JP4327207B2 - 無線通信方法及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立な信号系列を空間多重して送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列を元に受信局側でデータの復調を行うＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple -Output）通信を実現する高速無線アクセスシステムに係り、１つの無線局と他の複数の無線局が同時に、かつ、同一周波数チャネル上で空間多重して通信を行う無線通信方法及び無線通信装置に関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現している。ただし、ここでの伝送速度とは、物理レイヤ上での伝送速度であり、実際には、ＭＡＣ（Medium Access Control）レイヤでの伝送効率が５０〜７０％程度であるため、実際のスループットの上限値は、３０Ｍｂｐｓ程度である。

一方で、有線ＬＡＮの世界では、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）の１００Ｂａｓｅ−Ｔインタフェースを始め、各家庭にも光ファイバを用いたＦＴＴＨ（Fiber to the home）の普及から、１００Ｍｂｐｓの高速回線の提供が普及しており、無線ＬＡＮの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術としては、ＭＩＭＯ技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間に、Ｍ×Ｎ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_ｊ，ｉとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_ｉとし（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…，ｔ_Ｎ）を成分とする列ベクトルをＴｘ、第ｊ受信アンテナでの受信信号をｒ_ｊとし（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，…，ｒ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎ_ｊとし（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３，…，ｎ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。

この場合、次式（１）で示される関係が成り立つ。

したがって、受信局側で受信した受信信号Ｒｘをもとに、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。

このＭＩＭＯ通信においては、伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況で信号を送信することにより、最も効率的に通信を行うことができる。例えば、固有モードＳＤＭ（Space Division Multiplexing）方式を用いたＭＩＭＯ伝送においては、信号の伝送方向のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列Ｈを送信局側で取得できた場合に、この伝達関数行列Ｈに対応した送信信号の最適化を行う。具体的には、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役な行列がＨ^Ｈ（右肩の「Ｈ」の記号はエルミート共役を表す）の積を対角化可能なユニタリ行列Ｕを取得し、このユニタリ行列Ｕで送信信号を変換して信号を送信する。このユニタリ変換行列Ｕと伝達関数行列Ｈとの間には、次式（２）が成り立つ。

ここで、右辺の行列Λは、対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。このような特徴を持つユニタリ行列Ｕを列ベクトルＴｘに作用させて信号を送信することにより、数式（１）は、次式（３）に示すように変換される。

この変換により、送信信号は、ＭＩＭＯチャネル毎に直交化され、受信局側での処理において簡易なＺＦ（Zero Forcing）方式を用いた場合であっても、各送信信号をＭＩＭＯチャネル毎のＳＮＲ特性が良好になるように調整される。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルＴｘを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数（以降、「送信ウエイト」と呼ぶ）を与える。この送信ウエイトを用いることで、各ＭＩＭＯチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム（固有ビーム）に相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全ＭＩＭＯチャネルのチャネル容量Ｃの上限は、次式（４）で与えられる。

ここで、Ｂは帯域幅、Ｐ_ｉは第ｉ番のＭＩＭＯチャネルの総送信電力、σ^２は雑音電力の分散値を意味する。この数式（４）から、どの程度の伝送レートの伝送モード（ここではＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調方式と誤り訂正の符号化率との組み合わせにより規定されるモードを「伝送モード」と定義する）を適用可能か、また、さらにどの程度の数のＭＩＭＯチャネルを多重化できるかが推定できる。

ちなみに、数式（４）の中の送信電力Ｐ_ｉは、全てのＭＩＭＯチャネルに共通の値である必要はなく、また、各ＭＩＭＯチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることで、この送信電力Ｐ_ｉの値を最適化することが可能である。この中で、Ｐ_ｉ＝０となるＭＩＭＯチャネルが存在した場合、そのチャネルは、実際の伝搬には用いずに、他のＭＩＭＯチャネルに電力を配分した方が効率的であることを意味している。つまり、ＭＩＭＯの多重数を元々の上限値よりも少なく設定することになる。このようにして、多重化するＭＩＭＯチャネルの最適値を判定することも可能である。

上述した固有モードＳＤＭ技術は、送信局側で指向性を持った送信ビームを形成し、空間上で多重化する信号を受信局側で効率的に信号分離できるようにするものである。ここで、通常のＭＩＭＯ通信、すなわち、１つの送信局と１つの受信局との間で通信を行うことをシングルユーザＭＩＭＯと呼ぶ。無線ＬＡＮや、携帯電話等を例に見れば、基地局は、サイズ的に比較的大きく、端末局側は、ポータブルな端末であり、そのサイズは基地局よりも大幅に小さい。

このような小型端末の中に、ＭＩＭＯ通信のための複数のアンテナを実装しても、アンテナ間の間隔が短く、アンテナ相関が非常に大きくなってしまう。この場合、数式（４）における固有値λ_ｉの値は、小さくなる傾向にあり、実際に通信に利用できるＭＩＭＯチャネル数は、それほど多くはない。このようなケースにおいて、１つ１つの端末との間では、空間多重するＭＩＭＯチャネル数を少なくする一方、複数の異なる端末と同時に同一周波数チャネルで通信するマルチユーザＭＩＭＯ通信が有効である。

図７は、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示すブロック図である。図において、１０１は基地局、１０２〜１０４は端末局＃１〜＃３を示す。実際に１つの基地局が収容する端末局数は多数であるが、その中の数局を選び出し（図では端末局＃１〜＃３：１０２〜１０４）、通信を行う。

各端末局１０２〜１０４は、基地局１０１と比較して送受信アンテナ数が一般的に少ない。例えば、基地局１０１から端末局１０２〜１０４方向への通信（ダウンリンク）を行う場合を考える。基地局１０１は、多数のアンテナを用いて、複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末局１０２〜１０４に対して、それぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体としては、９系統の信号系列を送信する場合を考える。

その際、端末局１０２に対して送信する信号は、端末局１０３および端末局１０４方向には、指向性利得が極端に低くなるように調整し、この結果として端末局１０３および端末局１０４への干渉を抑制する。同様に、端末局１０３に対して送信する信号は、端末局１０２および端末局１０４方向には、指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末局１０４にも施す。

このように指向性制御を行う理由は、例えば、端末局１０２においては、端末局１０３および端末局１０４で受信した信号の情報を知る術がないので、端末局間での協調的な受信処理ができないためである。つまり、３本しかない端末局１０２のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末局１０２〜１０４には、他の端末局宛の信号が受信されないように、送信側である基地局１０１で干渉分離を事前に行う。

以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。例えば、図７において、端末局１０２の第１受信アンテナと基地局１０１の第ｊアンテナとの間の伝達関数をｈ_１ｊと表記することにする。基地局１０１のｊ＝１〜９の全てのアンテナに関する伝達関数を用い、行ベクトルｈ_１を（ｈ_１１，ｈ_１２，ｈ_１３，…，ｈ_１８，ｈ_１９）と表記する。同様に、端末局１０２の第２受信アンテナ、第３受信アンテナと基地局１０１との伝達関数をｈ_２ｊおよびｈ_３ｊとし、対応する行ベクトルｈ_２およびｈ_３を（ｈ_２１，ｈ_２２，ｈ_２３，…，ｈ_２８，ｈ_２９）、（ｈ_３ｌ，ｈ_３２，ｈ_３３，…，ｈ_３８，ｈ_３９）とする。

端末局１０３、端末局１０４の受信アンテナにも同様の連番を付与し、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９を、（ｈ_４１，ｈ_４２，ｈ_４３，…，ｈ_４８，ｈ_４９）〜（ｈ_９１，ｈ_９２，ｈ_９３，…，ｈ_９８，ｈ_９９）とする。加えて、基地局１０１が送信する９系統の信号をｔ_１〜ｔ_９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ^{［ａｌｌ］}＝（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字は、べクトル、行列の転置を表す。また、同様に、端末局１０２〜１０４の９本のアンテナでの受信信号をｒ_１〜ｒ_９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ^{［ａｌｌ］}＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，…，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ_１〜ｈ_９（第１から第９行成分とする行列）を、全体伝達関数行列Ｈ^{［ａｌｌ］}と表記する。

このように表記した場合、システム全体としては、次式（５）の関係が成り立つ。

これは、シングルユーザＭＩＭＯにおける数式（１）に対応する。同様に、数式（３）に示すような送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、数式（３）を、次式（６）に示すように書き換える。

さらに、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ_１〜ｗ_９に分解し、Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_８，ｗ_９）と表記すると、次式（７）に示すように表せる。

ここで、例えば、６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９と３つの列ベクトルｗ_１〜ｗ_３との乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、ｗ_１〜ｗ_３を選ぶことを考える。同様に、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３およびｈ_７〜ｈ_９と列ベクトルｗ_４〜ｗ_６との乗算、行ベクトルｈ_１〜ｈ_６と列ベクトルｗ_７〜ｗ_９との乗算の全てがゼロになるように選ぶことにする。これにより、数式（７）に示す９行９列の行列は、３行３列の９個の部分行列を用いて表記すると、次式（８）のように表すことができる。

ここで、部分行列Ｈ^［１］、Ｈ^［２］、Ｈ^［３］は、３行３列の行列であり、部分行列０は、成分が全てゼロの３行３列の行列である。このような条件を満たす変換行列Ｗを選択することで、数式（８）は、次式（９）、（１０）、（１１）の３つの関係式に分解できる。

ここで、Ｔｘ^［１］＝（ｔ_ｌ，ｔ_２，ｔ_３）^Ｔ、Ｔｘ^［２］＝（ｔ_４，ｔ_５，ｔ_６）^Ｔ、Ｔｘ^［３］＝（ｔ_７，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔ、Ｒｘ^［１］＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３）^Ｔ、Ｒｘ^［２］＝（ｒ_４，ｒ_５，ｒ_６）^Ｔ、Ｒｘ^［３］＝（ｒ_７，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔとした。このようにして、３つのシングルユーザＭＩＭＯ通信とみなすことができるようになる。

次に、送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９の決定方法の例を説明する。手順としては、端末局１０２に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を決定し、順次、端末局１０３に対する送信ウエイトベクトルｗ_４〜ｗ_６、端末局１０４に対する送信ウエイトベクトルｗ_７〜ｗ_９を決定する。

まず、第１ステップとして、端末局１０２〜１０４の６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９が張る６次元部分空間を張る６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求める。基底ベクトルを求める方法には、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。

まず、１つのベクトルｈ_４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを、次式（１２）で示す基底ベクトルｅ_４とする。

ここで、（ｈ_４ｈ_４ ^Ｈ）は、同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、ｈ_４を規格化することを意味する。次に、ベクトルｈ_５に着目し、このベクトルの中からｅ_４方向の成分をキャンセルしたベクトルｈ_５’を次式（１３）で求めた後、さらに、次式（１４）で示すように規格化する。

ここで（ｈ_５，ｅ_４ ^Ｈ）は、ｈ_５のｅ_４方向への射影を意味する。同様の処理を次式（１５）、（１６）に示すように行う。

ここで、数式（１５）のΣ_（ｉ）は、４≦ｉ≦ｊ−１（ｊは、５〜９の整数）の整数ｉに対する総和を意味する。つまり、既に確定した基底ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味する。このようにして、６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求めることができる。

次に、第２ステップとして、端末局１０２に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を求める。まず、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３から、ｅ_４〜ｅ_９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には、次式（１７）で表せる。

ここで、ｊは１〜３の整数であり、数式（１７）のΣ_（ｉ）は、４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和を意味する。このようにして求めたベクトルｈ_１’〜ｈ_３’に対し、適当な直交化処理を行う。簡単のために、ここでは、グラムシュミットの直交化を例として用いるが、例えば、ｈ_１’〜ｈ_３’により構成される３行９列の行列のＳＤＶ分解などのその他の方法を用いても良い。グラムシュミットの直交化法は、既に、数式（１２）〜数式（１６）で説明しているので詳細な説明を省略するが、次式（１８）〜（２２）のように求めることができる。

このようにして求める３次元空間の３つの基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３を求める。さらに、この基底ベクトルの複素共役ベクトルの転置ベクトル、すなわち、エルミート共役なベクトルを求めることで、ｗ_１＝ｅ_３ ^Ｈ、Ｗ_２＝ｅ_２ ^Ｈ、ｗ_３＝ｅ_３ ^Ｈとして送信ウエイトベクトル（列ベクトル）が求まる。

上述した数式（１２）〜数式（２２）までの処理により、端末局１０２に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を決定した。第３ステップとしては、同様の処理を端末局１０３及び端末局１０４に対しても施し、その結果として全ての送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９が求まる。

以上、従来技術による送信ウエイト行列の求め方である。
次に、図８は、従来技術による送信ウエイト行列Ｗの算出方法を説明するフローチャートである。まず、送信ウエイト行列の算出にあたり、全端末への伝達関数行列Ｈを取得する（ステップＳ１０２）。次に、宛先とする端末に通し番号を付与し、その番号をｋと表記した場合、まず、ｋを初期化する（ステップＳ１０３）。さらに、ｋをカウントアップし（Ｓステップ１０４）、着目しているｋ＝１に対応した端末局１０２に対する部分伝達関数行列（ここでは、便宜上、Ｈ^ｍａｉｎと表記する）を抽出し（ステップＳ１０５）、それ以外の宛先の端末局の部分伝達関数行列（ここでは、便宜上、Ｈ^ｓｕｂと表記する）を抽出する（ステップＳ１０６）。

次に、部分伝達関数行列Ｈ^ｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを｛ｅ_ｊ｝とおく（ステップＳ１０７）。次に、数式（１７）に相当する処理として、着目している端末局１０２に対する部分伝達関数行列Ｈ^ｍａｉｎから上記ステップＳ１０７で求めた基底ベクトル｛ｅ_ｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを次式（２３）のように示す行列（以下、これを行列チルダＨ^ｍａｉｎという）とする（ステップＳ１０８）。

さらに、数式（１８）〜数式（２２）に対応する処理として、行列チルダＨ^ｍａｉｎの行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを｛ｅ_ｉ｝とおく（ステップＳ１０９）。その後、｛ｅ_ｉ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（列ベクトル）として、端末局１０２宛の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｉ｝を決定する（ステップＳ１１０）。ここで、全ての宛先の端末局の送信ウエイトベクトルを検定済みか否かを判定し（Ｓ１ｌｌ）、残りの端末局があれば、ステップＳ１０４〜Ｓ１１０を繰り返す。一方、全ての宛先の端末局の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｉ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（ステップＳ１１２）、処理を完了する（ステップＳ１１３）。

なお、上述した説明では、端末局１０２〜１０４のそれぞれにおいて、各受信アンテナ毎の受信信号を線形合成するための受信ウエイトを仮定せずに説明したが、一般には、各端末局において用いるであろう受信ウエイトを想定し、その受信ウエイトを用いた場合に同様の端末局間の信号分離を行うことも可能である。

また、ここまでの説明では、全てシングルキャリアのシステムを仮定し、送信ウエイト行列は１つだけ求めれば良かった。現在、ＭＩＭＯ技術は、無線ＬＡＮ等で注目を集めているが、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ等の標準規格の無線ＬＡＮでは、マルチキャリアを用いたＯＦＤＭ変調方式を採用している。ＯＦＤＭ変調方式を用いるマルチユーザＭＩＭＯシステムの場合には、上述した処理を全てのサブキャリアにおいて個別に実施する必要がある。

次に、図９は、上述した各種処理を実現するための従来技術による送信局の構成例（シングルキャリアの場合）を示すブロック図である。図において、１１１ａはデータ分割回路、１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌはプリアンブル付与回路、１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌは変調回路、１１４ａは送信信号変換回路、１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔは無線部、１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔは送受信アンテナ、１１７ａは伝達関数行列取得回路、１１８ａは送信ウエイト算出回路、１１９ａは空間多重条件判定回路を表す。

なお、ここでは、空間多重する信号系列の総数をＬ（Ｌ＞２、Ｌは整数）とし、無線部１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔ及び送受信アンテナ１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔの系統数をＭ_Ｔとした。また、送信局側の構成としたが、一般には、基地局及び端末局は、送信機能および受信機能の双方を備えており、図９で示す構成は、その中の送信に関する機能のみを抜粋したものとなっている。したがって、受信のための機能は、ここには明記していない。また、ここでは、ダウンリンクでのマルチユーザＭＩＭＯを想定し、送信局側とは、基地局を暗に想定しているが、必ずしも基地局である必要はない。

図における無線部１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔ及び送受信アンテナ１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔでは、逐次信号の受信を個別に行う。例えば、送受信アンテナ１１６ａ−１にて受信された信号は、無線部１１５ａ−１にて周波数変換を施され、直交検波、Ａ／Ｄ変換等の所定の処理の後、伝達関数行列取得回路１１７ａにて各受信局の伝達関数情報を収集する。ここでの伝達関数情報の収集方法については、受信局側から伝達関数情報を、制御チャネルを用いてフィードバックする方法、伝搬チャネル推定用のプリアンブル信号を送受双方向で適宜交換する方法など、様々な方法が選択可能であり、如何なる方法を用いても構わない。

このようにして取得した各受信局毎の伝達関数行列の情報は、伝達関数行列取得回路１１７ａ内にて記録・管理しておく。空間多重条件判定回路１１９ａは、信号を送信する際に、どの受信局を同時に空間多重するか、及びその多重度をどのように設定するかを管理する。ここで、空間多重する受信局と多重度が規定されると、送信ウエイト算出回路１１８ａでは、先に示した条件に対応する送信ウエイト列ベクトル（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_ＭＴ−１，ｗ_ＭＴ）を算出する。これらの情報を送信信号変換回路１１４ａに入力する。

一方、送信すべきデータがデータ分割回路１１ｌａに入力されると、空間多重条件判定回路１１９ａが判定した空間多重する受信局と多重度（全受信局でＬ多重とする）の条件に合わせて、データをＬ系統に分割する。それぞれの信号は、プリアンブル付与回路１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌに入力され、所定のチャネル推定用プリアンブルが付与され、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌに入力される。変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌでは、所定の変調処理が行われ、この出力が送信信号変換回路１１４ａに入力される。ここでは、送信ウエイト算出回路１１８ａが算出したベクトル群をもとに、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌからの出力信号を成分とする送信信号ベクトルに対し、変換行列Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_ＭＴ−１，ｗ_ＭＴ）を乗算する。この乗算により変換されたＭ_Ｔ系統の信号は、無線部１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔにて直交変調、Ｄ／Ａ変換等の所定の処理の後に、周波数変換され、送受信アンテナ１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔを介して送信される。

以上がシングルキャリアの無線システムの例である。ＯＦＤＭ変調方式を用いるマルチユーザＭＩＭＯシステムの場合には、図１０に示すように、サブキャリア毎に同様の処理を行うことになる。

図９との差分としては、各信号系列は、データ分割回路１１１ｂにてサブキャリア毎に分割され、各サブキャリアで同様の処理を行う。また、各サブキャリアでプリアンブル付与回路１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌ、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌ、送信信号変換回路１１４ａに相当する処理を、プリアンブル付与回路１１２ｂ−１〜１１２ｂ−Ｌ、変調回路１１３ｂ−１〜１１３ｂ−Ｌ、送信信号変換回路１１４ｂにおいて並列的に実施する。その後、逆フーリェ変換処理をＩＦＦＴ回路１２０ｂ−１〜１２０ｂ−Ｍ_Ｔを実施し、無線部１１５ｂ−１〜１１５ｂ−Ｍ_Ｔ、送受信アンテナ１１６ｂ−１〜１１６ｂ−Ｍ_Ｔを介して送信される。

次に、図１１は、従来技術による受信局の構成例を示すブロック図である。ここでは、端末局が受信局となるダウンリンクを想定して説明を行う。この場合、マルチユーサＭＩＭＯシステムの場合でも、送信局側での送信指向性制御により、他の受信局宛の信号が干渉とならないように制御している。このため、受信局は、通常のシングルユーザＭＩＭＯと同様に受信処理を行えばよい。ここでは、１つの例として、３つのアンテナを備える場合について説明する。

図において、１２１ａ−１〜１２１ａ−３は受信アンテナ、１２２ａ−１〜１２２ａ−３は無線部、１２３ａはチャネル推定回路、１２４ａは受信信号管理回路、１２５ａは伝達関数行列管理回路、１２６ａは行列演算回路＃１、１２７ａは行列演算回路＃２、１２８ａは硬判定回路、１２９ａはデータ合成回路、１３０ａは信号検出部を示す。

まず、第１の受信アンテナ１２１ａ−ｌから第３の受信アンテナ１２１ａ−３は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１２２ａ−ｌ〜１２２ａ−３を経由して、受信した信号はチャネル推定回路１２３ａに入力される。送信側で付与した所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路１２３ａにて第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナ間の伝達関数を取得する。このようにして取得された伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路１２５ａにて伝達関数行列Ｈとして管理される。行列演算回路１２６ａでは、伝達関数行列管理回路１２５ａで管理された伝達関数行列Ｈをもとに、行列Ｈ^Ｈ、Ｈ^ＨＨ、（Ｈ^ＨＨ）^−１、（Ｈ^ＨＨ）^−１Ｈ^Ｈを順次、演算により求める。

一方、プリアンブル信号に後続するデータ信号は、１シンボル分ずつ受信信号管理回路１２４ａに入力される。受信信号管理回路１２４ａでは、各アンテナの受信信号（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３）を成分とした受信信号ベクトルＲｘとして一旦管理される。この受信信号ベクトルＲｘは、行列演算回路１２７ａにて、行列演算回路１２６ａで求めた行列（Ｈ^ＨＨ）^−ｌＨ^Ｈと乗算される。この信号は、送信信号ベクトルＴｘにノイズが乗った信号であるため、硬判定回路１２８ａにて信号判定され、各シンボル毎及び各系統の信号は、データ合成回路１２９ａで合成され、もとのユーザデータが再生されて出力される。

なお、上述した説明では、簡単のため、行列演算回路１２６ａ及び行列演算回路１２７ａでの処理は、ＺＦ（Zero Forcing）法と呼ばれる簡単なＭＩＭＯ信号検出法を仮定して説明を行ったが、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法や、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）法などを用いても構わない。また、ＺＦ法の説明として、正方行列以外の伝達関数行列Ｈを想定し、擬似逆行列（Ｈ^ＨＨ）^−１Ｈ^Ｈを用いる場合について説明したが、伝達関数行列Ｈが正方行列であれば、簡易に伝達関数行列Ｈの逆行列を用いても構わない。さらに、硬判定回路１２８ａでは、硬判定を行うことを仮定していたが、誤り訂正を組み合わせた軟判定を用いることも可能である。この場合には、データ合成回路１２９ａ内において誤り訂正をあわせて実施する。以上のような各バリエーションにおいては、図１１において点線で囲った信号検出部１３０ａの構成の詳細が変更する必要があるが、以下の説明においては、その具体例に依存しないので、ここではその詳細は省略する。

また、上述した説明では、シングルキャリアを前提としているが、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、図１２に示すように、１２３ａ〜１２８ａに示す処理回路がサブキャリア毎に個別に必要となり、全サブキャリアに対して、サブキャリア別信号処理回路１３２−１〜１３２−Ｋが配置される。また、無線部１２２ｂ−１〜１２２ｂ−３からの出力に対し、ＦＦＴ処理を行うためのＦＥＴ回路１３１−１〜１３１−３が配置され、サブキャリア毎の信号に分離し、サブキャリア毎のサブキャリア別信号処理回路１３２−１〜１３２−Ｋに入力される。

サブキャリア別信号処理回路１３２−１〜１３２−Ｋ内では、図１１の場合と同様に、プリアンブル信号を用いてチャネル推定等の処理を実施すると共に、プリアンブル信号に後続するデータ信号に対して１シンボルずつ分信号検出処理を実施する。サブキャリア別信号処理回路１３２−１〜１３２−Ｋからの各出力信号は、全サブキャリア分をデータ合成回路Ｉ２９ｂにて集約し、ここで、各サブキャリア毎、各シンボル毎及び各系統の信号は、データ合成回路１２９ｂで合成され、元のユーザデータが再生され出力される。

図１３は、従来方式における受信処理を説明するためのフローチャートである。従来技術においては、仮にマルチユーザＭＩＭＯ通信の場合であっても、基本的に送信側が送信指向性制御を行い、干渉除去を行っていることを前提とし、受信側では、特にマルチユーザＭＩＭＯ通信を意識した処理は行わない。つまり、通常のシングルユーザＭＩＭＯ通信の処理が行われる。

受信局は、信号を受信すると（ステップＳ２０１）、自局宛の全信号系列のチャネル推定を行い、これを伝達関数行列Ｈ^［ｉ］とする（ステップＳ２０２）。次に、該伝達関数行列Ｈ^［ｉ］をもとに、後続するデータ信号を受信し、信号検出処理を行う（ステップＳ２０３）。そして、全シンボルに対して信号検出が済んだか否かを判定し（ステップＳ２０４）、後続するシンボルにデータが存在する場合には、ステップＳ２０３に戻り、受信処理を継続する。一方、全シンボルの信号検出が完了した場合には、これまでの信号検出済みの信号からデータ合成・再生を行う（ステップＳ２０５）。

上述したように、従来技術によりマルチユーザＭＩＭＯ通信が実現可能であるが、実際の運用においては、信号の伝送方向のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列Ｈを送信局側で取得するにあたり、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報のフィードバックの遅延時間が問題となる。例えば、図８に示した従来技術における送信ウエイト行列Ｗの算出フローを実施する際、ステップＳ１０２にて取得する各端末局の伝達関数行列の算出時刻と、ステップＳ１１２の送信ウエイト行列を生成する時刻との間には若干の遅延がある。

さらに、実際には、この送信ウエイトを用いてデータを送信するのは更に後になる。通常、基地局と端末局との間のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列Ｈをフィードバックするためには、そのための制御情報を交換するための帯域が必要であり、このフィードバックに伴う帯域のロスを抑えるために、フィードバックの周期は比較的長めに設定される。

例えば、この周期が１０ｍｓ周期であったとするならば、データを送信するために用いる送信ウエイトは、１０ｍｓも過去の情報を用いて求めることになる。しかし、マルチパス環境においては、時間と共にチャネルが大きく変動し、その結果として各端末局間の送信信号は、互いの端末において干渉信号となる。つまり、上記数式（８）における非対角ブロックのゼロ行列部分に、次式（２４）に示すように干渉成分（ベクトル）Ｉ^{［ｉ，ｊ］}が発生する。

ここで、干渉成分Ｉ^{［ｉ，ｊ］}は、第ｊ端末局から第ｉ端末局への干渉を表す行列であり、各端末毎に複数の信号系列を同時に空間多重するために行列形式となっている。つまり、上記数式（９）〜数式（１１）は、次式（２５）〜次式（２７）のようになり、相互干渉により特性が劣化する。

ここで、発生する相互干渉を送信局側で予測することは不可能であり、受信局側において干渉信号を除去する必要がある。しかし、図７に示すように、各端末局が備えるアンテナ数は、実際に空間多重する信号系列の数よりも大幅に少ないため、受信局側における単純な線形処理では、特性を改善することは困難である。

例えば、端末局１０２における受信信号は、行列形式で表記すれば、次式（２８）のようになる。

ここで、行列（Ｈ^［１］ Ｉ^{［１，２］} Ｉ^{［１，３］}）に対してＱＲ分解を行ったとする。この行列は、３行９列の行列であり、直交行列Ｑは、３行３列、上三角行列Ｒは、３行９列であり、数式（２８）の左から直交行列Ｑのエルミート共役な行列を作用させることで次式（２９）のように式変形できる。

ここで、ｒ_ｉ，ｊは、上記の上三角行列の第（ｉ，ｊ）成分である。この行列に関する式の第３行目に着目すると、ｔ_１及びｔ_２の信号に関しては除去できている（つまり線形合成の係数がゼロである）が、ｔ_４〜ｔ_９の信号成分が混入している。つまり、自由度が足りないがために、干渉信号に対して線形演算によりヌル形成を行うことができない。

これに対して、非線形の演算を適用することを考えた場合、例えば、基地局と１つの端末局との間で空間多重してＭＩＭＯ伝送（この場合、マルチユーザＭＩＭＯ伝送ではなく、シングルユーザＭＩＭＯ伝送であり、現在想定している状況とは異なるのであるが）を行った場合の非線形処理を伴う信号検出方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
姜，鬼沢，浅井，太田，相河，"A Novel QR-Decomposition-Aided Near Maximum Likelihood Detector in OFDM-SDM Systems"，電子情報通信学会２００５年総合大会，Ｂ−５−１９６，２００５年３月

しかしながら、上述した非特許文献１において、受信局側は、空間多重する信号系列の総数が受信局の備えるアンテナ本数以下（同数でも良い）であることを前提としている。言い換えると、数式（２９）の形式で表した際のある行において、第（ｊ，ｊ）成分以外の成分が全てゼロになる必要がある。

元々、非特許文献１は、多数の信号系列を空間多重する場合において、受信側でＭＬＤ的な処理を行うと、演算量が爆発的に増大する問題を解決するための技術であったが、上記条件を満たしていないために、従来のＭＬＤ方式に対する演算の簡易化が適用できない。マルチユーザＭＩＭＯ伝送では、シングルユーザＭＩＭＯ伝送に比べ、より多くの信号系列を空間多重することになるため、簡易化を行わない限り、ＭＬＤ法の適用は、演算量的に非現実的な手段となる。

したがって、マルチユーザＭＩＭＯ伝送の受信端末側において発生するチャネルの時変動に伴う相互干渉の問題を解決するための、簡易な非線形処理を伴う信号検出方式が求められている。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、マルチユーザＭＩＭＯ通信を行う際に、全体の信号系列数よりも端末の受信アンテナ本数が少なくても、自局宛の信号の受信特性を向上させることができる無線通信方法及び無線通信装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、１つの第１の無線局と複数の第２の無線局とにより構成され、前記第１の無線局は、複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、前記第２の無線局は、複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群と、前記第２の無線局の全て、または、その一部が備える前記第２のアンテナ群とにより構成される伝搬路を介して複数の信号系統を同一周波数チャネル及び同一時刻に空間多重して通信する無線通信方法において、前記第２の無線局は、前記第１の無線局が送信する前記複数の信号系列が合成された信号を前記第２のアンテナ群において受信する信号受信ステップと、自局宛の信号系列の全てと、他局宛の信号系列の全て、または、一部とに対して、自局における前記第２のアンテナ群に関する伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得ステップと、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の任意の信号系列に関し、任意の信号点を前記第１の無線局が送信したと仮定した際に、自局における前記第２のアンテナ群における受信状態を推定したレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、前記レプリカ信号生成ステップで生成した１つ以上の信号系列のレプリカ信号を、前記信号受信ステップで取得した受信信号からキャンセルし、仮想的な受信信号を生成する特定信号キャンセル処理ステップと、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列を抽出するために、前記信号受信ステップで取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理ステップで取得した仮想的な受信信号のいずれかに対し、自局における前記第２のアンテナ群の各アンテナに対応する信号成分を線形合成するための受信ウエイトを取得する受信ウエイト取得ステップと、前記信号受信ステップで取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理ステップで取得した仮想的な受信信号のいずれかの各アンテナ毎の信号成分を、前記受信ウエイトを用いて線形合成する受信信号線形合成ステップと、前記受信信号線形合成ステップの出力に基づいて、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列に対し、実際に送信された予想される送信信号点候補を１つ以上選択する信号候補選択ステップと、信号系列毎に前記信号候補選択ステップで選択した送信信号点候補の組み合せを管理する選択済み信号候補管理ステップと、前記信号候補選択ステップで選択した、信号系列毎の送信信号点候補の各組み合せに対し、該組み合せの各信号成分に対し、前記特定信号キャンセル処理ステップを実施した結果として得られたベクトルを推定雑音ベクトルとみなし、該推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を求める推定雑音ベクトル絶対値演算ステップと、前記推定雑音ベクトル絶対値演算ステップで得られた推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を最小にする信号系列毎の送信信号点候補のひとつの組み合せを、前記選択済み信号候補管理ステップで管理する信号系列毎の送信信号点候補の全組み合せの中から検出する信号検出ステップと、前記信号検出ステップの出力信号から他局宛の信号を廃棄し、自局宛の信号のみを抽出する自局宛信号抽出ステップと、前記自局宛信号抽出ステップで抽出した自局宛の信号から、前記第１の無線局が自局宛に送信したデータを再生するデータ再生ステップとを含むことを特徴とする無線通信方法である。

本発明は、上記の発明において、前記第１の無線局が空間多重して送信した信号系列の全て、または、一部に対して順番に前記信号候補選択ステップを実施する際に、前記信号候補選択ステップを未実施の信号系列に対する推定受信利得を算出する推定受信利得算出ステップと、前記信号候補選択ステップを未実施の信号系列の中から前記推定受信利得が最大となる信号系列を１つ選択する次回処理信号系列選択ステップとを更に含むことを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備える無線局との間で、前記第１のアンテナ群と、自身が備える複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群とにより構成される伝搬路を介して、複数の信号系統を同一周波数チャネル及び同一時刻に空間多重して通信する無線通信装置であって、前記無線局が送信する前記複数の信号系列が合成された信号を前記第２のアンテナ群において受信する信号受信手段と、自局宛の信号系列の全てと、他局宛の信号系列の全て、または、一部とに対して、自局における前記第２のアンテナ群に関する伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の任意の信号系列に関し、任意の信号点を前記無線局が送信したと仮定した際に、自局における前記第２のアンテナ群における受信状態を推定したレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成手段と、前前記レプリカ信号生成手段で生成した１つ以上の信号系列のレプリカ信号を、前記信号受信手段で取得した受信信号からキャンセルし、仮想的な受信信号を生成する特定信号キャンセル処理手段と、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列を抽出するために、前記信号受信手段で取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理手段で取得した仮想的な受信信号のいずれかに対し、自局における前記第２のアンテナ群の各アンテナに対応する信号成分を線形合成するための受信ウエイトを取得する受信ウエイト取得手段と、前記信号受信手段で取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理手段で取得した仮想的な受信信号のいずれかの各アンテナ毎の信号成分を、前記受信ウエイトを用いて線形合成する受信信号線形合成手段と、前記受信信号線形合成手段の出力に基づいて、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列に対し、実際に送信されたと予想される送信信号点候補を１つ以上選択する信号候補選択手段と、信号系列毎に前記信号候補選択手段で選択した送信信号点候補の組み合せを管理する選択済み信号候補管理手段と、前記信号候補選択手段で選択した、信号系列毎の送信信号点候補の各組み合せに対し、該組み合せの各信号成分に対し、前記特定信号キャンセル処理手段を実施した結果として得られたベクトルを推定雑音ベクトルとみなし、該推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を求める推定雑音ベクトル絶対値演算手段と、前記推定雑音ベクトル絶対値演算手段で得られた推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を最小にする信号系列毎の送信信号点候補のひとつの組み合せを、前記選択済み信号候補管理手段で管理する信号系列毎の送信信号点候補の全組み合せの中から検出する信号検出手段と、前記信号検出手段の出力信号から他局宛の信号を廃棄し、自局宛の信号のみを抽出する自局宛信号抽出手段と、前記自局宛信号抽出手段で抽出した自局宛の信号から、前記第１の無線局が自局宛に送信したデータを再生するデータ再生手段とを備えたことを特徴とする無線通信装置である。

本発明は、上記の発明において、前記無線局が空間多重して送信した信号系列の全て、または、一部に対して、順番に、前記信号候補選択手段による送信信号点候補の選択を実施する際に、該送信信号点候補の選択が未実施の信号系列に対する推定受信利得を算出する推定受信利得算出手段と、前記信号候補選択手段による送信信号点候補の選択が未実施の信号系列の中から前記推定受信利得が最大となる信号系列を１つ選択する次回処理信号系列選択手段とを更に備えたことを特徴とする。

この発明によれば、第１の無線局が送信する複数の信号系列が合成された信号を第２のアンテナ群において受信し、自局宛の信号系列の全てと、他局宛の信号系列の全て、または、一部とに対して、自局における第２のアンテナ群に関する伝達関数情報を取得し、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の任意の信号系列に関し、任意の信号点を第１の無線局が送信したと仮定した際に、自局における第２のアンテナ群における受信状態を推定したレプリカ信号を生成し、該１つ以上の信号系列のレプリカ信号を、受信信号からキャンセルし、仮想的な受信信号を生成し、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列を抽出するために、受信信号、または、仮想的な受信信号のいずれかに対し、自局における第２のアンテナ群の各アンテナに対応する信号成分を線形合成するための受信ウエイトを取得し、受信信号、または、仮想的な受信信号のいずれかの各アンテナ毎の信号成分を、受信ウエイトを用いて線形合成し、線形合成した出力に基づいて、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列に対し、実際に送信されたと予想される送信信号点候補を１つ以上選択し、信号系列毎に、選択した送信信号点候補の組み合せを管理し、信号系列毎の送信信号点候補の各組み合せの各信号成分に対して前記特定信号キャンセル処理ステップを実施した結果として得られたベクトルを推定雑音ベクトルとみなし、該推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を算出し、該推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を最小にする信号系列毎の送信信号点候補のひとつの組み合せを、管理される信号系列毎の送信信号点候補の全組み合せの中から検出し、該検出結果から他局宛の信号を廃棄し、自局宛の信号のみを抽出し、該抽出した自局宛の信号から、第１の無線局が自局宛に送信したデータを再生する。したがって、マルチユーザＭＩＭＯ通信を行う際の端末局側において、空間多重を行う全体の信号系列数よりも受信アンテナ本数が少なくても、他局宛の干渉信号を的確に推定し、干渉をキャンセルすることで、自局宛の信号の受信特性を向上させることができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、第１の無線局が空間多重して送信した信号系列の全て、または、一部に対して、順番に、送信信号点候補の選択を実施する際に、送信信号点候補の選択が未実施の信号系列に対する推定受信利得を算出し、未実施の信号系列の中から推定受信利得が最大となる信号系列を１つ選択する。したがって、複数の信号系列を順番に抽出して信号検出する際に、個々の信号検出の精度を高めることができるという利点が得られる。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。

まず、本発明の基本動作について説明する。
説明を簡単にするために、図７における端末局１０２における処理に着目して説明する。伝達関数号列についても、基地局１０１の９本の送信アンテナと、端末局１０２の３本の受信アンテナのみを考える。但し、送信信号については、全端末宛の信号系列の信号としてｔ_１〜ｔ_９の全てを考慮する。数式（７）に示された伝達関数行列と送信ウエイト行列とを乗算した式の中で、端末局１０２に関する受信信号は、９行の行列の上側３行に対応し、この部分を抜き出した行列を次式（３０）のように定義する。なお、ｈ_ｊ，ｉは、数式（７）に示された伝達関数行列と送信ウエイト行列とを乗算した行列の第（ｊｉ）成分であり、受信端末から見た場合、基地局１０１における第ｉ信号系列を送信する仮想的な第ｉアンテナと端末局１０２の第ｊアンテナとの間の実効上の伝達関数に相当する。

さらに、この行のｋ列目から９列目を抜き出した行列を次式（３１）のように定義する。

また、送信信号の中のｔ_ｋ〜ｔ_９を抜き出した信号ベクトルを次式（３２）のように定義する。

ここで、数式（２８）に相当する数式は次式（３３）のように表すことができる。

さらに、送信信号ｔ_１〜ｔ_ｋ−１とｔ_ｋ〜ｔ_９とを分離し、数式（３３）を次式（３４）のように変形する。

上記数式（３４）は、以下のように理解することができる。数式（３４）の左辺の第２項の意図する意味は、第１〜第ｋ−１信号系列の送信信号がｔ_１〜ｔ_ｋ−１であった場合に、端末局１０２において、これらの信号が合成されて、端末局１０２の各受信アンテナでどのような信号が受信されるかを推定したレプリカ信号である。つまり、数式（３４）の左辺は、端末局１０２の実際の受信信号Ｒｘ^［ｋ］から第１〜第ｋ−１信号系列の送信信号がｔ_１〜ｔ_ｋ−１であった場合のレプリカ信号を減算した信号を示している。

数式（３４）の右辺は、第ｋ〜第９信号系列の送信信号がｔ_ｋ〜ｔ_９であった場合に、これらの信号が端末局１０２における各受信アンテナでどのように受信されるかを表した信号と、雑音ベクトルの和とを表す。つまり、これらの左辺と右辺とが一致することになる。これを利用して、以下の手順で順番に各送信信号を決定していく。

（手順１）
数式（３３）に対し、受信信号Ｒｘ^［１］から送信信号ｔ_１を推定するための受信ウエイトベクトル（行ベクトル）を、ｗ_ｒｘ ^［１］とする。この受信ウエイトは、端末局１０２宛の信号系列のうちのｔ_２およびｔ_３をキャンセルするのみでなく、ｔ_４〜ｔ_９からの干渉及び雑音も合わせて抑制するように選択すればよい。このための受信ウエイト決定の方法としては、ＭＭＳＥ法などが挙げられる。この受信ウエイトを数式（３３）の左から両辺に作用させることで、次式（３５）に示すように信号ｔ_１を抽出することができる。

つまり、雑音の線形合成した値ｎ_１’が十分に小さければ、送信信号が何であったかを推定することが可能となる。但し、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１などの無線ＬＡＮのようにＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ等の離散的な値のみを送信信号がとる場合、数式（３５）の雑音項をゼロとして求めた送信信号ｔ_１が実際の送信信号と一致することはない。そこで、ここでｎ_１’を０として求めた信号点の周りの近傍のＬ_１点を送信信号ｔ_１の候補とする。これを、次式（３６）のように表す。

次に、この信号が仮に基地局１０１より送信されたと仮定した場合に、端末局１０２の各アンテナで受信されるであろう信号のレプリカ信号は、次式（３７）で表される。

この表記を用いると、数式（３４）は、次式（３８）のように表記できる。

（手順２）
上記数式（３８）に対し、第２信号系列の信号ｔ_２を抽出するために、上述した（手順１）と同様に、受信ウエイトベクトルｗ_ｒｘ ^［２］を求める。求め方は、同様に、端末局１０２宛の信号系列のうちのｔ_３をキャンセルするのみでなく、ｔ_４〜ｔ_９からの干渉及び雑音も合わせて抑制するように選択すればよい。但し、既に、数式（３８）の両辺において、第１信号系列の信号ｔ１は、レプリカ信号をキャンセルしているので、信号ｔ_１に対する干渉抑圧は考慮しなくて良い。この受信ウエイトを用いることで、数式（３５）に対応する次式（３９）が得られる。

同様に、雑音項であるｎ_１’’を０として求めた信号点の周りの近傍のＬ２点を送信信号ｔ_２の候補とする。これを、次式（４０）のように表す。

ここで、各ｔ_１の候補点毎に送信信号ｔ_２の候補をＬ_２点求めるので、信号ｔ_２の候補を示す識別番号は、（ｌ_１，ｌ_２）で示され、全体としてＬ_１×Ｌ_２通りの組合せとなる。以下、同様の処理を順番に繰り返す。

（手順ｋ）
一般化するために、上記（手順１）、（手順２）、…、（手順ｋ−１）に続く手順を以下に示す。まず、第１〜第ｋ−１信号系列に関する信号点の候補に対する受信側のレプリカ信号の合成結果は、上述した数式（３７）を拡張して、次式（４１）のように表すことができる。

さらに、上記数式（４１）に対し、第ｋ信号系列の信号ｔ_ｋを抽出するために、受信ウエイトベクトルｗ_ｒｘ ^［ｋ］を求める。求め方は、同様に、第ｋ＋１〜第９信号系列の信号ｔ_ｋ＋１〜ｔ_９からの干渉及び雑音を抑制するように選択すればよい。この受信ウエイトを用いることで、上述した数式（３５）に対応する次式（４２）が得られる。

同様に、雑音項であるｎ_１’’’を０として求めた信号点の周りの近傍のＬ_ｋ点を送信信号ｔ_ｋの候補とする。これを、次式（４３）のように表す。

なお、数式（４２）の右辺の送信信号のｔ_ｋの係数Ｃ_ｋは、次式（４４）で与えられる。

上述した処理を（手順１）〜（手順９：ｋ＝９）まで実施する。なお、最後の（手順９）では、Ｌ_９＝１となるように実施する。なお、ここでの説明においては、全ての信号系列を考慮して処理を行った場合の例を示したが、ある信号系列に対し、干渉信号レベルが任意のしきい値以下であれば、その手順を省略しても構わない。ないしは、最初から考慮すべき信号系列の数の上限を決めて処理を進めてもよい。

（手順１０）
最後の処理として、実際の送信信号を推定・信号検出するために以下の処理を実施する。まず、上述したようにして求めた信号ｔ_１〜ｔ_９の候補点に対し、次式（４５）で表される誤差ベクトルを求める。

（ｌ_１，ｌ_２，…，ｌ_９）の全ての組合せに対してこの誤差ベクトルを求め、この誤差ベクトルの絶対値ないしは絶対値の近似値を最小にする（ｌ_１，ｌ_２，…，ｌ_９）を選択し、その結果得られた信号を送信信号として選択する。つまり、次式（４６）で与えられる。

以上が本発明の基本動作である。特徴としては、第ｋ信号系列に対する受信ウエイトｗ_ｒｘ ^［ｋ］の算出においては、第ｋ＋１〜第９信号系列および雑音を考慮して、これらの干渉を最小にするように受信ウエイトを求めればよい。この受信ウエイトの求め方としては、例えば、ＭＭＳＥ法を用いた場合には、次式（４７）のように表すことができる。

ここで、行列Ｇ_ｋは、第ｋ〜第９信号系列（つまり、残りの信号系列）に対する相関行列である。プリアンブル等の受信信号から直接求めるか、あるいは、次式（４８）で求めてもどちらでも良い。

なお、上記数式（４７）において、行列Ｉは単位行列、ρは信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）値を表す。さらに、伝達関数の右肩の「＊」の記号は、複素共役を示す。

上述した説明においては、第１〜第９系列の全ての信号を考慮し、かつ、順番も最初に与えられた順番に処理を行っていたが、最初に、所定の規則に従って、信号系列の番号を入れ替えて、異なる順序で、順番に（手順１）〜（手順９）を行っても良い。この場合、一般には、受信ウエイトを乗算した後の信号の利得が高い順番に処理を行うことが好ましい。つまり、ＳＮＲないしはＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise Ratio）の大きな信号系列ほど先に信号検出処理を行うということである。

ここで、ＳＩＮＲとしては、全信号系列に対するＳＩＮＲ値と、所定の信号系列を信号分離した後のＳＩＮＲ値とが考えられる。前者については先に述べた様に最初に順番を決めることになるが、後者の場合には、（手順ｋ）までに処理される信号系列を決めた後に（手順ｋ＋１）で処理する信号系列を決めることになる。

但し、基地局側においては、送信ウエイトにより、他局宛の信号系列の受信レベルが低くなるように制御しているはずであるので、このような順番の入れ替えを逐次行わなくても、最初に自局宛の信号系列を処理し、その後で他局宛の信号系列を処理するようにすれば、ある程度の信号検出の精度を達成することは可能である。つまり、上述した説明は、端末局１０２に着目して説明を行ったが、端末局１０３に着目するならば、第４〜第６信号系列の信号ｔ_４〜ｔ_６をまず先に処理することになる。

また、信号点の候補数Ｌ_１〜Ｌ_９に関しては、全体の候補数は、Ｌ_１×Ｌ_２×…×Ｌ_９で与えられる。最後に求める信号点の候補数Ｌ_９は、１に設定されるが、その他の候補数は、任意である。このＬ_９を１に設定することの意味は、Ｌ_９を２以上に設定しても、特性が改善されないことを意味しているに過ぎず、原理的には、最後の信号系列も任意の値であっても良い。

本来のＭＬＤ法の場合、一例として６４ＱＡＭを仮定すると、全ての信号系列で６４通りの信号の候補が存在し、全ての信号系列に対しては、６４^９通りと天文学的な組合せ数となる。しかし、例えば（Ｌ_１，Ｌ_２，…，Ｌ_９）を（１３，９，５，１，１，…，１）のように設定するならば、候補の数は、６４^９通りから１３×９×５＝５８５通りと減らすことが可能となり、演算量がある程度現実的な値に抑えられる。この値の組み合わせについては、自由に設定を行うことができる。

以下、上述した処理内容をフローチャートを参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態による受信局の信号検出処理を説明するためのフローチャートである。受言局は、信号を受信（ステップＳ１：信号受信ステップ）すると、全ての自局宛の信号と取得可能な他局宛の信号系列のチャネル推定を行い、各信号系列の実効上の伝達関数を取得する（ステップＳ２：伝達関数情報取得ステップ）。

ステップＳ２は、データ受信の前処理に相当し、以降でデータ受信における信号検出処理を実施する。ここでは、信号系列に適当な番号付けを行い、それを変数ｋで表している。次に、変数ｋをリセットし（ステップＳ３）、次の信号系列を処理するために、変数ｋを次の値となるように１だけ加算する（ステップＳ４）。この処理は、その他の管理方法であっても構わない。

そして、次に抽出する信号系列を選択する（ステップＳ５）。この方法については後述する。次に、既に選択済みの信号系列の信号点候補に対し、送信局側で、その信号を送信した場合に受信局側で受信されるであろう信号のレプリカを生成する（ステップＳ６：レプリカ信号生成ステップ）。ここでは、ｋ＝１の時、すなわち、最初の信号系列に関しては、レプリカ信号はゼロベクトルである。

一方、既に複数の信号系列の候補を選択済みの場合には、それらのレプリカを全て生成し、それらを合成したものとしてレプリカ信号を取得する。これに対し、実際の受信信号Ｒｘからそのレプリカ信号を減算した信号を取得する（ステップＳ７：特定信号キャンセル処理ステップ）。次に、抽出すべき信号系列に対する受信ウエイトを取得する（ステップＳ８：受信ウエイト取得ステップ）。

さらに、数式（４４）に相当する係数Ｃ_ｋを取得し（ステップＳ９）、実際の受信信号Ｒｘからそのレプリカ信号を減算した信号に対し、受信ウエイトを乗算して線形合成し、更に係数１／Ｃ_ｋを乗算することで、雑音が十分小さいと仮定した場合の抽出すべき信号系列の信号点を求める（ステップＳ１０：受信信号線形合成ステップ）。ここで、実際に送信信号としてとりうる値は、離散値であるのに対し、このステップＳ１０で求めた信号は、実際には、雑音や干渉等の影響で、離散値とはずれた値になる。したがって、推定される送信信号は、ステップＳ１０で求めた信号点の近傍の離散値のいずれかであり、１つ、または、複数の候補を選択する（ステップＳ１１：信号候補選択ステップ）。

これらの信号候補点は、既に選択済みの信号系列の信号点の組合せ毎に、新たに選択されるため、それらの組合せをメモリに記憶して管理する（ステップＳ１２：信号候補管理ステップ）。次に、考慮すべき全ての信号系列に対して、ステップＳ５〜ステップＳ１２までの処理を実施したかを判定し（ステップＳ１３）、まだ信号検出を行っていない信号系列が残っている場合には、ステップＳ４に戻り、変数ｋを更新して、ステップＳ５〜ステップＳ１２を繰り返す。

一方、全ての信号系列の処理が終わった場合には、全ての組合せの信号候補に対して誤差ベクトルを算出し、その絶対値、または、その近似値を算出する（ステップＳ１４：推定雑音ベクトル絶対値演算ステップ）。ここでの絶対値とは、複素ベクトルの絶対値の大きさを指し、誤差の幾何学的距離、ないしは、ユークリッド距離と呼ばれるものである。但し、これらの近似値としてマンハッタン距離等の演算量の少ない物理量で近似しても構わない。

次に、誤差ベクトルの絶対値を最小にする信号候補の組合せを選択する（ステップＳ１５：信号検出ステップ）。この時点では、他局宛の信号も含めて信号検出をしているが、必要なのは自局宛の信号のみなので、他局宛の信号を廃棄する（ステップＳ１６：自局宛信号抽出ステップ）。この信号検出結果は、一旦、メモリに記憶される。次に、全シンボルに対する信号検出が済んだか否かを判定し（ステップＳ１８）、後続するシンボルの信号検出を継続する場合には、ステップＳ３へ戻り、ステップＳ４〜ステップＳ１７の各処理を繰り返す。

一方、全シンボルの信号検出が完了したと判定された場合には、全体のシンボルを合成し、データを再生して信号を出力する（ステップＳ１９：データ再生ステップ）。ここでは、誤り訂正を実施したり、各種制御信号の終端などを合わせて行っても良い。

なお、上述した説明では、シングルキャリアを想定した説明になっているが、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア伝送であれば、複数サブキャリアに渡り、ステップＳ２〜ステップＳ１８の処理を実施し、ステップＳ１９にて全サブキャリアの信号を合成してデータを再生することになる。いずれにしても、ステップＳ２〜ステップＳ１８の処理は共通であり、この部分が本発明の特徴である。

ここで、ステップＳ８およびステップＳ９の処理においては、受信ウエイトｗ_ｒｘ ^［ｋ］およびＣ_ｋをこのステップで算出しても構わないが、実際の処理としては、シンボル毎の信号検出処理を行う前処理として、各信号系列ごとの受信ウエイトｗ_ｒｘ ^［ｋ］およびＣ_ｋを求めておき、それらを記憶したメモリからの読み出しを行う処理で置き換えることも可能であり、この方が処理の負荷は小さい。

さらに、上述した説明において、ステップＳ５において、次に抽出するべき信号系列の決定方法について明記していなかったが、実際には如何なる方法であっても良い。一般には、シンボル毎の信号検出処理を行う前に順番を決定し、シンボル毎の処理としてステップＳ３〜ステップＳ１８の繰り返し時には、先に決めた順序に沿って行うことになる。但し、ステップＳ３〜ステップＳ１８の繰り返しを実施しながら、逐次、ステップＳ５において順番を決定しても構わない。

以下には、シンボル毎の信号検出処理を行う前に順番を決定する場合の実施例を３つ示す。このシンボル毎の信号検出処理を行う前に順番を決定することの意味は、ステップＳ２とステップＳ３との間で、以下に説明する処理を実施するということを意味する。

図２は、本発明の実施形態による第１の信号系列処理順序の決定方法を説明するためのフローチャートである。最も簡単な例としては、まず、自局宛の信号を最初に、他局宛の信号が後になるように順番付けする方法である。順序の決定処理が開始されると（ステップＳ２１）、既に自局宛の信号系列の抽出順序を全て決定済みであるか否かを判定する（ステップＳ２２）。そして、決定済みでない自局宛の信号系列が残っていれば、その信号系列を１つ選択する（ステップＳ２３）。その後、ステップＳ２２に戻り、処理を繰り返す。

一方、決定済みでない自局宛の信号系列が残っていなければ、他局宛の信号系列も含め、想定される信号系列の抽出順序が全て決定済みであるか否かを判定する（ステップＳ２４）。そして、決定済みでない信号系列が残っていれば、その信号系列を１つ選択し（ステップＳ２５）、さらに、ステップＳ２４に戻り、処理を繰り返す。一方、信号系列の順序を全て決定済みであれば、当該処理を終了する（ステップＳ２６）。

上述した説明は、最も簡単な例であるが、実際には、前述したように、ＳＮＲ、または、ＳＩＮＫが大きな信号系列から先になるように信号抽出の順番を決めることが好ましい。次に、ＳＮＲ、または、ＳＩＮＲを基準とした信号系列抽出順序決定方法について説明する。

図３は、本発明の実施形態による第２の信号系列処理順序の決定方法を説明するためのフローチャートである。図３においては、順序の決定処理が開始されると（ステップＳ３１）、変数ｋをリセットし（ステップＳ３２）、変数ｋを次の値となるように１だけ加算する（ステップＳ３３）。ここでも適当な番号付けを行うための変数ｋを用いて説明を行う。次に、自局に関する全体の伝達関数行列から、残りの信号系列に関する伝達関数部分を抽出する（ステップＳ３４）。

さらに、上記部分的な伝達関数行列の中の各信号系列に対する列成分を抜き出し（ステップＳ３５）、各信号系列に対する受信ウエイトを算出する（ステップＳ３６）。次に、受信ウエイトを行ベクトルとみなし、ステップＳ３５で抜き出した列成分を列ベクトルとみなした場合、各ベクトルの積を求め、各信号系列毎にＣ_ｊ ^（ｋ）とする（ステップＳ３７：推定受信利得算出ステップ）。該Ｃ_ｊ ^（ｋ）の値は、残りの信号系列に対し、受信ウエイトｗ_ｒｘ ^［ｉ］を用いて第ｊ信号系列を抜き出す場合の受信利得に相当する物理量である。

したがって、この値が最大となる信号系列を選択し、これを次に処理すべき信号系列として管理する（ステップＳ３８：次回処理信号系列選択ステップ）。その後、想定した全ての信号系列に対して順番を決定したか否かを判定し（ステップＳ３９）、残りの信号系列があれば、ステップＳ３３に戻り、ステップＳ３４〜ステップＳ３８を繰り返す。一方、全ての信号系列に対して順番を決定済であれば、当該処理を終了する（ステップＳ４０）。

次に、図４は、本発明の実施形態による第３の信号系列処理順序の決定方法を説明するためのフローチャートである。なお、図３と同じステップには同一の符号を付けて説明を省略する。図４においては、次に抽出する信号系列の順番決定の基準とし、ＳＮＲ値に比例関係にある物理量の代わりに、ＳＩＮＲに比例関係にある物理量を採用する。

具体的には、ステップＳ３７の代わりに、まず、第ｊ信号系列に対する受信ウエイトｗ_ｒｘ ^［ｊ］を用いた場合に、第ｉ信号系列が受信される際の利得の推定値として次式（４９）で示されるＣ_ｊ，ｉ ^（ｋ）を求める（ステップＳ４１）。

さらに、自局宛の信号に対する利得と他局宛の信号に対する利得および受信ウエイトを考慮した雑音電力との比率として以下の式（５０）の式で与えられるＣ_ｊ ^（ｋ）を求める（ステップＳ４２：推定受信利得算出ステップ）。

このようにして求めた基準に対し、図３と同様に、ステップＳ３８として、次回処理信号系列選択ステップを実施する。その他の処理は図３の処理と同様である。
なお、ここで、式（５０）のｗ_ｒｘ ^［ｋ］（ｗ_ｒｘ ^［ｋ］）^Ｈの項は、受信ウエイトｗ_ｒｘ ^［ｋ］を用いた場合に雑音が強調される効果を考慮したものであるが、ＳＩＮＲの代わりにＳＩＲを用いるならば、以下の式（５１）を用いて同様の処理を行っても構わない。

なお、前述したように、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア伝送であれば、複数サブキャリアに渡り、ステップＳ３１〜ステップＳ４０、または、ステップＳ２１〜ステップＳ２６の処理を実施する。あるいは、あるサブキャリアに対して求めた順番を用いて、その他のサブキャリアにおいても同一の順番で処理を行っても良い。いずれにしても、少なくとも、あるサブキャリアに対して、上述した処理を実施することが本発明の特徴である。

次に、上述した実施形態による処理内容を実現する無線局について説明する。
図５は、本実施形態による第２の無線局の受信部の構成例（シングルキャリア）を示すブロック図である。図において、１ａ−１〜１ａ−３はアンテナ、２ａ−１〜２ａ−３は無線部、３ａはチャネル推定回路、４ａは受信信号管理回路、５ａは伝達関数行列管理回路、６ａは抽出順序管理回路、７ａは受信ウエイト算出回路、８ａはレプリカ生成回路、９ａはレプリカキャンセル回路、１０ａは受信ウエイト乗算回路、１１ａは信号候補選択回路、１２ａは信号候補組み合わせ情報管理回路、１３ａは誤差ベクトル絶対値算出回路、１４ａは信号検出回路、１５ａは他局宛信号廃棄回路、１６ａはデータ合成回路、１７ａは逐次信号キャンセル処理回路である。

まず、各受信アンテナ１ａ−１〜１ａ−３は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部２ａ−１〜２ａ−３を経由して、受信した信号は、チャネル推定回路３ａに入力される。送信側で付与した所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路３ａにて各信号系列と受信アンテナとの間の伝達関数を取得する。このようにして取得された伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路５ａにて伝達関数行列として管理される。この際、チャネル推定回路３ａでは、自局宛の信号系列以外のプリアンブル信号に対しても相関をとり、伝達関数情報を取得する。

このようにして取得された伝達関数情報は、抽出順序管理回路６ａ、受信ウエイト算出回路７ａ、レプリカ生成回路８ａ、レプリカキャンセル回路９ａに入力される。抽出順序管理回路６ａでは、図２乃至図４に示したような任意の手法で空間多重された複数の信号系列の中から信号抽出を行うための信号系列の順番を決定・管理する。この順番は、逐次信号キャンセル処理回路１７ａ内で、逐次、順番に信号を分離する際の処理順序を規定するものであり、逐次信号キャンセル処理回路Ｉ７ａは、抽出順序管理回路６ａから指示される順番で信号処理する。

ここまでの説明は、チャネル推定用のプリアンブル信号が受信された際の処理であるが、このプリアンブル信号に後続して各端末局宛であるデータが空間多重された状態で受信される。チャネル推定回路３ａを介して受信信号管理回路４ａに入力された受信信号は、逐次信号キャンセル処理回路１７ａ内のレプリカキャンセル回路９ａに入力される。

以降、まず、上述した（手順１）で説明した処理を実施する。レプリカキャンセル回路９ａにおいては、レプリカ信号をキャンセルするが、ｋ＝１に対するレプリカ信号は、規定されていない。このため、レプリカキャンセル回路９ａから受信ウエイト乗算回路１０ａへの出力は、元々の受信信号Ｒｘのままである。ここで、抽出順序管理回路６ａから指示された信号系列を抽出するための受信ウエイトを受信ウエイト算出回路７ａから取得し、受信信号Ｒｘに受信ウエイトを乗算する。この結果は、信号候補選択回路１１ａに出力され、ここで、数式（３５）における雑音項が小さくなるような送信信号点の候補が選択される。この結果は、信号候補組み合せ情報管理回路１２ａで管理される。

この後、上述した（手順２）以降の処理を行う。処理は、全ての信号系列（例えば、図７に示す例では、９個の信号系列を空間多重しているので（手順９）まで）に対して実施する。例えば、（手順２）では、ｋ＝２として、まず、既に候補を選択済みの信号系列に対し、それぞれが送信側より送信された場合に受信側で受信されるであろうレプリカ信号を生成する。このレプリカ信号をレプリカキャンセル回路９ａに入力し、受信信号とレプリカ信号との差分を算出し、これを受信ウエイト乗算回路１０ａに入力する。この結果に対しても、信号候補選択回路１１ａにて同様の処理を行い、数式（３９）における雑音項が小さくなるような送信信号点の候補が選択される。この結果は、信号候補組み合せ情報管理回路１２ａで管理される。

上述した処理を（手順９）まで行った後、信号候補組み合せ情報管理回路１２ａにて管理された全ての信号系列に対する候補の組合せに対し、レプリカ生成回路８ａにてレプリカ生成を行い、これをレプリカキャンセル回路９ａにて受信信号からキャンセルする。この結果として、数式（４５）に対応する最終的な誤差ベクトルを算出し、これを誤差ベクトル絶対値算出回路１３ａに出力する。誤差ベクトル絶対値算出回路１３ａでは、誤差ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を算出し、その結果を信号検出回路１４ａに出力する。

信号検出回路１４ａでは、多数の組合せ候補の中から、誤差ベクトルの絶対値が最小になる組み合わせを検索し、その組み合わせにおける各信号系列の信号を他局宛信号廃棄回路１５ａに出力する。他局宛信号廃棄回路１５ａでは、自局宛以外の信号系列に対する信号検出結果を廃棄し、自局宛の信号のみをデータ合成回路１６ａに出力する。データ合成回路１６ａでは、複数シンボルに渡る一連の受信信号から、送信局側に入力されたデータを受信局側において再生し、これを出力する。

以上が基本的な動作であるが、従来方式における図１１に対する図１２のように、シングルキャリアを用いたシステムのみならず、ＯＦＤＭ等のマルチキャリアのシステムにおいても拡張可能である。

図６は、本発明の実施形態による第２の無線局の受信部の構成例（ＯＦＤＭ）を示すブロック図である。図６において、チャネル推定回路３ｂ〜他局宛信号廃棄回路１５ｂは、図５に示すチャネル推定回路３ａ〜他局宛信号廃棄回路１５ａに同一の機能を有し、サブキャリア毎に用意され、全てのサブキャリアに対して、全Ｋ面（サブキャリア数をＫとした場合）のサブキャリア別信号処理回路１８−１〜１８−Ｋを備えている。

また、無線部２ｂ−１〜２ｂ−３からの出力信号に対し、それぞれＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路１９ｂ−ｌ〜１９ｂ−３が用意されている。ＦＦＴ回路１９ｂ−ｌ〜１９ｂ−３では、ＦＦＴ処理により各サブキャリア成分に分離し、それぞれをサブキャリア別信号処理回路１８−１〜１８−Ｋに入力する。また、各サブキャリア別信号処理回路１８−１〜１８−Ｋからの出力信号は、データ合成回路１６ｂにて、全信号系列、全サブキャリア、全シンボルの情報を集約し、送信局側に入力されたデータを受信局側において再生し、これを出力する。

なお、ＯＦＤＭ等のマルチキャリアのシステムの説明において、サブキャリア数をＫとしたが、一部に当該ユーザのデータを含まないパイロット信号等の他の目的の信号のためのサブキャリアを含む場合には、それらを除いたサブキャリア数をＫとみなせばよい。

上述した実施形態によれば、マルチユーザＭＩＭＯ通信を行う際の端末局側において、時変動等の影響で十分に他局宛の干渉信号が除去できない場合において、空間多重を行う全体の信号系列数よりも端末の受信アンテナ本数が少なくても、他局宛の干渉信号を的確に推定し、干渉をキャンセルすることで、自局宛の信号の受信特性を向上させることができる。

なお、上述した実施形態においては、アンテナの本数など、各種パラメータを特定の条件に仮定して説明を行ったが、当然ながらその他の一般的なパラメータによって実施可能である。また、複数の端末局の中で、同時に空間多重を行う端末局が固定的な場合であっても、あるいは、時間と共に適応的に一部のユーザを選択してマルチユーザＭＩＭＯ通信を行う場合であっても、本発明は適用可能である。

さらに、上述の実施例においては、基地局側にて空間多重した信号系列の全てを考慮して、９つの信号系列に対し手順１から手順９の処理を説明していたが、他局宛の信号系列の一部を処理の対象外とすることも同様に適用可能である。

すなわち、上述した実施形態は、全て本発明を例示的に示すものであって、限定的に示すものではなく、本発明は、他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は、特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

本発明の実施形態による受信局の信号検出処理を説明するためのフローチャートである。 本発明の実施形態による第１の信号系列処理順序の決定方法を説明するためのフローチャートである。 本発明の実施形態による第２の信号系列処理順序の決定方法を説明するためのフローチャートである。 本発明の実施形態による第３の信号系列処理順序の決定方法を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による第２の無線局の受信部の構成例（シングルキャリアの場合）を示すブロック図である。 本発明の実施形態による第２の無線局の受信部の構成例（ＯＦＤＭの場合）を示すブロック図である。 マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示すブロック図である。 従来技術による送信ウエイト行列Ｗの算出方法を説明するフローチャートである。 従来技術による送信局の構成例（シングルキャリアの場合）を示すブロック図である。 従来技術における送信局側の構成例（ＯＦＤＭの場合）を示すブロック図である。 従来技術における第２の無線局の受信部の構成例（シングルキャリアの場合）を示すブロック図である。 従来技術における第２の無線局の受信郎の構成例（ＯＦＤＭの場合）を示すブロック図である。 従来技術による受信処理を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

１ａ−１〜１ａ−３、１ｂ−１〜１ｂ−３ 受信アンテナ（第２のアンテナ群）
２ａ−ｌ〜２ａ−３、２ｂ−ｌ〜２ｂ−３ 無線部（信号受信手段）
３ａ、３ｂ チャネル推定回路（伝達関数情報取得手段）
４ａ、４ｂ 受信信号管理回路
５ａ、５ｂ 伝達関数行列管理回路
６ａ、６ｂ 抽出順序管理回路
７ａ、ｂ 受信ウエイト算出回路（受信ウエイト取得手段）
８ａ、８ｂ レプリカ生成回路（レプリカ信号生成手段）
９ａ、９ｂ レプリカキャンセル回路（特定信号キャンセル処理手段）
１０ａ、１０ｂ 受信ウエイト乗算回路（受信信号線形合成手段）
ｌｌａ、１１ｂ 信号候補選択回路（信号候補選択手段、推定受信利得算出手段、次回処理信号系列選択手段）
１２ａ、１２ｂ 信号候補組合せ情報管理回路（選択済み信号候補管理手段）
１３ａ、１３ｂ 誤差ベクトル絶対値算出回路（推定雑音ベクトル絶対値演算手段）
１４ａ、１４ｂ 信号検出回路（信号検出手段）
１５ａ、１５ｂ 他局宛信号廃棄回路（自局宛信号抽出手段）
１６ａ、１６ｂ データ合成回路（データ再生手段）
１７ａ、１７ｂ 逐次信号キャンセル処理回路
１８−１〜１８−Ｋ サブキャリア別信号処理回路
１９−１〜１９−３ ＦＥＴ回路
１０１ 基地局
１０２〜１０４ 端末局

Claims (4)

1. １つの第１の無線局と複数の第２の無線局とにより構成され、前記第１の無線局は、複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、前記第２の無線局は、複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群と、前記第２の無線局の全て、または、その一部が備える前記第２のアンテナ群とにより構成される伝搬路を介して複数の信号系統を同一周波数チャネル及び同一時刻に空間多重して通信する無線通信方法において、
   前記第２の無線局は、
   前記第１の無線局が送信する前記複数の信号系列が合成された信号を前記第２のアンテナ群において受信する信号受信ステップと、
   自局宛の信号系列の全てと、他局宛の信号系列の全て、または、一部とに対して、自局における前記第２のアンテナ群に関する伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得ステップと、
   自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の任意の信号系列に関し、任意の信号点を前記第１の無線局が送信したと仮定した際に、自局における前記第２のアンテナ群における受信状態を推定したレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、
   前記レプリカ信号生成ステップで生成した１つ以上の信号系列のレプリカ信号を、前記信号受信ステップで取得した受信信号からキャンセルし、仮想的な受信信号を生成する特定信号キャンセル処理ステップと、
   自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列を抽出するために、前記信号受信ステップで取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理ステップで取得した仮想的な受信信号のいずれかに対し、自局における前記第２のアンテナ群の各アンテナに対応する信号成分を線形合成するための受信ウエイトを取得する受信ウエイト取得ステップと、
   前記信号受信ステップで取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理ステップで取得した仮想的な受信信号のいずれかの各アンテナ毎の信号成分を、前記受信ウエイトを用いて線形合成する受信信号線形合成ステップと、
   前記受信信号線形合成ステップの出力に基づいて、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列に対し、実際に送信されたと予想される送信信号点候補を１つ以上選択する信号候補選択ステップと、
   信号系列毎に前記信号候補選択ステップで選択した送信信号点候補の組み合せを管理する選択済み信号候補管理ステップと、
   前記信号候補選択ステップで選択した、信号系列毎の送信信号点候補の各組み合せの各信号成分に対して前記特定信号キャンセル処理ステップを実施した結果として得られたベクトルを推定雑音ベクトルとみなし、該推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を算出する推定雑音ベクトル絶対値演算ステップと、
   前記推定雑音ベクトル絶対値演算ステップで算出した推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を最小にする信号系列毎の送信信号点候補のひとつの組み合せを、前記選択済み信号候補管理ステップで管理する信号系列毎の送信信号点候補の全組み合せの中から検出する信号検出ステップと、
   前記信号検出ステップの出力信号から他局宛の信号を廃棄し、自局宛の信号のみを抽出する自局宛信号抽出ステップと、
   前記自局宛信号抽出ステップで抽出した自局宛の信号から、前記第１の無線局が自局宛に送信したデータを再生するデータ再生ステップと
   を含むことを特徴とする無線通信方法。
2. 前記第１の無線局が空間多重して送信した信号系列の全て、または、一部に対して、順番に前記信号候補選択ステップを実施する際に、前記信号候補選択ステップを未実施の信号系列に対する推定受信利得を算出する推定受信利得算出ステップと、
   前記信号候補選択ステップを未実施の信号系列の中から前記推定受信利得が最大となる信号系列を１つ選択する次回処理信号系列選択ステップと
   を更に含むことを特徴とする請求項１記載の無線通信方法。
3. 複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備える無線局との間で、前記第１のアンテナ群と、自身が備える複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群とにより構成される伝搬路を介して、複数の信号系統を同一周波数チャネル及び同一時刻に空間多重して通信する無線通信装置であって、
   前記無線局が送信する前記複数の信号系列が合成された信号を前記第２のアンテナ群において受信する信号受信手段と、
   自局宛の信号系列の全てと、他局宛の信号系列の全て、または、一部とに対して、自局における前記第２のアンテナ群に関する伝達関数情報を取得する伝達関数情報取得手段と、
   自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の任意の信号系列に関し、任意の信号点を前記無線局が送信したと仮定した際に、自局における前記第２のアンテナ群における受信状態を推定したレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成手段と、
   前前記レプリカ信号生成手段で生成した１つ以上の信号系列のレプリカ信号を、前記信号受信手段で取得した受信信号からキャンセルし、仮想的な受信信号を生成する特定信号キャンセル処理手段と、
   自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列を抽出するために、前記信号受信手段で取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理手段で取得した仮想的な受信信号のいずれかに対し、自局における前記第２のアンテナ群の各アンテナに対応する信号成分を線形合成するための受信ウエイトを取得する受信ウエイト取得手段と、
   前記信号受信手段で取得した受信信号、または、前記特定信号キャンセル処理手段で取得した仮想的な受信信号のいずれかの各アンテナ毎の信号成分を、前記受信ウエイトを用いて線形合成する受信信号線形合成手段と、
   前記受信信号線形合成手段の出力に基づいて、自局宛の信号系列、または、他局宛の信号系列の中の１つの信号系列に対し、実際に送信されたと予想される送信信号点候補を１つ以上選択する信号候補選択手段と、
   信号系列毎に前記信号候補選択手段で選択した送信信号点候補の組み合せを管理する選択済み信号候補管理手段と、
   前記信号候補選択手段で選択した、信号系列毎の送信信号点候補の各組み合せの各信号成分に対して前記特定信号キャンセル処理手段を実施した結果として得られたベクトルを推定雑音ベクトルとみなし、該推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を算出する推定雑音ベクトル絶対値演算手段と、
   前記推定雑音ベクトル絶対値演算手段で算出した推定雑音ベクトルの絶対値、または、絶対値の近似値を最小にする信号系列毎の送信信号点候補のひとつの組み合せを、前記選択済み信号候補管理手段で管理する信号系列毎の送信信号点候補の全組み合せの中から検出する信号検出手段と、
   前記信号検出手段の出力信号から他局宛の信号を廃棄し、自局宛の信号のみを抽出する自局宛信号抽出手段と、
   前記自局宛信号抽出手段で抽出した自局宛の信号から、前記第１の無線局が自局宛に送信したデータを再生するデータ再生手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
4. 前記無線局が空間多重して送信した信号系列の全て、または、一部に対して、順番に、前記信号候補選択手段による送信信号点候補の選択を実施する際に、該送信信号点候補の選択が未実施の信号系列に対する推定受信利得を算出する推定受信利得算出手段と、
   前記信号候補選択手段による送信信号点候補の選択が未実施の信号系列の中から前記推定受信利得が最大となる信号系列を１つ選択する次回処理信号系列選択手段と
   を更に備えたことを特徴とする請求項３記載の無線通信装置。

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