JP4246164B2 - 無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立なデータを送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列を元に受信局側でデータの復調を行うことにより無線通信を実現する高速無線アクセスシステムに係り、特に、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムの伝送速度の高速化を行うためにおいて利用される、回路規模を抑制しながら良好な伝送特性を実現するための無線通信装置および受信方法に関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現しているが、無線ＬＡＮの普及に伴い更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術としては、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間にはＮ×Ｍ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され、第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_ｊ，ｉとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をHと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_ｉとし、（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…，ｔ_Ｎ）を成分とする列ベクトルをＴ、第ｉ受信アンテナでの受信信号をｒ_ｉとし（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，…，ｒ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをＴ、第ｉ受信アンテナの熱雑音をｎ_ｉとし（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３，…，ｎ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。

この場合、以下の関係式が成り立つ。

したがって、受信局側で受信した信号Ｒをもとに、送信信号Ｔを推定する技術が求められている。

このＭＩＭＯ技術において、受信側の信号分離技術として最も特性的に優れた方法がMLD（Most Likelihood Detection）法と呼ばれる方式である（例えば非特許文献１参照）。

まず、各アンテナからの送信信号の変調方式が決まると、１つのアンテナから送信される信号が取り得る信号点の数（以降、Ｎ_ｍａｘと呼ぶ）が決まる。Ｎ本のアンテナ全体で送信される信号ベクトルのバリエーションはＮ_ｍａｘ ^Ｎ種類となる。ＭＬＤ法では、送信信号としてＴの取り得る全ての候補（全部でＮ_ｍａｘ ^Ｎ種）に対して、その信号が送信された場合の受信信号の予測を行い、それらの中で最も実際の受信信号に近いものを推定精度の最も高い信号点として選択する。つまり、第ｋ番目の送信信号候補をＴ^｛ｋ｝で表したとすると、次の式で定義される幾何学的距離Ｅを最小にするｋの値を選択する。

なお、行列Ｍに対してＭ^Ｈは、行列Ｍのエルミート共役である行列を指す。以上の処理により、如何なる行列Ｈに対しても、安定した受信処理が可能であり、ＺＦ法に対して特性が大幅に改善する。

以下に、従来技術による無線局について説明する。なお、一般的には、１つの無線局は、送信部と受信部とを共に備え、送受信を時間的に切り替えて運用する。以下では、このような意味で送信部、受信部を説明する。

ここで、図４は、従来技術における無線局の送信部の構成を示すブロック図である。図において、１００はデータ分割回路、１０１−１〜１０１−４はプリアンブル付与回路、１０２−１〜１０２−４は変調回路、１０３−１〜１０３−４は無線部、１０４−１〜１０４−４は送信アンテナである。なお、１つの例として、送信局が４つの送信アンテナを用いて４系統のデータを送信する場合を例にとって説明する。

データが入力されると、データ分割回路１００は、データを４系統に分離する。例えば、第１系統のデータは、プリアンブル付与回路１０１−１に入力され、プリアンブル信号が付与された状態で変調回路（Ｃｈｌ）１０２−１に入力される。変調回路１０２−１では、所定の変調を実施し、変調された信号は、無線部１０３−１にて無線周波数に変換され、送信アンテナ１０４−１より送信される。同様に。第２系統のデータは、プリアンブル付与回路１０１−２、無線部１０３−２、送信アンテナ１０４−２、第３系統のデータは、プリアンブル付与回路１０１−３、無線部１０３−３、送信アンテナ１０４−３、第４系統のデータは、プリアンブル付与回路１０１−４、無線部１０３−４、送信アンテナ１０４−４を経由して、それぞれ個別に送信される。

図５は、従来技術におけるＭＬＤ法を用いた無線局の受信部の構成を示すブロック図である。図において、１１１−１〜１１１−４は受信アンテナ、１１２−１〜１１２−４は無線部、１１３はチャネル推定回路、１１４は受信信号管理部、１１５は伝達関数行列管理回路、１１６はレプリカ信号生成回路、１１７は送信信号生成回路、１１８は幾何学的距離演算回路、１１９は選択回路、１２０はデータ合成回路である。

第１の受信アンテナ１１１−１から第４の受信アンテナ１１１−４は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１１２−１〜１１２−４を経由して、受信した信号は、チャネル推定回路１１３に入力される。送信側で付与された所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路１１３にて各送信アンテナと受信アンテナ間の伝達関数を取得する。取得された各伝達関数の情報ｈ_ｊ，ｉは、伝達関数行列管理回路１１５にて伝達関数行列Ｈとして管理される。

プリアンブル信号に後続するデータ信号は、１シンボル分づつ受信信号管理回路１１４に入力される。受信信号管理回路１１４では、各アンテナの受信信号（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，ｒ_４）を成分とした受信信号ベクトルＲとして一旦管理される。一方、送信信号生成回路１１７では、送信アンテナから出力され得る全ての信号パターンとして、Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ種類の送信信号の候補｛Ｔ^［ｋ］｝（１≦ｋ≦Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ）を生成する。

レプリカ信号生成回路１１６では、送信信号生成回路１１７から入力される信号Ｔ^［ｋ］と伝達関数行列管理回路１１５で管理された伝達関数行列Ｈとの積、Ｈ×Ｔ^［ｋ］を求め、幾何学的距離演算回路１１８にて、この結果と受信信号管理回路１１４で管理された受信信号ベクトルＲとの幾何学的距離を算出する。以上の幾何学的距離演算処理は、全てのｋの値に対して実施（合計Ｎ_ｍａｘ ^Ｎ回）される。選択回路１１９では、これらの中で幾何学的距離が最短のものを選択し、最も推定精度の高い送信信号と判断する。これらのデータは、複数シンボルに渡って連続的に処理されるが、一連のデータを受信後、データ合成回路１２０にてデータとして再構成されて出力される。
特開２００１−８５７０５号公報 特開２０００−１８８４０６号公報 A. van Zelst et. Al., "Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM Systems", Proc. VTC2000 Spring, Vol.2, pp.1070-1074

上述したMLD法の最大の問題点は、幾何学的距離を求める演算処理をＮ_ｍａｘ ^Ｎ回に渡って実施しなければならない点である。例えば、変調方式として６４ＱＡＭを用いる場合、Ｎ_ｍａｘ＝６４となる。この例を用いると、Ｎ＝２の場合で幾何学的距離演算回数は、６４^２（＝４０９６）回、Ｎ＝３の場合で６４^３（＝２６２１４４）回、Ｎ＝４の場合で６４^４（＝１６７７７２１６）回と指数関数的に発散する。

これを回路として実現する際には、レプリカ信号を生成し、その幾何学的距離を演算する処理を順次直列的に実施する方法と、並列的、つまり同時に処理する方法がある。しかしながら、直列的に行う場合には、１シンボルの送信データを確定するのにＮ_ｍａｘ ^Ｎ回の処理を繰り返し行う必要があり、膨大な処理遅延がかかってしまう。一方、並列的に実施する場合でも、同様の回路をＮ_ｍａｘ ^Ｎ個も実装しなければならず、Ｎが３以上になると回路規模が爆発的に増大するため、ＬＳＩへの実装は全く不可能となる。その中間的な組み合わせの場合も考えられるが、回路規模と演算時間を両立することは困難である。

全ての問題点は、演算の処理量がＮ_ｍａｘ ^Ｎに比例した値となることに起因し、この演算量を抑えることが課題となっている。例えば、Ｎ＝２の場合とＮ＝４の場合とで、伝送容量的には２倍であるが、回路規模としては４０９６倍となり、非常に非効率な状態である。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模および演算量にて実現することができる無線通信装置および無線通信方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、Ｎ本の送信アンテナを備え、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信する送信局と、送信された無線信号を受信し前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本の受信アンテナを備えた受信局とからなる無線通信装置であって、前記送信局は、入力されたデータをＮ系統に分割する分割手段と、前記Ｎ系統に分割されたデータ毎に個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成する生成手段と、前記Ｎ本の送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信する送信手段とを具備し、前記受信局は、前記Ｍ本の受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信する受信手段と、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記Ｎ本の送信アンテナと前記Ｍ本の受信アンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数を成分とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列を取得する伝達関数行列取得手段と、前記伝達関数行列に対する変換行列を生成する変換行列生成手段と、該変換行列のエルミート共役行列と前記伝達関数行列との積として変換後伝達関数行列を取得する変換後伝達関数行列取得手段と、受信信号と前記変換行列とを元に変換後受信信号を生成する変換後受信信号生成手段と、Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、前記変換後伝達関数行列から１≦ｉ≦Ｍ_１且つ１≦ｊ≦Ｎ_１である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列を取得する第１部分行列取得手段と、前記変換後伝達関数行列からＭ_１＋１≦ｉ≦Ｍ_１＋Ｍ_２且つＮ_１＋１≦ｊ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列を取得する第２部分行列取得手段と、前記変換後受信信号の第１成分から第Ｍ_１成分までで構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルを取得する第１部分ベクトル取得手段と、前記変換後受信信号の第Ｍ_１＋１成分から第（Ｍ_１＋Ｍ_２）成分までで構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルを取得する第２部分ベクトル取得手段と、前記送信アンテナのうち第１番から第Ｎ_１番までの送信アンテナより構成される第１の送信アンテナ群にて送信され得る第１の送信信号候補を生成する第１の送信信号候補生成手段と、前記第１部分行列と該第１の送信信号候補で構成されるＮ_１行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第１部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得する第１の幾何学的距離算出手段と、複数の前記第１送信信号候補の中から前記第１の幾何学的距離算出手段で取得された幾何学的距離が最小となる第１の送信信号候補を選択する第１の選択回路と、前記送信アンテナのうち第Ｎ_１＋１番から第Ｎ番までの送信アンテナより構成される第２の送信アンテナ群にて送信され得る第２の送信信号候補を生成する第２の送信信号候補生成手段と、前記第２部分行列と該第２の送信信号候補で構成されるＮ_２行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第２部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得する第２の幾何学的距離算出手段と、複数の前記第２の送信信号候補の中から前記第２の幾何学的距離算出手段で取得された幾何学的距離が最小となる第２の送信信号候補を選択する第２の選択回路と、前記第１の選択回路および前記第２の選択回路で選択された第１の送信信号候補および第２の送信信号候補を合成して送信信号系列を再生する再生手段とを具備することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記変換行列生成手段は、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２とした場合、前記Ｍ行Ｎ列の伝達関数行列に対し、該行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ［ｉ］を用いて前記伝達関数行列を（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］）と表記し、さらに、Ｍ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の前記変換行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ［ｉ］を用いて前記変換行列を（ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得する第１の変換行列構成列ベクトル取得手段と、Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得する第２の変換行列構成列ベクトル取得手段とを具備することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記変換行列生成手段は、前記変換行列Ｚの取得のため、Ｎ_２個の列ベクトルｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］に互いが直交する（Ｍ_１−１）個の任意の列ベクトルｖ［ｌ］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］を加えた合計（Ｍ_１＋Ｎ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［１］を求める第１の列ベクトル算出手段と、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［２］を求める第２の列ベクトル算出手段と、順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１］を求める第３の列ベクトル算出手段と、Ｎ_１個の列ベクトルｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］に互いが直交する（Ｍ_２−１）個の任意の列ベクトルｖ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］を加えた合計（Ｎ_１＋Ｍ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋１］を求める第４の列ベクトル算出手段と、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋２］を求める第５の列ベクトル算出手段と、順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_２］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を求める第６の列ベクトル算出手段とを具備することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信局は、Ｎ_１本の第１の送信アンテナ群とＮ_２本の第２の送信アンテナ群とを備え、前記第１の送信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、前記送信手段は、第１から第Ｎ_１番までの送信信号系列を、第１の送信アンテナ群を用いて送信する第１の送信手段と、第（Ｎ_１＋１）から第（Ｎ_１＋Ｎ_２）番までの送信信号系列を、第２の送信アンテナ群を用いて送信する第２の送信手段とを備え、前記受信局は、Ｍ＞Ｍ'_１≧１、Ｍ＞Ｍ'_２≧１、Ｍ＝Ｍ'_１＋Ｍ'_２となる整数Ｍ'_１およびＭ'_２に対し、Ｍ'_１本の第１の受信アンテナ群とＭ'_２本の第２の受信アンテナ群とを備え、前記第１の受信アンテナ群と前記第２の受信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、かつ前記第１の受信アンテナ群と前記第１の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、かつ前記第２の受信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、前記受信手段は、第１から第Ｍ'_１番までの受信信号系列を、前記第１の受信アンテナ群を用いて受信する第１の受信手段と、第（Ｍ'_１＋１）から第Ｍ番までの受信信号系列を、前記第２の受信アンテナ群を用いて受信する第２の受信手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、垂直偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、水平偏波アンテナであることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、円偏波の右旋偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、円偏波の左旋偏波アンテナであることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記幾何学的距離算出手段は、前記変換後受信信号と前記複数の送信信号候補との幾何学的な距離としてユークリッド距離を用いることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記幾何学的距離算出手段は、幾何学的な距離として、前記差分ベクトルの各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値を用いることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行うことを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信局からＮ本の送信アンテナを用いて送信された無線信号を、Ｍ本の受信アンテナにより受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行う無線通信方法であって、前記送信局側では、入力されたデータをＮ系統に分割し、前記Ｎ系統に分割されたデータ毎に個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成し、前記Ｎ本の送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信し、前記受信局側では、前記Ｍ本の受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信し、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記Ｎ本の送信アンテナと前記Ｍ本の受信アンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数を成分とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列を取得し、前記伝達関数行列に対する変換行列を生成し、該変換行列のエルミート共役行列と前記伝達関数行列との積として変換後伝達関数行列を取得し、受信信号と前記変換行列とを元に変換後受信信号を生成し、Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、前記変換後伝達関数行列から１≦ｉ≦Ｍ_１且つ１≦ｊ≦Ｎ_１である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列を取得し、前記変換後伝達関数行列からＭ_１＋１≦ｉ≦Ｍ_１＋Ｍ_２且つＮ_１＋１≦ｊ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列を取得し、前記変換後受信信号の第１成分から第Ｍ_１成分までで構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルを取得し、前記変換後受信信号の第Ｍ_１＋１成分から第（Ｍ_１＋Ｍ_２）成分までで構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルを取得し、前記送信アンテナのうち第１番から第Ｎ_１番までの送信アンテナより構成される第１の送信アンテナ群にて送信され得る第１の送信信号候補を生成し、前記第１部分行列と該第１の送信信号候補で構成されるＮ_１行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第１部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、複数の前記第１送信信号候補の中から取得された幾何学的距離が最小となる第１の送信信号候補を選択し、前記送信アンテナのうち第Ｎ_１＋１番から第Ｎ番までの送信アンテナより構成される第２の送信アンテナ群にて送信され得る第２の送信信号候補を生成し、前記第２部分行列と該第２の送信信号候補で構成されるＮ_２行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第２部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、複数の前記第２の送信信号候補の中から取得された幾何学的距離が最小となる第２の送信信号候補を選択し、前記第１の送信信号候補および前記第２の送信信号候補を合成して送信信号系列を再生することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２とした場合、前記Ｍ行Ｎ列の伝達関数行列に対し、該行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ［ｉ］を用いて前記伝達関数行列を（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］）と表記し、さらに、Ｍ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の前記変換行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ［ｉ］を用いて前記変換行列を（ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得し、Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記変換行列Ｚの取得のため、Ｎ_２個の列ベクトルｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］に互いが直交する（Ｍ_１−１）個の任意の列ベクトルｖ［ｌ］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］を加えた合計（Ｍ_１＋Ｎ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［１］を求め、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［２］を求め、順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１］を求め、Ｎ_１個の列ベクトルｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］に互いが直交する（Ｍ_２−１）個の任意の列ベクトルｖ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］を加えた合計（Ｎ_１＋Ｍ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋１］を求め、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋２］を求め、順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_２］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を求めることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信局側では、Ｎ_１本の第１の送信アンテナ群とＮ_２本の第２の送信アンテナ群とを備え、前記第１の送信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、第１から第Ｎ_１番までの送信信号系列を、第１の送信アンテナ群を用いて送信し、第（Ｎ_１＋１）から第（Ｎ_１＋Ｎ_２）番までの送信信号系列を、第２の送信アンテナ群を用いて送信し、前記受信局側では、Ｍ＞Ｍ'_１≧１、Ｍ＞Ｍ'_２≧１、Ｍ＝Ｍ'_１＋Ｍ'_２となる整数Ｍ'_１およびＭ'_２に対し、Ｍ'_１本の第１の受信アンテナ群とＭ'_２本の第２の受信アンテナ群とを備え、前記第１の受信アンテナ群と前記第２の受信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、かつ前記第１の受信アンテナ群と前記第１の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、かつ前記第２の受信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、第１から第Ｍ'_１番までの受信信号系列を、前記第１の受信アンテナ群を用いて受信し、第（Ｍ'_１＋１）から第Ｍ番までの受信信号系列を、前記第２の受信アンテナ群を用いて受信することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、垂直偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、水平偏波アンテナであることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、円偏波の右旋偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、円偏波の左旋偏波アンテナであることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記幾何学的距離は、ユークリッド距離であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記幾何学的距離は、前記差分ベクトルの各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行うことを特徴とする。

この発明によれば、送信局では、分割手段により、入力されたデータをＮ系統に分割し、生成手段により、前記Ｎ系統に分割されたデータ毎に個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成し、送信手段により、前記Ｎ本の送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信し、前記受信局では、受信手段により、前記Ｍ本の受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信し、伝達関数行列取得手段により、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記Ｎ本の送信アンテナと前記Ｍ本の受信アンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数を成分とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列を取得し、変換行列生成手段により、前記伝達関数行列に対する変換行列を生成し、変換後伝達関数行列取得手段により、該変換行列のエルミート共役行列と前記伝達関数行列との積として変換後伝達関数行列を取得し、変換後受信信号生成手段により、受信信号と前記変換行列とを元に変換後受信信号を生成し、第１部分行列取得手段により、Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、前記変換後伝達関数行列から１≦ｉ≦Ｍ_１且つ１≦ｊ≦Ｎ_１である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列を取得し、第２部分行列取得手段により、前記変換後伝達関数行列からＭ_１＋１≦ｉ≦Ｍ_１＋Ｍ_２且つＮ_１＋１≦ｊ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列を取得し、第１部分ベクトル取得手段により、前記変換後受信信号の第１成分から第Ｍ_１成分までで構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルを取得し、第２部分ベクトル取得手段により、前記変換後受信信号の第Ｍ_１＋１成分から第（Ｍ_１＋Ｍ_２）成分までで構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルを取得し、第１の送信信号候補生成手段により、前記送信アンテナのうち第１番から第Ｎ_１番までの送信アンテナより構成される第１の送信アンテナ群にて送信され得る第１の送信信号候補を生成し、第１の幾何学的距離算出手段により、前記第１部分行列と該第１の送信信号候補で構成されるＮ_１行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第１部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、第１の選択回路により、複数の前記第１送信信号候補の中から前記第１の幾何学的距離算出手段で取得された幾何学的距離が最小となる第１の送信信号候補を選択し、第２の送信信号候補生成手段により、前記送信アンテナのうち第Ｎ_１＋１番から第Ｎ番までの送信アンテナより構成される第２の送信アンテナ群にて送信され得る第２の送信信号候補を生成し、第２の幾何学的距離算出手段により、前記第２部分行列と該第２の送信信号候補で構成されるＮ_２行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第２部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、第２の選択回路により、複数の前記第２の送信信号候補の中から前記第２の幾何学的距離算出手段で取得された幾何学的距離が最小となる第２の送信信号候補を選択し、再生手段により、前記第１の選択回路および前記第２の選択回路で選択された第１の送信信号候補および第２の送信信号候補を合成して送信信号系列を再生する。したがって、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模および演算量にて実現することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、前記変換行列生成手段では、第１の変換行列構成列ベクトル取得手段により、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２とした場合、前記Ｍ行Ｎ列の伝達関数行列に対し、該行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ［ｉ］を用いて前記伝達関数行列を（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］）と表記し、さらに、Ｍ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の前記変換行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ［ｉ］を用いて前記変換行列を（ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得し、第２の変換行列構成列ベクトル取得手段により、Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得する。したがって、（N_１＋N_２）系列の送信信号系列を推定するために、ＭＬＤ処理をＮ_１系列とＮ_２系列とに分割して個別に行うことにより、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、ＭＬＤ処理の信号検索範囲を大幅に縮小し、回路規模、演算量、消費電力を大幅に削減することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、前記変換行列生成手段では、第１の列ベクトル算出手段により、前記変換行列Ｚの取得のため、Ｎ_２個の列ベクトルｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］に互いが直交する（Ｍ_１−１）個の任意の列ベクトルｖ［ｌ］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］を加えた合計（Ｍ_１＋Ｎ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［１］を求め、第２の列ベクトル算出手段により、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［２］を求め、第３の列ベクトル算出手段により、順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１］を求め、さらに、第４の列ベクトル算出手段により、Ｎ_１個の列ベクトルｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］に互いが直交する（Ｍ_２−１）個の任意の列ベクトルｖ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］を加えた合計（Ｎ_１＋Ｍ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋１］を求め、第５の列ベクトル算出手段により、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋２］を求め、第６の列ベクトル算出手段により、順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_２］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を求める。これにより、変換行列を生成するための簡易な実現方法を提供することができる。したがって、（N_１＋N_２）系列の送信信号系列を推定するために、ＭＬＤ処理をＮ_１系列とＮ_２系列とに分割して個別に行うことにより、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、ＭＬＤ処理の信号検索範囲を大幅に縮小し、回路規模、演算量、消費電力を大幅に削減することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、第１の送信手段により、第１から第Ｎ_１番までの送信信号系列を、第１の送信アンテナ群を用いて送信し、第２の送信手段により、第（Ｎ_１＋１）から第（Ｎ_１＋Ｎ_２）番までの送信信号系列を、第２の送信アンテナ群を用いて送信し、前記受信局では、第１の受信手段により、第１から第Ｍ'_１番までの受信信号系列を、前記第１の受信アンテナ群を用いて受信し、第２の受信手段により、第（Ｍ'_１＋１）から第Ｍ番までの受信信号系列を、前記第２の受信アンテナ群を用いて受信する。この際、第１及び第２の送受信アンテナ群は異なる偏波特性のものを選ぶ。したがって、（Ｎ_１＋Ｎ_２）系列の送信信号系列を推定するためのＭＬＤ処理において、Ｎ_１系列とＮ_２系列の信号の相関を減らし、それぞれの系列の信号を効率的に分離することが可能になるので、ＭＬＤ処理の信号検索範囲を大幅に縮小し、回路規模、演算量、消費電力を大幅に削減することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群を、垂直偏波アンテナとし、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群を、水平偏波アンテナとする。したがって、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、簡易なアンテナ構成としながらも良好な特性を、現実的な回路規模および演算量にて実現することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群を、円偏波の右旋偏波アンテナとし、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群を、円偏波の左旋偏波アンテナとする。したがって、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、簡易なアンテナ構成としながらも良好な特性を、現実的な回路規模および演算量にて実現することができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、ユークリッド距離を用いて前記変換後受信信号と前記複数の送信信号候補との幾何学的な距離を算出する。これは信号検出における最も精度の高い尤度を与える幾何学的な距離であり、したがって、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模および演算量にて実現することができ、また、幾何学的な距離の物理的な具体例を与えることができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、前記幾何学的距離算出手段によって、幾何学的な距離として、前記差分ベクトルの各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値を用いて前記幾何学的な距離を算出する。これは幾何学的な距離の算出において、乗算器の代わりに回路規模の小さい加算器のみで算出するための方法を与え、したがって、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模および演算量にて実現することができ、また、幾何学的な距離の物理的な具体例を与えることができるという利点が得られる。

また、本発明によれば、前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行う。したがって、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模および演算量にて実現することができ、また、多様な散乱波が存在するマルチパス環境に適したＭＩＭＯ技術において、マルチパス環境でのフェージングへの対応として安定した特性を実現することができるという利点が得られる。

この発明によれば、前記送信局側では、入力されたデータをＮ系統に分割し、前記Ｎ系統に分割されたデータ毎に個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成し、前記Ｎ本の送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信し、前記受信局側では、前記Ｍ本の受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信し、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記Ｎ本の送信アンテナと前記Ｍ本の受信アンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数を成分とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列を取得し、前記伝達関数行列に対する変換行列を生成し、該変換行列のエルミート共役行列と前記伝達関数行列との積として変換後伝達関数行列を取得し、受信信号と前記変換行列とを元に変換後受信信号を生成し、Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、前記変換後伝達関数行列から１≦ｉ≦Ｍ_１且つ１≦ｊ≦Ｎ_１である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列を取得し、前記変換後伝達関数行列からＭ_１＋１≦ｉ≦Ｍ_１＋Ｍ_２且つＮ_１＋１≦ｊ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列を取得し、前記変換後受信信号の第１成分から第Ｍ_１成分までで構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルを取得し、前記変換後受信信号の第Ｍ_１＋１成分から第（Ｍ_１＋Ｍ_２）成分までで構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルを取得し、前記送信アンテナのうち第１番から第Ｎ_１番までの送信アンテナより構成される第１の送信アンテナ群にて送信され得る第１の送信信号候補を生成し、前記第１部分行列と該第１の送信信号候補で構成されるＮ_１行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第１部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、複数の前記第１送信信号候補の中から取得された幾何学的距離が最小となる第１の送信信号候補を選択し、前記送信アンテナのうち第Ｎ_１＋１番から第Ｎ番までの送信アンテナより構成される第２の送信アンテナ群にて送信され得る第２の送信信号候補を生成し、前記第２部分行列と該第２の送信信号候補で構成されるＮ_２行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第２部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、複数の前記第２の送信信号候補の中から取得された幾何学的距離が最小となる第２の送信信号候補を選択し、前記第１の送信信号候補および前記第２の送信信号候補を合成して送信信号系列を再生する。したがって、ＭＩＭＯ技術を用いた無線通信を行う際に、良好な特性を実現しながらも、現実的な回路規模および演算量にて実現することができるという利点が得られる。

以下、本発明の一実施形態による無線通信装置を、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態による無線局の送信部を示すブロック図である。ここでは、１つの例として送信アンテナ数Ｎ_１＝２、Ｎ_２＝２の場合を例にとり説明する。本実施形態においては、送信部の構成は基本的に図４に示す従来方式と同じである。但し、データ分割回路以降の複数の系統（１０１−１〜１０４−１、１０１−２〜１０４−２、１０１−３〜１０４−３、１０１−４〜１０４−４がそれぞれ個別の系統とみなす）をＮ_１個とＮ_２個の２つのグループに分け、受信側をそれぞれに対応させている。すなわち、１０１−１〜１０１−２が第１の送信アンテナ群、１０１−３〜１０１−４が第２の送信アンテナ群である。本実施形態では、このグループ毎に異なる偏波アンテナを用いることとしており、具体的には「水平偏波」と「垂直偏波」アンテナ、円偏波アンテナの「右旋アンテナ」と「左旋アンテナ」のような選択肢がある。これらは受信側においても同様に対応することになる。

図２は、本実施形態による無線局の受信部の構成を示すブロック図である。ここでは、１つの例として、受信アンテナ数Ｍ_１＝２、Ｍ_２＝２、Ｍ＝４の場合を例にとり説明する。図において、１−１〜１−４は受信アンテナ、２−１〜２−４は無線部、３はチャネル推定回路、４は伝達関数行列管理回路、５は変換行列生成回路、６は受信信号変換回路、７は変換後受信信号管理部、８はチャネル行列分離回路、９は送信信号候補生成回路、１０−１および１０−２はレプリカ信号生成回路、１１−１および１１−２は幾何学的距離演算回路、１２−１および１２−２は選択回路、１３はデータ合成回路である。

図１と同様に、受信アンテナ１−１〜１−４は、第１の受信アンテナ群１−１〜１−２と、第２の受信アンテナ群１−３〜１−４とにグループ化されている。本実施形態では、送信部と同様に「水平偏波」と「垂直偏波」アンテナ、円偏波アンテナの「右旋アンテナ」と「左旋アンテナ」のように対応する。受信アンテナの本数Ｍは、図２に示したようにＭ＝Ｍ_１＋Ｍ_２である必然性はなく、Ｍ≧Ｎ_１＋Ｍ_２およびＭ≧Ｍ_１＋Ｎ_２であれば、受信ダイバーシチ利得を積極的に稼ぐために、より多くのアンテナを用いることが効果的である。この場合、Ｍ本の受信アンテナを適当に２つに分割し、そのうちの一部（例えばＭ’_１本）を第１の受信アンテナ群の偏波特性とし、残りの受信アンテナ（例えばＭ−Ｍ’_１本）を第２の受信アンテナ群の偏波特性となるようにする。

受信アンテナ１−１〜１−４は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部２−１〜２−４を経由して、受信した信号は、チャネル推定回路３に入力される。チャネル推定回路３では、基本的に受信した信号の振幅および位相情報をシンボル単位で取得する処理を行うのであるが、受信信号が所定のプリアンブル信号であった場合と、それに後続するデータ信号とで処理が若干異なる。プリアンブル信号部分を受信した場合には、送信側で付与した所定のプリアンブル信号の受信状況から、受信信号の振幅および位相情報を、既知のプリアンブル信号パターンで除算し、各送信アンテナと受信アンテナ間の伝達関数として取得し、伝達関数行列管理回路４に出力する。

出力された各伝達関数の情報ｈ_ｊ，ｉは、伝達関数行列管理回路４にて伝達関数行列Ｈとして管理される。この伝達関数行列Ｈは、変換行列生成回路５に入力される。変換行列生成回路５では、伝達関数行列Ｈを（ｈ［１］，ｈ［２］，ｈ［３］，ｈ［４］）、変換行列Ｚを（ｚ［１］，ｚ［２］，ｚ［３］，ｚ［４］）と表記した場合、ｈ［１］とｚ［３］、ｈ［１］とｚ［４］、ｈ［２］とｚ［３］、ｈ［２］とｚ［４］、ｚ［３］とｚ［４］が直交し、かつｈ［３］とｚ［１］、ｈ［３］とｚ［２］、ｈ［４］とｚ［１］、ｈ［４］とｚ［２］、ｚ［１］とｚ［２］が直交し、さらに、ベクトルｚ［ｌ］，ｚ［２］，ｚ［３］，ｚ［４］の絶対値（すなわち同一ベクトルの内積）が全て等しくなるように変換行列Ｚを生成する。この生成された変換行列Ｚは、受信信号変換回路６に入力される。

一方、チャネル推定回路３における処理として、プリアンブル信号に後続するデータ信号の場合には、各受信アンテナ１−１〜１−４において受信された信号の振幅および位相情報を１シンボル分づつ受信信号変換回路６に入力し、これらを受信信号ベクトルＲとみなし、ここで変換行列Ｚを受信信号ベクトルＲの左から乗算し、変換後受信信号Ｒ’を変換後受信信号管理部７に入力し、ここで管理を行う。なお、ここでは、Ｒ’は４次元の受信信号ベクトルとして（ｒ’_１，ｒ’_２，ｒ’_３，ｒ’_４）の様に表記できるが、便宜上、２つの系統に分類し、（ｒ’_１，ｒ’_２）と（ｒ’_３，ｒ’_４）の２つの２次元ベクトルの組み合わせとして管理する。そして、後に幾何学的距離演算回路１１−１および１１−２にこの変換後受信信号の情報を出力する際には、幾何学的距離演算回路１１−１には（ｒ’_１，ｒ’_２）の情報のみを、幾何学的距離演算回路１１−２には（ｒ’_３，ｒ’_４）の情報のみを出力する。

一方、変換行列Ｚは、チャネル行列分離回路８にも入力され、ここでは伝達関数行列Ｈに変換行列Ｚを左から乗算する。例としてＮ_１＝Ｎ_２＝Ｍ_１＝Ｍ_２＝２の場合、この演算結果は、

となる。但し、行列の（１，３）、（１，４）、（２，３）、（２，４）、（３，１）、（３，２）、（４，１）、（４，２）成分の値は上記の条件よりゼロとなっている。この結果、（１，１）、（１，２）、（２，１）、（２，２）成分で構成される２×２の行列Ｈ_１と、（３，３）、（３，４）、（４，３）、（４，４）成分で構成される２×２の行列Ｈ_２とを抜き出すことができる。この部分行列を、Ｈ_１は、第１受信アンテナ群に対応したレプリカ信号生成回路１０−１に、Ｈ_２は、第２受信アンテナ群に対応したレプリカ信号生成回路１０−２に入力する。

送信信号候補生成回路９では、各系列の送信信号として取り得る値を成分とした組み合わせとして、レプリカ信号生成回路１０−１および１０−２に入力する。但し、従来方式では、４（正確にはＮ_１＋Ｎ_２）系列の信号系列に合わせて４次元のベクトルＴ^［ｋ］＝（ｔ_１ ^［ｋ］，ｔ_２ ^［ｋ］，ｔ_３ ^［ｋ］，ｔ_４ ^［ｋ］）として候補を出力していたが、これらが２系統に分割されたため、２次元ベクトルＴ_１ ^［ｋ］＝（ｔ_ｌ ^［ｋ］，ｔ_２ ^［ｋ］）とＴ_２ ^［ｋ］＝（ｔ_３ ^［ｋ］，ｔ_４ ^［ｋ］）（正確にはＮ_１次元とＮ_２次元の２組のベクトル）として出力される。

レプリカ生成回路１０−１および１０−２では、これら送信信号の候補のベクトルに対し、部分行列Ｈ_１およびＨ_２を乗算し、その結果を幾何学的距離演算回路１１−１および１１−２に入力する。幾何学的距離演算回路１１−１では、レプリカ生成回路１０−１で生成される部分行列Ｈ_１とＴ_１ ^［ｋ］との積と、変換後受信信号管理部７から入力される（ｒ’_１，ｒ’_２）との差分ベクトルを求め、その幾何学的距離（大きさ）を算出する。同様に、幾何学的距離演算回路１１−２では、レプリカ生成回路１０−２で生成される部分行列Ｈ_２とＴ_２ ^［ｋ］との積と、変換後受信信号管理部７から入力される（ｒ’_３，ｒ’_４）との差分ベクトルを求め、その幾何学的距離（大きさ）を算出する。この算出結果は、それぞれ選択回路１２−１および１２−２に入力され、それぞれ個別に幾何学的距離が最小になる送信信号候補が選択される。

これらの選択結果は、データ合成回路１３で合成され、該当するシンボルの送信信号の組み合わせを判定すると共に、連続的に受信される信号に対して順次同様の処理を行い、その結果を全体として組み合わせることにより送信データを再生し、出力することができる。

図３は、本実施形態による変換行列生成回路５の構成例を示すブロック図である。図において、４は伝達関数行列管理回路、５は変換行列生成回路、２１はｚ_１生成回路、２２はｚ_２生成回路、２３はｚ_３生成回路、２４はｚ_４生成回路、２５−１〜２５−４は規格化回路である。

一般に、Ｎ次元ベクトルにおいて、それぞれが１次独立なＮ−１個のベクトルに対し、全てに直交するベクトルを生成するために「ベクトル積（または「外積」）」と呼ばれる幾何学演算手法がある。Ｎ−１個のベクトルをｖ_１、ｖ_２、…、ｖ_Ｎ−１とし、これらのベクトルに対するベクトル積をＯｕｔｅｒ（ｖ_１、ｖ_２、…、ｖ_Ｎ−１）と表記したとする。ここで、４次元ベクトルであれば、任意のベクトルの例としてｖ＝（１，０，０，０）を選ぶとする。伝達関数行列管理回路４より伝達関数行列が入力されると、この行列の列ベクトルのｈ_３およびｈ_４をｚ_１生成回路２１に、ｈ_１およびｈ_２をｚ_３生成回路２３に入力する。

ｚ_１生成回路２１では、ｖ、ｈ_３およびｈ_４を用いてｚ_１を生成し、これをｚ_２生成回路２２に入力する。ｚ_２生成回路２２では、ｚ_１、ｈ_３およびｈ_４を用いてｚ_２を生成する。同様に、ｚ_３生成回路２３では、ｖ、ｈ_１およびｈ_２を用いてｚ_４を生成し、これをｚ_４生成回路２４に入力する。ｚ_４生成回路２４では、ｚ_３、ｈ_１およびｈ_２を用いて、ｚ_４を生成する。このようにして得られたｚ_１，ｚ_２，ｚ_３，ｚ_４は、絶対値が不揃いであるため、それぞれが同じ大きさになるように規格化回路２５−１〜２５−４で規格化されて出力される。

なお、上述した処理は、２系統でパラレルに処理を行う例を示したが、１系統でシリアルにｚ_１，ｚ_２，ｚ_３，ｚ_４の順番で行っても構わない。また、変換行列生成回路５として、ｚ_１〜ｚ_４の生成回路２１〜２４と規格化回路２５−１〜２５−４とにより構成する場合を例として示したが、ここでの演算を実施可能な等価なプログラムを用いてソフトウエア的に処理することも可能である。

また、幾何学的距離演算回路１１−１および１１−２における処理であるが、通常は幾何学的な距離は、数式（２）で表されるユークリッド距離を用いる。これは、各系統の送信信号を要素として持つベクトルの各成分に対し、実数部の絶対値の二乗と虚数部の絶対値の二乗との和を求め、それらを全て加算して総和を取った値の平方根を用いたものである。しかし、必ずしも幾何学的な距離をユークリッド距離として与える必要はなく、例えば、ユークリッド距離のα乗であっても構わない。αの値は、例えばα＝２、α＝３等、様々な値を用いることもできる。

また、実数部の絶対値の二乗計算と虚数部の絶対値の二乗計算とにおいては、乗算回路を必要とするが、乗算回路は加算回路に比べて回路規模が大きくなるため、これを簡易な加算回路のみで構成することも考えられる。具体的には、各系統の送信信号を要素として持つベクトルの各成分に対し、実数部の絶対値と虚数部の絶対値との和を求め、それらを全て加算して総和を取った値を用いればよい。同様に、この幾何学的距離のβ乗であっても構わない。βの値は、例えばβ＝１／２、β＝２等、様々な値を用いることもできる。

なお、ＭＩＭＯ技術の適用領域として、現在、５ＧＨｚ帯及び２．４ＧＨｚ帯を用いた高速無線ＬＡＮシステムの拡張が注目されている。これらの無線ＬＡＮシステムでは、複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いており、これらのシステムに本実施形態を適用する場合には、各サブキャリア毎に前述した処理を実施することになる。

上述した説明においては、１つの例として送受信アンテナ数としてＮ_１＝Ｎ_２＝Ｍ_１＝Ｍ_２＝２の場合を例に取って説明したが、Ｍ≧３、Ｎ≧３、Ｍ_１≧１、Ｍ_２≧１、Ｎ_１≧１、Ｎ_２≧１で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎであれば任意の整数の組（ＭＭ_１，Ｍ_２，Ｎ，Ｎ_１，Ｎ_２）において適用可能である。また、以上の説明において、２種類の異なる偏波特性を持ったアンテナを用いるとしたが、送受信局共に単一の偏波特性を持つ場合であっても本発明は実現可能である。異なる偏波特性のアンテナを用いる理由は、伝達関数行列を変換行列を用いて二つの部分行列に分割する際に、それぞれのグループ間の相関を下げ、効率的に分割するための手段にすぎず、もともと相関が小さいような環境においては単一の偏波特性であっても十分な効果が期待できる。

上述したように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、信号系列の多重数を３つ以上に拡張しながらも、ＭＬＤ法が有する良好な特性を実現する一方、従来のＭＬＤ法に比べて大幅に回路規模及び演算量を削減することができる。この結果、受信回路を１チップのＬＳＩ内に実装することが可能となる。また、演算量の削減は、直接、消費電力を削減するという副次的な効果も期待できる。

上述した実施形態は、全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

なお、上述した実施形態においては、変換行列生成回路５などは、基本的にはハードウェア上に実装されるものであるが、コンピュータシステム内で実行されるものであっても構わない。この場合、上述した変換行列生成回路５による一連の処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。すなわち、変換行列生成回路５における、各処理手段、処理部は、ＣＰＵ等の中央演算処理装置がＲＯＭやＲＡＭ等の主記憶装置に上記プログラムを読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、実現されるものであっても構わない。

ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

本発明の実施形態による無線局の送信部の構成を示すブロック図である。 本実施形態による無線局の受信部の構成を示すブロック図である。 本実施形態による変換行列生成回路５の構成例を示すブロック図である。 従来技術による無線局の送信部の構成を示すブロック図である。 従来技術によるＭＬＤ法を用いた無線局の受信部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１−１〜１−４ 受信アンテナ
２−１〜２−４ 無線部（受信手段）
３ チャネル推定回路（伝達関数行列取得手段）
４ 伝達関数行列管理回路
５ 変換行列生成回路（変換行列生成手段）
６ 受信信号変換回路（変換後受信信号生成手段）
７ 変換後受信信号管理部
８ チャネル行列分離回路
９ 送信信号候補生成回路（送信信号候補生成手段）
１０−１〜１０−２ レプリカ信号生成回路
１１−１〜１１−２ 幾何学的距離演算回路
１２−１〜１２−２ 選択回路（選択手段）
１３ データ合成回路（再生手段）
２１ ｚ_１生成回路
２２ ｚ_２生成回路
２３ ｚ_３生成回路
２４ ｚ_４生成回路
２５−１〜２５−４ 規格化回路
１００ データ分割回路（分割手段）
１０１−１〜１０１−４ プリアンブル付与回路（生成手段）
１０２−１〜１０２−４ 変調回路（生成手段）
１０３−１〜１０３−４ 無線部（送信手段）
１０４−１〜１０４−４ 送信アンテナ

Claims (18)

1. Ｎ本の送信アンテナを備え、同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信する送信局と、送信された無線信号を受信し前記複数の信号系列に分離して受信処理を行うＭ本の受信アンテナを備えた受信局とからなる無線通信装置であって、
   前記送信局は、
   入力されたデータをＮ系統に分割する分割手段と、
   前記Ｎ系統に分割されたデータ毎に個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成する生成手段と、
   前記Ｎ本の送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信する送信手段とを具備し、
   前記受信局は、
   前記Ｍ本の受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信する受信手段と、
   受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記Ｎ本の送信アンテナと前記Ｍ本の受信アンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数を成分とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列を取得する伝達関数行列取得手段と、
   前記伝達関数行列に対する変換行列を生成する変換行列生成手段と、
   該変換行列のエルミート共役行列と前記伝達関数行列との積として変換後伝達関数行列を取得する変換後伝達関数行列取得手段と、
   受信信号と前記変換行列とを元に変換後受信信号を生成する変換後受信信号生成手段と、
   Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、
   前記変換後伝達関数行列から１≦ｉ≦Ｍ_１且つ１≦ｊ≦Ｎ_１である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列を取得する第１部分行列取得手段と、
   前記変換後伝達関数行列からＭ_１＋１≦ｉ≦Ｍ_１＋Ｍ_２且つＮ_１＋１≦ｊ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列を取得する第２部分行列取得手段と、
   前記変換後受信信号の第１成分から第Ｍ_１成分までで構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルを取得する第１部分ベクトル取得手段と、
   前記変換後受信信号の第Ｍ_１＋１成分から第（Ｍ_１＋Ｍ_２）成分までで構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルを取得する第２部分ベクトル取得手段と、
   前記送信アンテナのうち第１番から第Ｎ_１番までの送信アンテナより構成される第１の送信アンテナ群にて送信され得る第１の送信信号候補を生成する第１の送信信号候補生成手段と、
   前記第１部分行列と該第１の送信信号候補で構成されるＮ_１行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第１部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得する第１の幾何学的距離算出手段と、
   複数の前記第１送信信号候補の中から前記第１の幾何学的距離算出手段で取得された幾何学的距離が最小となる第１の送信信号候補を選択する第１の選択回路と、
   前記送信アンテナのうち第Ｎ_１＋１番から第Ｎ番までの送信アンテナより構成される第２の送信アンテナ群にて送信され得る第２の送信信号候補を生成する第２の送信信号候補生成手段と、
   前記第２部分行列と該第２の送信信号候補で構成されるＮ_２行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第２部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得する第２の幾何学的距離算出手段と、
   複数の前記第２の送信信号候補の中から前記第２の幾何学的距離算出手段で取得された幾何学的距離が最小となる第２の送信信号候補を選択する第２の選択回路と、
   前記第１の選択回路および前記第２の選択回路で選択された第１の送信信号候補および第２の送信信号候補を合成して送信信号系列を再生する再生手段と
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 前記変換行列生成手段は、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２とした場合、
   前記Ｍ行Ｎ列の伝達関数行列に対し、該行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ［ｉ］を用いて前記伝達関数行列を（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］）と表記し、さらに、Ｍ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の前記変換行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ［ｉ］を用いて前記変換行列を（ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、
   Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得する第１の変換行列構成列ベクトル取得手段と、
   Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得する第２の変換行列構成列ベクトル取得手段と
   を具備することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記変換行列生成手段は、
   前記変換行列Ｚの取得のため、Ｎ_２個の列ベクトルｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］に互いが直交する（Ｍ_１−１）個の任意の列ベクトルｖ［ｌ］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］を加えた合計（Ｍ_１＋Ｎ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［１］を求める第１の列ベクトル算出手段と、
   列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［２］を求める第２の列ベクトル算出手段と、
   順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１］を求める第３の列ベクトル算出手段と、
   Ｎ_１個の列ベクトルｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］に互いが直交する（Ｍ_２−１）個の任意の列ベクトルｖ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］を加えた合計（Ｎ_１＋Ｍ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋１］を求める第４の列ベクトル算出手段と、
   列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋２］を求める第５の列ベクトル算出手段と、
   順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_２］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を求める第６の列ベクトル算出手段と
   を具備することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
4. 前記送信局は、
   Ｎ_１本の第１の送信アンテナ群とＮ_２本の第２の送信アンテナ群とを備え、
   前記第１の送信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、
   前記送信手段は、第１から第Ｎ_１番までの送信信号系列を、第１の送信アンテナ群を用いて送信する第１の送信手段と、第（Ｎ_１＋１）から第（Ｎ_１＋Ｎ_２）番までの送信信号系列を、第２の送信アンテナ群を用いて送信する第２の送信手段とを備え、
   前記受信局は、
   Ｍ＞Ｍ'_１≧１、Ｍ＞Ｍ'_２≧１、Ｍ＝Ｍ'_１＋Ｍ'_２となる整数Ｍ'_１およびＭ'_２に対し、Ｍ'_１本の第１の受信アンテナ群とＭ'_２本の第２の受信アンテナ群とを備え、
   前記第１の受信アンテナ群と前記第２の受信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、かつ前記第１の受信アンテナ群と前記第１の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、かつ前記第２の受信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、
   前記受信手段は、第１から第Ｍ'_１番までの受信信号系列を、前記第１の受信アンテナ群を用いて受信する第１の受信手段と、第（Ｍ'_１＋１）から第Ｍ番までの受信信号系列を、前記第２の受信アンテナ群を用いて受信する第２の受信手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の無線通信装置。
5. 前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、垂直偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、水平偏波アンテナであることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
6. 前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、円偏波の右旋偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、円偏波の左旋偏波アンテナであることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
7. 前記幾何学的距離算出手段は、前記変換後受信信号と前記複数の送信信号候補との幾何学的な距離としてユークリッド距離を用いることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の無線通信装置。
8. 前記幾何学的距離算出手段は、幾何学的な距離として、前記差分ベクトルの各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値を用いることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の無線通信装置。
9. 前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行うことを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに無線通信装置。
10. 同一周波数チャネル上で複数の信号系列を空間上で多重化して送信局からＮ本の送信アンテナを用いて送信された無線信号を、Ｍ本の受信アンテナにより受信し、前記複数の信号系列に分離して受信処理を行う無線通信方法であって、
    前記送信局側では、
    入力されたデータをＮ系統に分割し、前記Ｎ系統に分割されたデータ毎に個別の既知のパターンの信号を付与してＮ系統の第１の信号系列を生成し、前記Ｎ本の送信アンテナを用いて同一周波数にて同時に前記信号系列を重畳して送信し、
    前記受信局側では、
    前記Ｍ本の受信アンテナを用いて個別に無線信号を受信し、受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記Ｎ本の送信アンテナと前記Ｍ本の受信アンテナとの間のＭ×Ｎ組の伝達関数を成分とするＭ行Ｎ列の伝達関数行列を取得し、前記伝達関数行列に対する変換行列を生成し、該変換行列のエルミート共役行列と前記伝達関数行列との積として変換後伝達関数行列を取得し、受信信号と前記変換行列とを元に変換後受信信号を生成し、Ｍ≧３となる整数Ｍ、Ｎ≧３となる整数Ｎ、１以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２に対し、前記変換後伝達関数行列から１≦ｉ≦Ｍ_１且つ１≦ｊ≦Ｎ_１である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_１行Ｎ_１列の第１部分行列を取得し、前記変換後伝達関数行列からＭ_１＋１≦ｉ≦Ｍ_１＋Ｍ_２且つＮ_１＋１≦ｊ≦Ｎ_１＋Ｎ_２である第（ｉ，ｊ）成分を抜き出したＭ_２行Ｎ_２列の第２部分行列を取得し、前記変換後受信信号の第１成分から第Ｍ_１成分までで構成されるＭ_１行の第１部分ベクトルを取得し、前記変換後受信信号の第Ｍ_１＋１成分から第（Ｍ_１＋Ｍ_２）成分までで構成されるＭ_２行の第２部分ベクトルを取得し、前記送信アンテナのうち第１番から第Ｎ_１番までの送信アンテナより構成される第１の送信アンテナ群にて送信され得る第１の送信信号候補を生成し、前記第１部分行列と該第１の送信信号候補で構成されるＮ_１行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第１部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、複数の前記第１送信信号候補の中から取得された幾何学的距離が最小となる第１の送信信号候補を選択し、前記送信アンテナのうち第Ｎ_１＋１番から第Ｎ番までの送信アンテナより構成される第２の送信アンテナ群にて送信され得る第２の送信信号候補を生成し、前記第２部分行列と該第２の送信信号候補で構成されるＮ_２行の列ベクトルとの積で表されるベクトルと、前記第２部分ベクトルとの差分ベクトルに対する幾何学的距離を取得し、複数の前記第２の送信信号候補の中から取得された幾何学的距離が最小となる第２の送信信号候補を選択し、前記第１の送信信号候補および前記第２の送信信号候補を合成して送信信号系列を再生することを特徴とする無線通信方法。
11. １以上で且つＭ_１＋Ｎ_２≦ＭおよびＭ_２＋Ｎ_１≦Ｍおよび（Ｎ_１＋Ｎ_２）＝Ｎとなる整数Ｎ_１、Ｎ_２、Ｍ_１、Ｍ_２とした場合、前記Ｍ行Ｎ列の伝達関数行列に対し、該行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｈ［ｉ］を用いて前記伝達関数行列を（ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］）と表記し、さらに、Ｍ行（Ｍ_１＋Ｍ_２）列の前記変換行列のｉ列を抜き出して得られるＭ行の列ベクトルｚ［ｉ］を用いて前記変換行列を（ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］）と表記した場合、Ｍ次元の複素空間において、Ｎ_２個の列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_１個の列ベクトル群ｚ［ｌ］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１］を取得し、Ｎ_１個の列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］の全てに対して直交する空間に属し且つそれぞれが直交すると共に絶対値の等しいＭ_２個の列ベクトル群ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を取得することを特徴とする請求項１０記載の無線通信方法。
12. 前記変換行列Ｚの取得のため、Ｎ_２個の列ベクトルｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］に互いが直交する（Ｍ_１−１）個の任意の列ベクトルｖ［ｌ］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］を加えた合計（Ｍ_１＋Ｎ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［１］を求め、
    列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［２］を求め、
    順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［Ｎ_１＋１］，ｈ［Ｎ_１＋２］，…，ｈ［Ｎ_１＋Ｎ_２］，ｚ［１］，ｚ［２］，…，ｚ［Ｍ_１−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１］を求め、
    Ｎ_１個の列ベクトルｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］に互いが直交する（Ｍ_２−１）個の任意の列ベクトルｖ［１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］を加えた合計（Ｎ_１＋Ｍ_２−１）個の列ベクトル群を用い、該列ベクトル群のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋１］を求め、
    列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_１］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｖ［２］，…，ｖ［Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋２］を求め、
    順次、同様に処理を行い、列ベクトル群ｈ［１］，ｈ［２］，…，ｈ［Ｎ_２］，ｚ［Ｍ_１＋１］，ｚ［Ｍ_１＋２］，…，ｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２−１］のベクトル積としての全てに直交する列ベクトルｚ［Ｍ_１＋Ｍ_２］を求めることを特徴とする請求項１１記載の無線通信方法。
13. 前記送信局側では、
    Ｎ_１本の第１の送信アンテナ群とＮ_２本の第２の送信アンテナ群とを備え、前記第１の送信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、第１から第Ｎ_１番までの送信信号系列を、第１の送信アンテナ群を用いて送信し、第（Ｎ_１＋１）から第（Ｎ_１＋Ｎ_２）番までの送信信号系列を、第２の送信アンテナ群を用いて送信し、
    前記受信局側では、
    Ｍ＞Ｍ'_１≧１、Ｍ＞Ｍ'_２≧１、Ｍ＝Ｍ'_１＋Ｍ'_２となる整数Ｍ'_１およびＭ'_２に対し、Ｍ'_１本の第１の受信アンテナ群とＭ'_２本の第２の受信アンテナ群とを備え、前記第１の受信アンテナ群と前記第２の受信アンテナ群とは、異なる偏波特性を示す２種類のアンテナであり、かつ前記第１の受信アンテナ群と前記第１の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、かつ前記第２の受信アンテナ群と前記第２の送信アンテナ群とは、同一の偏波特性を示すアンテナであり、第１から第Ｍ'_１番までの受信信号系列を、前記第１の受信アンテナ群を用いて受信し、第（Ｍ'_１＋１）から第Ｍ番までの受信信号系列を、前記第２の受信アンテナ群を用いて受信することを特徴とする請求項１０ないし１２のいずれかに記載の無線通信方法。
14. 前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、垂直偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、水平偏波アンテナであることを特徴とする請求項１３記載の無線通信方法。
15. 前記第１の送信アンテナ群および第１の受信アンテナ群は、円偏波の右旋偏波アンテナであり、かつ前記第２の送信アンテナ群および第２の受信アンテナ群は、円偏波の左旋偏波アンテナであることを特徴とする請求項１３記載の無線通信方法。
16. 前記幾何学的距離は、ユークリッド距離であることを特徴とする請求項１０ないし１５のいずれかに記載の無線通信方法。
17. 前記幾何学的距離は、前記差分ベクトルの各成分の実部の絶対値および虚数部の絶対値の和を全ての信号系列に対して加算した値であることを特徴とする請求項１０ないし１５のいずれかに記載の無線通信方法。
18. 前記送信局および受信局は、直交周波数分割多重変調方式を用いて無線通信を行うことを特徴とする請求項１０ないし１７のいずれかに無線通信方法。
    
    

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