KR20080049640A

KR20080049640A - 무선시스템에서 저복잡도 공액 그레디언트 기반의 등화방법 및 시스템

Info

Publication number: KR20080049640A
Application number: KR1020070122176A
Authority: KR
Inventors: 켄트 마크; 랜도 유리; 카트럭스-에르켁 세버린; 에르켁 빈코; 콩 닝; 룩스 피터
Original assignee: 브로드콤 코포레이션
Priority date: 2006-11-30
Filing date: 2007-11-28
Publication date: 2008-06-04
Also published as: US7856052B2; KR100936392B1; US8000424B2; US20130128945A1; TW200841653A; EP1928137A3; TWI429245B; US8351556B2; EP1928137A2; HK1120671A1; US20080130732A1; US8891606B2; US20110103456A1; US20110280298A1; CN101192867B; CN101192867A

Abstract

수신기에서 신호들을 처리하기 위한 방법 및 시스템이 개시되며, 이들은 적어도 하나의 채널 응답 벡터(channel response vector) 및 적어도 하나의 상관 벡터(correlation vector)와 관련된 초기화된 값들에 기초하여 복수의 수신된 클러스터들에 대해 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 이용하여 복수의 필터탭들(filter taps)을 갱신(update)하는 단계를 포함할 수 있다. 수신된 신호 클러스터들의 적어도 일부는 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 필터링될 수 있다. 갱신은 수신된 신호 클러스터들을 위한 특정 신호-대-잡음비(SNR)가 도달될 때마다 반복될 수 있다. 초기화된 값들은 복수의 반복들 동안 갱신될 수 있고, 갱신은 복수의 반복이 특정 횟수에 도달될 때마다 반복될 수 있다.

무선시스템, 신호 처리 시스템, 신호-대-잡음비, 신호 클러스터, 저복잡도 공액 그레디언트

Description

무선시스템에서 저복잡도 공액 그레디언트 기반의 등화 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR LOW COMPLEXITY CONJUGATE GRADIENT BASED EQUALIZATION IN A WIRELESS SYSTEM}

본 발명의 특정 실시예들은 수신한 무선신호들의 처리에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명의 특정 실시예들은 무선시스템에서 저복잡도 공액 그레디언트기반의 등화 방법과 시스템에 관한 것이다.

오늘날 대부분 무선통신 시스템에서 네트워크의 노드들은 단일 송신 안테나와 단일 수신 안테나를 기초로 동작하도록 구성될 수 있다. 그러나, 많은 현재의 무선통신 시스템의 경우, 복수의 송신 및/또는 수신 안테나들을 사용하는 것이 전체 시스템 성능을 향상시킬 수 있다. 스마트 안테나 기법(smart antenna techniques)으로 또한 알려진 이들 다중 안테나 구성은 다중 경로의 부정적 효과 줄이는데 유용할 수 있고 그리고/또는 신호 수신시 신호 간섭이 있을 수 있다.

기존 시스템 및/또는 현재 이용되고 있는 시스템들인 예컨대 코드분할다중접속(CDMA) 기반 시스템, 시분할다중접속(TDMA) 기반 시스템, 무선랜(WLAN) 시스템 그리고 IEEE 802.11 a/g와 같은 직교주파수분할 멀티플렉싱(OFDM) 기반 시스템은 복수의 송신 및/또는 수신 안테나에 기초한 구성을 가짐으로써 이익을 얻을 수 있다. 스마트 안테나 기법들은 이동전화 시스템에서의 증가하는 용량 수요에 대처하기 위해 셀룰러 시스템의 모바일 가입자 유닛들(mobile subscriber units) 및 기지국 기반구조(base station infrastructure)의 배치에 모두 관련하여 점점 더 유용할 것으로 기대된다. 이런 수요들은 부분적으로 오늘날의 음성 기반 서비스(voice-based services)로부터 통합형 음성, 영상 및 데이터 전송을 제공하는 차세대 무선 멀티미디어 서비스로 진행 중인 변화에 기인한다.

다중 송신 및/또는 수신 안테나의 이용은 다이버시티 이득(diversity gain)을 도입하고 신호 수신 처리에서 발생하는 간섭을 억제하도록 설계된다. 그러한 다이버시티 이득들은 수신한 신호-대-잡음비를 증가시키고, 신호 간섭에 대비하여 더한 강건성(robustness)을 제공하고, 및/또는 더 큰 용량을 위해 더 많은 주파수 재사용을 허용함으로써 시스템 성능(system performance)을 향상시킨다. 다중 안테나 수신기들을 포함하는 통신시스템에서 M 개의 수신 안테나들 세트는 M-1 개의 간섭자들(interferers)의 효과를 무효로 하기 위해 이용될 수 있다. 따라서, N 개의 신호들은 N개의 송신 안테나들을 사용하여 동일 대역폭으로 동시에 송신될 수 있고, 전송된 신호는 그 후 수신기에 배치된 N 개의 안테나 세트에 의해 N 개의 각각의 신호들로 분리된다.

이런 형태의 시스템을 다중 입출력(MIMO) 시스템이라고도 한다. 다중 안테나 시스템, 특히 다중 입출력 시스템의 한가지 매력적인 면은 이런 전송 구성을 이용하여 달성 가능한 시스템 용량의 현저한 증가이다. 고정된 전체 송신 전력에 대 하여, 다중 입출력 구성에 의해 제공되는 용량은 신호-대-잡음비(SNR)와 균형을 이룰 수 있다. 예컨대 페이딩 다중 경로 채널의 경우, 다중 입출력 구성은 신호-대-잡음비의 각각 3-dB 증가마다 거의 사이클당 M 개의 추가 비트만큼 시스템 용량을 증가시킬 수 있다.

그러나, 무선통신, 특히 무선 송수화기 장치에 있어 다중 안테나 시스템을 널리 보급하는 일은 크기, 복잡도 및 전력 소비의 증가로 인해 비용이 상승되므로 제한되었다. 각각의 송신 및 수신 안테나에 대해 별개의 RF 체인을 제공하는 것이 다중 안테나 시스템의 비용 상승의 직접적 요인이다. 일반적으로, 각각의 RF 체인은 저잡음 증폭기(LNA), 필터, 다운컨버터 및 아날로그/디지털 변환기(A/D)를 포함한다. 특정의 현존하는 단일-안테나형 무선 수신기에서, 단일 요구형 RF 체인은 수신기의 총비용의 30% 이상을 차지한다. 따라서 송신 및 수신 안테나의 수가 증가할수록 시스템의 복잡도, 전력소비 및 총 비용이 증가할 것은 명백하다.

또한, 유한 대역 시간 분산 채널에서 다중경로 전파는 요청 정확도를 갖는 디지털 전송률 상승을 달성함에 있어 주된 장애로 인식되었던 부호간 간섭(ISI)을 초래할 수 있다. ISI는 송신 펄스들이 손상될 때 발생할 수 있고, 그래서 다른 부호들에 대응하는 펄스들이 식별할 수 없거나 분리할 수 없게 된다. 한편, 반송파간 간섭(ICI)을 일으키는 다중 접속 방식에서의 결점으로 인해 원하는 사용자로부터 수신된 데이터는 다른 송신기들에 의해 방해받을 수 있다. 신뢰할만한 디지털 전송시스템을 위해, ISI 및 ICI의 영향을 줄이는 것이 바람직하다.

종래의 기존 접근법들의 또 다른 한계 및 단점들은 도면들을 참조로 하여 본 명세서의 이하에서 설명되는 본 발명과 이러한 시스템들을 비교함으로써 숙련된 당업자에게 명백하게 될 것이다.

본 발명은 실질적으로 도면들 중 적어도 하나와 관련하여 도시되고 및/또는 설명되고 청구항들에서 보다 완전하게 제시된 바와 같은 무선시스템에서 저복잡도 공액 그레디언트 기반의 등화 방법과 시스템을 제공하고자 한다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 수신기에서 신호들을 처리하기 위한 방법에 있어서, 적어도 하나의 채널 응답 벡터(channel response vector) 및 적어도 하나의 상관 벡터(correlation vector)와 관련된 초기화된 값들에 기초하여 복수의 수신된 클러스터들(received clusters)에 대해 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 이용하여 복수의 필터탭들(finter taps)을 갱신(update)하는 단계와, 상기 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 상기 수신 신호 클러스터의 적어도 일부를 필터링하는 단계를 포함하는 신호 처리 방법이 제공된다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 수신된 신호 클러스터들을 위한 특정 신호-대-잡음비(SNR)가 도달될 때마다 상기 갱신을 반복하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 복수의 반복 동안 상기 초기화된 값들을 갱신하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 복수의 반복이 특정 횟수에 도달될 때마다 상기 갱신을 반복하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 복수의 수신 클러스터를 이용하여 복수의 칩속도 동기식 표본 신호들(chip-rate synchronously sampled signals)을 발생시키는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 칩 클럭킹 신호(chip clocking signal)를 이용하여 상기 복수의 칩속도 동기식 표본 신호들을 발생시키는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 이용하여 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 발생시키는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 상관 벡터는 상기 복수의 수신된 클러스터들에 기초한 복수의 칩속도 동기식 표본 신호의 복소공액을 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 최소평균제곱 오차(minimum-mean-square-error;MMSE) 알고리즘에 기초하여 갱신하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 필터링에 기초하여 상기 복수의 수신된 클러스터들의 적어도 하나의 추정값을 발생시키는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 수신기의 신호 처리 시스템에 있어서, 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 적어도 하나의 상관 벡터와 관련된 초기화된 값들에 기초하여 복수의 수신된 클러스터들에 대해 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 이용하여 복수의 필터탭들을 갱신할 수 있도록 하 는 적어도 하나의 프로세서를 포함하며, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 상기 수신된 신호 클러스터들의 적어도 일부를 필터링할 수 있도록 하는 신호 처리 시스템이 제공된다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 수신된 신호 클러스터들을 위한 특정 신호-대-잡음비(SNR)가 도달될 때마다 상기 갱신을 반복할 수 있도록 한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 복수의 반복 동안 상기 초기화된 값들을 갱신할 수 있도록 한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 복수의 반복이 특정 횟수에 도달될 때마다 상기 갱신을 반복할 수 있도록 한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 복수의 수신된 클러스터들을 이용하여 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 발생시킬 수 있도록 한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 칩 클럭킹 신호를 이용하여 상기 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 발생시킬 수 있도록 한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 이용하여 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 발생시킬 수 있도록 한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 상관 벡터는 상기 복수의 수신된 클러스터들에 기초한 복수의 칩속도 동기식 표본 신호들의 복소공액을 포함한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 최소평균제곱 오차(MMSE) 알고리즘에 기초하여 갱신할 수 있도록 한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 필터링에 기초하여 상기 복수의 수신된 클러스터들의 적어도 하나의 추정값을 발생시킬 수 있도록 한다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 수신기에서 신호를 처리하기 위한 적어도 하나의 코드 섹션(code section)을 가지는 컴퓨터 프로그램이 저장된 기계 가독 스토리지(machine-readable storage)에 있어서, 상기 적어도 하나의 코드 섹션은, 기계에 의해 실행되어, 기계가 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 적어도 하나의 상관 벡터와 관련된 초기화된 값들에 기초하여 복수의 수신된 클러스터들에 대해 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 이용하여 복수의 필터탭들을 갱신하는 단계와, 상기 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 상기 수신된 신호 클러스터들의 적어도 일부를 필터링하는 단계를 수행하도록 하는 기계 가독 스토리지가 제공된다.

바람직하게는, 기계 가독 스토리지는 상기 수신된 신호 클러스터들을 위한 특정 신호-대-잡음비(SNR)가 도달될 때마다 상기 갱신을 반복하기 위한 코드를 더 포함한다.

바람직하게는, 기계 가독 스토리지는 복수의 반복 동안 상기 초기화된 값들을 갱신하기 위한 코드를 더 포함한다.

바람직하게는, 기계 가독 스토리지는 상기 복수의 반복이 특정 횟수에 도달될 때마다 상기 갱신을 반복하기 위한 코드를 더 포함한다.

바람직하게는, 기계 가독 스토리지는 상기 복수의 수신된 클러스터들을 이용 하여 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 발생시키기 위한 코드를 더 포함한다.

바람직하게는, 기계 가독 스토리지는 칩 클럭킹 신호를 이용하여 상기 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 발생시키기 위한 코드를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 기계 가독 스토리지는 상기 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 이용하여 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 발생시키기 위한 코드를 더 포함한다.

바람직하게는, 기계 가독 스토리지는 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 최소평균제곱 오차(MMSE) 알고리즘에 기초하여 갱신하기 위한 코드를 더 포함한다.

바람직하게는, 기계 가독 스토리지는 상기 필터링에 기초하여 상기 복수의 수신된 클러스터들의 적어도 하나의 추정값을 발생시키기 위한 코드를 더 포함한다.

다음의 설명과 도면들로부터, 본 발명의 다양한 장점들, 측면들 및 신규한 특징들을, 이들을 설명하는 상세한 실시예들과 더불어 더욱 잘 이해하게 될 것이다.

본 발명은 무선시스템에서 저복잡도 공액 그레디언트 기반의 등화 방법 및 시스템을 제공함으써, 무선시스템에서 신뢰성있는 디지털 전송시스템을 위해 ISI(inter-symbol interference) 및 ICI(inter-carrier interference)의 영향을 줄일 수 있다.

본 발명의 특정 실시예들은 무선시스템에서 저복잡도 공액 그레디언트 기반의 등화 방법과 시스템에서 발견될 수 있고, 복수의 수신된 클러스터들을 위한 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 적어도 하나의 상관 벡터를 이용한 균등화 필터의 복수의 필터탭들을 갱신하는 것을 포함할 수 있다. 등화 필터탭들(equalizing filter taps)의 갱신은 채널 응답 벡터 및 상관 벡터에 관련된 초기화 값들에 기초할 수 있다. 수신된 신호 클러스터들 중 적어도 일부는 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 필터링될 수 있다. 신호 클러스터는 수신기의 칩속도 클럭(또는 칩속도 주기의 일부)에 동기화된 복수의 표본 신호로 정의될 수 있다. 각 표본은 다른 경로(채널)로 전파되는 수신 신호의 추정값을 구성한다. 갱신은 수신된 신호 클러스터를 위한 특정 신호-대-잡음비(SNR)가 도달될 때마다 반복될 수 있다. 초기화된 값은 복수의 반복 동안 갱신될 수 있으며, 갱신은 복수의 반복이 특정 횟수에 도달할 때마다 반복될 수 있다. 복수의 칩속도 동기식 표본 신호들이 복수의 수신된 클러스터들 및/또는 칩 클럭킹 신호를 이용하여 발생될 수 있다. 상관 벡터가 복수의 칩속도 동기식 표본 신호를 이용하여 발생될 수 있으며 복수의 칩속도 동기식 표본 신호들의 복소공액을 포함할 수 있다. 복수의 칩속도 동기식 표본 신호는 복수의 수신된 클러스터들에 기초하여 발생될 수 있다. 채널 응답 벡터 및 상관 벡터는 최소평균제곱 오차(MMSE) 알고리즘에 기초하여 갱신할 수 있다. 복수의 수신된 클러스터들의 추정값이 필터링에 기초하여 발생될 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 공액 그레디언트 탭 최적화기(conjugate gradient taps optimizer)를 이용하는 예시적인 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing;SM) 다중 입출력(MIMO) 안테나 시스템의 블럭 다이어그램이다. 도 1을 참조하면, 기저대역 송신국(BTS: baseband transmit station)(BTS1), 복수의 수신 안테나(128_1... _Nr), 복수의 무선주파수(RF) 수신 블럭(132_1... _Nr), 복수의 칩정합 필터(CMF:chip matched filter)(134_1... _Nr), 복수의 클러스터 경로 프로세서(CPP:cluster path processor)(136_1...Nr) 및 기저대역 프로세서(138)를 포함할 수 있는 송수신기 시스템(120)이 도시되어 있다.

송신측에서 보면, 기저대역 송신국(BTS1)은 프리코딩(pre-coding) 위상 및/또는 진폭 정렬블럭(121), N_t 개의 무선주파수 송신 블럭(124_1...Nt) 및 N개의 기저대역 송신국(BTS1)용 안테나(126_1...Nt)를 포함할 수 있다. 기저대역 송신국(BTS1)은 실제 시변 임펄스 응답을 하는 채널들을 통해 하나 또는 그 이상의 공간적으로 멀티플렉싱된 신호들을 송신한다. 송수신기 시스템(120)에서 이용되는 모든 수신 및 송신 채널들의 총 시변 임펄스 응답(127)은 채널 매트릭스(HH)에 대응할 수 있다. 본 발명의 일 측면에서, 기저대역 송신국(BTS1)은 이에 대응하는 송신 안테나(126_1... _Nt)를 이용하여 하나 이상의 신호들을 송신하기 위해 공간 멀티플렉싱 기법들을 사용할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 예컨대, 송신측 은 추가의 BTS를 포함할 수 있고, 다른 BTS로부터 하나 이상의 안테나들이 공간적으로 멀티플렉싱된 신호의 동일한 송신 동안 사용될 수 있다. 다르게는, BTS1은 코딩(coding) 위상 및/또는 진폭 정렬 블럭(121) 및 송신 안테나(126_1... _Nt)를 이용하여 하나 이상의 신호를 송신하기 위해 송신 다이버시티 기법들을 사용할 수 있다.

RF 송신 블럭(124_1...Nt)은 RF 신호를 처리하기에 적합할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RF 송신 블럭(124_1...Nt)은 예컨대 필터링, 증폭 및/또는 아날로그/디지털(A/D) 변환 동작을 수행할 수 있다. 복수의 송신 안테나(126_1... _Nt)는 복수의 RF 송신 블럭(124_1...Nt)으로부터 복수의 수신 안테나(128_1... _Nr)로 처리된 RF 신호를 송신할 수 있다.

복수의 RF 수신 블럭(132_1...Nr)은 기저대역 주파수로 떨어지도록 수신된 아날로그 RF 신호(R_1...Nr)를 증폭하고 변환하기에 적합할 수 있는 적당한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 복수의 RF 수신 블럭(132_1...Nr)은 각각 전압 제어 발진기, 믹서 및/또는 저역 통과 필터 뿐만 아니라, 수신된 아날로그 기저대역 신호를 디지털화하는 데 이용될 수 있는 아날로그/디지털 컨버터를 포함할 수 있다.

복수의 칩정합 필터(134_1... _Nr)는 동상(I:in-phase) 및 쿼드러쳐(Q:quadrature) 성분을 생성하기 위해 복수의 수신 블럭(132_1...Nr)의 출력을 필터링하기에 적합할 수 있는 적당한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 이 런 점에서, 본 발명의 일 실시예에서는, 복수의 칩정합 필터(CMF)(134_1... _Nr)는 I 및 Q 성분을 필터링하기 위해 WCDMA 기저대역, 예컨대 3.84MHz 내에 적응될 수 있는, 예를 들면, 한 쌍의 디지털필터를 포함할 수 있다.

복수의 클러스터 경로 프로세서(CPP)(136_1...Nr)는 실제 시변 임펄스 응답의 복수의 Nr×Nt 채널 추정값들을 생성하기에 적합할 수 있다. CPP_i(i=1...Nt)는 안테나(R_1...Nr)에서 수신한 채널 추정값(

)을 생성한다. 기저대역 프로세서(138)는 복수의 칩정합 필터(134_1...Nr)로부터 출력된 Xi(i=1...Nr)의 성분들인 복수의 동상(I_i) 및 쿼드러쳐(Q_i) 성분을 수신하기에 적합할 수 있다. 블록(138)은 추정값(

)을 수신한다. 기저대역 프로세서(138)는 이후 기저대역 송신국 별로 원래 입력 신호(

)에 대한 복수의 추정값(

)을 생성할 수 있다.

작동중, 송수신기 시스템(120)은 페이딩 효과 및 그 밖의 왜곡 현상들로 인해 왜곡될 수 있는 무선신호들을 수신할 수 있다. 이와 관련하여, 기저대역 프로세서(138)는 통신 채널 또는 미디어 간섭의 영향을 전환시키는 신호 등화 또는 필터링을 이용할 수 있다. 본 발명의 예시적인 일 실시예에서, 기저대역 프로세서(138)는 하나 이상의 공액 그레디언트 탭 최적화기 블럭(congugate gradient taps optimizer blocks;CGTO)(150) 및 하나 이상의 등화기(152)를 포함할 수 있다. CGTO(150)는 적절한 회로, 로직 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 하나 이상의 등화기 필터탭 설정들을 계산하기 위해 공액 그레디언트 기반 알고리즘을 이용할 수 있다. 계산된 등화기 탭들은 수신된 신호 추정값들을 등화하거나 필터링하도록 등화기(152)에 의해 사용될 수 있다. 또한, 등화기(152)는 CGTO(150)의 공액 그레디언트 기반 알고리즘이 연속적으로 반복되는 동안, 예를 들어 각 갱신을 위한 복수의 사이클 동안, 주어진 속도에서 에러 기능을 갱신할 수 있으므로, 등화기 탭들은 수신된 무선신호를 위한 CGTO(150)에 의해 갱신되고 최적화될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, CGTO(150)에 의해 사용되는 알고리즘은 최소평균제곱 에러(MMSE) 알고리즘에 기초할 수 있다. 이와 관련하여, CGTO(150)는 예컨대 매트릭스-벡터 다중화(matrix-vector multiplication)를 제거하여 감소된 수의 계산 사이클들(calculation cycles)을 이용할 수 있고, 처리 시간(processing time)을 증가시키고 수행 비용(implementation costs)을 줄일 수 있다.

도 2는 본 발명의 일 측면에 따라 이용될 수 있는 무선주파수(RF) 처리 블럭의 블럭 다이어그램이다. 도 2를 참조하면, RF 처리 블럭(200)은 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 증폭하고 수신된 아날로그 RF 신호를 기저대역으로 낮추도록 변환하여 이를 디지털화하도록 적응될 수 있다. 본 발명의 예시적인 측면에 따르면, RF 처리 블럭(200)은 저잡음 증폭기(LNA:204), 전압 제어 발진기(VCO:208), 믹서(206), 저역 통과필터(LPF:212) 및 아날로그/디지털 컨버터(213)를 포함할 수 있다. LNA(204)는 RF 신호(202)를 수신하고 결정된 이득 레벨에 기초하여 이를 증폭하도록 적응될 수 있다. VCO(208)는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함하며, 전압 제어 발진기로 입력되는 전압 신호에 의해 미리 정해지거나 제어될 수 있는 특정 주파수의 신호를 출력하도록 적응될 수 있다. VCO 신호(210)는 믹서(206)에 의하여 저잡음 증폭기(204)로부터 수신한 증폭된 신호와 믹싱될 수 있다. LPF(212)는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함하며, 믹서(206)로부터 믹싱된 신호를 수신하도록 적응될 수 있다. 믹싱된 신호의 주파수들은 LPF(212)에 의해 주파수의 판단범위에서 어떤 상한 주파수에 한정될 수 있고, LPF(212)는 그런 주파수 범위를 기저대역 신호로서 아날로그/디지털 컨버터(213)로 출력할 수 있다. 아날로그/디지털 컨버터(213)는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함하며, LPF(212)로부터 한정된 기저대역 신호를 수신하여, 미리 결정된 속도에서 아날로그 신호를 표본화할 수 있는 디지털 신호(214)를 출력하도록 적응될 수 있다.

도 3은 도 1에 도시된 블럭 다이어그램의 바람직한 블럭 다이어그램이다. 이는 본 발명의 일 실시예에 따른 공액 그레디언트 최적화를 이용하는 2송신 2수신 (Nt=2; Nr=2) 다중 입출력(MIMO) 안테나 시스템에서 수신기 전단의 블럭 다이어그램이다. 도 3을 참조하면, CPP1(302) 및 CPP2(304), 상관기 블럭(306), CGTO 블럭(308, 310), 및 등화기 블럭(312, 314)을 포함하는 수신기 전단이 도시되어 있다.

클러스터 경로 프로세서(CPP)(302, 304)는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함하며, 채널 추정값(

)을 생성하게 할 수 있다. 지정 클러스터 경로 프로세서로 명명된 마스터 CPP(302)는 전체 수신기로 칩속도 (또는 다중 칩속도) 클럭킹 신호를 제공한다. 이는 모든 그 밖의 클러스터 경로 프로세 서로부터의 시간 추적 회로(time-tracking circuitry)의 제거와 모든 클러스터 경로 프로세서로부터의 시간 동기식 출력(채널 추정값들)을 생성하는 것을 용이하게 한다. 또한 마스터 CPP(302)는 마스터 CPP 클럭킹 신호에 대해 -처리된 채널들의- 전체 시간 위치 및 (예컨대, 모든 채널의 평균 전력에 의해 측정된) 전체 채널의 강도를 나타내는 신호들을 각각의 CPP(304)로부터 수신한다. 마스터 CPP(302)는 요구되는 방식과 정확도로 모든 클러스터 경로 프로세서로부터 전체 수신 타이밍과 전력 신호들을 추적하는 클럭킹 신호를 용이하게 하는 회로/소프트웨어를 갖추고 있다. 이와 관련하여, 마스터 CPP(302)와 CPP(304) 간의 접속(303)이 시간의 흐름, 전력신호를 용이하게 하고, 그 밖의 정보들을 마스터 CPP에 포함시킬 수 있다. 또한, 블럭(302)은 전체 수신기에 접속(303)을 통하여 타이밍 신호를 보낸다. 클러스터 경로 프로세서(302, 304)로부터의 채널 응답 추정값(

: 320, 328, 322, 330)과 신호(X'1:324, X'2:326)은 단일 클럭에 의해 표본화되는 점에서 완전히 동기화될 수 있다.

상관기 블럭(306)은 적절한 회로, 로직 및/또는 코드를 포함할 수 있으며, 시간 마스터 CPP(302)로부터 수신한 발생된 칩속도 동기식 표본 신호(X'1:326, X'2324)에 기초하여 두 개의 안테나의 상관 벡터(332, 334)를 발생시킬 수 있다. 이들 상관 벡터(332)는 상관 관계(R11, R12)를 포함할 수 있고 상관 벡터(334)는 상관 관계(R21, R22)를 포함할 수 있다.

CGTO 블럭(308, 310)은 적절한 회로, 로직 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 예컨대 공액 그레디언트 기반 알고리즘에 기초하여 등화기 탭값(336,..., 342)을 생성하고 갱신하도록 할 수 있다. 생성된 등화기 탭값(336,...342)은 더 처리되기 위해 등화기 블럭(312, 314)으로 전달될 수 있다.

등화기 블럭들(312, 314)은 적절한 회로, 로직 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 발생된 칩속도 동기식 표본 신호(X'1:326, X'2:324) 및 갱신된 등화기 탭(336,..., 342)에 기초하여 수신한 신호 추정값(344, 346)을 발생시킬 수 있다.

동작시, CPP(302, 304)는 제1 안테나로부터 입력 신호(X1:316)를, 그리고 제2 안테나로부터 입력 신호(X2:318)를 수신할 수 있다. 수신된 신호(316, 318)들은 두 개의 송신 안테나들로부터 전송되었을 수 있다. CPP(302)는 두 개의 수신 안테나들을 통해 수신된 무선신호(X1:316, X2:318)에 기초하여 채널 응답들(

:320,

:322)을 생성할 수 있다. 수신된 신호들은 X_r(r=1:2)로 표현될 수 있다. CPP(304)는 또한 입력무선신호들(X1:316, X2:318)에 기초하여 채널 응답들(

:328,

:330)을 생성할 수 있다. 각 채널 응답(

,i=1:2, r=1:2)은 N_CH개 탭들의 벡터를 포함할 수 있다. 여기서, N_CH는 채널의 지연확장(delay spread)을 포함할 수 있다. 발생된 채널 응답(

:320,

:322)은 CGTO(308)로 전달될 수 있으며, 발생된 채널 응답(

:328,

:330)은 CGTO(308)로 전달될 수 있다.

도착 신호(comming signal)는 두 개의 송신 안테나들을 통하여 송신될 수 있고, 우선 두 개의 수신 안테나들에 의해 수신되어 두 개의 CPP(302, 304)에 의해 처리될 수 있다. 각각의 클러스터 경로 프로세서(CPP-i,i=1,2: 302, 304)는 원하 는 신호의 복수의 채널 응답들(

, r=1:2; 320, 322, 328, 330)을 발생시킬 수 있다. 여기서, 각 채널 응답은 Nch개 탭들의 벡터를 포함할 수 있고, Nch는 채널의 지연확장일 수 있다.

앞에서 설명한 바와 같이, CPP(302)는 시간-마스터 CPP로 정의될 수 있고, 모든 그 밖의 클러스터 경로 프로세서로부터 타이밍 신호들을 수신하는데 이용될 수 있으며, 칩클럭킹 신호를 생성할 수 있다. 복수의 칩클럭-타임을 포함하는 이런 칩클럭 또는 다른 시간 신호는 그 밖의 생성 신호들뿐만 아니라, 출력(X'1:316,X'2:318) 및 채널 응답(

, r=1:2, i=1:2; 320, 322, 328, 330)을 생성하면서 입력 신호들(Xr, r=1:2)을 표본화하는데 사용될 수 있다. 칩속도로 클럭하는 수신된 신호들(Xr, r=1:2)은 상관 관계({Rr1, r2} 332, 334)의 벡터 집합을 생성하는 상관 발생기(306) 블록에서 더 처리될 수 있다. 각 벡터(Rr1, r2)(r1=1:NR; r2=1:NR)는 다음 식에서 주어지는 상관탭들을 포함할 수 있다.

여기서 n=0:Nch-1 이고, "*"은 복소공액이다.

채널 응답 벡터 (

, r=1:2, i=1:2; 320, 322, 328, 330)의 세트와 더불어 상관 관계 세트{Rr1, r2(n)}(332, 334)는 등화기 탭(w_cg)을 발생시키는 공액 그레디언트(CG-i,i=1:2; 308, 310)에 입력될 수 있다. 탭은 본 발명의 명세서 내에서 서술된 채널 추정값, 신호-대-잡음비 및 그 밖의 다른 조건들의 변화에 따라 갱신될 수 있다.

CG 탭 최적화기 블럭들(308, 310)은 도 5와 함께 아래에 서술된 공액 그레디언트 알고리즘을 이용할 수 있고, 예컨대 최소평균제곱 에러(MMSE) 기준을 이용할 수 있다. 초기화, 재초기화 블럭, 반복 횟수를 위한 제어 블럭 및/또는 수렴상태(convergence status)를 추정하는 블럭들과 같은 이런 알고리즘과 관련된 하나 이상의 변경들이 사용될 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, CGTO 블럭(308, 310)은 등화기 탭(336,..., 342)을 생성하고 갱신하기 위한 공액 그레디언트 기반(CG) 알고리즘을 이용할 수 있다. CG 알고리즘은 다음과 같은 의사 코드(pseudo code)에 의해 표현될 수 있다.

1단계

2단계

3단계

4단계

5단계

상기 알고리즘에 따른 바람직한 등화기 탭 연산 동안, 제1 단계에서 알고리즘 매개변수들인 alf 와 bet은 alf_0 및 bet_0로 초기화될 수 있다. 또한, 초기의 요구되는 해답(w_cg)은 제로벡터로 초기화될 수 있다. 알고리즘 매개변수들(alf , bet)은 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

및

여기에서, r_k는 k번째 반복에서 계산된 차원 N의 벡터를 포함할 수 있고, p_k는 k번째 반복에서 계산된 같은 차원의 벡터를 포함할 수 있으며, R은 N×N 차원의 배열을 포함할 수 있다. 따라서, 각 계산의 반복은 N² + 3×N의 다중화 및 2개의 분할 연산을 이용할 수 있다. 이런 점에서, CG 알고리즘의 연산 복잡도는 alf 및 bet 매개변수들에 대한 사전 설정 값들(alf_O 및 bet_O)에 의해 현저히 줄어들 수 있다. 이런 alf_O 및 bet_O 값들은 미리 계산되어 CG 알고리즘에 사용될 수 있다. 또한, 이 값들은 사전에 정의된 조건들에 기초하여 CG 알고리즘을 실행하는 동안에 동적으로 교환될 수 있다. 예컨대, 이런 사전에 정의된 조건들은 신호-대-잡음비(SNR)에 의해 특징지어질 수 있다. 예컨대, 알고리즘 매개변수들(alf, bet)은 신호수신 동안 측정된 신호-대-잡음비의 범위와 관련될 수 있고, 이런 신호-대-잡음비에 달성되었을 경우 알고리즘 매개변수들(alf, bet)은 재설정될 수 있다. 다른 예로 알고리즘 매개변수들(alf, bet)은 오프라인 테스팅으로 결정될 수 있는 원하는 값으로 설정될 수 있다.

CG 알고리즘의 제2 단계에서 외부조건들이 갱신될 수 있다. 이와 관련하여, 상관 벡터(r11, r12, r21, r22: Rin으로 표현됨)뿐 아니라 채널 응답 벡터(H11, H12, H21, H22: h로 표현됨)가 입력될 수 있다. 제3 단계에서는, 반복 횟수가 N_반복값보다 적은 경우 CG 알고리즘이 한번 수행될 수 있다. 제4 단계에서는, 신호-대-잡음비를 계산함으로써 등화기 탭의 수치가 구해질 수 있다. 제5 단계에서는 다음 사이클과 관련된 추정된 신호-대-잡음비 결정이 이루어질 수 있다. snr_0 값은 알고리즘이 비효과적이어서 사용되지 않을 때에 신호-대-잡음의 레벨을 표현한 것일 수 있다. snr_1 값은 성능 향상이 줄어들어 알고리즘이 적용되지 않을 경우 높은 신호-대-잡음비 레벨을 정의한 것일 수 있다. 이런 점에서, CG 알고리즘은 신호-대-잡음비 값들의 범위에 효과적이다.

예컨대, 만일 snr < snr_0인 경우, CG 알고리즘은 h를 출력할 수 있고, 등화기 블럭(312, 314)은 최대 비율 결합기(maximum ratio combiners)로 동작할 수 있다. 이후 CG 알고리즘은 새로운 반복 세트들로 초기화될 수 있다. 만일 snr < snr_1이고 수행되는 반복의 회수가 N_반복값보다 작다면, CG 알고리즘의 또 다른 사이클이 수행될 수 있다. 그렇지 않으면, CG 알고리즘이 다음 갱신 사이클까지 중단될 수 있다. 주어진 신호-대-잡음비 범위 내에서, CG 알고리즘이 적용되는 사이클 수(N)는 연역될 수 있다. 그러나, CG 알고리즘은 신호-대-잡음비 값들의 어떠한 사전에 정의된 범위에 한정되지 않을 수 있다. 결론적으로, 알고리즘 매개변수들(N, alf, bet)은 복수의 신호-대-잡음비 범위들을 위해 판단될 수 있다. 당업자에게 공지된 바와 같이, w_cg 등화기 필터들의 선택된 N-차원(탭들의 수)은 (채널 응답을 정의하는 칩들의 개수-N_ch의 합계로 측정되는) 두 배에서 네 배의 지연 확장 범위에 있을 수 있다. 그러나, 연산된 상관 벡터들(r11, r12, r21, r22, 또는 R11, R12, R21, R22로 불리고 출력들(334, 332)인)은 지연 확장(N_CH)에 한정될 수 있다. 상관 벡터들을 정의되지 않은 값들인 큰 벡터들로 할당하는 것은 제로로 대신할 수 있다. 따라서, 본 발명의 구현은 두 벡터의 내적(inner product) 연산에 오직 비제로 값들(non zero values)로 한정되어, 연산 및 복잡도 부하를 줄일 수 있다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른, 공액 그레디언트 최적화를 이용하는 다중송신 다중수신 다중 입출력(MIMO) 안테나 시스템에서 수신기 전단의 블럭 다이어그램이다. 이는 일반적인 Nt개의 송신기들 또는 안테나들, 및 Nr개의 수신기의 경우의 아키텍처(architecture)이다. 도 4를 참조하면, 클러스터 경로 프로세서(CPP₁ _... _Nr:402, ..., 404), 상관기 블럭(406), CGTO 블럭(408, ..., 410), 및 등화기 블럭(412, ...,414)을 포함하는 수신기 전단을 도시하고 있다. 입력 무선신호(416, ..., 418)는 Nt개의 송신 안테나에 의해 전송되고 Nr개의 수신 안테나에 의해 수신된다.

작동시, CPP(402, ..., 404)는 입력 신호(416, ..., 418: Xr(r=1:Nr))를 Nr개의 수신 안테나를 통하여 수신할 수 있다. CPP(402,...,404)는 수신한 무선신호(416,...,418)를 기초로 채널 응답(H_r,i(r=1:Nr;i=1:Nt))을 발생시킬 수 있다. 각 채널 응답(H_r,i)은 N_CH개의 탭들의 벡터를 포함할 수 있다. 여기서, N_CH는 채널의 지연확장을 포함한다. 발생된 채널 응답(420,...,422 H_r,i(r=1:Nr;i=1:Nt))은 CGTO 블럭(408,...,410)으로 전달될 수 있다.

CPP(402)는 각각의 나머지 CPP로부터 복수의 타이밍 신호(403)를 수신하여, 입력 신호(416,...,418)에 기초한 칩속도 동기식 표본신호(X_1...Nr 424)를 발생시킬 수 있다. 칩속도 동기식 표본신호(X_1...Nr 424)는 상관기 블럭(406)에 전달될 수 있다. 상관기 블럭(406)은 시간-마스터 CPP(402)로부터 수신한 발생된 칩속도 동기식 표본신호들에 기초하여, Nr개의 수신 안테나의 상관값들{R_r1 _, _r2}(426)의 벡터 집합을 생성할 수 있다. 상관값들{R_r1 _, _r2}(426)의 벡터 집합은 개별적인 벡터들을 포함할 수 있다. 각 개별 벡터(R_r1 _, _r2(r1=1:Nr, r2=1:Nr))는 다음 식으로 표현될 수있는 상관 탭들을 포함할 수 있다.

여기서, n = 0:N_ch-1이고, "*"은 복소공액을 나타낸다. 상관 집합{R_r1 _{, r2}(n)}(426)과 채널 응답 벡터(H_r _,i(r=1:Nr;i=1:Nt))의 집합은 CGTO 블럭(408, ..., 410)에 전달될 수 있다. CGTO 블럭(408, ..., 410)은 등화기 블럭(412, ..., 414)을 위한 등화기 탭(428, ..., 430)을 생성하여 이들을 지속적으로 갱신할 수 있다. 등화기 블럭(412, ..., 414)은 발생된 칩속도 동기식 표본신호들(X_1...Nr 424) 및 갱 신된 등화기 탭(428, ..., 430)에 기초하여 수신한 신호 추정값(432, ..., 434)을 생성할 수 있다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기에서 신호들을 처리하는 예시적인 단계들을 예시한 흐름도이다. 도 5를 참조하면, 도 3을 참조하여 설명된 CG 알고리즘의 흐름도를 보여준다. 예시적인 단계들은 단계 502부터 시작될 수 있다. 단계 504에서, 알고리즘 매개변수(alf, bet)는 소정의 값들로 초기화될 수 있다. 가중 공액 그레디언트(WCG) 값은 영(zero)로 재설정될 수 있다. 단계 506에서, 알고리즘 매개변수(r)가 채널 임펄스 응답으로 갱신될 수 있고 알고리즘 매개변수(R_in)가 상관 벡터값으로 갱신될 수 있다. 단계 508에서는, 단일 반복은 공액 그레디언트 알고리즘에 의해 행해질 수 있으며 WCG가 계산될 수 있다.

단계 510에서 신호-대-잡음비(SNR)가 계산될 수 있다. 단계 514에서, 계산된 신호-대-잡음비(SNR)가 snr_0보다 작은지를 판단하게 된다. 만일 SNR < snr_0인 경우, 단계 512에서 WCG는 h로서 판단되며, 판단된 WCG는 출력될 수 있다. 이 알고리즘은 단계 502에서 재개될 수 있다. 만일 SNR이 snr_0보다 작지 않다면, 단계 516에서, SNR < snr_1인지 판단하게 될 것이다. 만일 SNR이 snr_1보다 작지 않다면, 알고리즘은 재설정되어 단계 502에서 다시 시작할 수 있다. 만일 SNR < snr_1이라면, 단계 502에서, 행해진 반복의 횟수가 N회 반복의 값보다 작은지를 판단하게 될 것이다. 만일 행해진 반복의 횟수가 N회 반복의 값보다 작다면, 단계 518에서, 알고리즘 매개변수(alf, bet)는 갱신될 수 있다. 그 후, 알고리즘은 재설정되어 단계 502에서 계속된다. 만일 행해진 반복의 횟수가 N회 반복의 값보다 작지 않다면, 단계 522에서 현재 알고리즘 사이클이 중단되고 어떠한 WCG도 출력되지 않을 수 있다. 그 후, CG 알고리즘은 재설정되고 단계 502에서 계속된다.

따라서, 본 발명은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 실현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템에서 중앙집중 방식으로, 또는 상이한 구성요소들이 수 개의 상호접속된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐서 분산되어 있는 분산 방식으로 실현될 수 있다. 본 명세서에 기재된 방법을 수행하기위해 적응된 컴퓨터 시스템 또는 다른 장치가 적합하다. 하드웨어와 소프트웨어의 전형적인 조합은 범용 컴퓨터 시스템과 컴퓨터 프로그램의 조합일 수 있으며, 컴퓨터 프로그램이 로딩되어 실행될 때, 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 시스템이 본 명세서에서 설명된 방법들을 수행하도록 컴퓨터 시스템을 제어한다.

본 발명은 또한 본 명세서에서 설명된 방법들의 구현을 가능하게 하는 모든 특징들을 포함하며, 또한 컴퓨터 시스템에 로딩될 때 이들 방법들을 수행할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품에 포함될 수도 있다. 본 명세서에서의 컴퓨터 프로그램은 정보 처리 능력을 갖는 시스템으로 하여금 바로 특정 기능을 수행하게 하거나, 또는 a) 다른 언어, 코드 또는 표기법으로의 변환; b) 상이한 재료 형태로의 재현 중 어느 하나 또는 둘 다를 행한 후에 특정 기능을 수행하게 하도록 의도된 명령들의 세트의 임의의 언어, 코드 또는 표기법으로 된 임의의 표현을 의미한다.

이상 특정 실시예들에 관련하여 본 발명이 설명되었지만, 숙련된 당업자라면 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 다양한 변경들이 행해질 수 있고 균등물들로 대 체될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 또한, 특정 상황 또는 재료를 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 본 발명의 교시 내용에 적응시키도록 많은 변형들이 이루어질 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정 실시예들에 제한되지 않으며 첨부된 청구항들의 범위에 속하는 모든 실시예들을 포함한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 공액 그레디언트 탭 최적화기를 이용하는 예시적인 공간 멀티플렉싱(SM) 다중 입출력(MIMO) 안테나 시스템의 블럭 다이어그램이다.

도 2는 본 발명의 일 양태에 따라 이용될 수 있는 무선 주파수(RF) 처리 블럭의 블럭 다이어그램이다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 공액 그레디언트 최적화를 이용하는 2송신 2수신 다중 입출력 (MIMO) 안테나 시스템에서 수신기 전단의 블럭 다이어그램이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 공액 그레디언트 최적화를 이용하는 다중송신 다중수신 다중 입출력(MIMO) 안테나 시스템에서 수신기 전단의 블럭 다이어그램이다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기에서 신호들을 처리하는 예시적인 단계를 예시한 흐름도이다.

Claims

수신기에서 신호들을 처리하기 위한 방법에 있어서,

적어도 하나의 채널 응답 벡터(channel response vector) 및 적어도 하나의 상관 벡터(correlation vector)와 관련된 초기화된 값들에 기초하여 복수의 수신된 클러스터들에 대해 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 이용하여 복수의 필터탭들(filter taps)을 갱신(update)하는 단계와;

상기 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 상기 수신된 신호 클러스터들의 적어도 일부를 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 수신된 신호 클러스터들을 위한 특정 신호-대-잡음비(SNR)가 도달될 때마다 상기 갱신을 반복하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
청구항 1에 있어서, 복수의 반복 동안 상기 초기화된 값들을 갱신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
청구항 3에 있어서, 상기 복수의 반복이 특정 횟수에 도달할 때마다 상기 갱신을 반복하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 복수의 수신된 클러스터들을 이용하여 복수의 칩속도 동기식 표본 신호들(chip-rate synchronously sampled signals)을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
수신기에서 신호들을 처리하기 위한 시스템에 있어서,

적어도 하나의 채널 응답 벡터(channel response vector) 및 적어도 하나의 상관 벡터(correlation vector)와 관련된 초기화된 값들에 기초하여 복수의 수신된 클러스터들에 대해 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 이용하여 복수의 필터탭들(filter taps)을 갱신할 수 있도록 하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하며,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 상기 수신된 신호 클러스터들의 적어도 일부를 필터링할 수 있도록 하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 시스템.
청구항 6에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 수신된 신호 클러스터들을 위한 특정 신호-대-잡음비(SNR)가 도달될 때마다 상기 갱신을 반복할 수 있도록 하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 시스템.
청구항 6에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는 복수의 반복 동안 상기 초기화된 값들을 갱신할 수 있도록 하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 시스템.
청구항 8에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 복수의 반복이 특정 횟수에 도달될 때마다 상기 갱신을 반복할 수 있도록 하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 시스템.
수신기에서 신호를 처리하기 위한 적어도 하나의 코드 섹션을 갖는 컴퓨터 프로그램이 저장된 기계 가독 스토리지(machine-readable storage)에 있어서,

상기 적어도 하나의 코드 섹션은, 기계에 의해 실행되어 기계가,

적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 적어도 하나의 상관 벡터와 관련된 초기화된 값들에 기초하여 복수의 수신된 클러스터들에 대해 상기 적어도 하나의 채널 응답 벡터 및 상기 적어도 하나의 상관 벡터를 이용하여 복수의 필터탭들을 갱신하는 단계와;

상기 갱신된 복수의 필터탭들의 적어도 일부를 이용하여 상기 수신된 신호 클러스터들의 적어도 일부를 필터링하도록 하는 단계를 수행하도록 하는 것을 특징으로 하는 기계 가독 스토리지.