JP4246169B2 - 無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立なデータを送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列をもとに受信局側でデータの復調を行うことにより無線通信を実現する高速無線アクセスシステム（または無線ＬＡＮシステム）に係り、特に、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯等を用いた高速無線アクセスシステムの伝送速度の高速化を行う無線通信装置および無線通信方法に関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、最大で５４Ｍｐｐｓの伝送速度を実現しているが、無線ＬＡＮの普及に伴い更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術としては、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間にはＭ×Ｎ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され、第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_ｊ，ｉとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_ｉとし、（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…，ｔ_Ｎ）を成分とする列ベクトルをＴ、第ｊ受信アンテナでの受信信号をｒ_ｊとし、（ｒ_ｌ，ｒ_２，ｒ_３，…，ｒ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをＲ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎ_ｊとし（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３，…，ｎ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。

この場合、以下の関係式が成り立つ。

したがって、受信局側で受信した信号Ｒを基に、送信信号Ｔを推定する技術が求められている。このＭＩＭＯ技術の最も基本的なものとしては、一般にＺＦ（Zero Forcing）法と呼ばれる方法が挙げられる（例えば非特許文献１参照）。

ここでは、上記数式（１）に対し、伝達関数行列の逆行列Ｈ^−１を求め、これを式の両辺の左から掛け合わせる処理を行う。この結果、以下の式が得られる。

つまり、各受信アンテナで受信した信号を合成し、所望の送信アンテナ以外からの信号による干渉を除去する処理を行うと、実際の送信信号ベクトルＴに微小な熱雑音項Ｈ^−１×ｎが加わった信号点が得られることになる。ここで、送信信号として、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調を施した信号を用いる場合には、送信信号として取りうる信号点は不連続である。したがって、Ｈ^−１×Ｒとユークリッド距離が最も近い点を送信コンスタレーション上で検索する硬判定処理を行い、真の送信信号を推定する。

上述したＺＦ法においては、熱雑音項Ｈ^−１×ｎが十分に小さく、かつ送信アンテナ毎の成分が均等であると仮定できる場合には良好な特性が期待できる。しかし、一般には、この仮定は成り立たず、ある伝達関数行列に対して送信アンテナ毎の熱雑音Ｈ^−１×ｎの絶対値の期待値は異なる。さらには、もし伝達関数行列Ｈが逆行列を持たない行列（ないしはその行列式が非常に小さい）の場合には、送信信号の推定が非常に不安定になる。このような状況においては、受信特性が大幅に劣化する可能性がある。このような問題点を解決するための方法として、最も特性的に優れた方法がＭＬＤ（Most Likelihood Detection）法と呼ばれる方式である（例えば非特許文献２参照）。

まず、各アンテナからの送信信号の変調方式が決まると、１つのアンテナから送信される信号が取り得る信号点の数（以降、Ｎ_ｍａｘと呼ぶ）が決まる。Ｎ本のアンテナ全体で送信される信号ベクトルのバリエーションはＮ_ｍａｘ ^Ｎ種類となる。ＭＬＤ法では、送信信号としてＴｘの取り得る全ての候補（全部でＮ_ｍａｘ ^Ｎ種）に対して、その信号が送信された場合の受信信号の予測を行い、それらの中で最も実際の受信信号に近いものを推定精度の最も高い信号点として選択する。つまり、Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ個中の第ｋ番目の送信信号候補をＴ^［ｋ］で表したとすると、次の数式（３）で定義されるユークリッド距離Ｅを最小にするｋの値を選択する。

なお、行列Ｍに対してＭ^Ｈは、行列Ｍのエルミート共役である行列を指す。以上の処理により、如何なる行列Ｈに対しても、安定した受信処理が可能であり、ＺＦ法に対して特性が大幅に改善する。

ここで、図７は、従来技術における送信局の構成を示すブロック図である。図において、１００はデータ分割回路、１０１−１〜１０１−４はプリアンブル付与回路、１０２−１〜１０２−４は変調回路、１０３−１〜１０３−４は無線部、１０４−１〜１０４−４は送信アンテナ、１０５は変調部を示す。なお、一例として、送信局が４本の送信アンテナを用いて４系統のデータを送信する場合を例にとって説明する。

データが入力されると、データ分割回路１００はデータを４系統に分離する。例えば、第１系統のデータはプリアンブル付与回路１０１−１に入力され、プリアンブル信号が付与された状態で変調回路（Ｃｈ１）１０２−１に入力される。変調回路（Ｃｈ１）１０２−１では所定の変調を実施し、変調された信号は無線部１０３−１にて無線周波数に変換され、送信アンテナ１０４−１より送信される。同様に、第２系統のデータは変調回路（Ｃｈ２）１０１−２〜送信アンテナ１０４−２、第３系統のデータは変調回路（Ｃｈ３）１０１−３〜送信アンテナ１０４−３、第４系統のデータは変調回路（Ｃｈ４）１０１−４〜送信アンテナ１０４−４を経由して、それぞれ個別に送信される。なお、後の説明のためにプリアンブル付与回路１０１−１〜１０１−４、変調回路１０２−１〜１０２−４を含む点線で囲った領域を変調部と呼ぶ。

図８は、従来技術におけるＭＬＤ法を用いた受信局の構成を示すブロック図である。図において、１１１−１〜１１１−４は受信アンテナ、１１２−１〜１１２−４は無線部、１１３はチャネル推定回路、１１４は受信信号管理回路、１１５は伝達関数行列管理回路、１１６はレプリカ信号生成回路、１１７は送信信号生成回路、１１８は、幾何学的距離演算回路、１１９は選択回路、１２０はデータ合成回路、１２１は変調部を示す。なお、一例として、受信局が４本の受信アンテナを用いて４系統のデータを受信する場合を例にとって説明する。

第１の受信アンテナ１１１−１から第４の受信アンテナ１１１−４は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１１２−１〜１１２−４を経由して、受信した信号はチャネル推定回路１１３に入力される。送信側で付与して所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路１１３にて各送信アンテナと受信アンテナ間の伝達関数を取得する。取得された各伝達関数の情報ｈ_ｊ，ｉは、伝達関数行列管理回路１１５にて伝達関数行列Ｈとして管理される。

プリアンブル信号に後続するデータ信号は、１シンボル分ずつ受信信号管理回路１１４に入力される。受信信号管理回路１１４では、各アンテナの受信信号（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，ｒ_４）を成分とした受信信号ベクトルＲｘとして一旦管理する。一方、送信信号生成回路１１７では、送信アンテナから出力され得る全ての信号パターンとして、Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ種類の送信信号の候補｛Ｔ^［ｋ］｝（１≦ｋ≦Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ）を生成する。

レプリカ信号生成回路１１６では、送信信号生成回路１１７から入力される信号Ｔ^［ｋ］と伝達関数行列管理回路１１５で管理された伝達関数行列Ｈとの積、Ｈ×Ｔ^［ｋ］を求め、幾何学的距離演算回路１１８にて、この結果と受信信号管理回路１１４で管理された受信信号ベクトルＲｘとのユークリッド距離を算出する。該ユークリッド距離演算処理は、全てのｋの値に対して実施（合計Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ回）される。選択回路１１９では、これらの中でユークリッド距離が最短のものを選択し、最も推定精度の高い送信信号と判定する。

これらのデータは、複数シンボルに渡って連続的に処理されるが、一連のデータを受信後、データ合成回路１２０にてデータとして再構成されて出力される。なお、図７と同様、後の説明のためにチャネル推定回路１１３、受信信号管理回路１１４、伝達関数行列管理回路１１５、レプリカ信号生成回路１１６、送信信号生成回路１１７、幾何学的距離演算回路１１８、選択回路１１９を含む点線で囲った領域を復調部１２１と呼ぶ。

次に、図９は、従来技術におけるＯＦＤＭ変調方式を用いた送信局の構成を示すブロック図である。図において、２００はデータ分割回路、１０３−１〜１０３−４は無線部、１０４−１〜１０４−４は送信アンテナ、２０１−１〜２０１−Ｋは変調部、２０２−１〜２０２−３はＩＦＦＴ回路、２０３−１〜２０３−３はＧＩ挿入回路を示す。なお、一例として、送信局が４本の送信アンテナを用いて４系統のデータを送信する場合を例にとって説明する。

図７においては、シングルキャリアの場合を想定して説明を行ったため、変調部１０５は単一であったが、ＯＦＤＭ変調を行う場合には、サブキャリア毎に変調部１０５に相当するものを備えることになる。例えば、Ｋ本のサブキャリアを用いてデータ伝送を行う場合には、＃１から＃ＫまでのＫ面の変調部２０１−１〜２０１−Ｋを備えることになる。

データが入力されると、データ分割回路２００は、データを４×Ｋ系統に分離する。つまり、サブキャリア毎に４系統のデータ系列に分割する。これらは、サブキャリア毎に変調部２０１−１〜２０１−Ｋに入力され、図７に示した処理を各変調部２０１−１〜２０１−Ｋ内で行う。出力される変調信号は、信号系列毎にＩＦＦＴ回路２０２−１〜２０２−４に入力される。ここでは、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する。変換された信号は、ＧＩ挿入回路２０３−１〜２０３−４にて１シンボル長の信号の一部（末尾）をコピーし、ガードインターバルとしてＯＦＤＭシンボルの先頭に付与する。付与された信号は、信号系列毎に無線部１０３−１〜１０３−４にて無線周波数に変換され、送信アンテナ１０４−１〜１０４−４より送信される。

次に、図１０は、従来技術におけるＯＦＤＭ変調方式を用いた受信局の構成を示すブロック図である。図において、１１１−１〜１１１−４は受信アンテナ、１１２−１〜１１２−４は無線部、２１０−１〜２１０−４はＧＩ除去回路、２１１−１〜２１１−４はＦＦＴ回路、２１２−１〜２１２−Ｋは復調部、２１３はデータ合成回路を示す。なお、一の例として、受信局が４本の受信アンテナを用いて４系統のデータを受信する場合を例にとって説明する。

図８においては、シングルキャリアの場合を想定して説明を行ったため、復調部１２１は単一であったが、ＯＦＤＭ変調を行う場合には、サブキャリア毎に変調部１２１に相当するものを備えることになる。例えば、Ｋ本のサブキャリアを用いてデータ伝送を行う場合には、＃１から♯ＫまでのＫ面の変調部２１２−１〜２１２−Ｋを備えることになる。

第１の受信アンテナ１１１−１から第４の受信アンテナ１１１−４は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１１２−１〜１１２−４を経由して、受信した信号は、系列毎にＧＩ除去回路２１０−１〜２１０−４に入力され、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルが除去される。除去された信号は、ＦＦＴ回路２１１−１〜２１１−４にて、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換される。ここで、サブキャリア毎に分離された信号は、サブキャリア毎に復調部２１２−１〜２１２−Ｋにて、図８に示した処理が行われる。ここで、ＯＦＤＭシンボル単位、かつサブキャリア単位で取得された送信信号の推定結果は、データ合成回路２１３にて合成され、データとして再構成されて出力される。なお、実際の回路においては、各サブキャリアにまたがって畳み込み符号化・ビタビ復号が実装されるなど、複数サブキャリアにまたがった誤り訂正処理などが行われる場合もあるが、基本的な構成に変わりはない。

次に、図１１は、従来技術における送信局の送信処理を示すフローチャートである。データが入力されると（Ｓ１００）、送信局では、Ｎ系統のデータ系列に分割され（Ｓ１０１）、これらの信号には、それぞれプリアンブル信号が付与され（Ｓ１０２）、これに系列毎に個別に変調処理が行われる（Ｓ１０３）。変調された信号は、無線部にて無線周波数に変換されて送信される（Ｓ１０４）。

次に、図１２は、従来技術におけるＭＬＤ法を用いた受信局の受信処理を示すフローチャートである。受信局では、無線パケットを受信すると（Ｓ１１０）、プリアンブル信号を検出し（Ｓ１１１）、チャネル推定を実施する（Ｓ１１２）。ここでは、各送信アンテナおよび受信アンテナ間の伝達関数を全て取得する。プリアンブル信号に後続して受信される信号は、１シンボル毎に各受信アンテナでの受信信号ｒ_ｊを成分として持つ受信信号ベクトルＲとして管理される（Ｓ１１３）。

これに対し、送信アンテナから出力され得る全ての信号パターンとして、Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ種類の送信信号の候補｛Ｔ^［ｋ］｝（１≦ｋ≦Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ）を生成し、これと伝達関数行列Ｈとの積Ｈ×Ｔ^［ｋ］を計算し（Ｓ１１５）、受信信号Ｒとのユークリッド距離を計算する（Ｓ１１６）。この処理Ｓ１１４〜Ｓ１１６には、実際には、全体でＮ_ｍａｘ ^Ｎ回の処理を行うことを含めて記述した。つまり、処理Ｓ１１４〜Ｓ１１６をＮ_ｍａｘ ^Ｎ個並列的に処理したり、あるいはＳ１１４→Ｓ１１５→Ｓ１１６→Ｓ１１４→Ｓ１１５→Ｓ１１６→Ｓ１１４→Ｓ１１５→Ｓ１１６→…とＮ_ｍａｘ ^Ｎ回直列的に処理しても、あるいはその組み合わせであっても構わない。

いずれにせよ、算出されたＮ_ｍａｘ ^Ｎ個の送信信号ベクトル毎のユークリッド距離が得られたら、全体を比較して最小ユークリッド距離を与える送信信号ベクトルＴ_ｂｅｓｔを検索する（Ｓ１１７）。この結果をもって、該当するシンボルの各送信アンテナから送信された信号推定を確定させる（Ｓ１１８）。さらに、受信データが継続する場合には、処理Ｓ１１３に戻り、処理Ｓ１１３〜Ｓ１１９を繰り返す。受信データが終わった場合（Ｓ１１９）、一連の各系統の受信データを再構成し、送信側でのデータを再現してデータを出力する（Ｓ１２０）。なお、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、あるサブキャリアに着目すると、図１１および図１２に示した処理内容を行っていることになる。
S. Kurosaki et. a1.,"A SDM-COFDM Scheme Employing a Simple Feed-Forward Inter-Channel Interference Canceller for MIMO Based Broadband Wireless LANs", IEICE TRANS. COMMUN., vol.E86 B. No.1,Janualy, 2003 A. van Zelst et. al., "Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM Systems", Proc. VTC2000 Spring,vol.2, PP.1070-1074

上述したＭＬＤ法の最大の問題点は、ユークリッド距離を求める演算処理をＮ_ｍａｘ ^Ｎ回に渡って実施しなければならない点である。例えば、変調方式として６４ＱＡＭを用いる場合、Ｎ_ｍａｘ＝６４となる。この例を用いると、Ｎ＝２の場合でユークリッド距離演算回数は６４^２（＝４０９６）回、Ｎ＝３の場合で６４^３（＝２６２１４４）回、Ｎ＝４の場合で６４^４（＝１６７７７２１６）回と指数関数的に発散する。

これを回路として実現する際には、図１２における処理Ｓ１１４〜Ｓ１１６を順次直列的に実施する方法と、並列的、つまり同時に処理する方法がある。しかし、直列的に行う場合には、１シンボルの送信データを確定するのに、Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ回のループ処理を行う必要があり、膨大な処理遅延がかかってしまう。一方、並列的に実施する場合でも、同様の回路をＮ_ｍａｘ ^Ｎ個も実装しなければならず、Ｎが３以上になると回路規模が爆発的に増大するため、ＬＳＩへの実装は全く不可能となる。その中間的な組み合わせも考えられるが、回路規模と演算時間との双方を両立することは困難である。全ての問題点は、演算の処理量がＮ_ｍａｘ ^Ｎに比例した値となることに起因し、この演算量を抑えることが課題となっている。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現することができ、かつ現実的な回路規模および演算量にて容易に実現することができる無線通信装置および無線通信方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上でかつＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本以上の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより構成され、前記送信局は、入力されたユーザデータをＮ系統に分割する手段と、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第一の信号系列を生成する手段と、Ｎ本の前記送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信する手段とを備えた無線通信システムにおける前記受信局側で用いる無線通信装置であって、前記受信局は、Ｍ本の前記受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信する受信手段と、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として前記送信アンテナのうちの第ｉアンテナと前記受信アンテナのうちの第ｊアンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得する第１の取得手段と、第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列、すなわち伝達関数行列Ｈおよび第ｊ受信アンテナの受信信号を第ｊ成分とするＭ行の列ベクトルＲおよびＮ個の成分を有するＮ行の列ベクトルＴに対し、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得する送信ベクトル第１次推定手段と、前記伝達関数行列Ｈの要素を元にＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の変換行列Ｚを生成する変換行列生成手段と、前記変換行列Ｚのエルミート共役の行列Ｚ^Ｈに対して前記伝達関数行列Ｈの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行（Ｎ_１＋Ｎ_２）列の行列Ｚ^Ｈ・Ｈを算出する算出手段と、該行列Ｚ^Ｈ・Ｈから１≦ｊ≦Ｍ_１かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを取得する第２の取得手段と、Ｍ個の受信信号を成分とするＭ行の列ベクトルＲと前記変換行列のエルミート共役の行列Ｚ^Ｈとの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行の列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒを取得する第３の取得手段と、該列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒの第１成分から第Ｍ_１成分までによって構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルをＲ_１とし、かつ第Ｍ_１＋１成分から第Ｍ_１＋Ｍ_２成分までを抜き出して構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルをＲ_２としてＲ_１およびＲ_２を取得する第４の取得手段と、１系列当りの送信信号としてＮ_ｍａｘ種類（１＜Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の信号点の選択肢の中からその全てないしはその一部として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ、ｋは整数）成分の近傍に位置するｎ［ｋ］点（１≦ｎ［ｋ］≦Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の送信信号を第ｋ成分の送信信号の候補として選択する選択手段と、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_１行の第１部分送信ベクトルをＴ_１とした場合、該第１部分送信ベクトルＴ_１の候補として、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_１個の各成分として持つ（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）個のＮ_１行の第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝（ｋ１は識別番号）を取得する第５の取得手段と、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_２行の第２部分送信ベクトルをＴ_２とした場合、該第２部分送信ベクトルＴ_２の候補として、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_２個の各成分として持つ（ｎ（Ｎ_１＋１）×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］個のＮ_２行の第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝（ｋ２は識別番号）を取得する第６の取得手段と、前記第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝のそれぞれに対し、Ｒ_１とＨ_１・Ｔ_１ ^［ｋ１］との幾何学的な距離を求める第１の幾何学的距離算出手段と、１≦Ｋ_１＜（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）である整数Ｋ_１に対し、前記第１送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ１番目（１≦ｍ１≦Ｋ_１、ｍ１は整数）に小さい候補をＴ’_１ ^［ｍ１］と表記した場合に前記第１送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_１個のベクトルで構成される限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝を取得する第７の取得手段と、前記第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝のそれぞれに対し、Ｒ_２とＨ_２・Ｔ_２ ^［ｋ２］との幾何学的な距離を求める第２の幾何学的距離算出手段と、１≦Ｋ_２＜（ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］）である整数Ｋ_２に対し、前記第２送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ２番目（１≦ｍ２≦Ｋ_２、ｍ２は整数）に小さい候補をＴ’_２ ^［ｍ２］と表記した場合に前記第２送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_２個のベクトルで構成される限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝を取得する第８の取得手段と、前記限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝の１つを第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持ち、かつ前記限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝の１つを第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つ合計Ｋ_１×Ｋ_２個のＮ行のベクトルを最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝（ｋ３は識別番号）を取得する第９の取得手段と、前記最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝のそれぞれに対し、前記伝達関数行列Ｈおよび前記受信ベクトルＲを用いてＲとＨ・Ｔ_final ^［ｋ３］との幾何学的な距離を求める第３の幾何学的距離算出手段と、該幾何学的な距離を最小とする送信ベクトルをＴ_bestとして取得する第１０の取得手段と、該送信ベクトルＴ_bestの各成分を各信号系列の送信信号の推定値とし、これらを合成することにより前記送信局におけるユーザデータを再生する再生手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記受信局は、前記伝達関数行列Ｈの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ_ｉを用いて前記伝達関数行列Ｈを（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ］）と表記し、さらに前記変換行列Ｚの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ_ｉを用いてＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の行列Ｚを（ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得する第１１の取得手段と、Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得する第１２の取得手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記受信局は、前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比を推定する推定手段を備え、さらに、前記第１の取得手段は、前記推定手段で取得した受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比に応じて前記伝達関数における送信アンテナ番号の番号付け順序を変更する第１のアンテナ番号変換手段を備え、さらに、前記第１０の取得手段は、取得される送信ベクトルＴ_ｂｅｓｔの送信アンテナ番号の番号付けを、第１のアンテナ番号変換手段にて実施した入れ替え処理の逆処理により、元々のアンテナ番号に戻す第２のアンテナ番号変換手段を備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記受信局は、前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の総受信電力、信号対雑音比または信号対干渉雑音比のいずれかを推定する推定手段と、前記ｎ［１］，ｎ［２］，ｎ［３］，…，ｎ［Ｎ］の値を信号系列毎の総受信電力または信号対雑音比または信号対干渉雑音比の推定値に応じて決定する決定手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記第１の幾何学的距離算出手段は、前記幾何学的な距離としてユークリッド距離を用いることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記第１の幾何学的距離算出手段は、幾何学的な距離として、各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値を用いることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信ベクトル第１次推定手段は、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記第１部分行列Ｈ_１および第１部分ベクトルＲ_１および第１送信ベクトルＴ_１に対するＲ_１＝Ｈ_１・Ｔ_１の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第１から第Ｎ_１成分を取得する第１６の取得手段と、前記第２部分行列Ｈ_２および第２部分ベクトルＲ_２および第２送信ベクトルＴ_２に対するＲ_２＝Ｈ_２・Ｔ_２の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第Ｎ_１＋１から第Ｎ成分を取得する第１７の取得手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信ベクトル第１次推定手段は、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ^−１を前記列ベクトルＲに作用させたベクトル積、すなわちＨ^−１・Ｒにより取得する第１８の取得手段を備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信ベクトル第１次推定手段は、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈのエルミート共役行列Ｈ^Ｈおよび該伝達関数行列Ｈのベクトル積に対する逆行列、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１と、前記行列Ｈ^Ｈおよび前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈ・Ｒにより取得する第１９の取得手段を備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記Ｎ系統の既知のパターンの信号の第ｉ信号系列における第ｋｓ（ｋｓは１以上の整数）シンボルの送信信号をＰ（ｉ，ｋｓ）および第ｊ受信アンテナで受信される第ｋｓシンボルの受信信号をｒ（ｊ，ｋｓ）とし、かつＰ（ｉ，ｋｓ）を第ｉ成分として持つＮ行の列ベクトルをＰ（ｋｓ）、ｒ（ｊ、ｋｓ）を第ｊ成分として持つＭ行の列ベクトルをｒ（ｋｓ）と表現した場合において、前記送信ベクトル第１次推定手段は、前記既知のパターンの信号を受信した際に、前記既知のパターンの信号の領域においてＭ行Ｎ列の行列Ｆに関して、ベクトルＦ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ）および該ベクトルのエルミート共役のベクトル（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈのベクトル積、すなわち（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈ×（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））で与えられる物理量を最小とするように前記行列Ｆを算出する算出手段と、該行列Ｆと前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわちＦ・Ｒにより前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得する第２０の取得手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行い、サブキャリア毎に分離後の受信信号に対して、個別に請求項１ないし請求項１０に記載の処理を実施することを特徴とする。

上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上でかつＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本以上の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより構成され、前記送信局は、入力されたユーザデータをＮ系統に分割するステップと、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第一の信号系列を生成するステップと、Ｎ本の前記送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信するステップとを実施する無線通信システムにおける前記受信局側で用いる無線通信方法であって、前記受信局は、Ｍ本の前記受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信するステップと、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として前記送信アンテナのうちの第ｉアンテナと前記受信アンテナのうちの第ｊアンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得するステップと、第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列、すなわち伝達関数行列Ｈおよび第ｊ受信アンテナの受信信号を第ｊ成分とするＭ行の列ベクトルＲおよびＮ個の成分を有するＮ行の列ベクトルＴに対し、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得する送信ベクトル第１次推定ステップと、前記伝達関数行列Ｈの要素を元にＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の変換行列Ｚを生成するステップと、前記変換行列Ｚのエルミート共役の行列Ｚ^Ｈに対して前記伝達関数行列Ｈの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行（Ｎ_１＋Ｎ_２）列の行列Ｚ^Ｈ・Ｈを算出するステップと、該行列Ｚ^Ｈ・Ｈから１≦ｊ≦Ｍ_１かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを取得するステップと、Ｍ個の受信信号を成分とするＭ行の列ベクトルＲと前記変換行列のエルミート共役の行列Ｚ^Ｈとの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行の列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒを取得するステップと、該列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒの第１成分から第Ｍ_１成分までによって構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルをＲ_１とし、かつ第Ｍ_１＋１成分から第Ｍ_１＋Ｍ_２成分までを抜き出して構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルをＲ_２としてＲ_１およびＲ_２を取得するステップと、１系列当りの送信信号としてＮ_ｍａｘ種類（１＜Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の信号点の選択肢の中からその全てないしはその一部として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ、ｋは整数）成分の近傍に位置するｎ［ｋ］点（１≦ｎ［ｋ］≦Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の送信信号を第ｋ成分の送信信号の候補として選択するステップと、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_１行の第１部分送信ベクトルをＴ_１とした場合、該第１部分送信ベクトルＴ_１の候補として、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_１個の各成分として持つ（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）個のＮ_１行の第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝（ｋ１は識別番号）を取得するステップと、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_２行の第２部分送信ベクトルをＴ_２とした場合、該第２部分送信ベクトルＴ_２の候補として、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_２個の各成分として持つ（ｎ（Ｎ_１＋１）×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］個のＮ_２行の第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝（ｋ２は識別番号）を取得するステップと、前記第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝のそれぞれに対し、Ｒ_１とＨ_１・Ｔ_１ ^［ｋ１］との幾何学的な距離を求めるステップと、１≦Ｋ_１＜（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）である整数Ｋ_１に対し、前記第１送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ１番目（１≦ｍ１≦Ｋ_１、ｍ１は整数）に小さい候補をＴ’_１ ^［ｍ１］と表記した場合に前記第１送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_１個のベクトルで構成される限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝を取得するステップと、前記第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝のそれぞれに対し、Ｒ_２とＨ_２・Ｔ_２ ^［ｋ２］との幾何学的な距離を求めるステップと、１≦Ｋ_２＜（ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］）である整数Ｋ_２に対し、前記第２送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ２番目（１≦ｍ２≦Ｋ_２、ｍ２は整数）に小さい候補をＴ’_２ ^［ｍ２］と表記した場合に前記第２送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_２個のベクトルで構成される限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝を取得するステップと、前記限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝の１つを第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持ち、かつ前記限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝の１つを第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つ合計Ｋ_１×Ｋ_２個のＮ行のベクトルを最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝（ｋ３は識別番号）を取得するステップと、前記最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝のそれぞれに対し、前記伝達関数行列Ｈおよび前記受信ベクトルＲを用いてＲとＨ・Ｔ_final ^［ｋ３］との幾何学的な距離を求めるステップと、該幾何学的な距離を最小とする送信ベクトルをＴ_bestとして取得するステップと、該送信ベクトルＴ_bestの各成分を各信号系列の送信信号の推定値とし、これらを合成することにより前記送信局におけるユーザデータを再生するステップとを有することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記伝達関数行列Ｈの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ_ｉを用いて前記伝達関数行列Ｈを（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ］）と表記し、さらに前記変換行列Ｚの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ_ｉを用いてＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の行列Ｚを（ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得するステップと、Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得するステップとをさらに有することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比を推定するステップと、推定した受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比に応じて前記伝達関数における送信アンテナ番号の番号付け順序を変更する第１のアンテナ番号変換ステップと、取得される送信ベクトルＴ_ｂｅｓｔの送信アンテナ番号の番号付けを、第１のアンテナ番号変換ステップにて実施した入れ替え処理の逆処理により、元々のアンテナ番号に戻す第２のアンテナ番号変換ステップと、をさらに有することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の総受信電力、信号対雑音比または信号対干渉雑音比のいずれかを推定するステップと、前記ｎ［１］，ｎ［２］，ｎ［３］，…，ｎ［Ｎ］の値を信号系列毎の総受信電力または信号対雑音比または信号対干渉雑音比の推定値に応じて決定するステップとをさらに有することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記幾何学的距離は、ユークリッド距離であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記幾何学的距離は、各成分の実部の絶対値及び虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信ベクトル第１次推定ステップは、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記第１部分行列Ｈ_１および第１部分ベクトルＲ_１および第１送信ベクトルＴ_１に対するＲ_１＝Ｈ_１・Ｔ_１の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第１から第Ｎ_１成分を取得するステップと、前記第２部分行列Ｈ_２および第２部分ベクトルＲ_２および第２送信ベクトルＴ_２に対するＲ_２＝Ｈ_２・Ｔ_２の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第Ｎ_１＋１から第Ｎ成分を取得するステップとをさらに有することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信ベクトル第１次推定ステップは、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ^−１を前記列ベクトルＲに作用させたベクトル積、すなわちＨ^−１・Ｒにより取得するステップをさらに有することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信ベクトル第１次推定ステップは、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈのエルミート共役行列Ｈ^Ｈおよび該伝達関数行列Ｈのベクトル積に対する逆行列、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１と、前記行列Ｈ^Ｈおよび前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈ・Ｒにより取得するステップとを実施することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記Ｎ系統の既知のパターンの信号の第ｉ信号系列における第ｋｓ（ｋｓは１以上の整数）シンボルの送信信号をＰ（ｉ，ｋｓ）および第ｊ受信アンテナで受信される第ｋｓシンボルの受信信号をｒ（ｊ，ｋｓ）とし、かつＰ（ｉ，ｋｓ）を第ｉ成分として持つＮ行の列ベクトルをＰ（ｋｓ）、ｒ（ｊ、ｋｓ）を第ｊ成分として持つＭ行の列ベクトルをｒ（ｋｓ）と表現した場合において、前記送信ベクトル第１次推定ステップは、前記既知のパターンの信号を受信した際に、前記既知のパターンの信号の領域においてＭ行Ｎ列の行列Ｆに関して、ベクトルＦ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ）および該ベクトルのエルミート共役のベクトル（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈのベクトル積、すなわち（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈ×（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））で与えられる物理量を最小とするように前記行列Ｆを算出するステップと、該行列Ｆと前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわちＦ・Ｒにより前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するステップとをさらに有することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行い、サブキャリア毎に分離後の受信信号に対して個別に請求項１２ないし請求項２１に記載の処理を実施することを特徴とする。

この発明によれば、前記受信局において、受信手段により、Ｍ本の前記受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信し、第１の取得手段により、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として前記送信アンテナのうちの第ｉアンテナと前記受信アンテナのうちの第ｊアンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得し、送信ベクトル第１次推定手段により、第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列、すなわち伝達関数行列Ｈおよび第ｊ受信アンテナの受信信号を第ｊ成分とするＭ行の列ベクトルＲおよびＮ個の成分を有するＮ行の列ベクトルＴに対し、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得し、算出手段により、前記伝達関数行列Ｈの要素を元にＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の変換行列Ｚを生成する変換行列生成手段と、前記変換行列Ｚのエルミート共役の行列Ｚ^Ｈに対して前記伝達関数行列Ｈの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行（Ｎ_１＋Ｎ_２）列の行列Ｚ^Ｈ・Ｈを算出し、第２の取得手段により、該行列Ｚ^Ｈ・Ｈから１≦ｊ≦Ｍ_１かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを取得し、第３の取得手段により、Ｍ個の受信信号を成分とするＭ行の列ベクトルＲと前記変換行列のエルミート共役の行列Ｚ^Ｈとの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行の列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒを取得し、第４の取得手段により、該列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒの第１成分から第Ｍ_１成分までによって構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルをＲ_１とし、かつ第Ｍ_１＋１成分から第Ｍ_１＋Ｍ_２成分までを抜き出して構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルをＲ_２としてＲ_１およびＲ_２を取得し、選択手段により、１系列当りの送信信号としてＮ_ｍａｘ種類（１＜Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の信号点の選択肢の中からその全てないしはその一部として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ、ｋは整数）成分の近傍に位置するｎ［ｋ］点（１≦ｎ［ｋ］≦Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の送信信号を第ｋ成分の送信信号の候補として選択し、第５の取得手段により、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_１行の第１部分送信ベクトルをＴ_１とした場合、該第１部分送信ベクトルＴ_１の候補として、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_１個の各成分として持つ（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）個のＮ_１行の第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝（ｋ１は識別番号）を取得し、第６の取得手段により、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_２行の第２部分送信ベクトルをＴ_２とした場合、該第２部分送信ベクトルＴ_２の候補として、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_２個の各成分として持つ（ｎ（Ｎ_１＋１）×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］個のＮ_２行の第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝（ｋ２は識別番号）を取得し、第１の幾何学的距離算出手段により、前記第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝のそれぞれに対し、Ｒ_１とＨ_１・Ｔ_１ ^［ｋ１］との幾何学的な距離を求め、第７の取得手段により、１≦Ｋ_１＜（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）である整数Ｋ_１に対し、前記第１送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ１番目（１≦ｍ１≦Ｋ_１、ｍ１は整数）に小さい候補をＴ’_１ ^［ｍ１］と表記した場合に前記第１送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_１個のベクトルで構成される限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝を取得し、第２の幾何学的距離算出手段により、前記第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝のそれぞれに対し、Ｒ_２とＨ_２・Ｔ_２ ^［ｋ２］との幾何学的な距離を求め、第８の取得手段により、１≦Ｋ_２＜（ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］）である整数Ｋ_２に対し、前記第２送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ２番目（１≦ｍ２≦Ｋ_２、ｍ２は整数）に小さい候補をＴ’_２ ^［ｍ２］と表記した場合に前記第２送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_２個のベクトルで構成される限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝を取得し、第９の取得手段により、前記限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝の１つを第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持ち、かつ前記限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝の１つを第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つ合計Ｋ_１×Ｋ_２個のＮ行のベクトルを最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝（ｋ３は識別番号）を取得し、第３の幾何学的距離算出手段により、前記最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝のそれぞれに対し、前記伝達関数行列Ｈおよび前記受信ベクトルＲを用いてＲとＨ・Ｔ_final ^［ｋ３］との幾何学的な距離を求め、再生手段により、該幾何学的な距離を最小とする送信ベクトルをＴ_bestとして取得する第１０の取得手段と、該送信ベクトルＴ_bestの各成分を各信号系列の送信信号の推定値とし、これらを合成することにより前記送信局におけるユーザデータを再生する。したがって、Ｎ系統の信号系列を送信側で多重化し、受信側で各信号系列毎に信号を分離して復調するためにＭＬＤ法を用いる場合、各信号系列で取り得る信号点の数Ｎ_ｍａｘのＮ乗個の信号に対しレプリカ信号の生成、ユークリッド距離の比較等の処理を実施しなければならなかったのに対し、処理を２段階に分け、かつ、信号系列毎の候補の数をＮ_ｍａｘ以下のｎ［ｋ］個に絞り込むことで、第１段階における処理の数をＮ_ｍａｘ ^Ｎ回からｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］＋ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］回に減少させ、その後に第２段階としてＫ_１×Ｋ_２回の処理を行っている。これはあたかも、送信信号の１次推定結果として得られたＴ_ｚｆの近傍に候補を限定する予選と、２回戦の決勝トーナメントで段階的に候補を絞り込む処理を行うことに相当し、この結果として、全体としての処理量を画期的に圧縮することができる。すなわち、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、ＭＬＤ法のもつ良好な特性を実現しながらも、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果を得ることが可能である。この結果、受信回路を1チップのＬＳＩ内に実装することが可能となる。また、演算量の削減は、直接、消費電力を削減するという副次的な効果も期待できる。

また、本発明によれば、第１１の取得手段により、前記伝達関数行列Ｈの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ_ｉを用いて前記伝達関数行列Ｈを（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ］）と表記し、さらに前記変換行列Ｚの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ_ｉを用いてＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の行列Ｚを（ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得し、第１２の取得手段により、Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得する。したがって、Ｎ系統の信号系列を２分する変換行列Ｈとして、２分されたグループ毎のＭＬＤ処理結果と全体でのＭＬＤの処理結果との誤差を最小化し、最も効果的にグループ分けするための変換行列Ｈを容易に取得することができる。

また、本発明によれば、推定手段により、前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比を推定し、推定した受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比に応じて伝達関数における送信アンテナ番号の番号付け順序を変更する第１のアンテナ番号変換手段を具備する。また、取得される送信ベクトルＴ_ｂｅｓｔの送信アンテナ番号の番号付けを、第１のアンテナ番号変換手段にて実施した入れ替え処理の逆処理により、元々のアンテナ番号に戻す第２のアンテナ番号変換手段を具備する構成とした。したがって、Ｎ系統の信号系列を２分するグループ化の際に、各信号系列の受信状態に応じて最適な条件で容易に２分することができる。

また、本発明によれば、推定手段により、前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の総受信電力、信号対雑音比または信号対干渉雑音比のいずれかを推定し、決定手段により、前記ｎ［１］，ｎ［２］，ｎ［３］，…，ｎ［Ｎ］の値を信号系列毎の総受信電力または信号対雑音比または信号対干渉雑音比の推定値に応じて決定する。したがって、Ｎ系統の信号系列の信号点の候補の絞込みに際し、各信号系列の受信状態に応じて最適な条件で容易に絞込みを行うことができる。

また、本発明によれば、前記第１の幾何学的距離算出手段により、前記幾何学的な距離としてユークリッド距離を用いる。したがって、幾何学的な距離の具体的な例を規定することができる。

また、本発明によれば、前記第１の幾何学的距離算出手段により、幾何学的な距離として、各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値を用いる。したがって、幾何学的な距離の具体的な例を規定することができる。

また、本発明によれば、前記送信ベクトル第１次推定手段において、第１６の取得手段により、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記第１部分行列Ｈ_１および第１部分ベクトルＲ_１および第１送信ベクトルＴ_１に対するＲ_１＝Ｈ_１・Ｔ_１の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第１から第Ｎ_１成分を取得し、第１７の取得手段により、前記第２部分行列Ｈ_２および第２部分ベクトルＲ_２および第２送信ベクトルＴ_２に対するＲ_２＝Ｈ_２・Ｔ_２の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第Ｎ_１＋１から第Ｎ成分を取得する。したがって、ＭＬＤ処理を行う前段の処理として、送信信号ベクトルの候補を絞り込むための送信ベクトルの１次推定を容易に行うことができる。

また、本発明によれば、前記送信ベクトル第１次推定手段において、第１８の取得手段により、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ^−１を前記列ベクトルＲに作用させたベクトル積、すなわちＨ^−１・Ｒにより取得する。したがって、ＭＬＤ処理を行う前段の処理として、送信信号ベクトルの候補を絞り込むための送信ベクトルの１次推定を容易に行うことができる。

また、本発明によれば、前記送信ベクトル第１次推定手段において、第１９の取得手段により、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈのエルミート共役行列Ｈ^Ｈおよび該伝達関数行列Ｈのベクトル積に対する逆行列、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１と、前記行列Ｈ^Ｈおよび前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈ・Ｒにより取得する。したがって、ＭＬＤ処理を行う前段の処理として、送信信号ベクトルの候補を絞り込むための送信ベクトルの１次推定を容易に行うことができる。

また、本発明によれば、前記Ｎ系統の既知のパターンの信号の第ｉ信号系列における第ｋｓ（ｋｓは１以上の整数）シンボルの送信信号をＰ（ｉ，ｋｓ）および第ｊ受信アンテナで受信される第ｋｓシンボルの受信信号をｒ（ｊ，ｋｓ）とし、かつＰ（ｉ，ｋｓ）を第ｉ成分として持つＮ行の列ベクトルをＰ（ｋｓ）、ｒ（ｊ、ｋｓ）を第ｊ成分として持つＭ行の列ベクトルをｒ（ｋｓ）と表現した場合において、算出手段により、前記送信ベクトル第１次推定手段は、前記既知のパターンの信号を受信した際に、前記既知のパターンの信号の領域においてＭ行Ｎ列の行列Ｆに関して、ベクトルＦ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ）および該ベクトルのエルミート共役のベクトル（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈのベクトル積、すなわち（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈ×（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））で与えられる物理量を最小とするように前記行列Ｆを算出し、第２０の取得手段により、該行列Ｆと前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわちＦ・Ｒにより前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得する。したがって、ＭＬＤ処理を行う前段の処理として、送信信号ベクトルの候補を絞り込むための送信ベクトルの１次推定を容易に行うことができる。

また、本発明によれば、前記送信局および受信局においては、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行い、サブキャリア毎に分離後の受信信号に対して、個別に請求項１ないし請求項１０に記載の処理を実施する。したがって、現在、高速無線アクセスシステムないしは高速無線ＬＡＮシステムとして普及が目覚しいシステムにおいて、本発明を適用するための実現手段を与えるものとなる。ＭＩＭＯ技術は、多様な散乱波が存在するマルチパス環境に適しているが、そのマルチパス環境でのフェージングへの対応として、ＯＦＤＭ技術との併用は安定した特性を実現するうえで有効である。

また、この発明によれば、前記受信局は、Ｍ本の前記受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信し、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として前記送信アンテナのうちの第ｉアンテナと前記受信アンテナのうちの第ｊアンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得し、第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列、すなわち伝達関数行列Ｈおよび第ｊ受信アンテナの受信信号を第ｊ成分とするＭ行の列ベクトルＲおよびＮ個の成分を有するＮ行の列ベクトルＴに対し、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得し、前記伝達関数行列Ｈの要素を元にＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の変換行列Ｚを生成し、前記変換行列Ｚのエルミート共役の行列Ｚ^Ｈに対して前記伝達関数行列Ｈの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行（Ｎ_１＋Ｎ_２）列の行列Ｚ^Ｈ・Ｈを算出し、該行列Ｚ^Ｈ・Ｈから１≦ｊ≦Ｍ_１かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを取得し、Ｍ個の受信信号を成分とするＭ行の列ベクトルＲと前記変換行列のエルミート共役の行列Ｚ^Ｈとの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行の列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒを取得し、該列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒの第１成分から第Ｍ_１成分までによって構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルをＲ_１とし、かつ第Ｍ_１＋１成分から第Ｍ_１＋Ｍ_２成分までを抜き出して構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルをＲ_２としてＲ_１およびＲ_２を取得し、１系列当りの送信信号としてＮ_ｍａｘ種類（１＜Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の信号点の選択肢の中からその全てないしはその一部として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ、ｋは整数）成分の近傍に位置するｎ［ｋ］点（１≦ｎ［ｋ］≦Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の送信信号を第ｋ成分の送信信号の候補として選択し、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_１行の第１部分送信ベクトルをＴ_１とした場合、該第１部分送信ベクトルＴ_１の候補として、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_１個の各成分として持つ（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）個のＮ_１行の第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝（ｋ１は識別番号）を取得し、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_２行の第２部分送信ベクトルをＴ_２とした場合、該第２部分送信ベクトルＴ_２の候補として、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_２個の各成分として持つ（ｎ（Ｎ_１＋１）×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］個のＮ_２行の第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝（ｋ２は識別番号）を取得し、前記第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝のそれぞれに対し、Ｒ_１とＨ_１・Ｔ_１ ^［ｋ１］との幾何学的な距離を求め、１≦Ｋ_１＜（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）である整数Ｋ_１に対し、前記第１送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ１番目（１≦ｍ１≦Ｋ_１、ｍ１は整数）に小さい候補をＴ’_１ ^［ｍ１］と表記した場合に前記第１送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_１個のベクトルで構成される限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝を取得し、前記第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝のそれぞれに対し、Ｒ_２とＨ_２・Ｔ_２ ^［ｋ２］との幾何学的な距離を求め、１≦Ｋ_２＜（ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］）である整数Ｋ_２に対し、前記第２送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ２番目（１≦ｍ２≦Ｋ_２、ｍ２は整数）に小さい候補をＴ’_２ ^［ｍ２］と表記した場合に前記第２送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_２個のベクトルで構成される限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝を取得し、前記限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝の１つを第１から第Ｎ１番の各信号系列の送信信号を各成分として持ち、かつ前記限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝の１つを第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つ合計Ｋ_１×Ｋ_２個のＮ行のベクトルを最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝（ｋ３は識別番号）を取得し、前記最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝のそれぞれに対し、前記伝達関数行列Ｈおよび前記受信ベクトルＲを用いてＲとＨ・Ｔ_final ^［ｋ３］との幾何学的な距離を求め、該幾何学的な距離を最小とする送信ベクトルをＴ_bestとして取得し、該送信ベクトルＴ_bestの各成分を各信号系列の送信信号の推定値とし、これらを合成することにより前記送信局におけるユーザデータを再生する。したがって、Ｎ系統の信号系列を送信側で多重化し、受信側で各信号系列毎に信号を分離して復調するためにＭＬＤ法を用いる場合、各信号系列で取り得る信号点の数Ｎ_ｍａｘのＮ乗個の信号に対しレプリカ信号の生成、ユークリッド距離の比較等の処理を実施しなければならなかったのに対し、処理を２段階に分け、かつ、信号系列毎の候補の数をＮ_ｍａｘ以下のｎ［ｋ］個に絞り込むことで、第１段階における処理の数をＮ_ｍａｘ ^Ｎ回からｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］＋ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］回に減少させ、その後に第２段階としてＫ_１×Ｋ_２回の処理を行っている。これはあたかも、送信信号の１次推定結果として得られたＴ_ｚｆの近傍に候補を限定する予選と、２回戦の決勝トーナメントで段階的に候補を絞り込む処理を行うことに相当し、この結果として、全体としての処理量を画期的に圧縮することができる。すなわち、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、ＭＬＤ法のもつ良好な特性を実現しながらも、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減可能という効果を得ることが可能である。この結果、受信回路を1チップのＬＳＩ内に実装することが可能となる。また、演算量の削減は、直接、消費電力を削減するという副次的な効果も期待できる。

以下、本発明の種々の実施形態について、図を参照して説明する。本発明に関する無線通信システムでは、送信局機能と受信局機能の両方の機能を実装した無線通信装置が一般的であるが、必ずしも双方の機能を実装する必然性はなく、以下の説明では送信局および受信局が実装する機能および方法に関して個別に説明を行うものとする。また、本発明の特徴は、受信局側の機能を規定するものであり、送信局側の機能および処理内容は、図７および図１１に示したものと基本的に変わりはない。したがって、以下では、受信局に関して詳細に説明する。

Ａ．第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態による受信局の構成を示すブロック図である。ここでは、１つの例として、受信アンテナ数Ｍ_１＝２、Ｍ_２＝２、Ｍ＝４、送信アンテナ数Ｎ_１＝２、Ｎ_２＝２、Ｎ＝４の場合について説明する。なお、受信アンテナの本数Ｍは、本図に示すようにＭ＝Ｍ_１＋Ｍ_２である必然性はなく、Ｍ≧Ｎ_１＋Ｍ_２およびＭ≧Ｍ_１＋Ｎ_２であれば、受信ダイバーシチ利得を積極的に稼ぐためにより多くのアンテナを用いることが効果的である。

図１において、１−１〜１−４は受信アンテナ、２−１〜２−４は無線部、３はチャネル推定回路、４は受信信号管理回路、５は擬似受信信号管理回路、６−ａは伝達関数行列管理回路、７は変換行列生成回路、８は伝達関数行列変換回路、９−ａは送信ベクトル１次推定回路、１０−１、１０−２および１５は幾何学的距離演算回路、１１は送信信号生成回路、１２−１、１２−２および１３はレプリカ生成回路、１４−１、１４−２および１６−ａは選択回路、１７はデータ合成回路、２０は変調部を示す。

受信アンテナ１−１〜１−４は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部２−１〜２−４を経由して、受信した信号はチャネル推定回路３に入力される。送信側で付与した所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路３にて各送信アンテナと受信アンテナ間の伝達関数を取得する。取得された各伝達関数の情報は、伝達関数行列管理回路６−ａにて伝達関数行列Ｈとして管理される。この伝達関数行列Ｈは、変換行列生成回路７に入力される。ここでは、伝達関数行列Ｈをもとに、変換行列Ｚを生成する。この変換行列Ｚの生成の仕方については後述する。

この生成された変換行列Ｚは、伝達関数行列変換回路８に入力され、伝達関数行列管理回路６で管理されている行列との積としてＺ^Ｈ・Ｈを演算により求める。また、伝達関数行列変換回路８では、ここで得られた行列から１≦ｊ≦Ｍ_１、かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２、かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを抜き出し、それぞれをレプリカ生成回路１２−１および１２−２に入力する。

一方、プリアンブル信号に後続して多重化された信号が受信された際には、受信アンテナ１−１〜１−４、無線部２−１〜２−４、チャネル推定回路３を経由した各系統の受信信号は、１シンボル単位で、受信信号管理回路４にて受信信号ベクトルＲとして管理される。擬似受信信号管理回路５では、受信信号管理回路４から受信信号ベクトルＲを、変換行列生成回路７から変換行列Ｚが入力され、この行列のエルミート共役である行列Ｚ^Ｈと受信ベクトルＲの積としてＺ^Ｈ・Ｒを演算により求め、これを擬似受信信号Ｒ’として管理する。

一方、送信ベクトル１次推定回路９−ａでは、チャネル推定回路３で取得した伝達関数行列Ｈと受信信号管理回路４で管理された受信信号Ｒから、送信信号ベクトルとして予想される信号を簡易な方法で取得する。この１次推定方法については後述する。ここで求めた送信ベクトルの１次推定値は、送信信号生成回路１１に入力される。送信信号生成回路１１では、送信ベクトル１次推定回路９−ａから入力された送信信号ベクトルの推定値をもとに、その近傍の信号ベクトルを実際の送信信号に対する候補として生成する。例えば、６４ＱＡＭであれば、信号系列毎に６４種類の信号点を取り得るわけで、全体としては６４^４個の候補が存在する。送信信号生成回路１１では、その中から送信ベクトル１次推定回路９−ａから入力された送信信号ベクトルの推定値に近いものだけに候補を限定して選ぶことになる。この限定の仕方については後述する。

ここで、送信信号ベクトルの候補は、ベクトルの第１成分から第Ｎ_１成分までを抜き出したものと第Ｎ_１＋１成分から第Ｎ成分までを抜き出したものに分類され、前者をレプリカ生成回路１２−１に、後者をレプリカ生成回路１２−２に入力する。レプリカ生成回路１２−１では、入力されたＮ_１個の成分からなる各ベクトルに対して、Ｍ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１をかけた信号を、第１から第Ｍ_１受信アンテナで受信される信号ベクトルのレプリカ信号として幾何学的距離演算回路１０−１に入力する。幾何学的距離演算回路１０−１では、擬似受信信号管理回路５で管理している擬似受信信号Ｒ’の第１成分から第Ｍ_１成分までを抜き出し、このベクトルと先ほどのレプリカ信号との差分を幾何学的距離として取得する。選択回路１４−１では、ここでの幾何学的距離を比較し、幾何学的距離が小さい方からＫ_１個を選択し、その元となったＫ_１個の送信信号ベクトルの候補をレプリカ生成回路１３に入力する。

以上の処理は、送信信号ベクトルの第Ｎ_１＋１成分から第Ｎ成分までを抜き出したものの候補についても同様に行う。具体的には、まず、第Ｎ_１＋１成分から第Ｎ成分までを抜き出した送信信号ベクトルの候補をレプリカ生成回路１２−２に入力する。レプリカ生成回路１２−２では、入力されたＮ_２個の成分からなる各ベクトルに対して、Ｍ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２をかけた信号を、第Ｍ_１＋１から第Ｍ受信アンテナで受信される信号ベクトルのレプリカ信号として幾何学的距離演算回路１０−２に入力する。

幾何学的距離演算回路１０−２では、擬似受信信号管理回路５で管理している擬似受信信号Ｒ’の第Ｍ_１＋１成分から第Ｍ成分までを抜き出し、このベクトルと先ほどのレプリカ信号との差分を幾何学的距離として取得する。選択回路１４−２では、ここでの幾何学的距離を比較し、幾何学的距離が小さい方からＫ_２個を選択し、その元となったＫ_２個の送信信号ベクトルの候補をレプリカ生成回路１３に入力する。

レプリカ生成回路１３では、選択回路１４−１から入力されたＮ_１個の成分を持つベクトル（合計Ｋ_１個）と、選択回路１４−２から入力されたＮ_２個の成分を持つベクトル（合計Ｋ_２個）とを組み合わせて、Ｎ個（Ｎ＝Ｎ_１＋Ｎ_２）の成分を持つ合計Ｋ_１×Ｋ_２個のベクトルを生成し、これらのベクトルに伝達関数行列管理回路６−ａで管理している伝達関数行列Ｈを乗算し、この信号をＭ本の受信アンテナで受信される信号ベクトルのレプリカ信号として幾何学的距離演算回路１５に入力する。

幾何学的距離演算回路１５では、受信信号管理回路４で管理している受信信号Ｒと先ほどのレプリカ信号との差分を幾何学的距離として取得する。選択回路１６−ａでは、ここでの幾何学的距離を比較し、幾何学的距離が最も小さいものを選択し、その元となった送信信号ベクトルの候補を送信信号として確定する。これらのデータは、複数シンボルに渡って連続的に処理されるが、一連のデータを受信後、データ合成回路１７にてデータとして再構成されて出力される。

上述した第１実施形態では、送信信号ベクトルの１次推定を行う際に、チャネル推定回路３から入力される伝達関数行列Ｈと、受信信号管理回路４で管理される受信信号ベクトルＲから、第１次推定を行っている。このための最も簡単な方法はＺＦ法であり、伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ^−１、あるいはそのエルミート共役行列も用いた擬似逆行列（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈを受信信号ベクトルＲに左から乗算し、Ｈ^−１・Ｒまたは（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈ・Ｒとして求めるものである。この他にも、ＭＭＳＥ法やＱＲ分解法など、いかなる方法で１次推定を行っても構わない。

Ｂ．第２実施形態
図２は、本発明の第２実施形態による受信局の構成を示すブロック図である。なお、図１に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第２実施形態では、図２に示すように、上述した第１実施形態の送信ベクトル１次推定回路９−ａに代えて、送信ベクトル１次推定回路９−ｂを備えている点で異なる。

Ｎ行Ｎ列の伝達関数行列Ｈをもとに行う演算は、例えば逆行列を求める場合を例にとれば、Ｎが増加するにつれて急激にその演算量が増加し、回路規模的にも増加することになる。これを軽減するためには、行列の次数を下げて処理を行うことが効果的である。そのような場合には、伝達関数行列変換回路８で取得した２つの部分行列Ｈ_１およびＨ_２を用いることも可能である。

図２に示す構成例では、Ｍ_１＝Ｍ_２＝Ｎ_１＝Ｎ_２＝２であり、部分行列Ｈ_１およびＨ_２は共に２×２の行列である。この場合には、簡単な演算で逆行列を求めることができる。これらの逆行列Ｈ_１ ^−１およびＨ_２ ^−１（あるいは擬似逆行列（Ｈ_１ ^Ｈ・Ｈ_１）^−１・Ｈ_１ ^Ｈおよび（Ｈ_２ ^Ｈ・Ｈ_２）^−１・Ｈ_２ ^Ｈ）に、擬似受信信号管理回路５で管理している擬似受信信号Ｒ’の第１〜第２成分で表されるベクトルＲ’_１、およびＲ’の第３〜第４成分で表されるベクトルＲ’_２を乗算し、Ｈ_１ ^−１・Ｒ’_１、Ｈ_２ ^−１・Ｒ’_２（あるいは（Ｈ_１ ^Ｈ・Ｈ_１）^−１・Ｈ_１ ^Ｈ・Ｒ’_１、（Ｈ_２ ^Ｈ・Ｈ_２）^−１・Ｈ_２ ^Ｈ・Ｒ’_２）で与えられるベクトルを１次推定結果として用いることも可能である。

Ｃ．第３実施形態
図３は、本発明の第３実施形態による受信局の構成を示すブロック図である。なお、図１に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第３実施形態では、図３に示すように、上述した第１実施形態の構成に加えて、信号入替え回路１８を備えている点で異なる。

信号入替え回路１８は、チャネル推定回路３からの伝達関数行列の情報を受け、信号系列毎の信号強度、信号対雑音比または信号対干渉雑音比を求め、その結果に応じて信号系列の入れ替えを行う変換行列Ａを求め、これを伝達関数行列管理回路６−ｂ、および選択回路１６−ｂに入力する。伝達関数行列管理回路６−ｂでは、チャネル推定回路３から入力された伝達関数行列に対し、信号入替え回路１８からの変換行列Ａを乗算し、行列ＨをＨ・Ａに置き換えて管理すると共に、変換行列生成回路７、伝達関数行列変換回路８およびレプリカ生成回路＃３（１３）に入力する。さらに、処理の最後においてこの入れ替え処理を元に戻すため、選択回路１６−ｂでは、最終的に得られた送信信号の推定結果に対し、変換行列であるＡを乗算し、信号系列の対応を図る。

なお、ここで用いる信号系列毎の送受信電力、信号対雑音比、信号対干渉雑音比等の指標は、入れ替え処理の他にも、各信号系列の送信信号の候補を絞り込む際の系列毎の候補の個数、すなわちｎ［１］、ｎ［２］、ｎ［３］、…、ｎ［Ｎ］の値を決定する際にも用いるが、詳細は後述する。さらに、入れ替えのルールについても後述する。

また、上述した受信局の構成において、図１から図３までの図中の点線で囲まれた領域が従来技術における図８の復調部１２１に相当する。したがって、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、図１０に示すように、図１０のサブキャリア毎の復調部２１２−１〜２１２−Ｋ）が図１における復調部２０、図２における復調部２１、および図３における復調部２２に置き換えられることになる。

次に、変換行列Ｚの求め方について、例としてＮ_１＝Ｎ_２＝Ｍ_１＝Ｍ_２＝２の場合について説明する。まず、伝達関数行列Ｈの各列をｈ［１］、ｈ［２］、ｈ［３］、ｈ［４］と表記し、これを横に並べて、伝達関数行列Ｈを（ｈ［１］、ｈ［２］、ｈ［３］、ｈ［４］）と表わす。同様に、変換行列Ｚの各列をｚ［１］、ｚ［２］、ｚ［３］、ｚ［４］と表記し、それぞれを横に並べて、変換行列Ｚを（ｚ［１］、ｚ［２］、ｚ［３］、ｚ［４］）と表わす。これを用いてＺ^Ｈ・Ｈを表記すると以下のようになる。

ここで、ｈ［１］とｚ［３］、ｈ［１］とｚ［４］、ｈ［２］とｚ［３］、ｈ［２］とｚ［４］、ｚ［３］とｚ［４］が直交し、かつｈ［３］とｚ［１］、ｈ［３］とｚ［２］、ｈ［４］とｚ［１］、ｈ［４］とｚ［２］、ｚ［１］とｚ［２］が直交し、さらにｚ［１］、ｚ［２］、ｚ［３］、ｚ［４］の絶対値が一致するように（すなわち、同一ベクトルの内積が全て等しくなるように）、ベクトルｚ［１］、ｚ［２］、ｚ［３］、ｚ［４］を決定し、変換行列Ｚを生成する。この結果、行列の（１，３）、（１，４）、（２，３）、（２，４）、（３，１）、（３，２）、（４，１）、（４，２）成分は、上記条件より値がゼロとなっている。そこで、（１，１）、（１，２）、（２，１）、（２，２）成分で構成される２×２の行列Ｈ_１と、（３，３）、（３，４）、（４，３）、（４，４）成分で構成される２×２の行列Ｈ_２とを抜き出し、これらを用いて以降の処理を行うことができる。

なお、これらのベクトルを演算により求める手法は如何なるものを用いても構わないが、一例として以下の方法を示す。一般に、Ｎ次元ベクトルにおいて、それぞれが１次独立なＮ−１個のベクトルに対し、全てに直交するベクトルを生成するために「ベクトル積」（または「外積」）と呼ばれる幾何学演算手法がある。Ｎ−１個のベクトルをν_１、ν_２、…ν_Ｎ−１とし、これらのベクトルに対するベクトル積をＯｕｔｅｒ（ν_１、ν_２、ν_３）と表記したとする。

ここで、本発明の第１ないし第３実施形態のように、ｈ［１］、ｈ［２］、ｈ［３］、ｈ［４］およびｚ［１］、ｚ［２］、ｚ［３］、ｚ［４］が４次元ベクトルであれば、例えばｈ［１］をν_１に、ｈ［２］をν_２に、任意のベクトルの例として（１，０，０，０）をν_３に対応させたとする。これに対してＯｕｔｅｒ（ν_１、ν_２、ν_３）を求めると、ｈ［１］、ｈ［２］に直交したｚ［１］を取得することができる。この後、ν_３とｚ［３］を入れ替えて、同様の計算でＺ［４］が求まる。同様にしてｚ［１］、ｚ［２］も求め、最後に規格化を行い、それぞれのベクトルの大きさを揃える。以上により、ｚ［１］、ｚ［２］、ｚ［３］、ｚ［４］を求めることができる。なお、この他にもグラム・シュミットの正規直交化法等を用いても構わない。

次に、信号系列毎の送受信電力、信号対雑音比、信号対干渉雑音比等の指標について具体例を示す。例えば、ある信号系列（第ｉ送信アンテナからの信号を仮定）に対し、複数本のアンテナで受信された信号の信号対雑音比Ｗ_ｉは、以下の数式（５）で表わせる。

ここで、ｈ_ｊ，ｉは、第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数、ｎ_ｊは、第ｊ受信アンテナで付加される熱雑音を表わす。通常、ｎ_ｊの大きさを推定することは困難なうえ、ｎ_ｊの大きさの期待値は、全受信アンテナで等しいので、分母の項を省略し、第ｉ信号系列の送受信電力として以下のような数式（６）で代用するのが簡単である。

同様に、信号対干渉雑音比についても、数式（７）または数式（８）にて求めることができる。

この他、Ｎ＝Ｍの場合に例をとれば、第ｉ送信アンテナに対応した信号の信号対雑音比の推定値は以下の数式（９）で代用することもできる。

ここで、ｇ_ｊ，ｉは、伝達関数行列Ｈの逆行列の第ｊ，ｉ成分を表す。この他にも、伝達関数行列Ｈに対してＨ^Ｈ・Ｈの固有値を求め、第ｉ固有値をＷ_ｉとして代用しても良い。

基本的に、上記指標Ｗ_ｉの値が大きな第ｉ系列の信号ほど信号推定の信頼性が高く、先に推定した送信信号の１次推定結果の近傍に、真の送信信号があるものと期待される。このため、送信信号の候補を選ぶ際に、系統毎の候補の数の絞込み数、すなわちｎ［１］、ｎ［２］、ｎ［３］、…、ｎ［Ｎ］の値は、信頼性が高いものほど小さくて良いと予想される。具体的な例として、Ｗ_１＞Ｗ_２＞Ｗ_３＞Ｗ_４であったとする。この場合、１次推定結果の信頼性は、第１系統が最も高く、第２、第３、第４系統という順番となる。このような場合には、例えばｎ［１］の値としては４、ｎ［２］の値としては９、ｎ［３］の値としては２５、ｎ［４］の値としては６４というように、ｎ［１］≦ｎ［２］≦ｎ［３］≦ｎ［４］となるように値を選ぶ。

次に、送信信号ベクトルの推定値に近いものだけに候補を限定して選ぶ際の限定の仕方について説明する。基本的な考え方は、第ｉ信号系列においては、１次推定した送信信号ベクトルの第ｉ成分に対し、その信号点に近い方からｎ［ｉ］点を選ぶことが好ましい。例として６４ＡＱＭ等の変調方式を仮定すると、ｎ［ｉ］＝４の場合、各コンスタレーション上の格子に対し、１次推定結果を含む四角い格子の４隅の点が第１〜第４近接の点となる。

これに対して、選択を簡易に実現するためには、一旦、信号点に対する硬判定を行い、その点を中心に第１近接の点、第２近接の点と範囲を広げていくことも可能である。例えば、ｎ［ｉ］＝５の場合、１次推定結果の信号点に対して一旦硬判定を行い、第１近接の信号点を格子点上に求める。その後、その格子点の上下左右の点（硬判定点の第１近接点）を求め、これら５点を選べばよい。同様に、ｎ［ｉ］＝９の場合、ｎ［ｉ］＝５の時に求めた５点に加え、硬判定点からの第２近接点の４点を追加した９点を選べばよい。同様の処理は、その他のｎ［ｉ］の値についても可能である。

また、図３で示した入れ替え処理については、例えば以下のような方法で行えばよい。図３に示すように、Ｎ_１＝Ｎ_２＝２であれば、Ｗ_ｉの値が１番のものと４番のものをペアにし、２番と３番をペアにすると、グループ毎の信頼度が平均化される。あるいは、この場合、グループ毎の候補の総数は、ｎ［１］×ｎ［４］とｎ［２］×ｎ［３］となるが、この候補数の値が平均化され、結果的に全体の候補数が最小化されるようにグループ分けを行えばよい。

例えば、Ｗ_１＞Ｗ_２＞Ｗ_３＞Ｗ_４の場合、の入れ替え処理は、第１系列はそのまま、第２系列⇒第３系列、第３系列⇒第４系列、第４系列⇒第２系列と入れ替えることになる。これを行列で示すと、変換行列Ａは以下のようになる。

この変換行列Ａの特徴は、単位行列の行（または列）を適宜入れ替えたものとなっており、全ての行および列において、要素の１つが１、それ以外が０となっている。

ところで、上述した第１実施形態においては、式（１）に対し、式（４）で示すように両辺の左側から変換行列Ｚ^Ｈを作用させ、式（１）を以下の式に変換して処理を行っていた。

これに対し、第３実施形態では、この変換行列Ａを用い、式（１２）を以下の式（１３）、（１４）、（１５）ように変換する。

つまりＨ×Ａで与えられる行列を元々の伝達関数行列Ｈに置き換えて処理を行う。この結果、変換行列Ｚ自体も、Ｈに対する変換行列とは異なる行列になる。また、さらに最終的に求まった送信信号の推定結果ベクトルＴ_ｂｅｓｔも、式（１５）のＴ’に相当するベクトルであるために、求めるべきベクトルは式（１５）の両辺左からＡを作用させ、行の入れ替え処理を施した以下の式（１６）で求めることになる。

以上のＨ×Ａの処理、及びＡ×Ｔ_ｂｅｓｔの処理は、行列Ｈの列の入れ替え及びベクトルＴ_ｂｅｓｔの行の入れ替えに相当するが、これはつまり、送信アンテナの番号付けの順序を入れ替えることに他ならない。したがって、上述した第１のアンテナ番号変換手段及び第２のアンテナ番号変換手段の具体的な実現方法としては、式（１０）及び式（１１）に示した変換行列を用いて上述した第３実施形態における処理を行えばよい。

なお、図３に示す第３実施形態では、図１に示す第１実施形態に対して入れ替え処理を追加した例を示したが、同様に図２に示す第２実施形態に入れ替え処理を追加することも当然ながら可能である。

上述した結果として、従来方式では、４（正確にはＮ_１＋Ｎ_２）系列の信号系列に合わせて４次元のベクトルＴ^［ｋ］＝（ｔ_１ ^［ｋ］，ｔ_２ ^［ｋ］，ｔ_３ ^［ｋ］，ｔ_４ ^［ｋ］）として送信信号ベクトルの候補を選んでいたが、これらが２系統に分割されたため、２次元ベクトルＴ_１ ^［ｋ］＝（ｔ_１ ^［ｋ］，ｔ_２ ^［ｋ］）とＴ_２ ^［ｋ］＝（ｔ_３ ^［ｋ］，ｔ_４ ^［ｋ］）として選ばれる。例えば、ｎ［１］＝４、ｎ［２］＝６４、ｎ［３］＝９、ｎ［２］＝２５とすると、１つ目のグループが４×６４＝２５６通り、２つ目のグループが９×２５＝２２５通り、合計で４８１通りの候補に減らすことができる。さらに、これらのベクトルに対してレプリカ信号を生成する場合には、２×２の行列演算で済むために、個々の演算の処理量も減らせることになる。

上述した図１から図３においては、このようにしてグループ毎に少数の候補を選び、それぞれに対してＭＬＤ処理を行う。例えば、送信信号生成回路１１からは、レプリカ生成回路１２−１および１２−２に対して上記のＴ_１ ^［ｋ］とＴ_２ ^［ｋ］を出力し、ここで部分伝達関数行列Ｈ_１およびＨ_２を求める。各レプリカ信号は、Ｈ_１・Ｔ_１ ^［ｋ］およびＨ_２・Ｔ_２ ^［ｋ］で与えられ、これらと擬似受信信号管理回路５で管理する擬似受信信号Ｒ’の第１および第２成分を抜き出した２次元ベクトルＲ_１と、擬似受信信号Ｒ’の第３および第４成分を抜き出した２次元ベクトルＲ_２との間で幾何学的な距離を求める。その幾何学的な距離の小さいほうからＫ_１個およびＫ_２個選び出し、それぞれを組み合わせて４次元ベクトルとしての候補の送信信号ベクトルをＫ_１×Ｋ_２個選び出す。

このベクトルの組み合わせの操作は、具体的には、例えば１≦ｍ１≦Ｋ_１および１≦ｍ２≦Ｋ_２に対し、ユークリッド距離が小さい方からＫ_１個およびＫ_２個選び出したベクトルをＴ’_１ ^［ｍ１］＝（ｔ’_１ ^［ｍ１］，ｔ’_２ ^［ｍ１］）およびＴ’_２ ^［ｍ２］＝（ｔ’_３ ^［ｍ２］，ｔ’_４ ^［ｍ２］）とすると、組み合わせた最終的なベクトルは、次の数式（１２）に示すようにして与えられる。

これらに対し、伝達関数行列管理回路６−ａまたは６−ｂで管理されている伝達関数行列を乗算してレプリカ信号を生成し、該レプリカ信号と受信信号管理回路４で管理されている受信信号ベクトルＲとを比較し、最も幾何学的な距離が小さいものを選択する。例として、Ｋ_１＝Ｋ_２＝８の場合を考えれば、最終的に処理を行う送信信号の候補の数は８×８＝６４通りに絞り込むことができる。

Ｄ．第１実施形態および第２実施形態の受信処理
次に、図４は、前述した第１実施形態および第２実施形態による受信局の受信処理を示すフローチャートである。受信局では無線パケットを受信すると（Ｓ１）、プリアンブル信号を検出し（Ｓ２）、チャネル推定を実施する（Ｓ３）。ここでは、各送信アンテナおよび受信アンテナ間の伝達関数を全て取得する。チャネル推定により得られた伝達関数行列に対し、変換行列Ｚを演算により求め（Ｓ４）、伝達関数行列に変換行列Ｚのエルミート共役である行列Ｚ^Ｈを乗算する（Ｓ５）。この結果として得られるＺ^Ｈ・Ｈから、１≦ｊ≦Ｍ_１かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを抜き出す（Ｓ６）。以上を実際のユーザデータが収容されたペイロード部分を受信する前に実施しておく。

その後、ユーザデータが収用されたデータ部分の受信に対し、１シンボル毎に以下の処理を繰り返す。まず、第ｉ受信アンテナで受信された信号をｒ_ｉとし、第ｉ成分をｒ_ｉとする受信信号ベクトルをＲとする（Ｓ７）。この受信信号ベクトルＲに、先ほどの変換行列Ｚのエルミート共役である行列Ｚ^Ｈを乗算し、擬似受信信号ベクトルＲ’を生成する（Ｓ８）。その後、送信信号ベクトルの１次推定を行い、ベクトルＴ_ｚｆを取得する（Ｓ９）。ここで、送信信号ベクトルの第１から第Ｎ_１成分と、第Ｎ_１＋１成分から第Ｎ成分までを２つに分けて処理を行う。

まず、第１から第Ｎ_１成分に関しては、１次推定したベクトルＴ_ｚｆの第１から第Ｎ_１成分の各信号点に対し、それぞれその近傍のｎ［１］点、ｎ［２］点、…、ｎ［Ｎ_１］点を選び出し、それぞれの組み合わせとしてｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］種類の第１部分送信ベクトルＴ_１ ^［ｋ］を生成する（Ｓ１０ａ）。これらに、第１部分行列Ｈ_１を乗算し、レプリカ信号Ｈ_１・Ｔ_１ ^［ｋ］を生成する（Ｓ１１ａ）。このレプリカ信号Ｈ_１・Ｔ_１ ^［ｋ］と、処理Ｓ８で求めた擬似受信信号ベクトルＲ’の第１から第Ｎ_１成分を抜き出した第１部分ベクトルＲ_１とのユークリッド距離（一般的には幾何学的距離として、その他の物理量を用いて構わない）を求め（Ｓ１２ａ）、これらの中からユークリッド距離の小さいものＫ_１個の候補を選び出す（Ｓ１３ａ）。

同様に、第Ｎ_１＋１成分から第Ｎ成分に関しては、１次推定したベクトル符の第Ｎ_１＋１から第Ｎ成分の各信号点に対し、それぞれその近傍のｎ［Ｎ_１＋１］点、ｎ［Ｎ_１＋２］点、…、ｎ［Ｎ］点を選び出し、それぞれの組み合わせとしてｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］種類の第２部分送信ベクトルＴ_２ ^［ｋ］を生成する（Ｓ１０ｂ）。これらに、第２分行列Ｈ_２を乗算し、レプリカ信号Ｈ_２・Ｔ_２ ^［ｋ］を生成する（Ｓ１１ｂ）。このレプリカ信号と、処理Ｓ８で求めた擬似受信信号ベクトルＲ’の第Ｎ_ｌ＋１から第Ｎ成分を抜き出した第２部分ベクトルＲ_２とのユークリッド距離（一般的には幾何学的距離として、その他の物理量を用いて構わない）を求め（Ｓ１２ｂ）、これらの中からユークリッド距離の小さいものＫ_２個の候補を選び出す（Ｓ１３ｂ）。その後、それぞれの候補を組み合わせてＮ次元ベクトルである最終的な送信信号ベクトルの候補Ｔ_final ^［ｋ］を生成する（Ｓ１４）。これに対し、伝達関数行列Ｈを乗算し、レプリカ信号Ｈ・Ｔ_final ^［ｋ］を生成する（Ｓ１５）。

このレプリカ信号Ｈ・Ｔ_final ^［ｋ］と、受信信号ベクトルＲのユークリッド距離（一般的には幾何学的距離として、その他の物理量を用いて構わない）を求め（Ｓ１６）、これらの中からユークリッド距離の最も小さいものＴ_bestを選び出す（Ｓ１７）。この各成分で与えられる信号を各系列の送信信号として確定し（Ｓ１８）、引き続き受信データがあるかどうかの判定を行い（Ｓ１９）、データがあれば処理Ｓ７に戻り、処理Ｓ７〜処理Ｓ１９を繰り返す。データの受信が完了した場合には、受信したデータを合成し、送信データを再生して出力し（Ｓ２０）、受信処理を終了する（Ｓ２１）。

なお、上述した処理においては、処理Ｓ９の送信信号の１次推定の方法については言及していなかったが、第１実施形態においては、例えばＺＦ法やＭＭＳＥ法を用いる場合には、処理Ｓ３で伝連関数行列を取得後、処理Ｓ７までの間に各信号系列間の干渉キャンセルのための行列を演算により求めておく必要がある。例えば、伝達関数行列Ｈが正方行列であれば、伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ^−１を求めておく。非正方行列であれば、擬似逆行列（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈを求めておく。また、ＭＭＳＥ法であれば、各信号系列の信号対雑音比を最大にする干渉キャンセル行列Ｆを求める。

このＭ行Ｎ列の行列Ｆは、プリアンブル信号の第ｉ信号系列における第ｋｓ（ｋｓは１以上の整数）シンボルの送信信号をＰ（ｉ，ｋｓ）および第ｊ受信アンテナで受信される第ｋｓシンボルの受信信号をｒ（ｊ，ｋｓ）とし、かつＰ（ｉ，ｋｓ）を第ｉ成分として持つＮ行の列ベクトルをＰ（ｋｓ）、ｒ（ｊ，ｋｓ）を第ｊ成分として持つＭ行の列ベクトルをｒ（ｋｓ）と表現した場合、プリアンブル信号を受信した際に、（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈ×（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））で与えられる物理量を最小とするように行列Ｆを選ぶ。処理Ｓ９では、ここで求めた行列を受信信号ベクトルＲに乗算し、例えばＨ^−１・Ｒ、または（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈ・Ｒ、またはＦ・Ｒのようにして１次推定を行う。

一方、第２実施形態の場合には、処理Ｓ６で求めた第１および第２部分行列Ｈ_１、Ｈ_２に対し、処理Ｓ６の後で、かつ処理Ｓ７の前までの間に、逆行列または擬似逆行列としてＨ_１ ^−１または（Ｈ_１ ^Ｈ・Ｈ_１）^−１・Ｈ_１ ^Ｈ、およびＨ_２ ^−１または（Ｈ_２ ^Ｈ・Ｈ_２）^−１・Ｈ_２ ^Ｈを取得しておく。処理Ｓ８で求めた擬似受信信号ベクトルの第１から第Ｎ_１成分を抜き出した第１部分ベクトルＲ_１と、第Ｎ_１＋１から第Ｎ成分を抜き出した第２部分ベクトルＲ_２に対し、先に求めた行列を用いて、例えばＨ_１ ^−１・Ｒ_１、Ｈ_２ ^−１・Ｒ_２のようにして処理Ｓ９の送信信号の１次推定を行う。

Ｅ．第３実施形態の受信処理
次に、図５は、前述した第３実施形態による受信局の受信処理を示すフローチャートである。図４にて説明した第１および第２実施形態との差分は、処理Ｓ３と処理Ｓ４の間に処理Ｓ３１〜処理Ｓ３３が追加になった点、および処理Ｓ１８の後で処理Ｓ３４が加えられた点である。処理Ｓ３で取得した伝達関数行列をもとに、例えば各信号系列の送受信電力を数式（６）を用いて求め（Ｓ３１）、各信号系列の送受信電力に対する順序に合わせて数式（１１）で与えられるような入れ替えのための行列を選択する（Ｓ３２）。この行列を用いて伝達関数行列ＨをＨ・Ａのように変換する（Ｓ３３）。以下の処理Ｓ４〜処理Ｓ１８の処理は、あたかもＨ・Ａが元々の伝達関数行列であるかのように処理を行う。受信信号が決定されると（Ｓ１８）、信号の入れ替え処理をＡ・Ｔ_bestにより行い（Ｓ３４）、これを用いて送信データの再生を行う（Ｓ２０）。

Ｆ．第１および第２実施形態の受信処理（ＯＦＤＭ変調方式）
次に、図６は、本発明の第１および第２実施形態に対して、ＯＦＤＭ変調方式を用いた場合の受信処理を示すフローチャートである。図４に示した第１および第２実施形態との差分は、処理Ｓ２にてプリアンブルを検出後、プリアンブル信号に対してシンボル単位でガードインターバルを除去し（Ｓ４１）、ＦＦＴ処理を行ってサブキャリア毎に分離し（Ｓ４２）、図４における処理Ｓ３から処理Ｓ６を全サブキャリアに対して行う点と、同様にデータ受信時も、処理Ｓ７に先行してシンボル単位でガードインターバルを除去し（Ｓ４３）、ＦＦＴ処理を行ってサブキャリア毎に分離し（Ｓ４４）、図４における処理Ｓ７から処理Ｓ１８を全サブキャリアに対して行う点と、データ受信完了後、データを合成して送信データを再生する際に、全サブキャリアおよび全信号系列に渡り合成を行う（Ｓ４５）点である。点線で囲まれた領域（処理Ｓ３〜処理Ｓ６、および処理Ｓ７〜処理Ｓ１８）がサブキャリア毎に並列的に行われる処理である。

上述した説明においては、一例として送受信アンテナ数としてＮ_１＝Ｎ_２＝Ｍ_１＝Ｍ_２＝２の場合を例に取り説明したが、Ｍ≧３、Ｎ≧３、Ｍ_１≧１、Ｍ_２≧１、Ｎ_１≧１、Ｎ_２≧１で、かつＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎであれば任意の整数の組（Ｍ，Ｍ_１，Ｍ_２，Ｎ，Ｎ_１，Ｎ_２）において適用可能である。

以上述べた実施形態は、全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は、他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等範囲によってのみ規定されるものである。

なお、上述した実施形態においては、各回路は、基本的にはハードウェア上に実装されるものであるが、コンピュータシステム内で実行されるものであっても構わない。この場合、上述した変換行列生成回路５による一連の処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。すなわち、変換行列生成回路５における、各処理手段、処理部は、ＣＰＵ等の中央演算処理装置がＲＯＭやＲＡＭ等の主記憶装置に上記プログラムを読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、実現されるものであっても構わない。

ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

本発明の第１実施形態による受信局の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による受信局の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態による受信局の構成を示すブロック図である。 第１実施形態および第２実施形態による受信局の受信処理を示すフローチャートである。 第３実施形態による受信局の受信処理を示すフローチャートである。 第１および第２実施形態に対して、ＯＦＤＭ変調方式を用いた場合の受信処理を示すフローチャートである。 従来技術における送信局の構成を示すブロック図である。 従来技術におけるＭＬＤ法を用いた受信局の構成を示すブロック図である。 従来技術におけるＯＦＤＭ変調方式を用いた送信局の構成を示すブロック図である。 従来技術におけるＯＦＤＭ変調方式を用いた受信局の構成を示すブロック図である。 従来技術における送信局の送信処理を示すフローチャートである。 従来技術におけるＭＬＤ法を用いた受信局の受信処理を示すフローチャートである。

符号の説明

１〜１−４受信アンテナ
２−１〜２−４ 無線部（受信手段）
３ チャネル推定回路（第１の取得手段）
４ 受信信号管理回路（第４の取得手段）
５ 擬似受信信号管理回路（第３の取得手段）
６−ａ〜６−ｂ 伝達関数行列管理回路
７ 変換行列生成回路（変換行列生成手段、算出手段）
８ 伝達関数行列変換回路（第２の取得手段）
９−ａ〜９−ｃ 送信ベクトル１次推定回路（送信ベクトル第１次推定手段）
１０−１ 幾何学的距離演算回路（第１の幾何学的距離算出手段）
１０−２ 幾何学的距離演算回路（第２の幾何学的距離算出手段）
１１ 送信信号生成回路（第５の取得手段、第６の取得手段）
１２−１〜１２−２ レプリカ生成回路
１３ レプリカ生成回路（第９の取得手段）
１４−１ 選択回路（選択手段、第７の取得手段）
１４−２ 選択回路（選択手段、第８の取得手段）
１５ 幾何学的距離演算回路（第３の幾何学的距離算出手段）
１６−ａ〜１６−ｂ 選択回路（第１０の取得手段）
１７ データ合成回路（再生手段）
１８ 信号入替え回路（第１３の取得手段）
２０ 変調部
２１ 変調部
２２ 変調部

Claims (22)

1. Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上でかつＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本以上の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより構成され、前記送信局は、入力されたユーザデータをＮ系統に分割する手段と、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第一の信号系列を生成する手段と、Ｎ本の前記送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信する手段とを備えた無線通信システムにおける前記受信局側で用いる無線通信装置であって、
   前記受信局は、
   Ｍ本の前記受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信する受信手段と、
   受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として前記送信アンテナのうちの第ｉアンテナと前記受信アンテナのうちの第ｊアンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得する第１の取得手段と、
   第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列、すなわち伝達関数行列Ｈおよび第ｊ受信アンテナの受信信号を第ｊ成分とするＭ行の列ベクトルＲおよびＮ個の成分を有するＮ行の列ベクトルＴに対し、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得する送信ベクトル第１次推定手段と、
   前記伝達関数行列Ｈの要素を元にＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の変換行列Ｚを生成する変換行列生成手段と、
   前記変換行列Ｚのエルミート共役の行列Ｚ^Ｈに対して前記伝達関数行列Ｈの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行（Ｎ_１＋Ｎ_２）列の行列Ｚ^Ｈ・Ｈを算出する算出手段と、
   該行列Ｚ^Ｈ・Ｈから１≦ｊ≦Ｍ_１かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを取得する第２の取得手段と、
   Ｍ個の受信信号を成分とするＭ行の列ベクトルＲと前記変換行列のエルミート共役の行列Ｚ^Ｈとの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行の列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒを取得する第３の取得手段と、
   該列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒの第１成分から第Ｍ_１成分までによって構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルをＲ_１とし、かつ第Ｍ_１＋１成分から第Ｍ_１＋Ｍ_２成分までを抜き出して構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルをＲ_２としてＲ_１およびＲ_２を取得する第４の取得手段と、
   １系列当りの送信信号としてＮ_ｍａｘ種類（１＜Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の信号点の選択肢の中からその全てないしはその一部として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ、ｋは整数）成分の近傍に位置するｎ［ｋ］点（１≦ｎ［ｋ］≦Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の送信信号を第ｋ成分の送信信号の候補として選択する選択手段と、
   第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_１行の第１部分送信ベクトルをＴ_１とした場合、該第１部分送信ベクトルＴ_１の候補として、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_１個の各成分として持つ（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）個のＮ_１行の第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝（ｋ１は識別番号）を取得する第５の取得手段と、
   第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_２行の第２部分送信ベクトルをＴ_２とした場合、該第２部分送信ベクトルＴ_２の候補として、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_２個の各成分として持つ（ｎ（Ｎ_１＋１）×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］個のＮ_２行の第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝（ｋ２は識別番号）を取得する第６の取得手段と、
   前記第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝のそれぞれに対し、Ｒ_１とＨ_１・Ｔ_１ ^［ｋ１］との幾何学的な距離を求める第１の幾何学的距離算出手段と、
   １≦Ｋ_１＜（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）である整数Ｋ_１に対し、前記第１送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ１番目（１≦ｍ１≦Ｋ_１、ｍ１は整数）に小さい候補をＴ’_１ ^［ｍ１］と表記した場合に前記第１送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_１個のベクトルで構成される限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝を取得する第７の取得手段と、
   前記第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝のそれぞれに対し、Ｒ_２とＨ_２・Ｔ_２ ^［ｋ２］との幾何学的な距離を求める第２の幾何学的距離算出手段と、
   １≦Ｋ_２＜（ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］）である整数Ｋ_２に対し、前記第２送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ２番目（１≦ｍ２≦Ｋ_２、ｍ２は整数）に小さい候補をＴ’_２ ^［ｍ２］と表記した場合に前記第２送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_２個のベクトルで構成される限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝を取得する第８の取得手段と、
   前記限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝の１つを第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持ち、かつ前記限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝の１つを第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つ合計Ｋ_１×Ｋ_２個のＮ行のベクトルを最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝（ｋ３は識別番号）を取得する第９の取得手段と、
   前記最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝のそれぞれに対し、前記伝達関数行列Ｈおよび前記受信ベクトルＲを用いてＲとＨ・Ｔ_final ^［ｋ３］との幾何学的な距離を求める第３の幾何学的距離算出手段と、
   該幾何学的な距離を最小とする送信ベクトルをＴ_bestとして取得する第１０の取得手段と、
   該送信ベクトルＴ_bestの各成分を各信号系列の送信信号の推定値とし、これらを合成することにより前記送信局におけるユーザデータを再生する再生手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記受信局は、
   前記伝達関数行列Ｈの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ_ｉを用いて前記伝達関数行列Ｈを（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ］）と表記し、さらに前記変換行列Ｚの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ_ｉを用いてＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の行列Ｚを（ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、
   Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得する第１１の取得手段と、
   Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得する第１２の取得手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記受信局は、
   前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比を推定する推定手段を備え、さらに、
   前記第１の取得手段は、
   前記推定手段で取得した受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比に応じて前記伝達関数における送信アンテナ番号の番号付け順序を変更する第１のアンテナ番号変換手段を備え、さらに、
   前記第１０の取得手段は、
   取得される送信ベクトルＴ_ｂｅｓｔの送信アンテナ番号の番号付けを、第１のアンテナ番号変換手段にて実施した入れ替え処理の逆処理により、元々のアンテナ番号に戻す第２のアンテナ番号変換手段を備えた
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記受信局は、
   前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の総受信電力、信号対雑音比または信号対干渉雑音比のいずれかを推定する推定手段と、
   前記ｎ［１］，ｎ［２］，ｎ［３］，…，ｎ［Ｎ］の値を信号系列毎の総受信電力または信号対雑音比または信号対干渉雑音比の推定値に応じて決定する決定手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
5. 前記第１の幾何学的距離算出手段は、前記幾何学的な距離としてユークリッド距離を用いることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
6. 前記第１の幾何学的距離算出手段は、幾何学的な距離として、各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値を用いることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
7. 前記送信ベクトル第１次推定手段は、
   前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記第１部分行列Ｈ_１および第１部分ベクトルＲ_１および第１送信ベクトルＴ_１に対するＲ_１＝Ｈ_１・Ｔ_１の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第１から第Ｎ_１成分を取得する第１６の取得手段と、
   前記第２部分行列Ｈ_２および第２部分ベクトルＲ_２および第２送信ベクトルＴ_２に対するＲ_２＝Ｈ_２・Ｔ_２の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第Ｎ_１＋１から第Ｎ成分を取得する第１７の取得手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
8. 前記送信ベクトル第１次推定手段は、
   前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ^−１を前記列ベクトルＲに作用させたベクトル積、すなわちＨ^−１・Ｒにより取得する第１８の取得手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
9. 前記送信ベクトル第１次推定手段は、
   前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈのエルミート共役行列Ｈ^Ｈおよび該伝達関数行列Ｈのベクトル積に対する逆行列、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１と、前記行列Ｈ^Ｈおよび前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈ・Ｒにより取得する第１９の取得手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
10. 前記Ｎ系統の既知のパターンの信号の第ｉ信号系列における第ｋｓ（ｋｓは１以上の整数）シンボルの送信信号をＰ（ｉ，ｋｓ）および第ｊ受信アンテナで受信される第ｋｓシンボルの受信信号をｒ（ｊ，ｋｓ）とし、かつＰ（ｉ，ｋｓ）を第ｉ成分として持つＮ行の列ベクトルをＰ（ｋｓ）、ｒ（ｊ、ｋｓ）を第ｊ成分として持つＭ行の列ベクトルをｒ（ｋｓ）と表現した場合において、
    前記送信ベクトル第１次推定手段は、
    前記既知のパターンの信号を受信した際に、前記既知のパターンの信号の領域においてＭ行Ｎ列の行列Ｆに関して、ベクトルＦ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ）および該ベクトルのエルミート共役のベクトル（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈのベクトル積、すなわち（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈ×（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））で与えられる物理量を最小とするように前記行列Ｆを算出する算出手段と、
    該行列Ｆと前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわちＦ・Ｒにより前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得する第２０の取得手段と
    を備えたことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
11. 前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行い、サブキャリア毎に分離後の受信信号に対して、個別に請求項１ないし請求項１０に記載の処理を実施することを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載の無線通信装置。
12. Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上でかつＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信するＮ本以上の送信アンテナを備えた送信局と、送信された無線信号を受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本以上の受信アンテナを備えた受信局とにより構成され、前記送信局は、入力されたユーザデータをＮ系統に分割するステップと、前記のＮ系統に分割されたデータに個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第一の信号系列を生成するステップと、Ｎ本の前記送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信するステップとを実施する無線通信システムにおける前記受信局側で用いる無線通信方法であって、
    前記受信局は、
    Ｍ本の前記受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信するステップと、
    受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として前記送信アンテナのうちの第ｉアンテナと前記受信アンテナのうちの第ｊアンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを取得するステップと、
    第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数ｈ_ｊ，ｉを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列、すなわち伝達関数行列Ｈおよび第ｊ受信アンテナの受信信号を第ｊ成分とするＭ行の列ベクトルＲおよびＮ個の成分を有するＮ行の列ベクトルＴに対し、前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得する送信ベクトル第１次推定ステップと、
    前記伝達関数行列Ｈの要素を元にＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の変換行列Ｚを生成するステップと、
    前記変換行列Ｚのエルミート共役の行列Ｚ^Ｈに対して前記伝達関数行列Ｈの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行（Ｎ_１＋Ｎ_２）列の行列Ｚ^Ｈ・Ｈを算出するステップと、
    該行列Ｚ^Ｈ・Ｈから１≦ｊ≦Ｍ_１かつ１≦ｉ≦Ｎ_１である第（ｊ，ｉ）成分より構成されるＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列Ｈ_１と、Ｍ_１＋１≦ｊ≦Ｍ_１＋Ｍ_２かつＮ_１＋１≦ｉ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｊ，ｉ）成分を抜き出して構成されるＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列Ｈ_２とを取得するステップと、
    Ｍ個の受信信号を成分とするＭ行の列ベクトルＲと前記変換行列のエルミート共役の行列Ｚ^Ｈとの積、すなわち（Ｍ_１＋Ｍ_２）行の列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒを取得するステップと、
    該列ベクトルＺ^Ｈ・Ｒの第１成分から第Ｍ_１成分までによって構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルをＲ_１とし、かつ第Ｍ_１＋１成分から第Ｍ_１＋Ｍ_２成分までを抜き出して構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルをＲ_２としてＲ_１およびＲ_２を取得するステップと、
    １系列当りの送信信号としてＮ_ｍａｘ種類（１＜Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の信号点の選択肢の中からその全てないしはその一部として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ、ｋは整数）成分の近傍に位置するｎ［ｋ］点（１≦ｎ［ｋ］≦Ｎ_ｍａｘ、Ｎ_ｍａｘは整数）の送信信号を第ｋ成分の送信信号の候補として選択するステップと、
    第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_１行の第１部分送信ベクトルをＴ_１とした場合、該第１部分送信ベクトルＴ_１の候補として、第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_１個の各成分として持つ（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）個のＮ_１行の第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝（ｋ１は識別番号）を取得するステップと、
    第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つＮ_２行の第２部分送信ベクトルをＴ_２とした場合、該第２部分送信ベクトルＴ_２の候補として、第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号の各候補として選択された前記送信信号の候補をそれぞれＮ_２個の各成分として持つ（ｎ（Ｎ_１＋１）×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］個のＮ_２行の第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝（ｋ２は識別番号）を取得するステップと、
    前記第１送信ベクトル候補群｛Ｔ_１ ^［ｋ１］｝のそれぞれに対し、Ｒ_１とＨ_１・Ｔ_１ ^［ｋ１］との幾何学的な距離を求めるステップと、
    １≦Ｋ_１＜（ｎ［１］×ｎ［２］×…×ｎ［Ｎ_１］）である整数Ｋ_１に対し、前記第１送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ１番目（１≦ｍ１≦Ｋ_１、ｍ１は整数）に小さい候補をＴ’_１ ^［ｍ１］と表記した場合に前記第１送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_１個のベクトルで構成される限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝を取得するステップと、
    前記第２送信ベクトル候補群｛Ｔ_２ ^［ｋ２］｝のそれぞれに対し、Ｒ_２とＨ_２・Ｔ_２ ^［ｋ２］との幾何学的な距離を求めるステップと、
    １≦Ｋ_２＜（ｎ［Ｎ_１＋１］×ｎ［Ｎ_１＋２］×…×ｎ［Ｎ］）である整数Ｋ_２に対し、前記第２送信ベクトル候補群の中で該幾何学的な距離がｍ２番目（１≦ｍ２≦Ｋ_２、ｍ２は整数）に小さい候補をＴ’_２ ^［ｍ２］と表記した場合に前記第２送信ベクトル候補群の部分集合としてＫ_２個のベクトルで構成される限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝を取得するステップと、
    前記限定第１送信ベクトル候補群｛Ｔ’_１ ^［ｍ１］｝の１つを第１から第Ｎ_１番の各信号系列の送信信号を各成分として持ち、かつ前記限定第２送信ベクトル候補群｛Ｔ’_２ ^［ｍ２］｝の１つを第Ｎ_１＋１から第Ｎ番の各信号系列の送信信号を各成分として持つ合計Ｋ_１×Ｋ_２個のＮ行のベクトルを最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝（ｋ３は識別番号）を取得するステップと、
    前記最終送信ベクトル候補群｛Ｔ_final ^［ｋ３］｝のそれぞれに対し、前記伝達関数行列Ｈおよび前記受信ベクトルＲを用いてＲとＨ・Ｔ_final ^［ｋ３］との幾何学的な距離を求めるステップと、
    該幾何学的な距離を最小とする送信ベクトルをＴ_bestとして取得するステップと、
    該送信ベクトルＴ_bestの各成分を各信号系列の送信信号の推定値とし、これらを合成することにより前記送信局におけるユーザデータを再生するステップと
    を有することを特徴とする無線通信方法。
13. 前記伝達関数行列Ｈの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ_ｉを用いて前記伝達関数行列Ｈを（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ］）と表記し、さらに前記変換行列Ｚの第ｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ_ｉを用いてＭ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の行列Ｚを（ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、
    Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得するステップと、
    Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し、かつそれぞれが互いに直交すると共に、絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得するステップと
    をさらに有することを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
14. 前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比を推定するステップと、
    推定した受信される信号系列毎の信号対雑音比または信号対干渉雑音比に応じて前記伝達関数における送信アンテナ番号の番号付け順序を変更する第１のアンテナ番号変換ステップと、
    取得される送信ベクトルＴ_ｂｅｓｔの送信アンテナ番号の番号付けを、第１のアンテナ番号変換ステップにて実施した入れ替え処理の逆処理により、元々のアンテナ番号に戻す第２のアンテナ番号変換ステップと、
    をさらに有することを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
15. 前記伝達関数行列Ｈを元に受信される信号系列毎の総受信電力、信号対雑音比または信号対干渉雑音比のいずれかを推定するステップと、
    前記ｎ［１］，ｎ［２］，ｎ［３］，…，ｎ［Ｎ］の値を信号系列毎の総受信電力または信号対雑音比または信号対干渉雑音比の推定値に応じて決定するステップと
    をさらに有することを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
16. 前記幾何学的距離は、ユークリッド距離であることを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
17. 前記幾何学的距離は、各成分の実部の絶対値及び虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値であることを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
18. 前記送信ベクトル第１次推定ステップは、
    前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記第１部分行列Ｈ_１および第１部分ベクトルＲ_１および第１送信ベクトルＴ_１に対するＲ_１＝Ｈ_１・Ｔ_１の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第１から第Ｎ_１成分を取得するステップと、
    前記第２部分行列Ｈ_２および第２部分ベクトルＲ_２および第２送信ベクトルＴ_２に対するＲ_２＝Ｈ_２・Ｔ_２の解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆの第Ｎ_１＋１から第Ｎ成分を取得するステップと
    をさらに有することを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
19. 前記送信ベクトル第１次推定ステップは、
    前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈの逆行列Ｈ^−１を前記列ベクトルＲに作用させたベクトル積、すなわちＨ^−１・Ｒにより取得するステップをさらに有することを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
20. 前記送信ベクトル第１次推定ステップは、
    前記伝達関数行列Ｈと前記列ベクトルＴとの積であるＨ・Ｔに対してＲ＝Ｈ・ＴのＴに対する解または近似解として前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するために、前記伝達関数行列Ｈのエルミート共役行列Ｈ^Ｈおよび該伝達関数行列Ｈのベクトル積に対する逆行列、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１と、前記行列Ｈ^Ｈおよび前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわち（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈ・Ｒにより取得するステップとを実施することを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
21. 前記Ｎ系統の既知のパターンの信号の第ｉ信号系列における第ｋｓ（ｋｓは１以上の整数）シンボルの送信信号をＰ（ｉ，ｋｓ）および第ｊ受信アンテナで受信される第ｋｓシンボルの受信信号をｒ（ｊ，ｋｓ）とし、かつＰ（ｉ，ｋｓ）を第ｉ成分として持つＮ行の列ベクトルをＰ（ｋｓ）、ｒ（ｊ、ｋｓ）を第ｊ成分として持つＭ行の列ベクトルをｒ（ｋｓ）と表現した場合において、
    前記送信ベクトル第１次推定ステップは、
    前記既知のパターンの信号を受信した際に、前記既知のパターンの信号の領域においてＭ行Ｎ列の行列Ｆに関して、ベクトルＦ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ）および該ベクトルのエルミート共役のベクトル（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈのベクトル積、すなわち（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））^Ｈ×（Ｆ×ｒ（ｋｓ）−Ｐ（ｋｓ））で与えられる物理量を最小とするように前記行列Ｆを算出するステップと、
    該行列Ｆと前記列ベクトルＲのベクトル積、すなわちＦ・Ｒにより前記１次推定列ベクトルＴ_ｚｆを取得するステップと
    をさらに有することを特徴とする請求項１２記載の無線通信方法。
22. 前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行い、サブキャリア毎に分離後の受信信号に対して個別に請求項１２ないし請求項２１に記載の処理を実施することを特徴とする請求項１２ないし２１のいずれかに記載の無線通信方法。
    
    
    

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