JP4455512B2 - 無線通信方法及び無線基地局 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立な信号系列を空間多重して送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列をもとに受信局側でデータの復調を行うMIMO（Multiple-Input Multiple-Output）通信を実現する高速無線アクセスシステムにおいて、ひとつの無線局と他の複数の無線局が、同時にかつ同一周波数チャネル上で空間多重して通信を行うマルチユーザMIMO通信技術を用いた無線通信方法及び無線基地局に関する。

近年、２．４ＧＨz帯または５ＧＨz帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、IEEE802.11g規格、IEEE802.11a規格などに対応したシステムの普及が目覚しい。これらのシステムにおいては、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍbpsの伝送速度を実現している。ただし、ここでの伝送速度とは物理レイヤ上での伝送速度であり、実際にはMAC（Medium Access Control ）レイヤでの伝送効率が５０〜７０%程度であるため、実際のスループットの上限値は３０Ｍbps程度である。

一方で、有線LAN（Local Area Network）の世界ではEthernet（登録商標）の１００Base-Tインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたFTTH（Fiber to the home）の普及から、１００Ｍbpsの高速回線の提供が普及しており、無線LANの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。
そのための技術としては、MIMO技術が有力である。このMIMO技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側の各アンテナから送信した独立な信号を受信側で推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間にはＭ×Ｎ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_j,iとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_iとし（ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，・・・ ｔ_N）を成分とする列ベクトルをＴx、第ｊ受信アンテナでの受信信号をｒ_jとし（ｒ₁，ｒ₂，ｒ₃，・・・ｒ_M）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎ_jとし（ｎ₁，ｎ₂,ｎ₃，・・・ｎ_M）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。

上述した条件の場合、以下（１）式の関係式が成り立つ。
Ｒx＝Ｈ・Ｔx＋ｎ …（１）
したがって、受信局側で受信した信号Ｒｘをもとに、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。
このMIMO通信においては、信号の伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況にて信号を送信することにより、最も効率的な通信を行うことができる。

例えば、特許文献１の「無線通信方法、並びに該方法を用いた無線通信システム」等に記載された固有モードSDM（Space Division Multiplexing）方式を用いたMIMO伝送においては、信号の伝送方向のMIMOチャネルの伝達関数行列Ｈを送信局側で取得できた場合に、この伝達関数行列に対応した送信信号の最適化を行う。具体的には、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役な行列Ｈ^Ｈ（右肩の「Ｈ」の記号はエルミート共役を表す）の積を、対角化することが可能なユニタリー行列Ｕを取得し、このユニタリ行列により送信信号を変換して信号を送信する（各アンテナから発信する）。

このユニタリ変換行列Ｕと伝達関数行列Ｈとの間には以下の（２）式の関係式が成り立つ。
Ｕ^H・Ｈ^H ・Ｈ・Ｕ＝Λ …（２）
上記（２）式において、右辺の行列Λは対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。この様な特徴を持つユニタリ行列Ｕを列ベクトルＴｘに作用させて信号を送信することにより、（１）式は以下の（３）式の様に変換される。
Ｒx＝Ｈ・（Ｕ・Ｔｘ）＋ｎ …（３）

この変換により、送信信号はMIMOチャネル毎に直交化され、受信側での処理において簡易なZF（Zero Forcing）方式を用いた場合であっても、各送信信号をMIMOチャネル毎のSNR特性が良好になるように調整される。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルＴxを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数（以降、「送信ウエイト」と呼ぶ）で構成される。また、送信ウエイトで構成される列ベクトルを送信ウエイトベクトルと呼ぶ。この送信ウエイトベクトルを用いることで、各MIMOチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム（固有ビーム）に相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全MIMOチャネルのチャネル容量Ｃの上限は以下の（４）式で与えられる。

上記（４）式において、Ｂは帯域幅、Ｐ_iは第ｉ番のMIMOチャネルの総送信電力、λ_ｉは第ｉ固有値であり、σ²は雑音電力の分散値を意味する。この（４）式から求まるチャネル容量Ｃから、どの程度の伝送レートの伝送モード（ここではQPSK, 64QAM等の変調方式と誤り訂正の符号化率の組み合わせにより規定されるモードを「伝送モード」と定義する）を適用可能か、またさらにどの程度の数のMIMOチャネルを多重化できるかが推定できる。
ちなみに、上記（４）式の中の送信電力Ｐ_iは全てのMIMOチャネルに共通の値である必要はなく、また各MIMOチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。

一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることにより、この総送信電力Ｐ_iの値を最適化することが可能である。このMIMOチャネルの中において、総送信電力Ｐ_i＝０となるMIMOチャネルが存在した場合、そのMIMOチャネルを実際の伝搬に用いず、このMIMOチャネルの電力を、他のMIMOチャネルに対して配分した方が効率的な伝送が行えることを意味している。つまり、MIMOチャネルの多重数を、元々の多重可能な上限値よりも少なく設定することになる。この様にして、多重化するMIMOチャネルの最適値を判断することも可能である。

以上の固有モードSDM技術は、送信側で指向性を持った送信ビームを形成し、空間上で多重化する信号を受信側において効率的に信号分離できるようにするものである。ここで、通常のMIMO通信、すなわち、ひとつの送信局とひとつの受信局との間で通信を行う通信形態をシングルユーザMIMOと呼ぶ。ここで、無線LANや携帯電話等を例に見れば、基地局はサイズ的に比較的大きく、端末局側はポータブルな端末としてサイズは基地局よりも大幅に小さい。この様な小型で携帯可能な端末の中に、MIMO通信のための複数のアンテナを実装したとしても、実装したアンテナ間の距離が短く、アンテナ相関が非常に大きくなってしまう。この場合、（４）式における固有値λ_iの値は小さくなる傾向にあり、実際に通信に利用できるMIMOチャネル数はそれほど多くはない。

上述した様なケースにおいて、ひとつひとつの端末（個々の端末）との間においては空間多重するMIMOチャネル数を少なくする一方、複数の異なる端末と同時に同一周波数チャネルで通信するマルチユーザMIMO通信が有効である。図８に、このマルチユーザMIMOシステムの構成例を示す。図８において、１０１は基地局、１０２〜１０４は端末局＃１〜＃３を示す。実際にひとつの基地局が収容する端末局数は多数であるが、その中の数局（図８においては端末局＃１〜＃３：１０２〜１０４）を選び出して通信を行う。各端末局は基地局と比較して送受信アンテナ数が一般的に少ない。

例えば、基地局から端末局方向への通信（ダウンリンク）を行う場合を考える。基地局１０１は、多数のアンテナを用いて、複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末１０２〜１０４に対して、それぞれ３つのMIMOチャネルを割り当て、全体としては９系統の信号系列を送信する場合を考える。
その際、端末局＃１（１０２）に対して送信する信号は、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。この結果として端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）への干渉を抑制することができる。同様に、端末局＃２（１０３）に対して送信する信号は、端末局＃１（１０２）および端末局＃３（１０４）方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末局＃３（１０４）にも施す。

この様に指向性制御を行う理由は、例えば端末局＃１（１０２）においては、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）で受信した信号の情報を知る術がないため、端末間での協調的な受信処理ができない。つまり、３本しかアンテナのない端末局＃１（１０２）のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末局に対して他の端末局宛の信号が受信されないように、送信側の基地局において干渉分離を事前に行う。

以上の説明が既存のマルチユーザMIMOシステムの概要に対する説明である。
次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。例えば、図８において、端末局＃１（１０２）の第１受信アンテナと基地局（１０１）の第ｊアンテナとの間の伝達関数をｈ_１ｊと表記することにする。基地局（１０１）のｊ＝１〜９の全てのアンテナに関する伝達関数を用い、行ベクトルｈ₁を（ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₁₃，…，ｈ₁₈，ｈ₁₉）と表記する。同様に端末局＃１（１０２）の第２受信アンテナ、第３受信アンテナと基地局１０１の伝達関数をｈ_2jおよびｈ_3jとし、対応する行ベクトルｈ₂およびｈ₃を（ｈ₂₁，ｈ₂₂，ｈ₂₃，…，ｈ₂₈，ｈ₂₉）、（ｈ₃₁，ｈ₃₂，ｈ₃₃，…，ｈ₃₈，ｈ₃₉）とする。

端末局＃２（１０３）、端末局＃３（１０４）の受信アンテナにも同様の連番をふり、行ベクトルｈ₄〜ｈ₉を（ｈ₄₁，ｈ₄₂，ｈ₄₃，…，ｈ₄₈，ｈ₄₉）〜（ｈ₉₁，ｈ₉₂，ｈ₉₃，…，ｈ₉₈，ｈ₉₉）とする。加えて、基地局１０１が送信する９系統の信号をｔ₁〜ｔ₉と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ^[all]＝（ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，…，ｔ₈，ｔ₉）^Tと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル行列の転置を表す。また、同様に、端末局＃１〜＃３（１０２〜１０４）の9本のアンテナでの受信信号をｒ₁〜ｒ₉と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ^[all]＝（ｒ₁，ｒ₂，ｒ₃，…，ｒ₈,，ｒ₉）^Tと表記する。最後に、行ベクトルｈ₁〜ｈ₉を第１から第９行成分とする行列を、全体伝達関数行列Ｈ^[all]と表記する。

この様に表記した場合、システム全体としては以下の（５）式の関係式が成り立つ。
Ｒx^[all]＝Ｈ^[all]・Ｔx^[all]＋ｎ …（５）
この（５）式はシングルユーザMIMOにおける（１）式に対応する。同様に、（３）式に示すような送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、（３）式を以下の（６）式のように書き換える。
Ｒx^[all]＝Ｈ^[all]・Ｗ・Ｔx^[all]＋ｎ …（６）
さらに、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ₁〜ｗ₉に分解し、Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_８，ｗ_９）と表記すると、以下の（７）式の様に表せる。

上記（７）式において、例えば６つの行ベクトルｈ₄〜ｈ₉と３つの列ベクトルｗ₁〜ｗ₃の乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、列ベクトルｗ₁〜ｗ₃を選択することとする。同様に、行ベクトルｈ₁〜h₃および行ベクトルｈ₇〜ｈ₉と列ベクトルｗ₄〜ｗ₆の積、行ベクトルｈ₁〜ｈ₆と列ベクトルｗ₇〜ｗ₉の積の全てがゼロになるように選択することとする。すると、（７）式に示す９行９列の行列は、３行３列の９個の部分行列を用いて表記すると以下のように表すことができる。

上記（８）式において、部分行列Ｈ^［１］、Ｈ^［２］、Ｈ^［３］ は３行３列の行列であり、他の部分行列Ｏは成分が全てゼロの３行３列の行列である。この様な条件を満たす変換行列Ｗを選択することにより、（８）式は以下に示す（９）式〜（１１）式により表される３つの関係式に分解することができる。
Ｒｘ^［１］＝Ｈ^［１］・Ｔｘ^［１］＋ｎ_１ …（９）
Ｒｘ^［２］＝Ｈ^［２］・Ｔｘ^［２］＋ｎ_２ …（１０）
Ｒｘ^［３］＝Ｈ^［３］・Ｔｘ^［３］＋ｎ_３ …（１１）
上記（９）式から（１１）式において、Ｔｘ^［１］＝（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３）^Ｔ、Ｔｘ^［２］＝（ｔ_４，ｔ_５，ｔ_６）^Ｔ、Ｔｘ^［３］＝（ｔ_７，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔ、Ｒｘ^［１］＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３）^Ｔ、Ｒｘ^［２］＝（ｒ_４，ｒ_５，ｒ_６）^Ｔ、Ｒｘ^［３］＝（ｒ_７，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔとした。この様に、全体伝達関数行列Ｈ^{［ａｌｌ］}を、部分行列Ｈ^［１］、Ｈ^［２］、Ｈ^［３］ に分解することにより、基地局と３つの端末局とにおける各々の通信を、３つのシングルユーザMIMO通信とみなすことができるようになる。

次に、送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末局＃１（１０２）に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を決定し、順次、端末局＃２（１０３）に対する送信ウエイトベクトルｗ_４〜ｗ_６、端末局＃３（１０４）に対する送信ウエイトベクトルｗ_７〜ｗ_９を決定する。
そして、まず、第１ステップとして、端末局＃２及び＃３に対応する６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求める。この基底ベクトルを求める方法としては、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。

まず、ひとつのベクトル、例えば行ベクトルｈ_４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ_４とする。この基底ベクトルｅ_４を下記の（１２）式で表す。
ｅ_４＝（ｈ_４・ｈ_４ ^Ｈ）^−１／２・ｈ_４ …（１２）
上記（１２）式において、（ｈ_４・ｈ_４ ^Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この平方根の逆数の乗算は行ベクトルｈ_４を規格化することを意味する。
次に、行ベクトルｈ_５に着目し、この行ベクトルｈ_５の中から、上記（１２）式により求めた基底ベクトルｅ_４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ_５’を、下記の（１３）式により求めた後、さらに、この行ベクトルｈ_５’を、（１４）式により規格化する。
ｈ_５’＝ｈ_５−（ｈ_５・ｅ_４ ^Ｈ）ｅ_４ …（１３）
ｅ_５＝（ｈ_５’・ｈ_５’^Ｈ）^−１／２ｈ_５’ …（１４）
上記（１３）式において、（ｈ_５・ｅ_４ ^Ｈ）はベクトルｈ_５の基底ベクトルｅ_４方向への射影を意味する。

同様の基底ベクトルの算出処理を、各ベクトルに対して、以下の（１５）式及び（１６）式を用いて行う。
ｈ_ｊ’＝ｈ_ｊ−Σ_（ｉ）（ｈ_ｊ・ｅ_ｉ ^Ｈ）・ｅ_ｉ …（１５）
ｅ_ｊ＝（ｈ_ｊ’・ｈ_ｊ’^Ｈ ）^−１／２・ｈ_ｊ’ …（１６）
上記（１５）式におけるΣ_(i)は、４≦ｉ≦ｊ−１（ｊは４〜９の整数）の整数ｉに対する総和を意味する。つまり、既に確定した基底ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味している。上述した基底ベクトルの算出処理により、６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求めることができる。

次に、第２ステップとして、端末局＃１（１０２）に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を求める。
まず、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３から、基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には以下の（１７）式により表せる。
ｈ_ｊ’＝ｈ_ｊ −Σ_（ｉ）（ｈ_ｊ・ｅ_ｉ ^Ｈ）・ｅ_ｉ …（１７）
上記（１７）式において、ｊは１〜３の整数であり、Σ_(i)は、４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和を意味する。
この（１７）式を用いて求めた行ベクトルｈ_１’〜ｈ_３’に対し、適当な直交化処理を行う。簡単のためにここではグラムシュミットの直交化を例として用いるが、その他の方法を用いても良い。

グラムシュミットの直交化法は、既に（１２）〜（１６）式において説明しているので詳細な説明は省略するが、３次元空間の３つの基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３各々を、下記の（１８）式から（２２）式により求めることができる。
ｅ_１＝（ｈ_１’・ｈ_１’^Ｈ）^−１／２・ｈ_１’ …（１８）
ｈ_２”＝ｈ_２’−（ｈ_２’・ｅ_１ ^Ｈ）・ｅ_１ …（１９）
ｅ_２＝（ｈ_２”・ｈ_２”^Ｈ）^−１／２・ｈ_２” …（２０）
ｈ_３”＝ｈ_３’−（ｈ_３’・ｅ_１ ^Ｈ）・ｅ_１−（ｈ_３’・ｅ_２ ^Ｈ）・ｅ_２ …（２１）
ｅ_３＝（ｈ_３”・ｈ_３”^Ｈ）^−１／２・ｈ_３” …（２２）

さらに、上記基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３各々に対応する複素共役ベクトルの転置ベクトル、すなわちエルミート共役なベクトルを求めることにより、各基底ベクトルに対応するベクトルｗ_１＝ｅ_３ ^Ｈ、ｗ_２＝ｅ_２ ^Ｈ、ｗ_３＝ｅ_３ ^Ｈとして送信ウエイトベクトル（列ベクトル）が求まる。
上記（１２）式から（２２）式までの処理により、端末局＃１（１０２）に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を決定することができる。

次に、第３ステップとして、第２のステップと同様の送信ウェイトベクトルの算出処理を、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）に対しても施し、その結果として全ての送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９が求まる。
上述した第１ステップから第３のステップが従来方式における送信ウエイト行列の求める処理方法である。ここで、図９に、従来技術における送信ウエイト行列Ｗの算出のフローチャートを示す。以下に、図９のフローチャートを簡単に説明する。

まず、送信ウエイト行列の算出にあたり、全端末への伝達関数行列Ｈを取得する（Ｓ１０２）。宛先とする端末局に通し番号を付与し、その通し番号をｋと表記した場合、まず通し番号ｋを初期化する（Ｓ１０３）。さらに、通し番号ｋをカウントアップし（Ｓ１０４）、着目しているｋ＝１に対応した端末局＃１（１０２）に対する部分伝達関数（ここでは便宜上、Ｈ^ｍａｉｎと表記）の抽出（Ｓ１０５）と、それ以外の宛先の端末局の部分伝達関数行列（ここでは便宜上、Ｈ^ｓｕｂと表記）とを抽出（Ｓ１０６）する。

さらに、Ｈ^ｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、この基底ベクトルを｛ｅ_ｊ｝とおく（Ｓ１０７）。次に、上記（１７）式に相当する処理として、着目している端末局＃１（１０２）に対する部分伝達関数Ｈ^ｍａｉｎの各行ベクトルから、上記ステップＳ１０７で求めた基底ベクトル｛ｅ_ｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列Ｈ^ｍａｉｎ’とする（Ｓ１０８）。さらに、（１８）〜（２２）式に対応する処理として、上記行列Ｈ^ｍａｉｎ’の行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを｛ｅ_ｉ｝とおく（Ｓ１０９）。

次に、直交基底ベクトル｛ｅ_ｉ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（列ベクトル）として、端末局＃１（１０２）宛の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｉ｝を決定する。ここで、全ての宛先の端末局の送信ウエイトベクトルを決定済みか否かを判断し（Ｓ１１１）、残りの端末局があれば、ステップＳ１０４からステップＳ１１０の処理を繰り返す。また、上記ステップＳ１１１において、もし全ての宛先の端末局の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｉ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（Ｓ１１２）、処理を完了する（Ｓ１１３）。

なお、ステップＳ１０１〜ステップＳ１１３における説明は全てシングルキャリアのシステムを仮定し、送信ウエイト行列をひとつだけ求めれば良かった。
現在、MIMO技術は無線LAN等で注目を集めているが、IEEE802.11a、IEEE802.11g等の標準規格の無線LANにおいては、マルチキャリアを用いたOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を採用している。このOFDM変調方式を用いるマルチユーザMIMOシステムの場合には、以上の処理を全てのサブキャリアにおいて個別に実施する必要がある。

以上、説明を行った各種処理を実現するための従来技術における送信局側の構成例（シングルキャリアの場合）を図１０に示す。
この図１０において、１１１ａはデータ分割回路、１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌはプリアンブル付与回路、、１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌは変調回路、１１４ａは送信信号変換回路、１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔは無線部、１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔは送受信アンテナ、１１７ａは伝達関数行列取得回路、１１８ａは送信ウエイト算出回路、１１９ａは空間多重条件判断回路を表す。

なお、ここでは空間多重する信号系列の総数をＬ（Ｌ＞２、Ｌは整数）とし、無線部（１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔ）及び送受信アンテナ（１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔ）の系統数をＭ_Ｔとした。さらに、装置として備える変調回路（１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌ）の数も同じくＬであるとする。
また、送信局側の構成としたが、一般には基地局及び端末局は送信機能および受信機能の双方を備えており、ここで示した図９はその中の送信に関する機能のみを抜粋したものとなっている。
したがって、受信のための機能はここには明記していない。また、ここではダウンリンクでのマルチユーザMIMOを想定し、送信局側とは基地局を暗に想定しているが、必ずしも基地局である必要はない。

図１０における無線部１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔ及び送受信アンテナ１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔにおいては、逐次信号の受信を個別に行う。例えば、送受信アンテナ１１６ａ−１にて受信された信号は、無線部１１５ａ−１にて周波数変換を施され、所定の処理の後、伝達関数行列取得回路１１７ａにおいて各受信局の伝達関数情報を収集する。ここで、伝達関数情報の収集方法については、受信局側から伝達関数情報を制御チャネルを用いてフィードバックする方法、伝搬チャネル推定用のプリアンブル信号を送受双方向で適宜交換する方法など、様々な方法が選択可能であり、如何なる方法を用いても構わない。

この様にして取得した各受信局毎の伝達関数行列の情報は、伝達関数行列取得回路１１７ａ内において記録・管理しておく。空間多重条件判断回路１１９ａは、信号を送信する際にどの受信局を同時に空間多重するか、及びその多重度をどの様に設定するかを管理する。ここで、空間多重する受信局と多重度が規定されると、送信ウエイト算出回路１１８ａにおいては、先に示した条件に対応する送信ウエイト列ベクトル（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_Ｌ−１，ｗ_Ｌ）を算出する。また、送信ウエイト算出回路１１８ａは、これらの情報を送信信号変換回路１１４ａに入力する。

一方、データ分割回路１１１ａは、送信すべきデータが入力されると、空間多重条件判断回路１１９ａが判断した空間多重する受信局と多重度（全受信局でＬ多重とする）との条件に合わせて、データをＬ系統に分割する。
上記Ｌ系統に分割されたそれぞれの信号は、プリアンブル付与回路１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌに入力され、所定のチャネル推定用プリアンブルが付与され、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌに入力される。
変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌにおいては、所定の変調処理が行われ、この変調処理された出力信号が送信信号変換回路１１４ａに入力される。

この送信信号変換回路１１４ａは、送信ウエイト算出回路１１８ａが算出したベクトル群をもとに、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌからの出力信号を成分とする送信信号ベクトルに対し、変換行列Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_Ｌ−１，ｗ_Ｌ）を乗算する。この乗算により変換されたＭ_Ｔ系統の信号は、無線部１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔにて周波数変換され、各々対応する送受信アンテナ１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔを介して送信される。
以上がシングルキャリアの無線システムの例である。OFDM変調方式を用いるマルチユーザMIMOシステムの場合には、図１１に示すように、サブキャリア毎に同様の処理を行うことになる。

この図１１に示すMIMOシステムと、図１０に示す送信局側の構成例との差分として、各信号系列はデータ分割回路１１１ｂにてサブキャリア毎に分割され、各サブキャリアで同様の処理が行われる。また、各サブキャリアにおいて、プリアンブル付与回路１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌ、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌ、送信信号変換回路１１４ａに相当する処理を並列的に実施する。その後、逆フーリエ変換処理をＩＦＦＴ回路１２０ａ−１〜１２０ａ−Ｍ_Ｔにおいて実施し、無線部１１５ｂ−１〜１１５ｂ−Ｍ_Ｔ、送受信アンテナ１１６ｂ−１〜１１６ｂ−Ｍ_Ｔを介して送信される。

次に、図１２に、従来技術における受信局の構成例を示す。この図１２においては端末局が受信局となるダウンリンクを想定し説明を行う。この場合、マルチユーザMIMOシステムの場合においても、送信局側での送信指向性制御により、他の受信局宛の信号が干渉とならないように制御しているため、受信局は通常のシングルユーザMIMOと同様に受信処理を行えばよい。ここではひとつの例として、３つのアンテナを備える場合を例にとり説明する。

図１２において、１２１−１〜１２１−３は受信アンテナ、１２２−１〜１２２−３は無線部、１２３はチャネル推定回路、１２４は受信信号管理回路、１２５は伝達関数行列管理回路、１２６は行列演算回路＃１、１２７は行列演算回路＃２、１２８は硬判定回路、１２９はデータ合成回路、１３０はＭＩＭＯ受信処理を示す。
まず、第１の受信アンテナ１２１−１から第３の受信アンテナ１２１−３は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１２２−１〜１２２−３を経由して、受信した信号はチャネル推定回路１２３に入力される。チャネル推定回路１２３は、送信側で付与された所定のプリアンブル信号の受信状況から、第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数を取得する。

この様にして取得された伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路１２５にて伝達関数行列Ｈとして管理される。行列演算回路＃１（１２６）では、伝達関数行列管理回路１２５で管理された伝達関数行列Ｈをもとに、Ｈ^Ｈ、Ｈ^Ｈ・Ｈ、（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１、（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１ Ｈ^Ｈを順次、演算により求める。
一方、プリアンブル信号に後続するデータ信号は、１シンボル分づつ受信信号管理回路１２４に入力される。受信信号管理回路１２４においては、各アンテナの受信信号（ｒ_１， ｒ_２， ｒ_３）を成分とした受信信号ベクトルＲｘが一旦管理される。この受信信号ベクトルＲｘは、行列演算回路＃２（１２７）において、行列演算回路＃１（１２６）にて求められた（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈと乗算される。この乗算結果により得られた信号は、送信信号ベクトルＴｘにノイズが乗った信号であるため、硬判定回路１２８にて信号判定がされ、各シンボル毎および各系統の信号はデータ合成回路１２９で合成され、もとのユーザデータが再生され出力される。

なお、上述した説明においては簡単のため、行列演算回路＃１（１２６）および行列演算回路＃２（１２７）における処理は、ZF（Zero Forcing）法と呼ばれる簡単なMIMO信号検出法を仮定して説明したが、MMSE（Minimum Mean Square Error）法や、MLD（Maximum Likelihood Detection）法などを用いても構わない。また、ZF法の説明として正方行列以外の伝達関数行列Ｈを想定し、擬似逆行列（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈを用いる場合について説明したが、伝達関数行列Ｈが正方行列であれば簡易に伝達関数行列Ｈの逆行列を用いても構わない。

さらに、硬判定回路１２８においては硬判定を行うことを仮定していたが、誤り訂正を組み合わせ、軟判定を用いることも可能である。
上述した各場合には、図１２における行列演算回路１２６（＃１），行列演算回路１２７（＃２）及び硬判定回路１２８の構成の詳細が変更になるのであるが、以降の説明においてはその具体例に依存しないので、ここではその詳細は省略する。また、以上はシングルキャリアを前提とした説明であったが、OFDM変調方式を用いる場合には、サブキャリア毎に同様の処理を行うことになる。
ＷＯ ２００５／０５５４８４ Ａ１

以上説明した様に、従来技術によりマルチユーザMIMO通信が実現可能であるが、この方法ではシングルユーザMIMOにおける固有モードSDM方式の様に、送信指向性が完全に最適化されたとは言えない。マルチユーザMIMOにおいて、上記（８）式に示すような直交化を完全に行うと、本来信号を送信したい方向に対し効率的に送信できない可能性がある。
例えば、図８に示した従来技術の例においては、まず９次元のベクトル空間に対し６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９が張る６次元部分空間を求め、この空間に直交した３次元部分空間の３つの基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３を求める。

また、送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３は、上記基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３の複素共役ベクトル、ないしはこの基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３の複素共役ベクトルに対し、３次元空間内で適当な回転処理を施した後のベクトルとして与えられる。ここで、（８）式における部分行列Ｈ^［１］の成分は、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３と送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３の各成分の乗算値の総和、すなわち行ベクトルｈ_１〜ｈ_３と、送信ウエイトベクトルの複素共役ベクトルｗ_１ ^＊〜ｗ_３ ^＊（ベクトルの右上の「^＊」の記号は複素共役ベクトルを意味する）との内積によって与えられる。つまり、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３が張る３次元部分空間と、上記複素共役ベクトルｗ_１ ^＊〜ｗ_３ ^＊が張る３次元部分空間との重なりが大きければ効率的な伝送が可能である。一方、重なりが小さい（相互の射影が小さい）場合には、送信した信号の電力はロスとなり、送信された信号は受信局において適切に受信されずに無駄になる。

そもそも上述した３次元部分空間の状況は、９次元空間から３次元空間へ、送信指向性を絞り込んだためであり、部分空間の次元が小さければ小さいほど、その射影は小さくなる傾向にある。
以上の説明においては、９次元空間から３次元空間への送信指向性絞り込みを行っていたが、実際の行ベクトルｈ_４〜ｈ_９が張る6次元部分空間の中でも、あまり送信に用いられていない方向があるのなら、その方向に関しては、送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３の選択条件からその程度に応じて直交化条件を緩和することが好ましい。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、マルチユーザＭＩＭＯ通信を行う際の送信指向性制御において、各無線端末局に関する部分伝達関数行列から行う干渉成分除去処理の範囲を、必要最低限に限定して行うことが可能な無線通信方法及び無線基地局を提供することを目的とする。

上記問題を解決するために、本発明の無線通信方法は、一つの第１の無線局と複数の第2の無線局により構成され、該第１の無線局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該第２の無線局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群および前記第２の無線局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMO（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能な無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記第１の無線局における送信処理は、前記第１のアンテナ群と前記複数の第２のアンテナ群の間のMIMOチャネルの各伝達関数情報を取得する伝達関数行列取得ステップと、前記複数の第２の無線局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判断ステップと、前記第１のアンテナ群と該選択された複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第１の部分伝達関数行列を抽出する第１の部分伝達関数抽出ステップと、前記第１のアンテナ群と該選択された複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する第２の無線局以外のひとつまたは複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第２の部分伝達関数行列を抽出する第２の部分伝達関数抽出ステップと、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出ステップと、該基底ベクトル毎に、前記第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間から前記基底ベクトルへの射影量αを算出する射影量算出ステップと、算出された該射影量αを引数とし、該射影量に対し、単調増加関係をもつ物理量を与える係数ｆ（α）（０≦ｆ（α）≦１）を出力する係数算出ステップと、前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトル毎に、該行ベクトルの前記基底ベクトル方向の各成分を前記係数ｆ（α）を乗算してキャンセルする部分空間干渉成分部分除去ステップと、該キャンセル処理を行った前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトルに対し、該行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第１部分空間基底ベクトル算出ステップと、該基底ベクトルをもとに送信ウエイトベクトルを決定する送信ウエイトベクトル決定ステップと、該送信ウエイトベクトルにより構成される送信ウエイト行列を求める送信ウエイト行列生成ステップと、複数の信号系列の送信信号を各成分として構成される送信信号ベクトルに対して前記送信ウエイト行列を乗算する送信信号変換ステップと、該乗算後の結果を前記第1のアンテナ群を介して送信する送信ステップとを実施することを特徴とする。

従来技術とは、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の該基底ベクトル毎に、前記第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間から前記基底ベクトルへの射影量αを算出する射影量算出ステップと、算出された該射影量αを引数とし、該射影量に対し、単調増加関係をもつ物理量を与える係数ｆ（α）（０≦ｆ（α）≦１）を出力する係数算出ステップと、前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトル毎に、該行ベクトルの前記基底ベクトル方向の各成分を前記係数ｆ（α）を乗算してキャンセルする部分空間干渉成分完全除去ステップとを実施する点で異なる。
これにより、本発明の無線通信方法は、第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトル毎に、行ベクトルの基底ベクトル方向の各成分をキャンセルする処理において、干渉除去において意義のある範囲内にキャンセル量を制限するためのひとつの実現方法を与えるものであり、この結果として効率的な信号伝送が可能となる。

本発明の無線通信方法は、上記記載の無線通信方法であって、前記第１の無線局は、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出ステップにおいて、第２の部分伝達関数行列ないしは該行列と該行列のエルミート共役である行列の積として与えられる行列に対し、その固有ベクトル及び固有値を求めるステップと、前記固有値の絶対値ないしは絶対値の近似値の大きいほうから、所定の数だけ固有ベクトルを選択することにより前記基底ベクトルを算出するステップとを実施することを特徴とする。
これにより、本発明の無線通信方法は、基底ベクトルへの射影量αが、基底ベクトル毎にメリハリがつくように設定するためのひとつの実現方法を与える。ここで、射影量αの値が非常に小さくなるような基底ベクトルを見つけることが出来れば、第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトルからはその基底ベクトル方向の成分をキャンセルしなくても、干渉量としては低く抑えることが可能である。

本発明の無線通信方法は、上記記載の無線通信方法であって、前記射影量算出ステップは、前記射影量αに前記各固有ベクトルの固有値を代入することを特徴とする無線通信方法。
これは、本発明の無線通信方法において、射影量αを算出するためのひとつの具体的な方法を与えるものである。

本発明の無線通信方法は、上記記載の無線通信方法であって、前記第１の無線局は、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出ステップにおいて、該第２の部分伝達関数行列から、第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトル群を抽出するステップと、該抽出するステップにより抽出された行ベクトル群の中で絶対値ないしは絶対値の近似値が最も大きい行ベクトルを選択するステップと、該該選択するステップにより選択された該最も大きい行ベクトルを規格化し、該規格化した行ベクトルを基底ベクトルの一つとして設定するステップと、全ての基底ベクトルの決定が完了したか否かを判定するステップと、該判定するステップで全ての基底ベクトルの決定が完了したと判定された場合、該第２部分空間基底ベクトル算出ステップを終了し、基底ベクトルを出力するステップと、全ての該行ベクトルが選択済みではないと該判定するステップで判定された場合、該行ベクトル群から、該規格化された該最も大きい行ベクトルを除外して、新たな行ベクトル群として生成するステップと、該新たな行ベクトル群として生成するステップが生成した該行ベクトル群の各行ベクトルから、最後に求めた該基底ベクトルの成分をキャンセルして行ベクトル群を更新するステップとを備え、該行ベクトル群を更新するステップにより得られた行ベクトル群を抽出された行ベクトル群に用いて、前記選択するステップから全ての基底ベクトルの決定が完了するまで繰り返すことを特徴とする。
これは、本発明の無線通信方法において、基底ベクトルを取得するための方法として、固有ベクトルを求めるよりも演算量が少ない簡易な方法を与えるものである。

本発明の無線通信方法は、上記記載の無線通信方法であって、前記第１の無線局は、前記基底ベクトル毎に求めた射影量αの大小関係を判断するステップと、該大小判断の結果としてαの大きさの順番に対応した所定の係数βを前記射影量α毎に定めるステップと、該射影量に対して単調増加関係をもつ物理量を与える前記係数ｆ（α）を、係数βを乗算し、β×ｆ（α）に置き換えるステップとを実施することを特徴とする。
これにより、本発明の無線通信方法は、送信するアンテナ数に対し、実際に空間多重を行う信号系列数が少ない場合には、その方向への信号送信が行われない基底ベクトルが存在しうるのに対し、第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトルからはその基底ベクトル方向の成分をキャンセルしなくても、干渉量としては低く抑えることが可能であり、この効果を取り込むためのひとつの方法を与えることができる。

本発明の無線基地局は、一つの無線基地局と複数の無線端末局により構成され、該無線基地局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該無線端末局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記無線基地局の前記第１のアンテナ群および前記無線端末局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMOチャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能な無線通信システムにおける無線基地局であって、前記第１のアンテナ群と前記複数の第２のアンテナ群の間のMIMOチャネルの各伝達関数情報を取得する伝達関数行列手段と、前記複数の無線端末局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判断手段と、前記第１のアンテナ群と該選択された複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第１の部分伝達関数行列を抽出する第１の部分伝達関数抽出手段と、前記第１のアンテナ群と該選択された複数の無線端末局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する無線端末局以外のひとつまたは複数の無線端末局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第２の部分伝達関数行列を抽出する第２の部分伝達関数抽出手段と、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出手段と、該基底ベクトル毎に、前記第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間から前記基底ベクトルへの射影量αを算出する射影量算出手段と、求められた該射影量αを引数とし、該射影量に対し単調増加関係をもつ物理量を与える係数ｆ（α）（０≦ｆ（α）≦１）を出力する係数算出手段と、前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトル毎に、該行ベクトルの前記基底ベクトル方向の各成分を前記係数ｆ（α）を乗算してキャンセルする部分空間干渉成分部分除去手段と、該キャンセル処理を行った前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトルに対し、該行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第１部分空間基底ベクトル算出手段と、該基底ベクトルをもとに送信ウエイトベクトルを決定する送信ウエイトベクトル決定手段と、該送信ウエイトベクトルにより構成される送信ウエイト行列を求める送信ウエイト行列生成手段と、複数の信号系列の送信信号を各成分として構成される送信信号ベクトルに対して前記送信ウエイト行列を乗算する送信信号変換手段と、該乗算後の結果を前記第１のアンテナ群を介して送信する送信手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の無線基地局は、上記記載の無線基地局であって、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出手段は、第２の部分伝達関数行列ないしは該行列と該行列のエルミート共役である行列の積として与えられる行列に対し、その固有ベクトル及び固有値を求める手段と、前記固有値の絶対値ないしは絶対値の近似値が大きいほうから所定の数だけ固有ベクトルを選択することにより前記基底ベクトルを算出する手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の無線基地局は、上記記載の無線基地局であって、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出手段は、該第２の部分伝達関数行列から、第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトル群を抽出する手段と、該抽出する手段により抽出された行ベクトル群の中で絶対値ないしは絶対値の近似値が最も大きい行ベクトルを選択する手段と、該選択する手段により選択された該最も大きい行ベクトルを規格化し、該規格化した行ベクトルを基底ベクトルの一つとして設定する手段と、全ての基底ベクトルの決定が完了したか否かを判定する手段と、該判定する手段で全ての基底ベクトルの決定が完了したと判定された場合、該第２部分空間基底ベクトル算出手段を終了し、基底ベクトルを出力する手段と、全ての該行ベクトルが選択済みではないと該判定する手段で判定された場合、全ての基底ベクトルの決定が完了するまで、該行ベクトル群から、該規格かされた該最も大きい行ベクトルを除外して、新たな行ベクトル群として生成する手段と、該新たな行ベクトル群として生成する手段が生成した該行ベクトル群の各行ベクトルから、最後に求めた該基底ベクトルの成分をキャンセルして行ベクトル群を更新する手段とを備え、該行ベクトル群を更新する手段により得られた行ベクトル群を抽出された行ベクトル群に用いて、前記選択する手段から全ての基底ベクトルの決定が完了するまで繰り返すことを特徴とする。

本発明の無線基地局は、上記記載の無線基地局であって、前記基底ベクトル毎に求めた射影量αの大小関係を判断する手段と、該大小判断の結果としてαの大きさの順番に対応した所定の係数βを前記射影量α毎に定める手段と、該射影量に対し単調増加関係をもつ物理量を与える前期係数ｆ（α）をβ×ｆ（α）に置き換える手段とを備えたことを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、マルチユーザMIMO通信を行う際、無線基地局から各無線端末局への送信指向性制御において、無線基地局にて各無線端末局に関する部分伝達関数行列から行う干渉成分除去処理を、必要最低限の干渉除去に範囲を限定的に行うことで部分伝達関数行列の各行ベクトルが縮小するのを防ぎ、その結果として効率的に伝送を行うことが可能となる。

本発明の無線通信システムの構成を説明する前に、本発明における無線基地局におけるデータの送受信処理の動作原理を説明する。
上述した従来技術の説明において、無線端末局＃１に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３は、基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９に完全に直交していた。
しかしながら、上記（１７）式を、以下に示す（２３）式の様に変形することにより、完全な直交よりも条件を緩和する。
ｈ_ｊ’＝ｈ_ｊ−Σ_（ｉ）｛ｆ（α_ｉ）・（ ｈ_ｊ・ｅ_ｉ ^Ｈ ）・ｅ_ｉ｝ …（２３）
上記（２３）式において、関数ｆ（α_ｉ）は、他の端末局宛の伝達関数行列を構成する行ベクトルｈ_４〜ｈ_９の張る部分空間に対する基底ベクトルｅ_ｉからの射影に相当する物理量α_iを引数とする単調増加関数であり、０≦f(α_i) ≦１の範囲の実数値をとる。

上記（２３）式の意図することは以下の通りである。この（１７）式においては、行ベクトルｈ_ｊから、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９の張る部分空間の成分（射影分）をキャンセルしたベクトルｈ_ｊ’を求め、上記（１８）式〜（２２）式にて、これらの行ベクトルが張る部分空間内に基底ベクトルを設定していた。
したがって、行ベクトルｈ_ｊ（ｊ＝１〜３）と基底ベクトルｅ_ｉ（ｉ＝１〜３）との内積、すなわち内積ｈ_ｊ・ｅ_ｉ ^Ｈは、その性質上、内積ｈ_ｊ’・ｅ_ｉ ^Ｈと一致する。

さらに、基底ベクトルｅ_ｉ ^Ｈは、送信ウエイトベクトルｗ_ｉであり、Ｐ_ｊｉ＝ｈ_ｊ・ｗ_ｉ（＝ｈ_ｊ’・ｅ_ｉ ^Ｈ）は「ｅ_ｉ方向の送信ビームで送信した信号が、受信アンテナｊにて受信される受信電力」に相当する物理量（以降、換算伝達関数と呼ぶ）である。
上記（１７）式の右辺第２項の効果によって、ベクトルｈ_ｊ’の大きさ（絶対値）がベクトルｈ_ｊの大きさよりも小さくなることから、換算伝達関数Ｐ_ｊｉが大きな値を維持するようにするためには、ベクトルｈ_ｊ（ｊ＝１〜３）の大きさをなるべく維持した状態で、ｉ＝１〜３の基底ベクトルを求めることが好ましい。そこで、ｉ＝４〜９の基底ベクトルｅ_ｉ方向の成分をベクトルｈ_ｊから完全にキャンセルせず、部分的なキャンセルにとどめることが好ましい。

ところで、この「ベクトルｈ_ｊにおける基底ベクトルｅ_ｉ方向の成分をキャンセルする」ことの意味は、基底ベクトルｅ_ｉ方向に信号を送信した際に、他のユーザ（無線端末局）に対して干渉波となる成分を事前に除去する送信指向性制御を行うことを意味する。つまり、ｉ＝１〜３及びｊ＝４〜９に対する換算伝達関数Ｐ_ｊｉは、端末局＃１から端末局＃２または＃３への干渉としての漏れこみを意味し、上記（１７）式をそのまま用いた場合、換算伝達関数Ｐ_ｊｉは常にゼロになることが保証される。一方において、（２３）式を用いた場合、換算伝達関数Ｐ_ｊｉは一般にはゼロとはならない。

しかし、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９は、お互いに直交しているとは限らず、場合によっては行ベクトルｈ_４〜ｈ_９が張る部分空間の基底ベクトルのうちのいずれか一つ、例えば基底ベクトルｅ_４と行ベクトルｈ_４〜ｈ_９とが、殆ど直交関係にある様な場合も考えられる。
この様な場合には、基底ベクトルｅ_４方向に信号を送信しても、端末局＃２および端末局＃３に対しては殆ど干渉とならない。このため、上述した場合、（２３）式における係数ｆ（α_４）はゼロとして扱っても実効上は問題がない。
もちろん、完全に直交していなくても、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９と基底ベクトルｅ_４との内積が十分に小さい値を持つのであれば、許容可能な干渉として扱うことが可能であり、その場合には係数ｆ（α_４）はその直交の度合いに応じてゼロに近い値を設定すれば良い。もし、逆に行ベクトルｈ_４〜ｈ_９と基底ベクトルｅ_４との内積が比較的大きな値を持つ場合には、係数ｆ（α_４）は１に近い値を設定すれば良い。

上記α_ｉなる物理量の例としては、例えば、（２４）式に示す行ベクトルｈ_４〜ｈ_９と基底ベクトルｅ_４との内積の絶対値の総和、または（２５）式に示す行ベクトルと基底ベクトルとの内積の絶対値のべき乗の総和など（またはそれぞれの近似値）が考えられる。

上述した（２４）式及び（２５）式以外のさらなるバリエーションとして、複素数の絶対値に対する演算の近似として、内積の実数部の絶対値と虚数部の絶対値との総和、あるいは、内積における実数部の絶対値のべき乗と虚数部の絶対値のべき乗との総和を用いる方法なども考えられる。

さて次に、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９により構成される部分伝達関数行列をＨ_２＆３と表記し、さらに基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を、行列Ｈ_２＆３ ^Ｈ・Ｈ_２＆３の非ゼロの固有値に対する固有ベクトルｕ_４〜ｕ_９（列ベクトル）のエルミート共役ベクトルとなるように選んだ場合を考える（すなわち、ｅ_ｉ ^Ｈ ＝ｕ_ｉの場合）。この場合、（２５）式の右辺はｕ_ｉ ^Ｈ・Ｈ_２＆３ ^Ｈ・Ｈ_２＆３・ｕ_ｉに一致し、これは行列Ｈ_２＆３ ^Ｈ・Ｈ_２＆３の固有ベクトルｕ_ｉに対する固有値λ_ｉを与える。
すなわち、端末局＃２および端末局＃３に対する指向性として、ｕ_ｉ ^Ｈ方向の利得（固有値）が大きい場合には、干渉が大きくなるのでｆ（α_ｉ）を１に近く設定し、小さい場合にはゼロに近づける。この関数型の具体的な例としては、例えば、以下の（２６）式または（２７）式ようなものが考えられる。
ｆ（α_ｉ）＝ ｍｉｎ（１， Ｃ／α_ｉ） …（２６）
ｆ（α_ｉ）＝ ｍｉｎ（１， Ｌｏｇ［Ｃ／α_ｉ］） …（２７）
上記（２６）式及び（２８）式において、Ｃは定数を表す。

また、この様な関数型以外にも、シミュレーションや実伝搬測定等の経験的なノウハウとして、物理量α_ｉと係数ｆ（α_ｉ）との対応関係を示すデータテーブル（物理量α_ｉに対応して係数ｆ（α_ｉ）が設定されたルックアップテーブル）を作成し、これにより、物理量α_ｉに対応したテーブル検索の結果として、この物理量α_ｉに対応する係数ｆ（α_ｉ）を与えることも可能である。

さらには、（２６）式及び（２７）式等で一旦求めた各ｉに対するｆ（α_ｉ）に対し、α_ｉの大小のランキングに応じた係数βをかけても構わない。
特に、今回の例においては、端末局＃２および端末局＃３に対する空間多重数の和が６としていたが、この和が５以下の場合であれば、最も小さな物理量α_ｉに対する係数ｆ（α_ｉ）に１＞β_ｉ≧０となる係数を乗算し、係数ｆ（α_ｉ）をβ_ｉ・ｆ（α_ｉ）と置き換えても良い。なお、係数β_ｉは物理量α_ｉの大きさの順番に小さな値をとる（小さな物理量α_ｉほど小さな係数β_ｉとなる）。

以上の原理にもとづき、上記（２３）により求めた行ベクトルｈ_ｊ’（ｉ＝１〜３）から、従来方式と同様に、従来例に記載した（１８）式〜（２２）式により直交する基底ベクトルを求める。ただし、（１８）式〜（２２）式の代わりに、行ベクトルｈ_１’、ｈ_２’、ｈ_３’を各行ベクトル成分とする行列Ｈ_１に対し、Ｈ_１ ^Ｈ・Ｈ_１の非ゼロの固有値に対する固有ベクトルｕ_１〜ｕ_３（列ベクトル）のエルミート共役ベクトルを基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３として選んでも構わない。
これは、（９）式〜（１１）式の様に各端末毎に分解した式に対し、（３）式において説明した固有モードＳＤＭを適用することに相当する。特に、例えば端末局＃１に対して空間多重する信号系統数が「３」より小さい場合、固有値の大きな方の固有ビームから順番に利用することで、より効率的に伝送を行うことが可能となる。

なお、以上の説明の中において、グラムシュミットの直交化法による基底ベクトルの算出、ないしは特異値分解等による固有ベクトルの算出を例として説明した。
本発明においては、特に小さな物理量α_iに対し、係数ｆ(α_i)を小さくすることにより、部分的な干渉の除去効果を高めることができる。基底ベクトルが固有ベクトルとなるように選んだ場合、固有値は固有ベクトル毎に大きなばらつきを有している。すなわち、特に小さな物理量α_iを効率的に選択することが可能である。
しかし、一般に行列の次元が大きくなると固有ベクトルの算出は困難になる。一方で、単純にグラムシュミットの直交化法を用いる場合には、（２４）式及び（２５）式等で与えられる物理量α_iは、基底ベクトル毎に大きさの大小の差がつきにくい。

上述した様な場合、グラムシュミットの直交化法を行う際の基底ベクトルの選び方に工夫を加えることで対処が可能である。以下に、そのための手法の例を示す。
まず、第１の基底ベクトルｅ_４を決めるため、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９の中において、最も絶対値が大きい行ベクトルを選択する。
そして、その選択された行ベクトルに対して、規格化処理を行うこと、すなわち（１２）式に相当する処理を行うことにより、基底ベクトルｅ_４を設定める。
次に、ここで選択して用いた行ベクトルを除く全ての行ベクトルｈ_４〜ｈ_９（この時点でベクトルの数は５個）に対し、（１３）式に示した基底ベクトルｅ_４方向の成分のキャンセル処理を行い、行ベクトルｈ_４’〜ｈ_９’を求める。

上述の様にして求めた全ての行ベクトルの中から、先ほどと同様に絶対値が大きい行ベクトルを選択する。
次に、この行ベクトルに対して規格化処理を行い、すなわち（１４）式に相当する処理により、基底ベクトルｅ_５を定める。
さらに続けて、行ベクトルにおいて、基底ベクトルを求めるためにまだ用いていない残りの全ての行ベクトルｈ_４〜ｈ_９（この時点でベクトルの数は４個）に対し、（１３）式に示したｅ_５方向の成分のキャンセル処理を行い、行ベクトルｈ_４”〜ｈ_９”を求める。この様に、順次、決定済みの基底ベクトル方向の成分をキャンセルし、キャンセル後のベクトルの絶対値が大きい方から順番に基底ベクトルを決定する。この様な処理により基底ベクトルを設定することにより、後になって選ばれる基底ベクトルの方向ほど、干渉を与える程度が低くなる。この結果として、（２４）式及び（２５）式等で与えられる物理量α_ｉは、値として大きなばらつきを持つようになる。以上の説明が、本発明の動作原理の説明である。

上述した本発明の通信方法の送信ウエイトの作成における動作原理を利用して通信を行うための本発明の実施の形態を、以下に図を用いて説明する。
ここで、本発明の一実施形態における無線基地局および無線端末局による無線通信システムの構成に関する説明を行う。本発明の第１の無線局の送信部の構成、および第２の無線局の受信部の構成は、基本的に図１０〜図１２に示した従来方式と同一であるが、唯一、無線基地局の送信部における送信ウエイト算出回路（図１における１１８ａおよび１１８ｂ）の構成が異なる。図１を参照して、本発明の一実施形態における送信ウエイト算出回路を説明する。図１は本発明の一実施形態における送信ウエイト回路の構成例を示すブロック図である。図１の送信ウエイト回路を、図２に示す従来技術における送信ウエイト算出回路（図１０における１１１８ａまたは図１１における１１１８ｂ）の構成とを、比較しつつ説明する。

まず、図２に示した従来技術について説明する。
まず、図２の従来方式における送信ウエイト送信回路（図１０における１１８ａまたは図１１における１１８ｂ）に対して、伝達関数行列取得回路（図１０における１１７ａまたは図１１における１１７ｂ）からは全無線端末局の伝達関数情報が、空間多重条件管理回路（図１０における１１９ａまたは図１１における１１９ｂ）からは無線端末局毎の空間多重する信号系統数がそれぞれ入力され、最終的に算出した送信ウエイトベクトルに関する情報を送信信号変換回路（図１０における１１４ａまたは図１１における１１４ｂ）に出力する。

ここで、まず伝達関数行列取得回路（図１０における１１７ａまたは図１１における１１７ｂ）から伝達関数行列管理回路１３２に全端末局の伝達関数情報が入力されると、一旦、ここで伝達関数に関する情報を記録保存する。
また、空間多重条件管理回路（図１０における１１９ａまたは図１１における１１９ｂ）から端末局毎の空間多重する信号系統数が入力されると、空間多重管理回路１３１は、送信ウエイトベクトルを順次求めるために、伝達関数行列管理回路１３２に対して、送信ウエイトベクトルを算出する対象の端末局との伝達関数情報を、Ｈ^ｍａｉｎ抽出回路１３３およびＨ^ｓｕｂ抽出回路１３４に出力させる指示を出す。

例えば、空間多重管理回路１３１は、無線端末局＃１宛の送信ウエイトベクトルを求める際に、伝達関数行列管理回路１３２に対して、無線端末局＃１との間の伝達関数情報を出力するよう指示する。上記指示により、伝達関数行列管理回路１３２は、Ｈ^ｍａｉｎ抽出回路１３３およびＨ^ｓｕｂ抽出回路１３４に、それぞれ伝達関数情報を出力する。
Ｈ^ｍａｉｎ抽出回路１３３およびＨ^ｓｕｂ抽出回路１３４各々は伝達関数情報を伝達関数行列管理回路１３２から入力し、無線端末局＃１に対応するこの伝達関数情報から、Ｈ^ｍａｉｎ抽出回路（１３３）では部分伝達関数Ｈ^ｍａｉｎを、Ｈ^ｓｕｂ抽出回路（１３４）では無線端末局＃２及び＃３に関する部分伝達関数Ｈ^ｓｕｂを抽出する。

Ｈ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６においては、Ｈ^ｓｕｂ抽出回路１３４から入力される部分伝達関数Ｈ^ｓｕｂを構成する行ベクトルに対し、何らかの直交化処理を行い、これらの行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを求める。
Ｈ^ｍａｉｎ部分空間干渉成分完全除去回路１３５においては、Ｈ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６から基底ベクトルが、またＨ^ｍａｉｎ抽出回路（１３３）から部分伝達関数行列Ｈ^ｍａｉｎが入力される。また、Ｈ^ｍａｉｎ部分空間干渉成分完全除去回路１３５は、部分伝達関数行列Ｈ^ｍａｉｎの各行ベクトルから、Ｈ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６から入力された基底ベクトルの成分を、上記（１７）式に従って完全にキャンセルする。

その後、Ｈ^ｍａｉｎ部分空間基底ベクトル算出回路１３７は、（１８）式〜（２２）式の手順等により、何らかの手段で干渉除去されて求めた部分空間に対する基底ベクトルを算出する。
送信ウエイトベクトル決定回路１３８は、上記部分空間に対する基底ベクトルを入力し、この基底ベクトルを送信ウエイトベクトルに変換し、送信信号変換回路１１４ａまたは１１４ｂに出力する。
なお、ここまでの説明では特定の無線端末局宛の信号に着目して説明したが、空間多重管理回路１３１においては、全ての無線端末局宛の信号の空間多重を管理し、以上説明した処理を全無線端末局宛の信号として実施できるよう、並列的、ないしは直列的に処理を実施できるようにしている。つまり、無線端末局＃１に関する伝達関数をＨ^ｍａｉｎとし、無線端末局＃２及び＃３に関する伝達関数をＨ^ｓａｂとして処理した内容を端末局を入れ替えて同様の処理を行う。この結果として、送信ウエイトベクトル決定回路１３８は、送信信号変換回路１１４ａまたは１１４ｂへの出力として、送信する全ての信号系列に対する送信ウエイトベクトルを全て含む送信ウエイト行列Ｗを形成する。

上述した図６に示す従来方式においては、Ｈ^ｍａｉｎ部分空間干渉成分完全除去回路１３５にて、無線基地局間の干渉成分を完全に除去していた。この干渉成分の除去処理は、（１７）式による処理であるためである。
一方、図１に示す本実施形態においては、この干渉成分の除去を、（２３）式に対応して行うように変更した。この計算式の変更に合わせて、図５におけるＨ^ｍａｉｎ部分空間干渉成分完全除去回路１３５を、図１に示すように、Ｈ^ｍａｉｎ部分空間部分成分部分除去回路３に置き換え、さらに、Ｈ^ｓｕｂ部分空間射影量α_ｉ算出回路１及びｆ（α_ｉ）算出回路２の構成を追加した。

上記Ｈ^ｓｕｂ部分空間射影量α_ｉ算出回路１は、Ｈ^ｓｕｂ部分空間における各行ベクトルと、Ｈ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６の求めた基底ベクトルとの間の射影量（物理量）α_ｉを求める。
ｆ（α_ｉ）算出回路２は、上記射影量αｉに対応した係数ｆ（α_ｉ）を算出する。
Ｈ^ｍａｉｎ部分空間部分成分部分除去回路３は、算出された上記ｆ（α_ｉ）の値及びＨ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６の求めた基底ベクトルが入力されると、（２３）式に従って部分的に干渉成分をキャンセルする。

なお、本発明の実施形態においては、Ｈ^ｍａｉｎ部分空間基底ベクトル算出回路１３７においては、通常のベクトル直交化以外に、固有ベクトルを使用したり、後に述べる図６に示したフローチャートに従って基底ベクトルを算出しても構わない。

次に、図３を参照して、本発明の一実施形態における送信ウエイト行列Ｗの算出処理を説明する。図３は、本実施形態における送信ウエイト行列Ｗの算出動作を示すフローチャートである。
図３に示すフローチャートは、基本的に図９に示す従来技術のフローチャートと同様であり、差分としてはステップ（処理）Ｓ１０８の代わりに、ステップＳ８，Ｓ９及びＳ１０が行われる。
ステップＳ８において、Ｈ^ｓｕｂ部分空間射影量α_ｉ算出回路１は、ステップＳ７にてＨ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６が求めた基底ベクトル｛ｅ_ｉ｝に対し、（２４）式及び（２５）式等に記載した演算により、基底ベクトルｅ_ｉ毎に、行列Ｈ^ｓｕｂの行ベクトルが張る部分空間への射影に相当する物理量α_iを算出する。

次に、ステップＳ９において、ｆ（α_ｉ）算出回路２は、上記物理量α_iに対する係数ｆ（α_i）を求める。ここで、従来技術においては、この係数ｆ（α_i）が全て「１」であるという条件により、Ｈ^ｓｕｂ部分空間射影量α_ｉ算出回路１は、（１７）式によりステップＳ１０８の処理を行っていた。しかしながら、本発明によれば係数ｆ（α_i）は「０」から「１」の範囲の実数値を取ることとなる。
このため、ステップＳ１０において、Ｈ^ｍａｉｎ部分空間部分成分部分除去回路３は、上記（２３）式に相当する処理を実施する。
上述した差分以外、図３に示すフローチャートと、図９に示す従来技術のフローチャートとは同様の処理が行われる。

なお、図３に示すフローチャートにおいて、ステップＳ３からステップＳ１３までの処理は、順番（シリアル）に処理を行うとしているが、無線端末局＃ｋに対する処理の結果が無線端末局＃ｋ＋１に対する処理の結果に影響しないため、各無線端末局に対する干渉除去の処理を並列的に行っても構わない。

次に、本発明の一実施形態における直交基底ベクトルの算出処理を説明する。図４は、本実施形態のＨ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６における直交基底ベクトルの算出動作を示すフローチャートである。
上記図３の説明においては、ステップＳ７における直交基底ベクトルの算出方法について言及がなかったが、例えばグラムシュミットの直交化法やQR分解法、特異値分解による固有ベクトル算出など、様々な方法が考えられる。図４においては、この様々な方法の中から固有ベクトルを用いる場合について具体的に説明している。

図３のステップＳ６が終了した後（Ｓ２１）、ベクトル（Ｈ^ｓｕｂ）^Ｈ・Ｈ^ｓｕｂの固有ベクトル及び固有値を求める（Ｓ２２）。
例えば、図８で示した無線通信システムようなケースにおいては、行列Ｈ^ｓｕｂは６行９列であり、（Ｈ^ｓｕｂ）^Ｈ・Ｈ^ｓｕｂの固有ベクトルは９個存在する。しかし、そのうちの少なくとも３個は固有値がゼロである。これは、部分伝達関数行列Ｈ^ｓｕｂの行ベクトルが張る部分空間が６次元以下の空間であるからである。
ここで、意味のある固有ベクトルは非ゼロの固有値の固有ベクトルであり、固有値の大きさ順に固有ベクトルを抽出する（Ｓ２３）。そして、図３のフローチャートにおけるステップＳ８としては、物理量α_ｉに各固有ベクトルの固有値λ_ｉを代入することにより、Ｈ^ｓｕｂ部分空間射影量α_ｉ算出回路１は物理量α_ｉの算出処理を実現する（Ｓ２４）。以上の処理後、ステップＳ９に戻り処理を続ける。

以上は、直交基底ベクトルとして固有ベクトルを用いる場合の例であるが、一般に次元が大きくなると固有ベクトルの算出には膨大な演算を要する。
そこで、その他の直交化手法の中で、物理量α_iに大きなばらつきが現れやすいように、Ｈ^ｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間から、なるべく基底ベクトル方向の成分が大きい方から順番に基底ベクトルを決める方法を考える。
図５は、本発明の一実施形態におけるＨ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路１３６における他の直交基底ベクトルの算出動作を示すフローチャートである。

図３のフローチャートにおけるステップＳ６の処理後（Ｓ３１）、部分伝達関数行列Ｈ^ｓｕｂの各行ベクトルを抽出し、これを行ベクトル群｛ｈ_ｊ｝とする（Ｓ３２）。
次に、行ベクトル群｛ｈ_ｊ｝の各ベクトルの大きさ（ないしはその近似値）を求める（Ｓ３３）。この各ベクトルの大きさとしては、絶対値、絶対値の２乗の他に、ベクトルの各成分の実数部の絶対値および虚数部の絶対値の和を近似値として用いても構わない。
上記近似操作は、回路を構成する際に乗算回路を用いずに、加算回路のみで構成することを可能としており、通常の絶対値をユークリット距離、近似値をマンハッタン距離と呼ぶことがある。

この様にして求めたベクトルの大きさに対し、行ベクトル群｛ｈ_ｊ｝の中において、大きさが最も大きいベクトルを選択し（Ｓ３４）、この最も大きいベクトルｈ_ｊを規格化することにより基底ベクトルｅ_ｋを一つ決定する（Ｓ３５）。
次に、全ての基底ベクトルの決定が完了したか否かを判断し（Ｓ３６）、未決定の基底ベクトルがある場合（Ｎｏに対応）には、行ベクトル群｛ｈ_ｊ｝の中から、今、求めた行ベクトルｈ_ｊを除外し、残りのベクトルを新しい行ベクトル群｛ｈ_ｊ｝として管理する（Ｓ３７）。
さらに、更新した行ベクトル群｛ｈ_ｊ｝の各々から、最後に求めた基底ベクトルｅ_ｋ方向の成分をキャンセルし、再度、行ベクトル群｛ｈ_ｊ｝として管理し（Ｓ３８）、処理Ｓ３３に戻る。
一方、処理Ｓ３６において、未決定の基底ベクトルがない場合（Ｙｅｓに対応）には、処理Ｓ８を実施する（Ｓ３９）。

図６は、本発明の一実施形態におけるＨ^ｍａｉｎ部分空間基底ベクトル算出回路１３７におけるの直交基底ベクトルの算出動作を示すフローチャートである。
図３の説明では、ステップＳ１１での直交基底ベクトルの算出方法について言及がなったが、例えばグラムシュミットの直交化法やQR分解法、特異値分解による固有ベクトル算出など、様々な方法が考えられる。
また、図１のステップＳ１２において、送信ウエイトベクトルを決定する際に、着目する無線端末局宛に空間多重する信号系列数（Ｎ_ｓｍと表記する）が部分伝達関数行列Ｈ^ｍａｉｎの行数よりも少ないという場合もある。この場合、実質的には送信ウエイトベクトルおよび直交基底ベクトルはＮ_ｓｍ個求めればよい。

図６においては、ステップＳ１１における直交基底ベクトルの算出方法として、固有ベクトルを用いる場合を説明し、さらにＮ_ｓｍが行列Ｈ^ｍａｉｎの行数よりも小さい場合も含めて説明を行っている。
具体的には、図３のフローチャートにおけるステップＳ１０を実施後（Ｓ４１）、（Ｈ^ｍａｉｎ）^Ｈ・Ｈ^ｍａｉｎの固有ベクトルおよび固有値を求め（Ｓ４２）、着目する無線端末局の空間多重数を取得し（Ｓ４３）、固有値の絶対値の大きい方から順番にＮ_ｓｍ個のベクトルを抽出し、これを基底ベクトル群｛ｅ_ｉ｝とし、次のステップＳ１２を実施する（Ｓ４６）。

図７に、本発明の一実施形態における図３に示す、ｆ（α_ｉ）算出回路２が実施するステップＳ９の処理を拡張した拡張フローチャートを示す。
先の動作原理でも説明したが、着目している無線端末局以外の部分伝達関数行列Ｈ^ｓｕｂの行数（Ｎ_ｓｕｂと表記する）に対し、実際にこれらの端末局に対して空間多重する信号系統数が少ない場合、これらの無線端末局宛の信号はＮ_ｓｕｂ次元空間よりも次元が小さな部分空間に信号が送信されることになる。
すなわち、残された次元の基底ベクトルの方向は、着目している無線端末局の信号送信において用いることが許容できる。

まず、図３のフローチャートにおけるステップＳ８を実施した後（Ｓ５１）、Ｈ^ｓｕｂ部分空間射影量αｉ算出回路１が求めた、基底ベクトルに対する物理量α_ｉの値の大小関係を比較し、大きい方から順番に並べる（Ｓ５２）。
次に、α_ｉの大きさの順番に係数β_ｉを決定し（Ｓ５３）、さらに、（２６）式及び（２７）式等の所定の基準により、一旦、係数ｆ（α_ｉ）を算出する（Ｓ５４）。
そして、この係数ｆ（α_ｉ）に対して、上記係数β_ｉを乗算し、この乗算結果、すなわちβ_ｉ・ｆ（α_ｉ）により、係数ｆ（α_ｉ）を更新する（Ｓ５５）。
以上の処理の後、ステップＳ１０に戻る（Ｓ５６）。

以上の実施形態を説明するための図中においては、アンテナの本数など、各種パラメータを特定の条件（例えばアンテナの本数を送信側９本、受信側各３本としたり、空間多重を行う信号系統数を各３系統、合計９系統とした）に仮定して説明を行ったが、当然ながらその他の一般的なパラメータによって実施可能である。また、従来方式の場合の拡張と同様に、全ての処理を各サブキャリア毎に実施することにより、OFDM変調方式との併用も可能である。またさらに、複数の端末局の中で、同時に空間多重を行う端末局が固定的な場合であっても、ないしは時間と共に適応的に一部のユーザを選択してマルチユーザMIMO通信を行う場合であっても、すなわち、以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することが出来る。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

なお、図１及び図４における送信局側の受信部における図２，３，５，６のフローチャートに示す受信処理（本実施形態に対応する処理）の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより受信処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

本発明の一実施形態における無線基地局の送信部における送信ウエイト回路の構成例を示すブロック図である。 従来例における無線基地局の送信部における送信ウエイト回路の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態における送信ウエイト行列Ｗの算出の動作を説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態における直交基底ベクトルの算出の動作を説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態における別の直交基底ベクトルの算出の動作を説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態におけるおけるＨ^ｍａｉｎの直交基底ベクトル算出の動作を説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態における図３のステップＳ９の拡張フローのフローチャートである。 マルチユーザMIMOシステムの構成例を示す概念図である。 従来技術における送信ウエイト行列Ｗの算出の動作を示すフローチャートである。 従来技術における送信局側の構成例（シングルキャリアの場合）を示すブロック図である。 従来技術における送信局側の構成例（OFDMの場合）を示すブロック図である。 従来技術における受信局の構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１…Ｈ^ｓｕｂ部分空間射影量α_ｉ算出回路
２…ｆ（α_ｉ）算出回路
３…Ｈ^ｍａｉｎ部分空間干渉成分部分除去回路
１０１…基地局
１０２，１０３，１０４…無線端末局＃１〜＃３
１１１ａ，１１１ｂ…データ分割回路
１１２ａ−１，１１２ａ−２，１１２ａ−Ｌ…プリアンブル付与回路
１１２ｂ−１，１１２ｂ−２，１１２ｂ−Ｌ…プリアンブル付与回路
１１３ａ−１，１１３ａ−２，１１３ａ−Ｌ…変調回路
１１３ｂ−１，１１３ｂ−２，１１３ｂ−Ｌ…変調回路
１１４ａ，１１４ｂ…送信信号変換回路
１１５ａ−１，１１５ａ−２，１１５ａ−Ｍ_Ｔ…無線部
１１５ｂ−１，１１５ｂ−２，１１５ｂ−Ｍ_Ｔ…無線部
１１６ａ−１，１１６ａ−２，１１６ａ−Ｍ_Ｔ…送受信アンテナ
１１６ｂ−１，１１６ｂ−２，１１６ｂ−Ｍ_Ｔ…送受信アンテナ
１１７ａ，１１７ｂ…伝達関数行列取得回路
１１８ａ，１１８ｂ…送信ウエイト算出回路
１１９ａ，１１９ｂ…空間多重条件判断回路
１２０ａ−１，１２０ａ−２，１２０ａ−Ｌ…ＩＦＦＴ回路
１２０ｂ−１，１２０ｂ−２，１２０ｂ−Ｌ…ＩＦＦＴ回路
１２１−１，１２１−２，１２１−３…受信アンテナ
１２２−１，１２１−２，１２２−３…無線部
１２３…チャネル推定回路 １２４…受信信号管理回路
１２５…伝達関数行列管理回路 １２６…行列演算回路＃１
１２７…行列演算回路＃２ １２８…硬判定回路
１２９…データ合成回路 １３０…ＭＩＭＯ受信処理部
１３１…空間多重管理回路 １３２…伝達関数行列管理回路
１３３…Ｈ^ｍａｉｎ抽出回路 １３４…Ｈ^ｓｕｂ抽出回路
１３５…Ｈ^ｍａｉｎ部分空間干渉成分完全除去回路
１３６…Ｈ^ｓｕｂ部分空間基底ベクトル算出回路
１３７…Ｈ^ｍａｉｎ部分空間基底ベクトル算出回路
１３８…送信ウエイトベクトル決定回路

Claims (9)

1. 一つの第１の無線局と複数の第２の無線局により構成され、該第１の無線局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該第２の無線局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群および前記第２の無線局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMO（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能な無線通信システムにおける無線通信方法であって、
   前記第１の無線局における送信処理は、
   前記第１のアンテナ群と前記複数の第２のアンテナ群の間のMIMOチャネルの各伝達関数情報を取得する伝達関数行列取得ステップと、
   前記複数の第２の無線局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判断ステップと、
   前記第１のアンテナ群と該選択された複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第１の部分伝達関数行列を抽出する第１の部分伝達関数抽出ステップと、
   前記第１のアンテナ群と該選択された複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する第２の無線局以外のひとつまたは複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第２の部分伝達関数行列を抽出する第２の部分伝達関数抽出ステップと、
   該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出ステップと、
   該基底ベクトル毎に、前記第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間から前記基底ベクトルへの射影量αを算出する射影量算出ステップと、
   算出された該射影量αを引数とし、該射影量に対し、単調増加関係をもつ物理量を与える係数ｆ（α）（０≦ｆ（α）≦１）を出力する係数算出ステップと、
   前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトル毎に、該行ベクトルの前記基底ベクトル方向の各成分を前記係数ｆ（α）を乗算してキャンセルする部分空間干渉成分部分除去ステップと、
   該キャンセル処理を行った前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトルに対し、該行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第１部分空間基底ベクトル算出ステップと、
   該基底ベクトルをもとに送信ウエイトベクトルを決定する送信ウエイトベクトル決定ステップと、
   該送信ウエイトベクトルにより構成される送信ウエイト行列を求める送信ウエイト行列生成ステップと、
   複数の信号系列の送信信号を各成分として構成される送信信号ベクトルに対して前記送信ウエイト行列を乗算する送信信号変換ステップと、
   該乗算後の結果を前記第1のアンテナ群を介して送信する送信ステップと
   を実施することを特徴とする無線通信方法。
2. 前記請求項１に記載の無線通信方法であって、
   前記第１の無線局は、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出ステップにおいて、
   第２の部分伝達関数行列ないしは該行列と該行列のエルミート共役である行列の積として与えられる行列に対し、その固有ベクトル及び固有値を求めるステップと、
   前記固有値の絶対値ないしは絶対値の近似値の大きいほうから、所定の数だけ固有ベクトルを選択することにより前記基底ベクトルを算出するステップと
   を実施することを特徴とする無線通信方法。
3. 前記請求項２に記載の無線通信方法であって、
   前記射影量算出ステップは、前記射影量αに前記各固有ベクトルの固有値を代入することを特徴とする無線通信方法。
4. 前記請求項１に記載の無線通信方法であって、
   前記第１の無線局は、該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出ステップにおいて、
   該第２の部分伝達関数行列から、第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトル群を抽出するステップと、
   該抽出するステップにより抽出された行ベクトル群の中で絶対値ないしは絶対値の近似値が最も大きい行ベクトルを選択するステップと、
   該選択するステップにより選択された該最も大きい行ベクトルを規格化し、該規格化した行ベクトルを基底ベクトルの一つとして設定するステップと、
   全ての基底ベクトルの決定が完了したか否かを判定するステップと、
   該判定するステップで全ての基底ベクトルの決定が完了したと判定された場合、該第２部分空間基底ベクトル算出ステップを終了し、基底ベクトルを出力するステップと、
   全ての該行ベクトルが選択済みではないと該判定するステップで判定された場合、該行ベクトル群から、該規格化された該最も大きい行ベクトルを除外して、新たな行ベクトル群として生成するステップと、
   該新たな行ベクトル群として生成するステップが生成した該行ベクトル群の各行ベクトルから、最後に求めた該基底ベクトルの成分をキャンセルして行ベクトル群を更新するステップと
   を備え、
   該行ベクトル群を更新するステップにより得られた行ベクトル群を抽出された行ベクトル群に用いて、前記選択するステップから全ての基底ベクトルの決定が完了するまで繰り返す
   ことを特徴とする無線通信方法。
5. 前記請求項１に記載の無線通信方法であって、
   前記第１の無線局は、
   前記基底ベクトル毎に求めた射影量αの大小関係を判断するステップと、
   該大小判断の結果としてαの大きさの順番に対応した所定の係数βを前記射影量α毎に定めるステップと、
   該射影量に対して単調増加関係をもつ物理量を与える前記係数ｆ（α）を、係数βを乗算し、β×ｆ（α）に置き換えるステップと
   を実施することを特徴とする無線通信方法。
6. 一つの無線基地局と複数の無線端末局により構成され、該無線基地局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該無線端末局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記無線基地局の前記第１のアンテナ群および前記無線端末局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMOチャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能な無線通信システムにおける無線基地局であって、
   前記第１のアンテナ群と前記複数の第２のアンテナ群の間のMIMOチャネルの各伝達関数情報を取得する伝達関数行列手段と、
   前記複数の無線端末局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判断手段と、
   前記第１のアンテナ群と該選択された複数の第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する第２の無線局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第１の部分伝達関数行列を抽出する第１の部分伝達関数抽出手段と、
   前記第１のアンテナ群と該選択された複数の無線端末局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報の中から、前記第１のアンテナ群と着目する無線端末局以外のひとつまたは複数の無線端末局の前記第２のアンテナ群との間の伝達関数情報により構成される第２の部分伝達関数行列を抽出する第２の部分伝達関数抽出手段と、
   該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出手段と、
   該基底ベクトル毎に、前記第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間から前記基底ベクトルへの射影量αを算出する射影量算出手段と、
   求められた該射影量αを引数とし、該射影量に対し単調増加関係をもつ物理量を与える係数ｆ（α）（０≦ｆ（α）≦１）を出力する係数算出手段と、
   前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトル毎に、該行ベクトルの前記基底ベクトル方向の各成分を前記係数ｆ（α）を乗算してキャンセルする部分空間干渉成分部分除去手段と、
   該キャンセル処理を行った前記第１の部分伝達関数行列を構成する各行ベクトルに対し、該行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第１部分空間基底ベクトル算出手段と、
   該基底ベクトルをもとに送信ウエイトベクトルを決定する送信ウエイトベクトル決定手段と、
   該送信ウエイトベクトルにより構成される送信ウエイト行列を求める送信ウエイト行列生成手段と、
   複数の信号系列の送信信号を各成分として構成される送信信号ベクトルに対して前記送信ウエイト行列を乗算する送信信号変換手段と、
   該乗算後の結果を前記第１のアンテナ群を介して送信する送信手段と
   を備えたことを特徴とする無線基地局。
7. 前記請求項６に記載の無線基地局であって、
   該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出手段は、
   第２の部分伝達関数行列ないしは該行列と該行列のエルミート共役である行列の積として与えられる行列に対し、その固有ベクトル及び固有値を求める手段と、
   前記固有値の絶対値ないしは絶対値の近似値が大きいほうから所定の数だけ固有ベクトルを選択することにより前記基底ベクトルを算出する手段と
   を備えたことを特徴とする無線基地局。
8. 前記請求項６に記載の無線基地局であって、
   該第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトルが張る部分空間の基底ベクトルを算出する第２部分空間基底ベクトル算出手段は、
   該第２の部分伝達関数行列から、第２の部分伝達関数行列を構成する行ベクトル群を抽出する手段と、
   該抽出する手段により抽出された行ベクトル群の中で絶対値ないしは絶対値の近似値が最も大きい行ベクトルを選択する手段と、
   該選択する手段により選択された該最も大きい行ベクトルを規格化し、該規格化した行ベクトルを基底ベクトルの一つとして設定する手段と、
   全ての基底ベクトルの決定が完了したか否かを判定する手段と、
   該判定する手段で全ての基底ベクトルの決定が完了したと判定された場合、該第２部分空間基底ベクトル算出手段を終了し、基底ベクトルを出力する手段と、
   全ての該行ベクトルが選択済みではないと該判定する手段で判定された場合、該行ベクトル群から、該規格かされた該最も大きい行ベクトルを除外して、新たな行ベクトル群として生成する手段と、
   該新たな行ベクトル群として生成する手段が生成した該行ベクトル群の各行ベクトルから、最後に求めた該基底ベクトルの成分をキャンセルして行ベクトル群を更新する手段と
   を備え、
   該行ベクトル群を更新する手段により得られた行ベクトル群を抽出された行ベクトル群に用いて、前記選択する手段から全ての基底ベクトルの決定が完了するまで繰り返す
   ことを特徴とする無線基地局。
9. 前記請求項６に記載の無線基地局であって、
   前記基底ベクトル毎に求めた射影量αの大小関係を判断する手段と、
   該大小判断の結果としてαの大きさの順番に対応した所定の係数βを前記射影量α毎に定める手段と、
   該射影量に対し単調増加関係をもつ物理量を与える前期係数ｆ（α）をβ×ｆ（α）に置き換える手段と
   を備えたことを特徴とする無線基地局。

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