多重数と同数のシンボル数（ないしはそれ以上）で且つそれぞれが異なるパターンのプリアンブル信号を付与して信号送信を行い、基地局装置８０はそのパターンの違いを利用して、ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋにて個別のチャネル推定を行うことになる。

マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２は、チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報を用いて、空間多重された信号系列ごと及び周波数成分ごとに個別の適切な受信ウエイトを算出する（ステップＳ８４４）。更に、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、信号系列ごと及び周波数成分ごとに算出された受信ウエイトを、周波数成分ごとに分離された各アンテナ素子の受信信号に乗算する（ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋ）。

ここで、受信ウエイトは、空間多重された信号系列ごとに用意されているため、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋにおける乗算結果は、空間多重された信号系列ごとに別々の結果となる。それぞれの信号系列の信号は、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの信号が周波数成分ごとに加算合成され（ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ）、合成された信号系列に対して、第１信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−１）から第Ｌ信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−Ｌ）までの処理が行われ、処理を終了する（ステップＳ８４８−１〜Ｓ８４８−Ｌ）。

なお、ここでは簡単のために線形の受信ウエイトを用いる場合の例を示したが、一般にはＭＩＭＯに関してはＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形の信号処理を行うようにしてもよい。この場合、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｌ、ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ、及びステップＳ８４７−１〜Ｓ８４７−Ｌにおける処理は、一体として非線形の信号検出処理が行われることになる。また、線形の受信ウエイトの算出に関しては、図３に示した送信ウエイトの算出処理と同様の手法で算出することが可能である。その他にも、擬似逆行列を利用した受信ウエイトや、ＭＭＳＥウエイトを利用することも可能である。また、ここでは、受信に用いるアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの数Ｋに対し、空間多重された信号系列数がＬとして説明をしたが、一般的にはＫとＬとは一致する必要はなく、空間多重数Ｌの値がアンテナ数Ｋの値以下であれば多数の信号系列の信号を空間多重することができる。

一般に、ＭＩＭＯ伝送は空間多重する信号系列数に対して送信局側及び受信局側のアンテナ素子数が増えれば増えるほど特性が改善されることが知られている。この特性の改善は空間多重される各信号系列のＳＩＮＲ（信号対干渉雑音電力比：Signal to Interference and Noise Ratio）の向上や更なる空間多重数の増加という形で利用され、近年では基地局側のアンテナ素子数を１００以上の超多数に拡大した、非特許文献２にて検討されているようなＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術が注目されている。

鷹取泰司他、「次世代高速無線アクセスシステムへの下りリンクマルチユーザＭＩＭＯ技術の適用」、一般社団法人 電子情報通信学会、電子情報通信学会論文誌Ｂ、２０１０年０９月、通信Ｊ９３−Ｂ（９）、ｐ．１１２７−１１３９ 丸田一輝他、「大規模アンテナ無線エントランスシステムの提案 〜計算機シミュレーションによる特性評価〜」、一般社団法人 電子情報通信学会、信学技報、２０１３年４月、電子情報通信学会技術研究報告．ＲＣＳ、無線通信システムｖｏｌ．１１３、ｎｏ．８、ＲＣＳ２０１３−６、ｐ．３１−３６

マルチユーザＭＩＭＯ伝送には一つの弱点が内在している。モバイル環境などでは端末装置自体や周りの環境が移動により変化し、結果的にＭＩＭＯチャネルが時間と共に変動し得ることである。その結果として、特に送信ウエイトを生成するためのダウンリンクのチャネル情報は、その推定精度が大きく劣化し、ユーザ間の信号の干渉となって伝送容量を低下させる。推定精度を高く維持するためには頻繁にチャネルのフィードバックを行うことが必要である。また、任意のタイミングで空間多重を行い送信できるように準備するためには、データの有無に関係なくチャネルフィードバックを行う必要がある。チャネルフィードバックに伴う制御情報は通信全体のオーバヘッドであり、頻繁に交換すればするほどＭＡＣレイヤの効率を下げ、結果的にはスループットを低下させることにつながる。このような理由から、通常はチャネルフィードバックの周期は目標とするＭＡＣ効率から逆算され、そのフィードバック周期で実現されるチャネル推定精度において実現可能な空間多重伝送を利用するのが現状であった。

上述のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術のように、基地局のアンテナ素子数を増大させることはＭＩＭＯ伝送の特性改善に有効であるが、その有り余る自由度をさらに活用することができれば、このようなマルチユーザＭＩＭＯの課題を解決し、更なる特性の改善を実現する高度な制御を行うことが期待される。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、複数ユーザと空間多重伝送を行う場合に、演算量を抑えて、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑えることができる基地局装置、ウエイト生成方法、及び無線通信システムを提供することにある。

本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける前記基地局装置であって、前記端末装置のアンテナ素子と前記基地局装置の備えるアンテナ素子との間のチャネル情報により生成されるチャネルベクトルと、前記チャネルベクトルとは異なる追加のチャネルベクトルとを直交化するチャネル情報直交化部と、前記チャネルベクトルと、直交化した前記追加のチャネルベクトルである直交化チャネルベクトルとに基づいて、複数の前記端末装置に対して空間多重伝送を行うためのウエイトベクトルを算出するウエイト算出部と、を備えることを特徴とする基地局装置である。

また、本発明の一態様は、上述した基地局装置であって、前記ウエイト算出部は、同時に空間多重伝送を行うＬ（２≦Ｌ）台の前記端末装置の中の第ｋ（１≦ｋ≦Ｌ）端末装置との通信に用いるウエイトベクトルを、ｊ≠ｋなる全ての第ｊ（１≦ｊ≦Ｌ）端末装置との一つまたは複数の前記チャネルベクトル及び一つまたは複数の前記直交化チャネルベクトルの全てに対し直交するように算出することを特徴とする基地局装置である。

また、本発明の一態様は、上述した基地局装置であって、前記ウエイト算出部は、前記端末装置の前記直交化チャネルベクトルとして、前記端末装置の前記チャネルベクトルよりも過去に取得された一つまたは複数のチャネルベクトルを使用することを特徴とする基地局装置である。

また、本発明の一態様は、上述した基地局装置であって、前記端末装置の前記チャネルベクトル及び前記チャネルベクトルよりも過去に取得されたチャネルベクトルに基づいて、前記端末装置の時変動を予測したチャネル情報により生成される予測チャネルベクトルを生成する予測チャネルベクトル生成部をさらに備え、前記ウエイト算出部は、前記端末装置の前記直交化チャネルベクトルとして、前記予測チャネルベクトル生成部が生成した前記端末装置の前記予測チャネルベクトル又は該予測チャネルベクトルと前記チャネルベクトルの線形結合で表されるチャネルベクトルを使用することを特徴とする基地局装置である。

また、本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける前記基地局装置が実行するウエイト生成方法であって、前記端末装置のアンテナ素子と前記基地局装置の備えるアンテナ素子との間のチャネル情報により生成されるチャネルベクトルと、前記チャネルベクトルとは異なる追加のチャネルベクトルとを直交化するチャネル情報直交化ステップと、前記端末装置のアンテナ素子のチャネルベクトルと、直交化した前記追加のチャネルベクトルである直交化チャネルベクトルとに基づいて、複数の前記端末装置に対して空間多重伝送を行うためのウエイトベクトルを算出するウエイト算出ステップと、を有することを特徴とするウエイト生成方法である。

また、本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムであって、前記基地局装置は、前記端末装置のアンテナ素子と前記基地局装置の備えるアンテナ素子との間のチャネル情報により生成されるチャネルベクトルと、前記チャネルベクトルとは異なる追加のチャネルベクトルとを直交化するチャネル情報直交化部と、前記端末装置のチャネルベクトルと、直交化した前記追加のチャネルベクトルである直交化チャネルベクトルとに基づいて、複数の前記端末装置に対して空間多重伝送を行うためのウエイトベクトルを算出するウエイト算出部とを備えることを特徴とする無線通信システムである。

本発明によれば、複数のアンテナ素子を具備した基地局装置が複数ユーザと空間多重伝送を行う場合に、干渉が及ばないヌル点を各ユーザのアンテナ素子に対して複数生成することができ、演算量を抑えて、チャネル時変動環境下でのユーザ間干渉を効率的に抑える効果が得られる。

本発明の実施形態の基地局装置が生成するビームパターンの例を示す図である。 従来技術のマルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。 従来技術のマルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。 従来技術のマルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成例を示す概略ブロック図である。 従来技術のマルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０が備える送信部８１の構成例を示す概略ブロック図である。 従来技術のマルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０が備える受信部８５の構成例を示す概略ブロック図である。 従来技術のマルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。 従来技術のマルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。 従来技術の基地局装置が生成するビームパターンの例を示す図である。 従来技術のウエイト算出に使用されるチャネル行列の構成例を示す図である。 本発明の実施形態のウエイト算出に使用される拡張チャネル行列の構成例を示す図である。 本発明の実施形態のウエイト算出に使用される１番目の端末装置向けの拡張チャネル行列の構成例を示す図である。 本発明の実施形態のウエイト算出に使用されるＬ番目の端末装置向けの拡張チャネル行列の構成例を示す図である。 第１の実施形態の無線通信システムの構成例を示す概略図である。 同実施形態の基地局装置１０１の構成例を示す概略ブロック図である。 同施形態の基地局装置１０１が備える送信部１１の構成例を示す概略ブロック図である。 同実施形態の基地局装置１０１が備える送信ウエイト処理部１３０の構成例を示す概略ブロック図である。 同施形態の基地局装置１０１が備える受信部１５の構成例を示す概略ブロック図である。 同実施形態の基地局装置１０１が備える受信ウエイト処理部１６０の構成例を示す概略ブロック図である。 同実施形態の基地局装置１０１における送信ウエイト算出処理の手順を示すフローチャートである。 第２の実施形態のウエイト算出に使用される拡張チャネル行列の構成例を示す図である。 同実施形態の無線通信システムの構成例を示す概略図である。 同実施形態の基地局装置１１１が備える送信ウエイト処理部１４０の構成例を示す概略ブロック図である。 同実施形態の基地局装置１１１が備える受信ウエイト処理部１７０の構成例を示す概略ブロック図である。 同実施形態の基地局装置１１１における送信ウエイト算出処理の手順を示すフローチャートである。 第３の実施形態のウエイト算出に使用される拡張チャネル行列の構成例を示す図である。 同実施形態の無線通信システムの構成例を示す概略図である。 同実施形態の基地局装置２０１が備える送信ウエイト処理部２３０の構成例を示す概略ブロック図である。 同実施形態の基地局装置２０１が備える受信ウエイト処理部２６０の構成例を示す概略ブロック図である。 同実施形態の基地局装置２０１における送信ウエイト算出処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の実施形態の受信ウエイト算出に使用される拡張チャネル行列の構成例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。

［本発明の実施形態の動作原理について］
以下、本発明の実施形態における送受信ウエイトの生成法について、その基本原理を詳細に説明する。本発明の実施形態において生成される送受信ウエイトは、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑圧する。
ダウンリンクではリアルタイムでのチャネル情報の取得が不可能であり、送信ウエイトの生成に過去のチャネル情報を用いることが必須となる。チャネル情報とは、無線伝搬路の状態を表す値、すなわち、送信アンテナと受信アンテナの間の実際の伝搬係数であるチャネルを、送信機または受信機で推定・取得した値（厳密には送受信機内のアンプやフィルターの影響を含む）である。そのため、時間変化に起因するチャネル推定精度の劣化が大きな課題となり、その劣化を補う処理を実施する。一方アップリンクでは、各端末からの受信信号の先頭に多重する端末装置間で直交したトレーニング信号が付加されていれば、その信号を用いてリアルタイムのチャネル情報を取得可能なため、チャネル時変動による推定精度の劣化は大きな課題とはならない。以下では、このような観点からダウンリンクを基本に説明を行うが、本発明の実施形態はアップリンクにも同様に適用可能であり、その場合には信号フレーム内で発生する干渉の低減効果が期待される。

マルチユーザＭＩＭＯ技術では、基地局装置において多重するすべての端末装置へのチャネル情報を把握し、その把握したチャネル情報に基づいて端末装置間で干渉が生じないように干渉抑圧の処理を行って信号を送信する。背景技術において述べたように、干渉抑圧の処理には複数の手法が存在するが、いずれの手法も宛先とする端末装置以外の端末装置に関するチャネル情報に基づいて、宛先とする端末装置以外の端末装置で干渉信号が受信されないような（ヌルが形成されるような）事前処理を加えるという点は共通している。例えば、ｉ番目の端末装置に着目すると、ｉ番目以外の端末装置への部分チャネル行列Ｈ_ｉ ^ｓｕｂに基づいて、他のｊ（ｊ≠ｉ）番目の端末装置に対する部分チャネル行列Ｈ_ｊ ^ｓｕｂの各行ベクトルに直交するようなウエイトを生成し、ｉ番目の端末装置に向けての信号に乗算して干渉抑圧を実施する。
一方、本発明の実施形態では、多重する全ての端末装置に関する部分チャネル行列Ｈ_ｉ ^ｓｕｂを、追加のチャネルベクトルを挿入することにより拡張し、拡張した部分チャネル行列Ｈ_ｉ ^ｓｕｂに基づいて干渉抑圧を行うことで、従来技術と比較してより広範囲にヌルを形成する。これは、本来向けるべき方向のヌルに加えて、別の方向に新たにヌルを形成することになるが、ｉ番目以外の端末装置に関するチャネルが時間経過に伴い変動した時、当初のヌル点から外れていても、その変動先が当該追加ヌル点付近であれば、同様に干渉抑圧効果が得られ、これにより時変動環境においても高いユーザ間干渉低減効果を得る。

一例として１００素子のアンテナを有する基地局装置が、１素子のアンテナを有する端末装置１０台に向けて同時に空間多重伝送する場合を考える。この場合、各端末装置に向けてのチャネルベクトルはそれぞれ１００次元のベクトルである。従来技術では１０端末の空間多重、すなわち１０端末分の干渉抑圧に１０の自由度を利用し、残りの９０（＝１００−１０）の自由度が同位相合成によって各端末装置の回線利得を向上するために利用される。ここで、各端末装置に対して、その近傍にもう一つ、干渉を抑圧すべき（ヌルを向けるべき）仮想的な端末装置（実際には元の端末装置が移動したもの）が存在すると想定して処理を実施する。従来技術では各端末装置の移動等によりチャネルが変動した場合、ヌルを向けていた方向から外れるため干渉抑圧の効果が劣化し干渉が大幅に増大していたのに対し、端末装置の時変動による移動先が仮想端末装置の場所であった場合、その方向にもヌルを向けていれば同様に干渉抑圧が実現されることが期待される。この場合、追加の仮想端末装置に対しても干渉抑圧を行うため、各端末装置について追加で１つずつの自由度が消費される。すなわち、干渉抑圧に使用される自由度が合計で２０となり、同位相合成による回線利得向上に利用できる自由度は８０に減少する。仮に回線利得の向上率が自由度の１乗に比例するとすれば、回線利得向上に利用される自由度の差は１０Ｌｏｇ（８０／９０）＝−０．５１・・・［ｄＢ］となり、僅か０．５ｄＢ程度の差にしかならない。しかし、上述のように追加で実施された干渉抑圧の範囲にチャネルの時変動が収まれば、ユーザ間干渉の電力は大幅に抑えられる。すなわち、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）的には約０．５ｄＢの劣化となるが、ＳＩＲ（Signal to Interference power Ratio）的には大幅な向上が期待される。最終的にはＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise power Ratio）によりマルチユーザＭＩＭＯの伝送容量が定まるが、時変動環境ではＳＮＲよりもＳＩＲ特性が支配的と考えられるため、このような手法が有効となる。

次に、本発明の基本原理のポイントを説明する。
図１は、本発明の実施形態による無線通信システムが具備する基地局装置（ＢＳ：Base Station）により生成されるビームパターンを示し、図９は、従来技術の無線通信システムが具備する基地局装置（ＢＳ）により生成されるビームパターンを示す。無線通信システムにおいて、基地局装置と複数の端末装置とは、同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能である。図１及び図９に示す無線通信システムでは、基地局装置が空間多重伝送により端末装置Ｔ１及び端末装置Ｔ２と通信する。端末装置Ｔ１の時変動予測先はＴ１’であり、端末装置Ｔ２の時変動予測先はＴ２’である。

従来技術の基地局装置は、図９に示すように、矢印Ｄ１の方向に位置する宛先の端末装置Ｔ１に対し、端末装置Ｔ１以外の端末装置Ｔ２にヌルを向けたビームパターンＢ８にて信号を送信する。しかし、端末装置Ｔ２が点線で示す時変動予測先Ｔ２’の位置に移動した場合には矢印Ｄ２の方向のヌルから端末装置Ｔ２が外れ、端末装置Ｔ２では干渉電力が増大していた。一方、図１に示すように本発明の実施形態による基地局装置は、拡張したチャネル行列に基づいて追加した矢印Ｄ２’の方向の時変動予測先Ｔ２’に対してヌルを付加してビームパターンＢ１を生成する。これにより、端末装置Ｔ２の移動が時変動予測先Ｔ２’であっても当初の端末装置Ｔ２の位置のままであっても、上述の手順で形成されるヌルの範囲に入れば干渉電力を抑えることが可能となる。

図１１は、本発明の実施形態によるウエイト算出に使用される拡張チャネル行列の構成例を示し、図１０は、従来技術によるウエイト算出に使用されるチャネル行列の構成例を示す。ここでは簡単のため、各端末装置は１本のアンテナを備えるものとし、Ｌ個の端末装置を空間多重する場合を考える。ｈ_１（ｔ）〜ｈ_Ｌ（ｔ）は基地局アンテナ素子数の次元を持つ、各端末装置時刻ｔにおけるのチャネルベクトルである。なお、チャネルベクトルｈ_ｉは、（ｈ_ｉ１，ｈ_ｉ２，…，ｈ_ｉｊ）であり、ｈ_ｉｊは、基地局装置のｊ番目のアンテナ素子とｉ番目の端末装置との間のチャネル情報である。

図１０に示すように、従来技術においては、同時に多重伝送する端末数分のチャネルベクトルを並べたものをチャネル行列として使用していた。そして、端末装置＃１に向けて多重伝送する場合には、他端末装置＃２〜＃Ｌへのチャネルベクトルｈ_２（ｔ）〜ｈ_Ｌ（ｔ）（＝Ｈ_１ ^ｓｕｂ）に乗算したときには無線信号が互いに打ち消し合ってヌルとなるように直交化等の処理を行うようなウエイトを利用して、ユーザ間の干渉を抑圧していた。

図１２は、本発明の実施形態のウエイト算出に使用される１番目の端末装置向けの拡張チャネル行列の構成例を示す図である。また、図１３は、本発明の実施形態のウエイト算出に使用されるＬ番目の端末装置向けの拡張チャネル行列の構成例を示す図である。特にＺＦやＭＭＳＥ型のウエイトでは、チャネル行列Ｈの逆行列演算により、各端末装置に向けての直交化とビーム形成を全端末装置同時に行うことで、宛先とする端末装置ごとにＨ_ｋ ^ｍａｉｎおよびＨ_ｋ ^ｓｕｂを生成してウエイト算出することなく、直交化の処理を実現していた。

これに対し、拡張チャネル行列による追加ヌル形成の場合、単純な拡張チャネル行列に対してＺＦやＭＭＳＥのような逆行列に基づく規範を適用すると、宛先とする所望端末装置へのウエイトは所望端末装置の時変動先にもヌル形成した形で生成されてしまう。このようなウエイトを適用すると、チャネルが時変動した場合の所望端末装置の受信信号の利得が大幅に低下してしまうことになる。そのため、追加ヌル形成においては、ＺＦやＭＭＳＥ型の規範を用いる場合でも他の直交化技術と同様に、図１２及び図１３に示すように、宛先とする所望端末装置ごとに所望部分チャネル行列Ｈ^ｍａｉｎと、Ｈ^ｓｕｂを生成し、宛先とする端末装置ごとに逆行列演算を行う必要があり、演算量が増大する。

一方、図１１に示すように、本実施形態においては、生成する拡張チャネル行列として、チャネル行列Ｈに対して、その各行ベクトルｈと直交したチャネルベクトル￣ｈを付加する形で拡張する。予測チャネルベクトル（〜ｈ_ｉ）は、ｉ番目の端末装置＃ｉに対して追加したチャネルベクトルであり、（〜ｈ_１）〜（〜ｈ_Ｌ）を総称して（〜ｈ）と記載する。予測チャネルベクトル（〜ｈ_２）〜（〜ｈ_Ｌ）は、現在のチャネルベクトルｈから予測等の手法により求めるなど、いかなる方法を用いて構わないが、もとのチャネルベクトルｈに対しては直交している必要がある。本発明の実施形態のポイントは、部分チャネル行列Ｈ^ｓｕｂを拡張する処理であり、既存技術におけるウエイト算出よりも部分チャネル行列Ｈ^ｓｕｂを拡張したうえでウエイト算出を行うことによって、既存技術と比較して広範囲に干渉抑圧を行うことができる。上記のように拡張した拡張チャネル行列Ｈ’に対してＺＦやＭＭＳＥ等の規範に基づいた直交化の処理を行うことで、所望の端末装置＃１に向けてはビームが向き、他端末装置へのヌル形成に加えて、追加でヌル形成が行われたウエイトを、一度の逆行列演算にて得ることができ、効率的に時変動環境下でのユーザ間干渉を抑えることが可能となる。つまり、本発明の実施形態では、宛先の端末装置のチャネルベクトル（チャネル情報）に乗算したときに無線信号の位相が揃い、かつ、宛先以外の端末装置のチャネルベクトル及び予測チャネルベクトルに乗算したときに無線信号が打ち消し合ってヌルとなるウエイトを算出する。なお、部分チャネル行列Ｈ^ｓｕｂの生成のために付加するチャネルベクトルは、必ずしも各端末装置について１つである必要はなく、端末装置ごとに、現在のチャネルベクトルと追加チャネルベクトル間、及びそれぞれの追加チャネルベクトル間で直交化がなされていれば、複数の追加チャネルベクトルを生成して付加してもよい。さらには端末装置ごとに異なる数にて追加チャネルベクトルを生成しても構わない。

なお、本発明の実施形態により生成されるウエイトは、他端末装置＃２〜＃Ｌの現在のチャネルベクトルｈ_２（ｔ）〜ｈ_Ｌ（ｔ）と予測チャネルベクトル（〜ｈ_２）〜（〜ｈ_Ｌ）の両方に対してヌルが向けられているだけでなく、これらのベクトルの線形結合により張られる部分空間全体に対してヌルが向けられることになる。すなわち、具体的には端末装置＃ｊの現在のチャネルベクトルｈ_ｊ（ｔ）と予測チャネルベクトル（〜ｈ_ｊ）に対して、任意の複素係数γに対しｈ_ｊ（ｔ）＋γ×｛〜ｈ_ｊ―ｈ_ｊ（ｔ）｝で与えられるような線形結合で与えられる全てのチャネルベクトルに対してもヌルが向けられていることになる。このため、高精度な「点」で表されるピンポイントのチャネル予測は必要なく、ヌルを向けるべき部分空間を予測すれば良いことになる。
言い換えると、例えばチャネルが当該部分空間内において時変動するのであれば、任意の時刻δｔにおいて、干渉が抑圧されることとなる。通常のチャネル予測技術では、伝送を行いたい時刻δｔにおけるチャネルを予測し、その予測チャネルに対して干渉を抑圧するウエイトをピンポイントで生成するため、伝送の要求毎にチャネルを予測しウエイト生成するか、事前に伝送が予想される時刻すべてのチャネルを予測してウエイト生成をしたものを記憶しておく必要があった。一方、本実施形態によるウエイトを用いれば、チャネル情報の更新に合わせた一度のヌル形成により、干渉を抑圧したウエイトを得ることができる。
以上が本発明の実施形態の基本原理である。以下、図を用いて本発明の具体的な各実施形態を説明する。

［第１の実施形態］
追加でヌルを形成するためには、何らかの指標に基づいて新たなチャネルを生成する必要がある。そこで、本実施形態では、チャネル予測技術の１つである直線外挿に基づき、端末装置の各アンテナ素子に１つずつの追加ヌルを形成する場合を例にとり説明する。

図１４は、本実施形態による無線通信システムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、本実施形態の無線通信システムは、基地局装置１０１と複数台の端末装置１０２とを備えて構成される。ここでは基地局装置１０１が、アンテナ素子を１本ずつ有する端末装置１０２に向けて、端末装置１０２のアンテナ素子１本ごとに１つずつ予測チャネルを生成してチャネル行列を拡張し、その拡張したチャネル行列に基づいて追加ヌルを形成する場合を例に説明する。同図では基地局装置１０１が、Ｌ台の端末装置１０２である端末装置１０２−１〜１０２−Ｌを収容しており、各端末装置１０２−１〜１０２−Ｌそれぞれの時変動先が時変動予測先１０１−１’〜１０１−Ｌ’であると予測していることを示す。追加ヌルを含めたヌル形成に必要な基地局装置の自由度は（Ｌ−１）×２であるため、基地局装置１０１は２Ｌ−１本以上のアンテナ素子を有することが必要となる。なお、以下では、ｋ番目の端末装置１０２−ｋを、端末装置＃ｋとも記載する。

図１５は、本実施形態による基地局装置１０１の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図４に示す基地局装置８０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図に示すように、基地局装置８０は、送信部１１、受信部１５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。つまり、同図に示す基地局装置１０１が、図４に示す基地局装置８０と異なる点は、送信部８１及び受信部８５に代えて、送信部１１及び受信部１５を備える点である。

図１６は、本実施形態による基地局装置１０１が備える送信部１１の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図５に示す基地局装置８０における送信部８１と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図に示すように、送信部１１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（Ｌは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｋと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−Ｋと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｋと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋと、送信ウエイト処理部１３０とを備えている。つまり、同図に示す送信部１１が、図５に示す送信部８１と異なる点は、送信ウエイト処理部８３０に代えて送信ウエイト処理部１３０を備える点である。

図１７は、本実施形態による基地局装置１０１が備える送信ウエイト処理部１３０の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図５に示す基地局装置８０の送信部８１が備える送信ウエイト処理部８３０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図において、送信ウエイト処理部１３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路１３２と、チャネル時変動予測回路１３３と、チャネル情報直交化回路１３３ａと、追加チャネル情報記憶回路１３４と、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５とを備えている。従来の送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１にて取得したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２にて記憶し、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３がそのチャネル情報を読み出して送信ウエイト算出を実施していた。一方、本実施形態における送信ウエイト処理部１３０は、図５に示すチャネル情報記憶回路８３２及びＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３に代えて、チャネル情報記憶回路１３２と、チャネル時変動予測回路１３３と、チャネル情報直交化回路１３３ａと、追加チャネル情報記憶回路１３４と、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５とを備える点が異なる。

上記構成において、チャネル情報取得回路８３１が通信制御回路８２０経由で取得したチャネル情報は、チャネル情報記憶回路１３２に保存される。チャネル情報記憶回路１３２に保存されたチャネル情報は、チャネル時変動予測回路１３３に出力される。チャネル時変動予測回路１３３は、任意のチャネル予測アルゴリズムに基づいて将来のチャネル情報を予測し、チャネル情報直交化回路１３３ａに予測チャネルベクトルを出力する。チャネル情報直交化回路１３３ａは、入力された予測チャネルベクトルを、チャネル情報記憶回路１３２が出力するチャネルベクトルに対して直交化して、直交化により得られたチャネルベクトルを、追加チャネル情報記憶回路１３４に出力する。信号の送信時において通信制御回路８２０からの指示があった場合、チャネル情報記憶回路１３２と追加チャネル情報記憶回路１３４は、それぞれが記憶している現在および将来のチャネル情報をＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５に出力する。ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、入力された現在および将来のチャネル情報を基に、ヌルが追加された送信ウエイトを算出し、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌへ出力する。

図１８は、本実施形態による基地局装置１０１が備える受信部１５の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図６に示す基地局装置８０における受信部８５と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図に示すように、受信部１５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｋと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｋと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−Ｋと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−Ｋと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部１６０とを備えている。つまり、同図に示す受信部１５が、図６に示す受信部８５と異なる点は、受信ウエイト処理部８６０に代えて受信ウエイト処理部１６０を備える点である。

図１９は、本実施形態による基地局装置１０１が備える受信ウエイト処理部１６０の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図６に示す基地局装置８０の受信部８５が備える受信ウエイト処理部８６０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図において、受信ウエイト処理部１６０は、チャネル情報推定回路８６１と、チャネル情報記憶回路１６２と、チャネル時変動予測回路１６３と、チャネル情報直交化回路１６３ａと、追加チャネル情報記憶回路１６４と、ＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１６５とを備えている。信号の受信タイミングや空間多重する端末装置を管理する通信制御回路８２０からの指示に従い、ＦＦＴ回路８５７−１~８５７Ｋから入力された信号を基にチャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報は、チャネル情報記憶回路１６２に保存される。チャネル情報記憶回路１６２に保存されたチャネル情報は、チャネル時変動予測回路１６３に出力される。チャネル時変動予測回路１６３は、任意のチャネル予測アルゴリズムに基づいて将来のチャネル情報を予測し、チャネル情報直交化回路１６３ａに予測チャネルベクトルを出力する。チャネル情報直交化回路１６３ａは、入力された予測チャネルベクトルを、チャネル情報記憶回路１６２が出力するチャネルベクトルに対して直交化して、直交化により得られたチャネルベクトルを、追加チャネル情報記憶回路１６４に出力する。チャネル情報記憶回路１６２と追加チャネル情報記憶回路１６４は、それぞれが記憶している現在および将来のチャネル情報をＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１６５に出力する。ＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１６５は、入力された現在および将来のチャネル情報を基にヌルが追加された受信ウエイトを算出し、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌへ出力する。

次に、ウエイト算出に関する詳細な説明を行う。以下では、送信ウエイトを算出する場合について説明する。
チャネル時変動予測回路１３３は、チャネル情報記憶回路１３２に記憶された過去のチャネル情報を参照し、将来のチャネルを予測し出力する。チャネル予測のアルゴリズムにはさまざまなものが存在するが、例えば文献「山口歌奈子他、“時変動マルチユーザＭＩＭＯシステムにおけるチャネル予測手法の効果に関する考察”、一般社団法人 電子情報通信学会、信学技報、２０１３年１１月、ＡＰ２０１３−１０７、ｐ．４３−４８」に示される線形外挿法や、ＡＲアルゴリズム、カルマンフィルタを用いる手法など、いかなるアルゴリズムを用いて構わない。なお、チャネル予測では上記文献にも示される２次外挿のように、過去の複数のチャネル情報を参照する場合がある。従来のチャネル情報記憶回路８３２は、ＭＵ−ＭＩＭＯウエイトの算出のみにチャネル情報を用いるため、最新のチャネル情報のみを記憶していればよかった。しかし、過去の複数のチャネル情報に基づくチャネル予測を実施する場合には、図１７に示す本実施形態のチャネル情報記憶回路１３２が過去の複数のチャネル情報を記憶する機能を有する必要があり、従来のチャネル情報記憶回路８３２とは機能が異なる。チャネル時変動予測回路１３３は、チャネル情報記憶回路１３２に記憶されたチャネル情報を読み出し、将来のチャネルの予測を行う。

直線外挿に従うチャネル予測を行う場合、ある時刻ｔ_０に対してδｔ経過した後の予測チャネル〜ｈ（ｔ_０＋δｔ）は、次式（１２）で表される。

式（１２）において、ｈ（ｔ_０）はある時刻ｔ_０におけるチャネルベクトルを表す。また、ｔ_−１は時刻ｔ_０の１つ前に行われたチャネル情報取得の時刻を表し、ｈ（ｔ_−１）はその時取得されたチャネル情報を表す。なお、マルチユーザＭＩＭＯでは、各端末装置からの通信要求や、多重伝送を行う条件等によって、チャネル情報取得を行う周期は一定しない場合がある。そのため、ｔ_０及びｔ_−１が通信ごと、端末装置ごとに異なる場合もある。本実施形態においては、各端末装置１０２のチャネル情報取得周期は一定である必要はなく、任意の時刻におけるチャネル情報を用いてウエイト算出を行って構わない。チャネル情報直交化回路１３３ａは、チャネル時変動予測回路１３３が出力するこの予測チャネルベクトル〜ｈに対して、ｈに直交するような直交化処理を実施する。チャネル情報直交化回路１３３ａは、グラムシュミットの直交化法を用いるならば、チャネルベクトルｈの基底ベクトルｅを求める。チャネルベクトルｈの基底ベクトルｅは、式（１３）を満たす。

上記予測チャネルベクトル〜ｈから、その方向の成分を除去すると、式（１４）が得られる。

これにより得られた直交化予測チャネル￣ｈは、元のチャネルｈに対して直交する。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５では、従来のＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３と同様に、チャネル情報記憶回路１３２に記憶された最新のチャネルベクトルｈを読み出すが、さらに追加チャネル情報記憶回路１３４からの直交化予測チャネルベクトル￣ｈも読み出して、拡張されたチャネル行列￣Ｈを構成し、追加ヌルを形成した送信ウエイトベクトルを算出する。上記ｈと￣ｈを並べた拡張チャネル行列から算出されたＺＦまたはＭＭＳＥ型のウエイトのうち、所望端末装置１０２向けのウエイトは、当該端末装置１０２の時変動先のチャネルベクトル〜ｈを直交化したチャネルベクトル￣ｈに対してもヌル形成した形で生成される。直交化されたチャネルベクトル￣ｈは所望端末装置の最新のチャネルベクトルｈとは直交化されているため、￣ｈにヌル形成された所望端末装置１０２向けのウエイトを用いても、所望端末装置１０２向けの信号へのヌルの影響が生じない。これにより、従来では、チャネルベクトルｈと〜ｈを並べた場合には所望端末装置１０２ごとに、所望端末装置１０２に対応した〜ｈを外して逆行列演算が必要であったのに対して、本実施形態では、全端末のチャネルｈと予測チャネル￣ｈを一括して逆行列演算しウエイトを得ることができる。このとき、所望端末装置１０２−ｋへの送信ウエイトベクトルｗ’_ｋ（送信ウエイト行列Ｗ’のｋ列目）は、ｋ≠ｌ（エル）であるその他の端末装置１０２−ｌ（エル）へのチャネルベクトルｈ_ｌおよびその時変動を予測した先のチャネルベクトル〜ｈ_ｌの直交化ベクトル￣ｈ_ｌに対して、ヌル形成されている。〜ｈ_ｌは、ｈ_ｌと￣ｈ_ｌが張るベクトル空間上に存在する。このため、式（１５）が満たされて、追加でヌル形成がなされる。

図２０は、本実施形態の基地局装置１０１における送信ウエイト算出処理の手順を示すフローチャートである。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、ｊ＝０として初期化する（ステップＳ１０５）。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、ｊに１を加算してカウントアップする（ステップＳ１１０）。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５とチャネル時変動予測回路１３３は、現在のｊの値に対応した端末装置１０２−ｊに対するチャネルベクトルｈ_ｊを、チャネル情報記憶回路１３２が記憶しているチャネル情報から取得する（ステップＳ１１５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、チャネル時変動予測回路１３３がチャネルベクトルｈ_ｊに基づいて実施したチャネル予測の結果として、端末装置１０２−ｊ（端末装置＃ｊ）に対する予測チャネルベクトル〜ｈ_ｊ（式（１２）に相当）を、チャネル時変動予測回路１３３から取得する（ステップＳ１２０）。なお、この予測チャネルベクトル（〜ｈ_１）〜（〜ｈ_Ｌ）の取得は信号送信時にまとめて行う処理の他、信号の送信とは関係なく、逐次、空き時間などを利用してバックグラウンドで処理を行う構成としても構わない。この場合には処理ステップＳ１２０は、記憶された情報を読み出す処理に対応する。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、予測チャネルベクトル〜ｈ_ｊとチャネルベクトルｈ_ｊとが直交するよう式（１３）および式（１４）に従う直交化の処理をチャネル情報直交化回路１３３ａが実施した結果として、直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊをチャネル情報直交化回路１３３ａから取得する（ステップＳ１２５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、全ての宛先の端末装置１０２のチャネルベクトルｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊを取得したか否かを判定する（ステップＳ１３０）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、残りの端末装置１０２があると判定した場合（ステップＳ１３０：ＮＯ）、ステップＳ１１０からステップＳ１３０までの処理を繰り返す。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、全ての宛先の端末装置１０２のチャネルベクトルｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊを取得したと判定した場合（ステップＳ１３０：ＹＥＳ）、チャネルベクトルｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊを各ｊに対して並べた拡張チャネル行列￣Ｈを生成する（ステップＳ１３５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、拡張チャネル行列￣Ｈの逆行列を計算した上で、直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊに相当する列ベクトルを除き、チャネルベクトルｈ_ｊに相当する列ベクトル成分だけを抽出して、送信ウエイト行列￣Ｗを決定し（ステップＳ１４０）、処理を終了する。送信ウエイト行列￣Ｗのｋ列目が、送信ウエイトベクトル￣ｗ_ｋとなる。

基地局装置１０１の送信部１１は、図２０に示す送信ウエイト算出処理において決定された送信ウエイト行列￣Ｗを用いて送信処理を行う。これにより、基地局装置１０１からの送信信号ｓは、送信ウエイト行列￣Ｗ×基地局装置からの各端末向け送信信号ｔとなる。ただし、送信信号ｓは、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれからの送信信号ｓ_１、ｓ_２、…、ｓ_Ｋを要素とする列ベクトルであり、送信信号ｔは、基地局装置１０１から端末装置１０２−１〜１０２−Ｌそれぞれ向けの送信信号ｔ_１、ｔ_２、…、ｔ_Ｌを要素とする列ベクトルである。

これらの処理により、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５は、拡張チャネル情報に付加する予測チャネル情報を元のチャネル情報に対し直交化する直交化予測チャネル情報を予め生成することにより、一度の逆行列演算により送信ウエイトを生成する。例えば端末装置１０２−１に向けての送信信号は、端末装置１０２−２〜１０２−Ｌと、その時変動予測先１０２−２’〜１０２−Ｌ’ （厳密には、これらのチャネル情報の線形結合で表されるチャネル）に対しても追加でヌル形成して送信される。よって、チャネル時変動が生じたとしても、ユーザ間干渉が抑圧された状態でマルチユーザＭＩＭＯを実現可能となる。すなわち、本実施形態では、時間とともにチャネル情報が変動する移動体通信においても、ＭＡＣレイヤの効率を低下させることなく、演算量を抑えたユーザ間干渉を生じさせないマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行うことが可能となる。

なお、本実施形態ではＺＦの行列演算に基づく処理を説明したが、ＭＭＳＥを用いたり、グラムシュミットの直交化手法などを用いたり、いかなる演算手法を用いてウエイト算出を行っても構わない。

また、本実施形態では、最新のチャネルベクトルと予測チャネルベクトルによって拡張チャネル行列を生成する方法を例に説明したが、予測チャネルベクトルのみを複数配列して拡張チャネル行列を生成し、それにより追加ヌル形成を行っても構わない。さらに、最新のチャネルベクトルを用いるのではなく、過去の複数のチャネルベクトルを用いて予測チャネルベクトルを生成してもかまわない。
またさらに、式（１２）から、予測チャネルベクトル〜ｈ（ｔ_０＋δｔ）は、チャネルベクトルｈ（ｔ_０）およびｈ（ｔ_−１）の線形結合で表される。このとき、チャネルベクトルｈ（ｔ_０）およびｈ（ｔ_−１）に対してヌルを向ける処理を加えてもよい。すなわち最新のチャネルベクトルｈ（ｔ_０）に、予測チャネルベクトル〜ｈ（ｔ_０＋δｔ）を付加する代わりに、過去のチャネルベクトルｈ（ｔ_−１）を付加してチャネル行列を拡張しても、ｈ（ｔ_０）とｈ（ｔ_−１）の線形結合で表される予測チャネルベクトル〜ｈ（ｔ_０＋δｔ）に対してヌルが形成され、同様の効果が得られる。この場合においては、チャネル時変動予測回路１３３および追加チャネル情報記憶回路１３４は実効的にはチャネル情報記憶回路１３２が記憶する最新のチャネル情報よりも古い過去のチャネル情報の管理及び記憶を司り、これらの情報がチャネル情報直交化回路１３３ａにて直交化された後、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５に入力される構成となる。例えば、シフトレジスタ上でチャネル情報を管理するとすれば、チャネル情報の更新の都度、記憶された情報がシフトされ、最新の情報がチャネル情報記憶回路１３２で管理する情報、それ以前のチャネル情報が追加チャネル情報記憶回路１３４で管理する情報、チャネル時変動予測回路１３３はチャネル情報のシフト処理の管理と見なしても構わない。
従来のなチャネル予測技術を用いたマルチユーザＭＩＭＯでは、端末装置ごとに１つずつ生成した予測チャネルベクトルのみに基づいてウエイト生成を行い、予測に用いた最新のチャネル情報に対してはヌルが向けられていない。一方、本発明の実施形態では、上述したように、推定した最新のチャネルベクトルや予測チャネルベクトル等、端末装置１つに対して、複数のチャネルベクトルにヌルを向ける様に組み合わせてウエイト生成を行う点が異なる。

なお、受信ウエイト処理部１６０は、送信ウエイト処理部１３０による送信ウエイト算出処理と同様の処理により受信ウエイトを算出する。すなわち、チャネル時変動予測回路１６３は、チャネル情報推定回路８６１がチャネル情報記憶回路１６２に蓄積したチャネル情報を用いて、チャネル時変動予測回路１３３と同様の処理により予測チャネルベクトルを取得して追加チャネル情報記憶回路１６４に書き込む。ＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１６５は、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１３５と同様の処理により、チャネル情報記憶回路１６２に記憶されているチャネル情報と、追加チャネル情報記憶回路１６４に記憶されている予測チャネルベクトルとを利用して受信ウエイトを算出する。ただし、受信ウエイトベクトル￣ｗ_ｋは行ベクトルであり、受信ウエイト行列￣Ｗは受信ウエイトベクトル￣ｗ_ｋをｋ行目の行ベクトルとする行列である。
基地局装置１０１の受信部１５は、受信ウエイト行列￣Ｗを用いて受信処理を行う。つまり、受信部１５は、受信ウエイト行列￣Ｗ×受信信号ｒを演算して、端末装置１０２−１〜１０２−Ｌそれぞれからの送信信号ｔを得る。ただし、受信信号ｒは、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれにおける受信信号ｒ_１、ｒ_２、…、ｒ_Ｋを要素とする列ベクトルであり、送信信号ｔは、端末装置１０２−１〜１０２−Ｌそれぞれからの送信信号ｔ_１、ｔ_２、…、ｔ_Ｌを要素とする列ベクトルである。

以上、送信ウエイト及び受信ウエイトに関する処理について説明を行ったが、必ずしも送信及び受信の双方に関する処理を実施する必要はない。例えば、受信信号処理においては受信時の信号からチャネル情報を取得可能であるため、チャネル時変動の影響は限定的であることが予想される。この場合には、送信側においてのみ、上述の処理を実施することも可能である。ただし、チャネル時変動の速度が大きい時には本発明の実施形態の適用により、信号の受信と共にチャネル時変動に応じて行うトラッキング処理を省略し、信号分離のための受信ウエイトを固定的に利用することも可能である。

［第２の実施形態］
本発明の実施形態において生成する拡張チャネル行列に付加するチャネルベクトルは、必ずしも予測チャネルベクトルそのものである必要はない。本実施形態では、直線外挿に基づき取得した予測チャネルベクトルと現在のチャネルベクトルとの差分ベクトルを用いて、端末装置の各アンテナ素子に１つずつの追加ヌルを形成する場合を例にとり説明する。なお、以下では、第１の実施形態との差分を中心に説明する。

図２１は、本実施形態のウエイト算出に使用されるチャネル行列の構成例を示す図である。第１の実施形態と異なり本実施形態においてチャネル行列Ｈに付加する拡張チャネルベクトルは、予測チャネルベクトル（〜ｈ）を直交化したベクトル￣ｈではなく、現在のチャネルベクトルｈと予測チャネルベクトル（〜ｈ）との差分ベクトルｕを、チャネルベクトルｈに対して直交化した差分ベクトル￣ｕ（直交化差分チャネルベクトル）となる。

図２２は、本実施形態による無線通信システムの構成例を示す概略図である。同図において、図１４に示す第１の実施形態による無線通信システムと同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図に示すように、本実施形態の無線通信システムは、基地局装置１１１と複数台の端末装置１０２とを備えて構成される。基地局装置１１１は、図１７に示す第１の実施形態の示す送信ウエイト処理部１３０に代えて、図２３に示す送信ウエイト処理部１４０を有し、図１９に示す第１の実施形態の受信ウエイト処理部１６０に代えて、図２４に示す受信ウエイト処理部１７０を有する以外は、第１の実施形態の基地局装置１０１と同様の構成である。

図２３は、本実施形態における送信ウエイト処理部１４０の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図１７に示す第１の実施形態による送信ウエイト処理部１３０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。送信ウエイト処理部１４０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路１３２と、チャネル時変動予測回路１４３と、チャネル情報直交化回路１４３ａと、追加チャネル情報記憶回路１４４と、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５とを備えている。第１の実施形態では、チャネル時変動予測回路１３３が時変動を予測したチャネルベクトルを出力し、チャネル情報直交化回路１３３ａがそのチャネルベクトルを元のチャネルベクトルに対して直交化して、追加チャネル情報記憶回路１３４がその直交化予測チャネルベクトルを記憶していた。一方、本実施形態におけるチャネル時変動予測回路１４３は、直線外挿により予測したチャネルベクトルから、元のチャネルベクトルに対する差分ベクトルｕを抽出し出力する。チャネル情報直交化回路１４３ａは、元のチャネルベクトルを用いて、差分ベクトルｕを元のチャネルベクトルに対して直交化し、直交化差分ベクトル￣ｕを得る。追加チャネル情報記憶回路１４４は、チャネル情報直交化回路１４３ａが出力した直交化差分ベクトル￣ｕを記憶する。

上記構成において、チャネル情報取得回路８３１が取得したチャネル情報は、チャネル情報記憶回路１３２に保存される。チャネル情報記憶回路１３２に保存されたチャネル情報は、チャネル時変動予測回路１４３に出力される。チャネル時変動予測回路１４３は、任意のチャネル予測アルゴリズムに基づいて将来のチャネルを予測し、予測したチャネルベクトルと基準となる現在のチャネルベクトルとの差分ベクトルを計算し、チャネル情報直交化回路１４３ａに予測チャネルの差分ベクトルを出力する。チャネル情報直交化回路１４３ａは、入力された予測チャネルの差分ベクトルを、チャネル情報記憶回路１３２が出力する現在のチャネルベクトルに対して直交化して、直交化により得られたチャネルベクトルを、追加チャネル情報記憶回路１４４に出力する。チャネル情報記憶回路１３２と追加チャネル情報記憶回路１４４は、それぞれが記憶しているチャネルベクトル及び差分ベクトルをＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５に出力する。ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、入力された現在のチャネルベクトル、及び、差分ベクトルを基にヌルが追加された送信ウエイトを算出し、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌへ出力する。

図２４は、本実施形態における受信ウエイト処理部１７０の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図１９に示す第１の実施形態による受信ウエイト処理部１６０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。受信ウエイト処理部１７０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路１６２と、チャネル時変動予測回路１７３と、チャネル情報直交化回路１７３ａと、追加チャネル情報記憶回路１７４と、ＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１７５とを備えている。

チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報は、チャネル情報記憶回路１６２に保存される。チャネル情報記憶回路１６２に保存されたチャネル情報は、チャネル時変動予測回路１７３に出力される。チャネル時変動予測回路１７３は、チャネル時変動予測回路１４３と同様の処理により差分ベクトルを計算し、チャネル情報直交化回路１７３ａに予測チャネルの差分ベクトルを出力する。チャネル情報直交化回路１７３ａは、入力された予測チャネルの差分ベクトルを、チャネル情報記憶回路１６２が出力する現在のチャネルベクトルに対して直交化して、直交化により得られたチャネルベクトルを、追加チャネル情報記憶回路１７４に出力する。チャネル情報記憶回路１６２と追加チャネル情報記憶回路１７４は、それぞれが記憶しているチャネルベクトル及び差分ベクトルをＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１７５に出力する。ＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１７５は、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５と同様の処理により受信ウエイトを算出し、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌへ出力する。

次に、直交化差分ベクトル￣ｕの算出に関する詳細な説明を行う。以下では、送信ウエイトを算出する場合について説明する。
チャネル予測のアルゴリズム自体は第１の実施形態と同様、任意の方法を用いることができる。差分ベクトルｕは次式（１６）により定義される。

一方、チャネル時変動をチャネルベクトルのテーラー展開により表現した場合、以下の式（１７）のように表される。

上記の式（１７）から、式（１６）は、チャネルベクトルのテーラー展開の１次近似となる。
式（１６）を、直線外挿の式（１２）と比較すると、以下の式（１８）、式（１９）となる。

従って、差分ベクトルｕは、式（１８）により得られる。チャネル情報直交化回路１７３ａは、この差分ベクトルｕをチャネルベクトルｈに対して直交化する。チャネル情報直交化回路１７３ａは、チャネルベクトルｈへの直交化のため、式（１３）により得たチャネルベクトルｈの基底ベクトルｅを用いて、上記差分ベクトルｕから基底ベクトルｅ方向の成分をキャンセルする。

これにより得られた直交化差分ベクトル￣ｕは、元のチャネルベクトルｈに対して直交している。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、従来のＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３と同様に、チャネル情報記憶回路１３２に記憶された最新のチャネル情報を読み出す。加えて、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、追加チャネル情報記憶回路１４４に保存されたこの直交化差分ベクトル￣ｕも読み出して、ヌルを追加した送信ウエイトベクトルを算出する。

所望端末装置＃ｋへのウエイトｗ_ｋは、ｋ≠ｌ（エル）であるその他の端末装置＃ｌ（エル）へのチャネルベクトルｈ_ｌ及び直交化差分ベクトル￣ｕ_ｌに向けてヌル形成されており、次式（２１）を満たす。

ここで、差分ベクトルｕは、チャネルベクトルｈおよび直交化差分ベクトル￣ｕが張るベクトル空間上に存在する。このとき、直線外挿により予測されたチャネルベクトルは式（１６）を満たすため、式（１６）にウエイトｗ_ｋを乗算すると、以下の式（２２）となる。

従って、与干渉を低減する対象である、所望端末装置以外の端末装置へのチャネルベクトルと、その時変動先への差分ベクトルとにヌルを向けることで、所望端末装置以外の端末装置の時変動先にもヌルを向けることができる。

図２５は、本実施形態の基地局装置１１１における送信ウエイト算出処理の手順を示すフローチャートである。なお、同図において図２０に示す第１の実施形態の送信ウエイト算出処理の手順と同様の処理には同一の符号を付している。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、ｊ＝０として初期化する（ステップＳ１０５）。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、ｊに１を加算してカウントアップする（ステップＳ１１０）。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５とチャネル時変動予測回路１４３は、現在のｊの値に対応した端末装置１０２−ｊに対するチャネルベクトルｈ_ｊを、チャネル情報記憶回路１４２が記憶しているチャネル情報から取得する（ステップＳ１１５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、チャネル時変動予測回路１４３がチャネルベクトルｈ_ｊに基づいて実施したチャネル予測の結果として、端末装置１０２−ｊ（端末装置＃ｊ）に対する差分ベクトルｕ_ｊ（式（１６）に相当）を、チャネル時変動予測回路１４３から取得する（ステップＳ２２０）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、差分ベクトルｕ_ｊとチャネルベクトルｈ_ｊとが直交するよう式（１３）および式（２０）に従う直交化の処理をチャネル情報直交化回路１３３ａが実施した結果として、直交化差分ベクトル￣ｕ_ｊをチャネル情報直交化回路１３３ａから取得する（ステップＳ２２５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、全ての宛先の端末装置１０２のチャネルベクトルｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊを取得したか否かを判定する（ステップＳ１３０）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、残りの端末装置１０２があると判定した場合（ステップＳ１３０：ＮＯ）、ステップＳ１１０からステップＳ１３０までの処理を繰り返す。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、全ての宛先の端末装置１０２のチャネルベクトルｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊを取得したと判定した場合（ステップＳ１３０：ＹＥＳ）、チャネルベクトルｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊを各ｊに対して並べた拡張チャネル行列￣Ｈを生成する（ステップＳ２３５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１４５は、拡張チャネル行列￣Ｈの逆行列を計算した上で、直交化差分ベクトル￣ｕ_ｊに相当する列ベクトルを除き、チャネルベクトルｈ_ｊに相当する列ベクトル成分だけを抽出して、送信ウエイト行列￣Ｗを決定し（ステップＳ１４０）、処理を終了する。

これらの処理により、例えば端末装置１０２−１に向けての送信信号は、端末装置１０２−２〜１０２−Ｌと、それぞれの時変動予測先１０２−２’〜１０２−Ｌ’に対してもヌルが追加で形成された状態で送信される。よって、チャネル時変動が生じたとしても、ユーザ間干渉が抑圧された状態でマルチユーザＭＩＭＯを実現可能となる。

なお、本実施形態においても、ＺＦの行列演算に基づく演算処理を説明したが、ＭＭＳＥのような行列演算に基づくウエイト算出演算や、グラムシュミットの直交化手法などの直交化演算に基づくウエイト算出演算によっても実施可能である。

また、本実施形態では、基準のベクトルとして最新のチャネルベクトルを使用し、予測チャネルベクトルとの差分ベクトルを用いて追加ヌル形成を行う方法を例に説明したが、基準のベクトルとして予測チャネルベクトルを使用し、他の予測チャネルベクトルとの差分ベクトルを用いることとしても構わない。さらには、基準のベクトルとして最新のチャネルベクトルではなく、記憶している過去のチャネルベクトルを用いても構わない。

なお、受信ウエイト処理部１７０が受信ウエイトを算出する処理は、送信ウエイト処理部１４０が送信ウエイトを算出する処理と同様である。

［第３の実施形態］
上述した第１及び第２の実施形態では、各端末装置のアンテナ素子に対して、予測チャネルに基づいて１つずつ追加ヌルを形成する例を説明したが、予測チャネルをさらに追加で用意し、各端末装置のアンテナ素子について複数の追加ヌルを形成しても構わない。一括して逆行列演算によるウエイト算出を行う場合、元のチャネルと予測チャネルとの直交化に加え、予測チャネル間の直交化も実施する必要がある。本実施形態では、２つの予測チャネルに基づいて各端末装置のアンテナ素子に２つずつの追加ヌルを追加で形成する場合を説明する。

図２６は、本実施形態のウエイト算出に使用されるチャネル行列の構成例を示す図である。同図に示すように、本実施形態においては、直交化された追加の予測チャネルベクトルを各端末装置に対して２つ（（￣ｈ）及び（￣ｈ’））付加することにより、各端末装置に２つの追加ヌルを形成する場合を説明する。なお、端末装置＃１〜＃Ｌそれぞれの直交化された追加の予測チャネルベクトル（￣ｈ）、（￣ｈ’）をそれぞれ、直交化された追加の予測チャネルベクトル（￣ｈ_１）〜（￣ｈ_Ｌ）、（￣ｈ’_１）〜（￣ｈ’_Ｌ）とする。同図に示すように、拡張チャネル行列￣Ｈは、チャネル行列Ｈに、直交化された追加の予測チャネルベクトル（￣ｈ_１）〜（￣ｈ_Ｌ）及び（￣ｈ’_１）〜（￣ｈ’_Ｌ）を付加して生成される。

図２７は、本実施形態による無線通信システムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、本実施形態の無線通信システムは、基地局装置２０１と複数台の端末装置２０２とを備えて構成される。基地局装置２０１は、アンテナ素子を１本ずつ有するＬ台の端末装置２０２である端末装置２０２−１〜２０２−Ｌを収容している。基地局装置２０１は、各端末装置２０２−１〜２０２−Ｌそれぞれのチャネル時変動予測先として、任意のアルゴリズムＡに基づく時変動予測先２０２−１’〜２０２−Ｌ’と、アルゴリズムＡとは異なる任意のアルゴリズムＢに基づく時変動予測先２０２−１’’〜２０２−Ｌ’’に向けて追加ヌルを形成する。この場合、基地局装置２０１は、収容する端末装置２０２の台数であるＬ台分と、予測するチャネル時変動先（Ｌ−１）×２分で、計３Ｌ−２本以上のアンテナ素子が必要となる。一例として、アルゴリズムＡは１次の直線外挿予測、アルゴリズムＢは２次の外挿予測であっても良い。

基地局装置２０１は、図１７に示す第１の実施形態の示す送信ウエイト処理部１３０に代えて、図２８に示す送信ウエイト処理部２３０を有し、図１９に示す第１の実施形態の受信ウエイト処理部１６０に代えて、図２９に示す受信ウエイト処理部２６０を有する以外は、第１の実施形態の基地局装置１０１と同様の構成である。

図２８は、本実施形態の基地局装置２０１が備える送信ウエイト処理部２３０の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図１７に示す第１の実施形態による送信ウエイト処理部１３０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。送信ウエイト処理部２３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路２３２と、チャネル時変動予測回路２３３と、チャネル情報直交化回路２３３ａと、追加チャネル情報記憶回路２３４と、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５とを備えている。本実施形態においては、チャネル時変動予測回路２３３が、各端末装置２０２の各アンテナに対して２つのチャネル予測を実施し、追加チャネル情報記憶回路２３４が、各端末装置２０２の各アンテナへの２つのチャネルベクトルを記憶する。

上記構成において、チャネル情報取得回路８３１が取得したチャネル情報はチャネル情報記憶回路２３２に保存される。チャネル情報記憶回路２３２に保存されたチャネル情報はチャネル時変動予測回路２３３に出力される。チャネル時変動予測回路２３３は、任意の２つのチャネル予測アルゴリズムに基づいて各端末装置２０２について将来の２つのチャネル情報を予測し、チャネル情報直交化回路２３３ａに予測チャネルベクトルを出力する。チャネル情報直交化回路２３３ａは、元のチャネルベクトルと予測チャネルベクトルとの間の直交化、および予測チャネルベクトル同士の間の直交化を実施し、直交化により得られたチャネルベクトルを、追加チャネル情報記憶回路２３４に出力する。チャネル情報記憶回路２３２と、追加チャネル情報記憶回路２３４は、それぞれが記憶している各端末装置２０２の現在のチャネル情報と各端末装置２０２の２つずつの将来のチャネル情報とをＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５に出力する。ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は入力された各端末装置２０２の現在のチャネル情報と２つの将来のチャネル情報とに基づいて追加ヌル形成を行う送信ウエイトを算出し、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌへ出力する。

図２９は、本実施形態における受信ウエイト処理部２６０の構成例を示す概略ブロック図である。同図において、図１９に示す第１の実施形態による受信ウエイト処理部１６０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。受信ウエイト処理部２６０は、チャネル情報推定回路８６１と、チャネル情報記憶回路２６２と、チャネル時変動予測回路２６３と、チャネル情報直交化回路２６３ａと、追加チャネル情報記憶回路２６４と、ＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路２６５とを備えている。

チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報は、チャネル情報記憶回路２６２に保存される。チャネル情報記憶回路２６２に保存されたチャネル情報は、チャネル時変動予測回路２６３に出力される。チャネル時変動予測回路２６３は、チャネル時変動予測回路２３３と同様の処理により、各端末装置２０２について将来の２つのチャネル情報を予測し、チャネル情報直交化回路２６３ａに予測チャネルベクトルを出力する。チャネル情報直交化回路２６３ａは、２つの予測チャネルベクトルを元のチャネルベクトルに対して直交化し、さらに予測チャネルベクトル間も直交化した上で、直交化により得られたチャネルベクトルを、追加チャネル情報記憶回路２６４に出力する。チャネル情報記憶回路２６２と、追加チャネル情報記憶回路２６４は、それぞれが記憶している各端末装置２０２の現在のチャネル情報と各端末装置２０２の２つずつの将来のチャネル情報とをＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路２６５に出力する。ＭＵ−ＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路２６５は、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５と同様の処理により、入力された各端末装置２０２の現在のチャネル情報と２つの将来のチャネル情報とに基づいて追加ヌル形成を行う受信ウエイトを算出し、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌへ出力する。

次に、予測チャネルベクトルの複数の算出に関する説明を行う。以下では、送信ウエイトを算出する場合について説明する。
チャネル予測のアルゴリズムは、第１及び第２の実施形態と同様に任意の方法を用いることができる。本説明では、直線外挿及び２次外挿の２つの方法により２つのチャネル予測を行う例を紹介する。
まず、直線外挿による予測チャネルベクトルは、上述した式（１２）により得られる。一方、２次外挿に従う予測チャネルベクトルは、以下の式（２３）により得られる。

ここで、ｈ（ｔ_０）をある時刻ｔ_０におけるチャネルベクトルとして、２次外挿に従うチャネルベクトルを得るにはｈ（ｔ_−１）に加えてｈ（ｔ_−２）が必要であることから、チャネル情報記憶回路２３２は、チャネル時変動予測回路２３３が行うチャネル予測の種類によって、過去の複数のチャネル情報を記憶しておく必要がある。チャネル時変動予測回路２３３は、チャネル情報記憶回路２３２に記憶された複数の過去のチャネル情報に基づいて複数のチャネル予測を実施し、チャネル情報直交化回路２６３ａに出力する。チャネル情報直交化回路２６３ａは、式（１２）により得られた予測チャネルベクトル〜ｈを、式（１３）および式（１４）に従って、チャネルベクトルｈに対して直交化する。さらに、チャネル情報直交化回路２６３ａは、式（２３）により得られた予測チャネルベクトル〜ｈ’を、チャネルベクトルｈと、直交化された追加の予測チャネルベクトル￣ｈとに対して直交化する。
チャネル情報直交化回路２６３ａは、式（１３）により得た基底ベクトルと、式（２４）とに基づいて、チャネルベクトルｈに対して直交化する。

さらに、チャネル情報直交化回路２６３ａは、式（２４）に基づいて、式（２５）に示す予測チャネルベクトル〜ｈの基底ベクトルを導出する。

チャネル情報直交化回路２６３ａは、式（２４）に示す＾ｈ’から、予測チャネルベクトル〜ｈの基底ベクトル成分もキャンセルして、式（２６）に示す直交化予測チャネル￣ｈ’を導出する。

これにより得られた直交化予測チャネル￣ｈ’は、元のチャネルベクトルｈおよび予測チャネルベクトル￣ｈに対して直交する。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、追加チャネル情報記憶回路２３４に記録された複数の予測チャネル情報を、チャネル情報記憶回路２３２に記録されたチャネル情報とともに読み出して、複数の追加ヌルを形成した送信ウエイトベクトルを算出する。
このように、本実施形態では、複数の追加ヌルを形成する場合、チャネル情報直交化回路２６３ａは、本来のチャネルベクトルと、全ての予測チャネルベクトルのそれぞれが互いに直交関係となるよう、演算処理を行う。

図３０は、本実施形態の基地局装置２０１における送信ウエイト算出処理の手順を示すフローチャートである。なお、同図において図２０に示す第１の実施形態の送信ウエイト算出処理の手順と同様の処理には同一の符号を付している。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、ｊ＝０として初期化する（ステップＳ１０５）。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、ｊに１を加算してカウントアップする（ステップＳ１１０）。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５とチャネル時変動予測回路２３３は、現在のｊの値に対応した端末装置１０２−ｊに対するチャネルベクトルｈ_ｊを、チャネル情報記憶回路２３２が記憶しているチャネル情報から取得する（ステップＳ１１５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、チャネル時変動予測回路２３３がチャネルベクトルｈ_ｊに基づいて実施したチャネル予測の結果として、端末装置１０２−ｊ（端末装置＃ｊ）に対する予測チャネルベクトル〜ｈ_ｊ（式（１２）に相当）を、チャネル時変動予測回路２３３から取得する（ステップＳ３２０）。

さらに、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、チャネル時変動予測回路２３３がチャネルベクトルｈ_ｊに基づいて実施したチャネル予測の結果として、端末装置１０２−ｊ（端末装置＃ｊ）に対する予測チャネルベクトル〜ｈ’_ｊ（式（２３）に相当）を、チャネル時変動予測回路２３３から取得する（ステップＳ３２５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、予測チャネルベクトル〜ｈ_ｊとチャネルベクトルｈ_ｊとが直交するよう式（１３）および式（１４）に従う直交化の処理をチャネル情報直交化回路２３３ａが実施した結果として、直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊをチャネル情報直交化回路２３３ａから取得する（ステップＳ３３０）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、２次外挿に従う予測チャネルベクトル〜ｈ’_ｊと、チャネルベクトルｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊとが直交するよう、式（２４）から式（２６）までに従う直交化の処理をチャネル情報直交化回路２３３ａが実施した結果として、直交チャネルベクトル￣ｈ’_ｊをチャネル情報直交化回路２３３ａから取得する（ステップＳ３３５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、全ての宛先の端末装置１０２のチャネルベクトルｈ_ｊ、直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ’_ｊを取得したか否かを判定する（ステップＳ３４０）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、残りの端末装置１０２があると判定した場合（ステップＳ３４０：ＮＯ）、ステップＳ１１０からステップＳ３４０までの処理を繰り返す。
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、全ての宛先の端末装置１０２のチャネルベクトルｈ_ｊ、直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ’_ｊを取得したと判定した場合（ステップＳ３４０：ＹＥＳ）、チャネルベクトルｈ_ｊ、直交チャネルベクトル￣ｈ_ｊおよび直交チャネルベクトル￣ｈ’_ｊを各ｊに対して並べた拡張チャネル行列￣Ｈを生成する（ステップＳ３４５）。

ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５は、拡張チャネル行列￣Ｈの逆行列を計算した上で、予測チャネルベクトル〜ｈ_ｊ、予測チャネルベクトル〜ｈ’_ｊに相当する列ベクトルを除き、チャネルベクトルｈ_ｊに相当する列ベクトル成分だけを抽出して、送信ウエイト行列￣Ｗを決定し（ステップＳ１４０）、処理を終了する。

これらの処理により、例えば端末装置２０２−１に向けての送信信号は、端末装置２０２−２〜２０２−Ｌと、その時変動予測先２０２−２’〜２０２−Ｌ’、及び、２０２−２’’〜 ２０２−Ｌ’’に対して追加でヌル形成して送信される。よって、チャネル時変動が片方のチャネル予測と異なる方向であったとしても、これらのチャネル情報の線形結合で表されるチャネル情報に対してヌルが向いていれば、ユーザ間干渉が抑圧された状態でＭＵ−ＭＩＭＯを実現可能となる。

なお、本実施形態では１次の直線外挿予測と２次の外挿予測を用いる例を説明したが、これらの外挿予測が最新のチャネルベクトルｈ（ｔ_０）、過去の時刻ｔ_−１におけるチャネルベクトルｈ（ｔ_−１）、さらに過去の時刻ｔ_−２におけるチャネルベクトルｈ（ｔ_−２）の３つのチャネルベクトルの線形結合で表現できるのであれば、チャネルベクトルｈ（ｔ_０）、ｈ（ｔ_−１）、ｈ（ｔ_−２）に対してヌルを向ける送信ウエイトを用いる場合と、上述の実施形態は同様の効果を得ることができる。
この場合においても前述の実施形態と同様に、チャネル時変動予測回路２３３および追加チャネル情報記憶回路２３４は、実効的にはチャネル情報記憶回路２３２が記憶する最新のチャネル情報よりも古い過去の複数のチャネル情報の管理及び記憶を司り、これらの情報がＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路２３５に入力される構成とすれば良い。例えば、シフトレジスタ上でチャネル情報を管理するとすれば、チャネル情報の更新の都度、記憶された情報が一つずつシフトされ、最新の情報をチャネル情報記憶回路２３２で管理する情報、それ以前の複数のチャネル情報を追加チャネル情報記憶回路２３４で管理する情報、チャネル時変動予測回路２３３はチャネル情報の３段以上のシフト処理の管理を行う回路と見なしても構わない。

なお、本実施形態においても、ＺＦの行列演算に基づく演算処理を説明したが、ＭＭＳＥのような行列演算に基づくウエイト算出演算や、グラムシュミットの直交化手法などの直交化演算に基づくウエイト算出演算によっても実施可能である。

本実施形態では、第１の実施形態と同様、予測チャネルそのものを複数並べることで拡張チャネルを生成することとしたが、本実施形態は第２の実施形態と同様、現在、あるいは将来の特定のチャネルベクトルと、別の将来のチャネルベクトルとの差分ベクトルを複数冗長に並べたり、あるいは一部を差分ベクトル、一部を予測ベクトルそのものとして拡張チャネルを生成しても、それぞれ互いにチャネル間の直交化を実施していれば構わない。

また、本実施形態では、１つのチャネルベクトルに対して直線外挿及び２次外挿の２つのチャネル予測手法を用いて拡張チャネル行列を形成する場合を例として示したが、任意のチャネル予測手法を用いてよく、さらに３つ以上のチャネル予測手法を用いても構わない。また、同じチャネル予測手法を複数のパラメータにより用いることも可能である。

なお、受信ウエイト処理部２６０が受信ウエイトを算出する処理は、送信ウエイト処理部２３０が送信ウエイトを算出する処理と同様である。

［本発明に係る実施形態のその他の補足事項］
以下に、本発明に係る実施形態に関する幾つかの補足事項をまとめておく。
本発明の実施形態におけるダウンリンクのチャネル推定方法は、如何なる方法を用いることも可能である。例えばダウンリンクのチャネル情報を取得する場合、ダウンリンクで基地局装置が所定のトレーニング信号を送信し、端末装置側でそのトレーニング信号を基にチャネル推定を行い、所定の制御情報を収容した無線パケットを用いて基地局装置側に直接的にチャネル情報をフィードバックする方法（エクスプリシット・フィードバック法）を用いることも可能である。同様に、アップリンクで端末装置が所定のトレーニング信号を送信し、基地局装置側でそのトレーニング信号を基にアップリンクのチャネル推定を行い、得られたアップリンクのチャネル情報を基に所定のキャリブレーション処理の後にダウンリンクのチャネル情報を推定する方法（インプリシット・フィードバック法）を用いることも可能である。このように図１７のチャネル情報取得回路８３１の実現方法としては様々なバリエーションが有り得るが、本発明の実施形態ではチャネル情報取得回路８３１にてチャネル情報の取得が完了した後の処理であるため、従来技術のチャネル情報取得回路８３１において如何なるチャネル情報の取得方法を用いたとしても、その影響はない。すなわち任意のチャネル情報取得方法において、本発明の実施形態は適用可能である。

また以上の説明においては、簡単のため周波数成分を表す添え字を省略したり、更には個別の周波数成分に関する説明も省略されているところがあるが、一般的にチャネル情報や送受信ウエイト、さらには送信信号や受信信号などにおける全ての信号処理は全て周波数軸上で周波数成分毎に個別に規定され処理される。各信号処理回路の内部では、例えば送信側におけるＩＦＦＴ処理の前段までの信号処理（ビット列のインタリーブ処理、信号点のマッピング、信号の変調処理、送信ウエイトの乗算など）は全て周波数成分毎に行われるものであり、同様に受信側におけるＦＦＴ処理からの信号処理（受信ウエイトの乗算、信号検出処理、信号のデマッピング、デインタリーブ処理など）も全て周波数成分毎に行われる。このため、ダウンリンクにおけるチャネル情報の取得も周波数成分毎に実施され、同様に未来のチャネル情報の予測に関しても周波数成分毎に行うことになる。ただし、ダウンリンクのチャネル情報の取得は全周波数成分で個別に行うのが基本であるが、未来のチャネル予測の精度は単純なチャネル情報の取得よりも低いことが想定される。この場合、チャネル予測を全てのサブキャリアで実施する必要はなく、周波数成分をある程度間引いてチャネル予測を行い、予測チャネルベクトルは近傍の周波数成分のものを利用してもそれほど特性が劣化しないことが想定される。例えば、チャネル予測を３つの周波数成分に１回行う場合、予測を実施した周波数成分の前後の周波数成分に関しては、予測されたチャネルベクトルを活用するという構成であっても構わない。周波数方向の相関がさらに強ければ、より間引いてチャネル予測を行うこととしても構わない。

また回路構成上は、それぞれの周波数成分毎に個別の回路を備えても良いし、同一の処理を実施することから周波数成分毎にシリアルに順番に処理を行い、回路を周波数成分に対して共用化することも可能である。さらには、この中間的に、複数の回路を用意して、周波数成分を適宜分割し、複数の回路でパラレルな処理をシリアルに実施する処理としても構わない。これらは全ての実施形態に共通する。

端末装置が複数のアンテナ素子を備え、部分チャネル行列Ｈ^ｍａｉｎの次元が２次元以上となる場合、所望端末向けチャネル行列である部分チャネル行列Ｈ^ｍａｉｎの直交化は基地局装置側の送信ウエイトで行うことは必須ではなく、例えばブロック対角化法などの送信ウエイト生成法を用い異なる端末装置間の信号分離ができていれば、同一端末装置内の所望信号分離（信号ストリーム間干渉の抑圧）は端末装置側の信号処理で対処することが可能である。

また、ＯＦＤＭ変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイト（平均化送受信ウエイトベクトル及びリアルタイム送受信ウエイト行列）は全サブキャリアで共通の組み合わせの端末装置に対する送受信ウエイトを用いることになる。しかし、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal frequency-division multiple access）では、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末装置への割り当てを寄せ集めているため、時間（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数（サブキャリア）ごとに、割り当てられている端末装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。しかし、その差を除けばＯＦＤＭとＯＦＤＭＡとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書ではＯＦＤＭを中心に説明を行ったが、ＯＦＤＭＡにおいても全く同様に本発明の実施形態を適用することができる。

また、ＳＣ−ＦＤＥに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で平均化送信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で平均化受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のＳＣ−ＦＤＥで行われる処理をそのまま適用する構成としているために、全てのバリエーションのＳＣ−ＦＤＥに適用可能である。この場合には、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理の代わりにシングルキャリアでの信号処理を行った後、ダウンリンクであればシングルキャリアの時間軸上の信号に対してＦＦＴ処理を施すことで各周波数成分毎の信号成分を生成する。そして、これらの信号成分をＯＦＤＭ変調方式で生成される各サブキャリアの信号と見なして本発明の実施形態により生成された送信ウエイトを乗算すれば良い。同様にアップリンクであれば、受信信号に対してＦＦＴ処理を施した信号をＯＦＤＭ変調方式の場合と同様に扱い、本発明の実施形態により生成された送信ウエイトを乗算することで信号分離する。そして、その信号分離された周波数成分の信号に対してＩＦＦＴ処理を施すことで時間軸上のシングルキャリアの信号に変換すれば良い。この様に一部の信号処理にＯＦＤＭ変調方式とＳＣ−ＦＤＥでは差異があるが、送受信ウエイトの生成と乗算処理などは共通であり、これらどちらの信号方式であっても本発明の実施形態は適用可能である。
また、本明細書は、ＯＦＤＭ、ＯＦＤＭＡ等の広帯域なシステムを想定した記述となっているが、本発明の実施形態は狭帯域なシステムにおいても同様に適用可能である。

また更に、本明細書においては説明の都合上、「行ベクトル」と「列ベクトル」をあまり区別することなく扱っている。ベクトルの並びの方向を統一する厳密な数学上の表記であれは「転置」などの記号などを使って表記すべきである。しかし、本発明の実施において必要な情報はベクトルの各成分の値であり、そのベクトルが行ベクトルか列ベクトルであるかはあまり意味をもたないため、理解の容易さを優先して「行ベクトル」と「列ベクトル」を区別しない説明としている。

例えば、式（３）におけるチャネルベクトルｈ_ｉは行ベクトルであり、送信ウエイトベクトルｗ_ｊは列ベクトルである。そして、図１１に示すように、本発明の実施形態の送信ウエイト算出に使用される拡張部分チャネル行列Ｈ’^ｓｕｂは、送信ウエイト算出対象外の端末装置のチャネルベクトル及び予測チャネルベクトルを各行に並べたものである。つまり、ダウンリンクの場合、部分チャネル行列Ｈ^ｓｕｂに、行ベクトルの予測チャネルベクトルを付加する。
一方、アップリンクの場合には、各端末装置のチャネルベクトルは列ベクトルであり、受信ウエイトベクトルは列ベクトルである。従って、受信ウエイト算出に使用される拡張部分チャネル行列Ｈ’^ｓｕｂは、受信ウエイト算出対象外の端末装置のチャネルベクトル及び予測チャネルベクトルを各列に並べたものである。つまり、アップリンクの場合、部分チャネル行列Ｈ^ｓｕｂに、列ベクトルの予測チャネルベクトルを付加する。
図３１は、本発明の実施形態の受信ウエイトの算出に使用される拡張チャネル行列の構成例を示す。同図に示すように、アップリンクの場合、列ベクトルのチャネルベクトルｈ_２（ｔ）〜ｈ_Ｌ（ｔ）を各列に並べた部分チャネル行列Ｈ_１ ^ｓｕｂに、列ベクトルの予測チャネルベクトル（〜ｈ_２）〜（〜ｈ_Ｌ）を付加して、拡張部分チャネル行列Ｈ_１ ^ｓｕｂとする。

ヌルの数を空間多重伝送における信号の多重に必要な数よりも多く生成することが本実施形態の特徴である。本実施形態によれば、アンテナ多素子化の利点である高次のアンテナ自由度により、干渉が及ばないヌル点を、チャネル時変動が想定される複数の点に形成することができる。従って、アンテナ素子数を増加させた無線通信システムにおいて、演算量を抑えて、チャネル時変動環境下でのユーザ間干渉を効率的に抑える効果が得られる。

なお、各実施形態における基地局装置の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、上述した処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウエアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。更に、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

複数のアンテナ素子を有する基地局装置が同一周波数チャネルを用いて複数の端末装置と通信する無線通信システムに利用可能である。

１１ 送信部
１５ 受信部
８０ 基地局装置
８１ 送信部
８５ 受信部
８７ インタフェース回路
８８ ＭＡＣ層処理回路
１０１、１１１、２０１ 基地局装置
１０２−１、１０２−２、１０２−Ｌ、２０２−１、２０２−２、２０２−Ｌ 端末装置
１０２−１’、１０２−２’、１０２−Ｌ’、２０２−１’、２０２−２’、２０２−Ｌ’、２０２−１’’、２０２−２’’、２０２−Ｌ’’ 時変動予測先
１３０、１４０、２３０ 送信ウエイト処理部
１３２、２３２ チャネル情報記憶回路
１３３、１４３、２３３ チャネル時変動予測回路（予測チャネル情報生成部）
１３３ａ、１４３ａ、２３３ａ チャネル情報直交化回路（チャネル情報直交化部）
１３４、１４４、２３４ 追加チャネル情報記憶回路
１３５、１４５、２３５ マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路（ウエイト算出部）
１６０、１７０、２６０ 受信ウエイト処理部
１６２、２６２ チャネル情報記憶回路
１６３、１７３、２６３ チャネル時変動予測回路（予測チャネル情報生成部）
１６３ａ、１７３ａ、２６３ａ チャネル情報直交化回路（チャネル情報直交化部）
１６４、１７４、２６４ 追加チャネル情報記憶回路
１６５、１７５、２６５ マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路（ウエイト算出部）
８０１ 基地局装置
８０２−１、８０２−２、８０２−３ 端末装置
８１１−１、８１１−２、８１１−Ｌ 送信信号処理回路
８１２−１、８１２−２、８１２−Ｋ 加算合成回路
８１３−１、８１３−２、８１３−Ｋ ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４−１、８１４−２、８１４−Ｋ Ｄ／Ａ変換器
８１５ ローカル発振器
８１６−１、８１６−２、８１６−Ｋ ミキサ
８１７−１、８１７−２、８１７−Ｋ フィルタ
８１８−１、８１８−２、８１８−Ｋ ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９−１、８１９−２、８１９−Ｋ アンテナ素子
８２０ 通信制御回路
８３０ 送信ウエイト処理部
８３１ チャネル情報取得回路
８３２ チャネル情報記憶回路
８３３ マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路
８５１−１、８５１−２、８５１−Ｋ アンテナ素子
８５２−１、８５２−２、８５２−Ｋ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３ ローカル発振器
８５４−１、８５４−２、８５４−Ｋ ミキサ
８５５−１、８５５−２、８５５−Ｋ フィルタ
８５６−１、８５６−２、８５６−Ｋ Ａ／Ｄ変換器
８５７−１、８５７−２、８５７−Ｋ ＦＦＴ回路
８５８−１、８５８−２、８５８−Ｌ 受信信号処理回路
８６０ 受信ウエイト処理部
８６１ チャネル情報推定回路
８６２ マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路
８８１ スケジューリング処理回路

Claims (6)

1. 複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける前記基地局装置であって、
   前記端末装置のアンテナ素子と前記基地局装置の備えるアンテナ素子との間のチャネル情報により生成されるチャネルベクトルと、前記チャネルベクトルとは異なる追加のチャネルベクトルとを直交化するチャネル情報直交化部と、
   前記チャネルベクトルと、直交化した前記追加のチャネルベクトルである直交化チャネルベクトルとに基づいて、複数の前記端末装置に対して空間多重伝送を行うためのウエイトベクトルを一括して算出するウエイト算出部と、
   を備えることを特徴とする基地局装置。
2. 前記ウエイト算出部は、同時に空間多重伝送を行うＬ（２≦Ｌ）台の前記端末装置の中の第ｋ（１≦ｋ≦Ｌ）端末装置との通信に用いるウエイトベクトルを、ｊ≠ｋなる全ての第ｊ（１≦ｊ≦Ｌ）端末装置との一つまたは複数の前記チャネルベクトル及び一つまたは複数の前記直交化チャネルベクトルの全てに対し直交するように算出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。
3. 前記ウエイト算出部は、前記端末装置の前記直交化チャネルベクトルとして、前記端末装置の前記チャネルベクトルよりも過去に取得された一つまたは複数のチャネルベクトルを使用する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。
4. 前記端末装置の前記チャネルベクトル及び前記チャネルベクトルよりも過去に取得されたチャネルベクトルに基づいて、前記端末装置の時変動を予測したチャネル情報により生成される予測チャネルベクトルを生成する予測チャネルベクトル生成部をさらに備え、
   前記ウエイト算出部は、前記端末装置の前記直交化チャネルベクトルとして、前記予測チャネルベクトル生成部が生成した前記端末装置の前記予測チャネルベクトル又は該予測チャネルベクトルと前記チャネルベクトルの線形結合で表されるチャネルベクトルを使用する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。
5. 複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける前記基地局装置が実行するウエイト生成方法であって、
   前記端末装置のアンテナ素子と前記基地局装置の備えるアンテナ素子との間のチャネル情報により生成されるチャネルベクトルと、前記チャネルベクトルとは異なる追加のチャネルベクトルとを直交化するチャネル情報直交化ステップと、
   前記端末装置のアンテナ素子のチャネルベクトルと、直交化した前記追加のチャネルベクトルである直交化チャネルベクトルとに基づいて、複数の前記端末装置に対して空間多重伝送を行うためのウエイトベクトルを一括して算出するウエイト算出ステップと、
   を有することを特徴とするウエイト生成方法。
6. 複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムであって、
   前記基地局装置は、
   前記端末装置のアンテナ素子と前記基地局装置の備えるアンテナ素子との間のチャネル情報により生成されるチャネルベクトルと、前記チャネルベクトルとは異なる追加のチャネルベクトルとを直交化するチャネル情報直交化部と、
   前記端末装置のチャネルベクトルと、直交化した前記追加のチャネルベクトルである直交化チャネルベクトルとに基づいて、複数の前記端末装置に対して空間多重伝送を行うためのウエイトベクトルを一括して算出するウエイト算出部とを備える、
   ことを特徴とする無線通信システム。

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