JP2002232386A

JP2002232386A - アダプティブアレーを用いたｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP2002232386A
Application number: JP2001022379A
Authority: JP
Inventors: Naohiko Iwakiri; 直彦岩切
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-01-30
Filing date: 2001-01-30
Publication date: 2002-08-16

Abstract

(57)【要約】【課題】アダプティブアレー信号処理により妨害波の
除去を行い、マルチパスによる劣化を解決したＯＦＤＭ
受信装置を提供する。【解決手段】複数アンテナで受信したパイロット・シ
ンボルを含んだＯＦＤＭ信号について、ＦＦＴ後に摘出
された受信パイロット・シンボルから正規の信号点との
ノルムを計算してその結果を基に到来波の到来方向推定
とアダプティブアレーのリファレンス信号をガードイン
ターバル区間だけ生成してＭＭＳＥによって最適重み係
数を計算し、ＯＦＤＭシンボル毎に重み係数を更新する
といったアダプティブアレー信号処理を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各キャリアがシン
ボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数
が設定されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divisio
n Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の受信装置
に係り、特に、到来波の遅延時間差が大きなマルチパス
による劣化を解決したＯＦＤＭ受信装置に関する。

【０００２】更に詳しくは、本発明は、アダプティブア
レー信号処理により妨害波の除去を行い、マルチパスに
よる劣化を解決したＯＦＤＭ受信装置に関する。

【０００３】

【従来の技術】近年、携帯電話や車載電話など移動通信
の普及と需要が目覚しく進展している。今や誰もが移動
通信機器を使用し、社会生活上の必需品として認知され
つつある。

【０００４】移動伝搬環境で無線伝送を行う場合、フェ
ージングやマルチパスによる伝送品質の劣化が特に問題
となる。

【０００５】無線伝送の高速化・高品質化を実現する技
術として「ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division
Multiplexing：直交周波数分割多重）方式」が期待され
ている。ＯＦＤＭ方式とは、マルチキャリア（多重搬送
波）伝送方式の一種で、各キャリアがシンボル区間内で
相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されて
いる。情報伝送の一例は、シリアルで送られてきた情報
を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／
パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリア
に割り当ててキャリア毎に変調を行い、その複数キャリ
アについて逆ＦＦＴを行うことで周波数軸での各キャリ
アの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信
する。例えば、各キャリアはＢＰＳＫ（Binary Phase S
hift Keying）変調を行うとして情報伝送速度の２５６
分の１のシンボル周期でシリアル／パラレル変換すると
キャリア総数は２５６となり、逆ＦＦＴは２５６キャリ
アについて行うことになる。復調はこの逆の操作、すな
わちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に
変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応
した復調を行い、パラレル／シリアル変換して元のシリ
アル信号で送られた情報を再生するといったことで行な
われる。ＯＦＤＭ伝送方式は、遅延波があっても良好な
伝送特性を有することが実験で確かめられている。

【０００６】ＯＦＤＭ方式による伝送は、同じ伝送容量
のシングル・キャリア伝送方式に比べ、１シンボル周期
が長くなるので、到来波の遅延時間差が大きなマルチパ
ス・フェージングや選択性フェージングに対する耐フェ
ージング特性が強いという特徴がある。しかしながら、
複数の到来波で構成されるマルチパスにおいて主波に対
する妨害波の遅延時間がガード・インターバル以上にな
った場合や主波と妨害波の電力比（Ｄ／Ｕ）が大きい場
合は復調信号の誤り率が劣化し、また、到来波の遅延時
間差が小さなフラット・フェージングに対しても復調信
号の誤り率が劣化するといった問題がある。

【０００７】マルチパスによる劣化を解決するには、妨
害波の除去を行うアダプティブ・アレー信号処理が有効
である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述の技術
的課題に鑑みたものであり、効率的に到来波分布から伝
搬路推定と到来角度の推定を行って最も強い電力を持っ
た到来波に相当するリファレンス信号を推定し、そのリ
ファレンス信号を基にアダプティブアレー信号処理を行
うことができる、優れたＯＦＤＭ受信装置を提供するこ
とを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、上記
課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面
は、複数アンテナで受信したパイロット・シンボルを含
んだＯＦＤＭ信号について、ＦＦＴ後に摘出された受信
パイロット・シンボルから正規の信号点とのノルムを計
算する手段と、該計算結果を基に到来波の到来方向推定
とアダプティブアレーのリファレンス信号をガード・イ
ンターバル区間から生成してＭＭＳＥによって最適重み
係数を計算し、ＯＦＤＭシンボル毎に重み係数を更新す
るアダプティブアレー信号処理を行う手段と、を具備す
ることを特徴とするアダプティブアレーを用いたＯＦＤ
Ｍ受信装置である。

【００１０】本発明の第１の側面に係るアダプティブア
レーを用いたＯＦＤＭ受信装置よれば、到来波分布から
伝搬路と到来角度を効率的に推定して、最も強い電力を
持った到来派に相当するリファレンス信号を推定して、
そのリファレンス信号を基にアダプティブアレー信号処
理を行うことができる。この結果、マルチパスによる劣
化を好適に解決することができる。

【００１１】また、本発明の第２の側面は、ＯＦＤＭ
（直交周波数多重分割）信号をアダプティブアレーを用
いて受信するＯＦＤＭ受信装置であって、受信アンテナ
と、該受信アンテナを介して受信した信号をＲＦ周波数
帯からベースバンド信号にダウンコンバートするＲＦ部
と、該ダウンコンバートされたベースバンド信号をＡ／
Ｄ変換して複素ディジタル信号に変換するディジタル変
換部と、該複素ディジタル信号の重み付けを行う重み計
算部とをそれぞれ含む複数の受信系統と、該重み付けさ
れた複素ディジタル信号の加算を行う加算部と、該加算
後の複素ディジタル信号を所定のウインドウ・タイミン
グに従ってＯＦＤＭシンボル1周期分のフーリエ変換を
行なって並列キャリアの受信シンボルを生成するＦＦＴ
部と、該複素ディジタル信号についてガード・インター
バル部分の信号を使用して相関計算を行ない、ＦＦＴウ
インドウ・タイミング情報と、相関信号のピーク本数、
該ピーク電力などからなる相関検出情報を出力する相関
検出部と、各受信系統に相当する並列キャリアの受信シ
ンボルの復調を行なう復調部と、前記ＦＦＴ部から入力
する並列キャリアの受信シンボルからパイロット・シン
ボルを摘出し、該パイロット・シンボルを基に到来波の
到来角度を推定して最も強い信号電力を持った到来波に
相当するリファレンス信号を生成するリファレンス信号
生成部と、該リファレンス信号と該複素ディジタル信号
により各受信系統からの受信信号に対するそれぞれの最
適重み係数を計算して、それぞれの重み係数を該当する
受信系統の重み計算部に出力するアダプティブアレー信
号処理部と、を具備することを特徴とするアダプティブ
アレーを用いたＯＦＤＭ受信装置である。

【００１２】本発明に第２の側面に係るアダプティブア
レーを用いたＯＦＤＭ受信装置では、各重み計算部は、
該当する受信系統において受信された複素ディジタル信
号について、アダプティブアレー信号処理部で計算され
たそれぞれの重み係数によって重み付けを行う。また、
前記加算部は各受信系統からの重み付け後の複素ディジ
タル信号を加算して、該加算結果を合成複素ディジタル
信号として前記相関検出部並びに前記ＦＦＴ部に出力す
る。また、前記相関検出部は、ガード・インターバル区
間の繰り返しパターンを用いて相関検出を行い、ＦＦＴ
ウインドウ・タイミング情報並びに相関信号のピーク本
数、該ピーク電力などからなる相関検出情報を生成し
て、ＦＦＴウインドウ・タイミング情報を前記ＦＦＴ部
に出力するとともに、相関検出情報を前記リファレンス
信号生成部に出力する。また、前記ＦＦＴ部はＦＦＴウ
インドウ・タイミング情報に従ってＯＦＤＭシンボル毎
にフーリエ変換を行って並列キャリアの受信シンボルを
生成して前記復調部並びに前記リファレンス信号生成部
に出力する。また、前記復調部は該並列キャリアの受信
シンボル毎に復調を行う。また、前記リファレンス信号
生成部は、該並列キャリアの複数受信シンボルからパイ
ロット・シンボルを摘出し、送信時に挿入されたパイロ
ット・シンボル系列と同じ系列を発生して双方の差分を
基に受信シンボル毎にノルムを計算し、それぞれ積分を
行ったノルム積分値に基づいて到来波の到来角推定を行
い、その推定値と該複素ディジタル信号を基にリファレ
ンス信号を生成して前記アダプティブアレー信号処理部
に出力する。また、前記アダプティブアレー信号処理
は、ガード・インターバル区間毎に該複素ディジタル信
号と該リファレンス信号から重み係数を計算して各受信
系統の重み計算部に出力する。

【００１３】したがって、本発明に第２の側面に係るア
ダプティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置によれば、
ＦＦＴ後の並列キャリアの復調シンボルを基にアダプテ
ィブアレー信号処理のリファレンス信号を求めることが
できるので、ＭＭＳＥ型の適応信号処理を行うことがで
きる。

【００１４】また、前記リファレンス信号生成部は、前
記相関検出部から入力する相関検出情報と該受信シンボ
ル毎のノルム積分値から、ＯＦＤＭシンボル単位に到来
波数や到来波電力、電力変動の時間推移などからなる伝
搬路パラメータを求めて、該伝搬路パラメータを基に伝
搬路状況を推定して、伝搬環境がアダプティブアレー信
号処理に適したと判断した場合はアダプティブアレー信
号処理を行い、それ以外の場合はアダプティブアレー信
号処理を停止するなど他の処理を行うようにすること
で、アダプティブアレー信号処理によりマルチパス環境
における妨害波除去効果を期待できる場合のみアダプテ
ィブアレー信号処理を適用することができる。

【００１５】また、前記リファレンス信号生成部は、該
複素ディジタル信号をＯＦＤＭシンボル分だけ遅延させ
た信号に対して直前のノルム積分値と伝搬路パラメータ
を用いて求められた到来角推定結果を用いて最も強い電
力を持った到来波に相当するリファレンス信号の生成を
行なうようにすることで、常時、最新のノルム積分値を
用いたリファレンス信号を生成することができる。

【００１６】また、前記リファレンス信号生成部は、装
備した受信系統の個数分の次元の到来角を要素とした到
来角ベクトルに対応したノルム積分値の複数の閾値を備
え、ノルム積分値から到来角ベクトルが到来波方向と確
定できる閾値を第１閾値とし、以下、到来角ベクトルが
到来方向である可能性が高い確率から必要となる数の閾
値を第ｎ閾値とし（ｎ＝２，３…）、到来角ベクトルの
要素を変更してその都度ノルム積分値と閾値の比較を行
い比較結果が第１閾値を満足した場合、到来角ベクトル
は固定しておき、第１閾値を満足しない場合はそのとき
のノルム積分値が満足できる第ｋ閾値を求め（但し、１
＜ｋ≦ｎ）、その閾値で設定された到来角サーチ範囲と
到来角サーチ・ステップ数に従って閾値の比較を行い、
ノルム積分値とが第１閾値を満足する到来角ベクトルを
求める到来角サーチ操作を行なうようにすることで、到
来角の高精度化を実現することができる。

【００１７】また、前記リファレンス信号生成部は、到
来角ベクトルに関する事前情報がある場合、この事前情
報と到来角ベクトル情報と該伝搬路パラメータを基に到
来角サーチ範囲と到来角サーチ・ステップ数を決定して
到来角サーチを行い、事前情報がない場合は到来角ベク
トル情報と該伝搬路パラメータを基に到来角サーチ範囲
と到来角サーチ・ステップ数を決定して到来角サーチを
行うようにすることで、到来角サーチの高速化を実現す
ることができる。

【００１８】また、前記アダプティブアレー信号処理
は、重み係数の計算を該複素ディジタル信号の相関行列
と該リファレンス信号と複素ディジタル信号から相関ベ
クトルをガード・インターバル区間のサンプル毎に計算
して積分を行い、ガード・インターバル区間終了時に、
相関行列から逆行列を求めてこの逆行列と積分された相
関ベクトルの積を取ることにより最適な重み係数を計算
し、この操作をガード・インターバル区間毎に行うこと
によって重み係数の更新を行うことによって、相関行列
と逆行列、相関ベクトル、最適ウェイトの計算負荷を軽
減することができる。

【００１９】本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、
後述する本発明の実施例や添付する図面に基づくより詳
細な説明によって明らかになるであろう。

【００２０】

【発明の実施の形態】本発明に係るダイバーシティ・ア
ダプティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置の説明を行
なう前に、ＯＦＤＭ信号を送信するＯＦＤＭ送信装置の
一例の概略構成について、図１を参照しながら説明す
る。

【００２１】図１に示すように、ＯＦＤＭ信号送信装置
１００は、変調部１０１と、パイロット・シンボル挿入
部１０２と、シリアル／パラレル変換部１０３と、ＩＦ
ＦＴ部１０４と、ガード区間挿入部１０５と、アナログ
変換部１０６と、ＲＦ部１０７と、送信アンテナ１０８
と、送信制御部１０９を備えている。

【００２２】変調部１０１は、送信データを入力する
と、送信制御部１０９から供給される変調情報とタイミ
ングに従って変調を行なって、変調シンボルをシリアル
に出力する。

【００２３】パイロット・シンボル挿入部１０２は、送
信制御部１０９から入力するパイロット・シンボル挿入
パターン並びにタイミングに従って、既知のデータ系列
をパイロット・シンボルとして変調シンボル系列に挿入
する。

【００２４】シリアル／パラレル変換部１０３は、送信
制御部１０９から入力する並列キャリア数並びにタイミ
ングに従って、シリアル・データを並列キャリア数分の
パラレル・データに変換する。

【００２５】ＩＦＦＴ部１０４は、送信制御部１０９か
ら入力するＦＦＴサイズ並びにタイミングに従って、Ｆ
ＦＴサイズ分の逆フーリエ変換を行なう。

【００２６】ガード区間挿入部１０５は、送信制御部１
０９から入力するガード・インターバル・サイズ、ガー
ド・バンド・サイズ、並びにタイミングに従って、ガー
ド・インターバル、ガード・バンドといったガード信号
を挿入する。

【００２７】ガード信号が挿入されたディジタル送信信
号は、アナログ変換部１０６で直交変調、並びにＡ／Ｄ
変換され、送信ＲＦ部１０７によってアップコンバート
されて、送信アンテナ１０８から送信される。

【００２８】本発明に係るアダプティブアレーを用いた
ＯＦＤＭ受信装置は、例えば図１を参照しながら説明し
たＯＦＤＭ送信装置１００から送信されたＯＦＤＭ信号
を受信することができるものである。以下では、本発明
に係るアダプティブアレーを適用したＯＦＤＭ受信装置
であって、ＯＦＤＭ受信装置の２本の受信アンテナを用
いた場合の装置構成並びにその動作特性について、図面
を参照しながら説明する。

【００２９】図２には、本発明の一実施形態に係るアダ
プティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置２００の概略
的な構成を示している。同図に示すアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００は、２系統の受信アン
テナを備え、それぞれ搬送波周波数の１／２波長だけ離
して設置したＵＬＡ構成をとっている。したがって、到
来波が平面波とした場合、アンテナ垂直方向から到来角
θ₁、θ₂を持つ２波の到来波を分離することが可能であ
る。

【００３０】図２において、参照番号２０１並びに２０
２は受信アンテナである。各受信アンテナで受信された
信号は、それぞれＲＦ部２０３、２０４によってＲＦ周
波数帯からベースバンド信号にダウンコンバートされ
る。

【００３１】各ディジタル変換部２０５、２０６は、そ
れぞれのＲＦ部２０３、２０４によってダウンコンバー
トされたアナログ・ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器と
直交検波器により複素ディジタル信号に変換して出力す
る。バッファ２０７、２０８は、それぞれの複素ディジ
タル信号を記憶して適切なタイミングで出力する。

【００３２】各重み計算部２０９、２１０は、アダプテ
ィブアレー信号処理部２１６によって設定された重み係
数Ｗ₁、Ｗ₂を入力して、これら重み係数と複素ディジタ
ル信号との複素乗算を行う。

【００３３】加算部２１１は、各重み計算部２０９、２
１０から入力する重み付けされた複素ディジタル信号を
加算する。

【００３４】ＦＦＴ部２１２は、加算部２１１から入力
する合成された複素ディジタル信号についてフーリエ変
換を行って並列キャリア数分の受信シンボルを出力す
る。

【００３５】相関検出部２１３は、加算部２１１から入
力する合成された複素ディジタル信号について相関検出
を行って、ＦＦＴウインドウ・タイミング情報と相関検
出結果を出力する。

【００３６】復調部２１４は、ＦＦＴ部２１２から入力
する並列キャリア数分の受信シンボルについて復調を行
って復調データを出力する。

【００３７】リファレンス信号生成部２１５は、ＦＦＴ
部２１２から入力する並列キャリア数分の受信シンボル
からパイロット・シンボルを摘出し、該パイロット・シ
ンボルを基に到来波の到来角度（ＤＯＡ：Direction Of
Array）を推定してアダプティブアレー信号処理の基
準となるリファレンス信号を生成する。

【００３８】アダプティブアレー信号処理部２１６は、
リファレンス信号生成部２１５から入力する到来波検出
情報を基に、該リファレンス信号と各バッファ２０７、
２０８から入力する複素ディジタル信号により、各受信
アンテナ２０１、２０２からの受信信号に対する最適重
み係数を計算して、それぞれの受信系統における最適重
み係数Ｗ₁、Ｗ₂として出力する。

【００３９】次いで、図２に示したように構成されたア
ダプティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置２００の動
作特性について説明する。

【００４０】各受信アンテナ２０１及び２０２で受信さ
れた信号は、各ＲＦ部２０３、２０４によってそれぞれ
のベースバンド信号に変換され、ディジタル変換部２０
５及び２０６にそれぞれ出力される。

【００４１】各ディジタル変換部２０５、２０６は、Ａ
／Ｄ変換器と直交検波部で各受信アンテナ２０１、２０
２に対応するベースバンド複素ディジタル信号を生成
し、それぞれバッファ２０７及び２０８に出力する。各
バッファ２０７、２０８に記憶されたベースバンド複素
ディジタル信号は、それぞれの出力タイミングに従って
各重み計算部２０９、２１０リファレンス信号生成部２
１５、並びにアダプティブアレー信号処理部２１６に出
力される。

【００４２】各重み計算部２０９、２１０は、それぞれ
バッファ２０７及び２０８から入力する各受信アンテナ
２０１、２０２に対応する複素ディジタル信号につい
て、アダプティブアレー信号処理部２１６によって計算
された各重み係数Ｗ₁、Ｗ₂の乗算を行い、さらに加算部
２１１で重み付けされたベースバンド複素ディジタル信
号の加算を行う。この合成された複素ディジタル信号
は、ＦＦＴ部２１２でＯＦＤＭシンボル１周期分入力す
る毎にフーリエ変換を行って並列キャリア数分の受信シ
ンボルを生成して、復調部２１４とリファレンス信号生
成部２１５に出力される。

【００４３】復調部２１４では、キャリア毎に復調を行
い、復調データを出力する。また、相関検出部２１３
は、合成された複素ディジタル信号を基に、ガード・イ
ンターバル区間の繰り返しパターンを利用して相関検出
を行い、ＦＦＴウインドウ・タイミング情報と相関信号
のピーク本数、該ピーク電力などからなる相関検出情報
を生成する。そして、前者のＦＦＴウィンドウ・タイミ
ング情報をＦＦＴ部２１２に出力するとともに、後者の
相関検出情報をリファレンス信号生成部２１５に出力す
る。

【００４４】リファレンス信号生成部２１５は、同期が
確立してＦＦＴが正常に動作を始めた後は、ＦＦＴ部２
１２から入力する並列キャリア数分の受信シンボルから
パイロット・シンボルを摘出して、ＯＦＤＭ送信装置
（図１を参照のこと）で挿入されたパイロット・シンボ
ル系列と同じ系列を発生して双方の差分を基にノルムを
計算し、ＯＦＤＭシンボル１個分のノルムについて積分
を行って、該ノルム計算結果と相関検出部２１３から送
られてくる相関検出情報から伝搬路がマルチパス環境か
否かといった伝搬路推定を行う。その結果、マルチパス
環境と判断された場合、１ＯＦＤＭシンボル毎に該積分
値に基づいて、到来波の到来角度（ＤＯＡ：Direction
Of Array）を推定し、その推定値と各バッファ２０７、
２０８から入力する複素ディジタル信号を１ＯＦＤＭシ
ンボル周期だけ遅らせた信号を基に最も強い電力を持っ
た到来波に相当するリファレンス信号を生成する。

【００４５】アダプティブアレー信号処理部２１６で
は、ガード・インターバル区間毎に各バッファ２０７、
２０８から入力する複素ディジタル信号から相関行列Ｒ
_xxとその逆行列Ｒ_xx ^-1を用いて、リファレンス信号生成
部２１５から入力するリファレンス信号と複素ディジタ
ル信号から相関ベクトルr_coを計算するとともに、逆行
列Ｒ_xx ^-1と相関行列Ｒ_xxの積を取ることにより最適ウエ
イトＷ_optを計算する。最適ウエイトは重み係数Ｗ₁、Ｗ
₂として、各重み計算部２０９、２１０に出力され、ガ
ード・インターバル区間毎に更新される。

【００４６】アダプティブアレーによる信号処理は、実
際には、アダプティブアレー信号処理部、積分ダンプ
部、並びにリファレンス信号生成部による協働的動作に
よって行われる。図３、図４、並びに図５には、それぞ
れアダプティブアレー信号処理部、積分ダンプ部、リフ
ァレンス信号生成部の概略的な構成を示している。以
下、各図を参照しながら、これら機能ブロックの構成に
ついて説明する。

【００４７】図３には、アダプティブアレー信号処理部
２１６の概略的な構成を示している。同図において、参
照番号３０１は、各バッファ２０７、２０８から入力す
る複素ディジタル信号１〜２から相関行列Ｒ_xxを計算す
る相関行列計算部である。

【００４８】また、参照番号３０２は、相関行列Ｒ_xxの
各要素についてアダプティブアレー信号制御部３０７
（後述）から送られてくるゲイン、積分回数、積分及び
ダンプ・タイミングに従って積分ダンプを行う積分ダン
プ部である。

【００４９】また、参照番号３０３は、上述の積分ダン
プ部３０２から送られてくる相関行列Ｒ_xxから逆行列Ｒ
_xx ^-1を計算する逆行列計算部である。

【００５０】また、参照番号３０４は、各バッファ２０
７、２０８から入力する複素ディジタル信号１〜２と、
アダプティブアレー信号処理部２１６から入力するリフ
ァレンス信号を基に相関ベクトルｒ_coを計算する相関ベ
クトル計算部である。

【００５１】また、参照番号３０５は、相関ベクトルｒ
_coの各要素について、アダプティブアレー信号制御部３
０７（後述）から送られてくるゲイン、積分回数、積分
及びダンプ・タイミングに従って積分ダンプを行う積分
ダンプ部である。

【００５２】また、参照番号３０６は、各受信アンテナ
２０１、２０２で受信した受信信号に対応する最適ウエ
イトＷ_optを計算する重み決定部である。

【００５３】また、参照番号３０７は、リファレンス信
号生成部２１５から入力する到来波検出情報を基に各ブ
ロックの係数及び動作タイミングの制御を行うアダプテ
ィブアレー信号処理制御部である。

【００５４】図４には、アダプティブアレー信号処理部
２１６の構成要素である積分ダンプ部３０２、３０５の
概略的な構成を示している。

【００５５】セレクタ４０１は、制御信号として送られ
てきたリセット又はダンプ・タイミングの場合は０を選
択し、それ以外の場合はゲイン部４０２から入力するデ
ータを選択する。

【００５６】ゲイン部４０２は、遅延部４０３から入力
するデータを制御信号で送られてきたゲイン設定値で増
幅する。

【００５７】加算部４０４は、セレクタ４０１のセレク
タから送られてくるデータと外部から送られてくる入力
データの加算を行う。遅延部４０３は、加算部４０４か
ら入力するデータを記憶する。記憶部４０５は、制御信
号として送られてきたダンプ・タイミングに従って、加
算部４０４から送られてくるデータのラッチを行ってダ
ンプ値を出力する。

【００５８】図５には、リファレンス信号生成部２１５
の概略的な構成を示している。同図において、参照番号
５０１は、ＯＦＤＭ送信装置２００（図１を参照のこ
と）内のパイロット・シンボル挿入部１０２で生成され
るパイロット・シンボル系列と同じ系列ｐ_txを発生する
パイロット信号生成部である。

【００５９】また、参照番号５０２は、上述のパイロッ
ト信号生成部５０１で発生した送信パイロット・シンボ
ル系列ｐ_txとＦＦＴ部２１２から出力される受信シンボ
ルから摘出した受信パイロット・シンボル系列ｐ_rxとの
ノルムを計算するノルム計算部である。

【００６０】また、参照番号５０３は、リファレンス信
号生成制御部５０９から送られてくるゲイン、積分回
数、積分およびダンプタイミングに従って積分ダンプを
行う積分ダンプ部である。

【００６１】また、参照番号５０４は、積分ダンプ部５
０３から入力するノルムの積分結果とリファレンス信号
生成制御部５０９（後述）から送られてくる到来波方向
判定閾値との比較を行う比較部である。

【００６２】また、参照番号５０５は、比較部５０４に
おける比較結果を基に到来波方向ＤＯＡ［θ₁，θ₂］の
値を設定する到来方向設定部である。

【００６３】また、参照番号５０６は、各バッファ２０
７、２０８から入力する複素ディジタル信号１〜２を記
憶して、リファレンス信号生成制御部５０９から送られ
てくるタイミングに従って出力する遅延部である。

【００６４】また、参照番号５０７は、到来方向設定部
５０５から入力する到来波方向ＤＯＡ［θ₁，θ₂］と遅
延部５０６から送られてくる複素ディジタル信号１〜２
からリファレンス信号を生成するリファレンス信号計算
部である。

【００６５】また、参照番号５０８は、各ブロックの係
数及び動作タイミングの制御、並びに、相関検出部２１
３から入力する相関検出情報とノルム計算値からマルチ
パス環境か否かといった伝搬路情報、あるいは到来方向
推定の有無や推定精度といった到来波検出情報を出力す
るリファレンス信号生成制御部である。

【００６６】このように構成されたアダプティブアレー
信号処理部２１６とリファレンス信号生成部２１５の動
作について、図６に示したアダプティブアレーによる信
号処理タイミングを例にとって説明する。

【００６７】本実施形態におけるＯＦＤＭ信号の構成
は、図６ [ａ−１]の複素ディジタル信号に示すよう
に、ＯＦＤＭシンボルＤ_nとＯＦＤＭシンボル後半部分
のサンプルをガード間隔分だけコピーしたガード・イン
ターバルＧ_nで構成され、それぞれＧn、Ｄnの順に伝送
されるものとする。ここで、ｎ＝１，２，…，Ｎであ
る。また、これらのタイミング例では、送受信間のクロ
ック誤差、周波数オフセットは無いものとする。

【００６８】複素ディジタル信号 [ａ−１]を受信した
場合、[ａ−２]のような１ＯＦＤＭシンボル遅延信号
を、遅延器を用いて生成する。そして、[ａ−１]と[ａ
−２]の相関を取った場合、Ｔ_c（ｎ）〜Ｔ_d（ｎ）の区
間では両者は同じパターンとなることから、相関検出を
行うことができる。相関検出部２１３では、この区間を
相関検出実行区間として相関検出を行い、ＦＦＴウイン
ドウ・タイミング情報と相関信号のピーク本数、該ピー
ク電力といった相関検出情報を求めている。

【００６９】ノルムの積分[ａ−３]は区間Ｔ_d（ｎ−
１）〜Ｔ_d（ｎ）で行われ、時刻Ｔ_d（ｎ）で積分値がダ
ンプされる。図６に示す例では毎回ノルムの計算を行っ
ているが、ノルムの計算は、相関検出部２１３からの情
報に従って初期同期獲得後あるいはマルチパス検出、到
来波の到来角の変動といった状況が観測された場合に行
われることから、常時ノルムの計算を行う必要はない。

【００７０】２波のマルチパスを想定し、それぞれの到
来角度をθ₁並びにθ₂としたとき、ダンプされる積分値
n_sum［θ₁，θ₂]は次式で与えられる。

【００７１】

【数１】

【００７２】ここで、ｉ_maxは１ＯＦＤＭシンボル内の
パイロット・シンボル総数であり、ｐ_tx（ｉ）は送信パ
イロット・シンボル系列であり、ｐ_rx（ｉ）は受信パイ
ロット・シンボル系列である。ノルムは、図７に示すよ
うに、送信パイロット・シンボルと受信パイロット・シ
ンボルとの距離に相当する。

【００７３】ノルムの積分結果n_sum［θ₁，θ₂］がダ
ンプされると、あらかじめ設定された閾値との比較、あ
るいは最急降下法といった収束アルゴリズムを用いて到
来波の到来角推定を行う。その結果、到来角推定の判定
条件を満たした場合は、該当する到来角θ₁，θ₂を推定
結果として更新する。

【００７４】図６のリファレンス信号の更新[ａ−４]で
は、各時刻でダンプされたn_sum［θ₁，θ₂］である各
ノルム１〜４についてそれぞれ到来角推定を行ってお
り、そのうちノルム１とノルム３について到来角推定の
判定条件を満たしたことを示している。この場合、該当
する到来角はＤＯＡ１とＤＯＡ３に更新されている。

【００７５】一方、ノルム２については、到来角推定の
判定条件を満たさなかったことから前回設定された到来
角ＤＯＡ１を用いることを示している。

【００７６】到来角が更新された場合、更新された次の
タイミングの相関検出実行区間からその値が使用され
る。図６の[ａ−４]においては更新されたＤＯＡ１とＤ
ＯＡ３はそれぞれ時刻Ｔ_c（２）及びＴ_c（４）から使用
される。

【００７７】リファレンス信号は、設定された到来角Ｄ
ＯＡと図６の[ａ−２]で示した１ＯＦＤＭシンボル遅延
信号のガード・インターバル区間について生成される。
すなわち図６に示す例では、区間Ｔ_c（ｎ）〜Ｔ_d（ｎ）
のＧ_n’について行われる。

【００７８】また、リファレンス信号は以下のように求
めることができる。すなわち、到来波ベクトルをs＝
［ｓ₁，ｓ₂］とし、１ＯＦＤＭシンボル遅延した複素デ
ィジタル信号で構成される信号ベクトルをx（ｔ−Ｔ_s）
＝［ｘ₁，ｘ₂］とし、到来波の到来角θ₁並びにθ₂で表
されるステアリング行列をＡとして、雑音の影響はない
ものと仮定すると、以下に示す関係が成立する。

【００７９】

【数２】

【００８０】また、到来角θ₁が基準と仮定すると、リ
ファレンス信号はｒ_ref＝ｓ₁となり、ｓ₁は次式で与え
られる。

【００８１】

【数３】

【００８２】このように各到来角θ₁、θ₂が決定される
と、１ＯＦＤＭシンボル遅延信号を用いてリファレンス
信号ｒ_refを計算することができる。

【００８３】アダプティブアレー信号処理部２１６は、
相関検出実行区間毎に入力するリファレンス信号を用い
て行われる。ここでは、受信信号に対する最適ウエイト
Ｗ_op _tを計算して重み係数Ｗ₁とＷ₂の更新を行う。例え
ば、図６でＴ_d（２）で決定された到来角ＤＯＡ１に対
応するリファレンス信号ｒ_refを用いたアダプティブア
レー信号処理は、[ａ−５]のＣ２区間で行われる。

【００８４】最適ウエイトＷ_optは、複素ディジタル信
号で構成される信号ベクトルxから求まる相関行列Ｒ_xx=
Ｅ［ｘ（ｔ）ｘ^H（ｔ）］の逆行列Ｒ_xx ^-1と相関ベクト
ルr_co＝Ｅ［ｘ（ｔ）ｒ_ref*（ｔ）］について、それぞ
れ相関検出実行区間にわたって積分し、１区間分の積分
を行った後、すなわちＴ_d（ｎ）のタイミングで次式に
従って計算される。

【００８５】

【数４】

【００８６】最適ウエイトＷ_optは、アダプティブアレ
ー信号処理が実行されている間は相関検出実行区間Ｔ_c
（ｎ）〜Ｔ_d（ｎ）毎に重み係数の計算が行われ、時刻
Ｔ_d（ｎ）で更新され、それ以降の重み係数として用い
られ複素ディジタル信号に対する重み計算が行われる。
このようにして一度更新された最適ウエイトは、次に値
が更新されるまで保持される。

【００８７】次いで、リファレンス信号を生成する処理
手順について、図８に示したフローチャートを参照しな
がら説明する。ここでは、到来波の到来角推定を閾値検
出により行う方法の一例を示している。同図において閾
値としてDOA_th1とDOA_th2の２種類を用いており、それ
ぞれ収束点に近いと考えられる値、収束点と考えられる
値を設定する。このことにより、到来角推定は通常、−
π／２≦θ1≦π／２、−π／２≦θ2≦π／２のサーチ
範囲で行わなければならないが、閾値DOA_th1とDOA_th2
を用いて到来角推定のサーチ範囲を絞ることにより推定
時間を高速化を図っている。

【００８８】まず、ステップＳ１では、到来角ＤＯＡ
［θ₁，θ₂］の設定角度を−π／２≦［θ₁（ｘ）≦，
θ₂（ｙ）］≦π／２とし、あらかじめ決められた初期
値があればその値を設定し、なければ初期値としてθ₁
＝θ_{1_int}＝−π／２，θ₂＝θ_{2_i} _nt＝π／２を設定す
るとともに、ステップ数θ_{1_s}＝π／９０，θ_{2_s}＝−π
／９０を設定する。但し、ノルム積算最小値n_sum
［θ₁，θ₂］_minの初期化を設定可能な最大値にすると
ともに、ノルム積算値n_sum［θ₁，θ₂］の初期化を０
にする。

【００８９】次いで、ステップＳ２では、ＯＦＤＭシン
ボル１周期についてＦＦＴを行って受信シンボルを計算
し、受信シンボルからパイロット信号ｐ_rx（ｉ）を摘出
する。

【００９０】次いで、ステップＳ３では、上記の［数
１］で示した式を用いてノルム積分値n_sum[θ₁，θ₂]
を計算して、ステップＳ４において、ノルム積分値n_su
m[θ₁，θ₂]とその最小値n_sum［θ₁，θ₂］_minとを大
小比較する。

【００９１】ノルム積分値n_sum[θ₁，θ₂]の方が小さ
いときには、後続のステップＳ５に進んで、ノルム積分
最小値n_sum［θ₁，θ₂］_minにノルム積分値n_sum
[θ₁，θ₂]を代入する。

【００９２】次いで、ステップＳ６では、到来角θ₁を
θ₁＋θ_{1_s}に更新する。そして、すべてのθ₁について
設定が終了していない場合には（ステップＳ７）、ステ
ップＳ３に復帰して上述した処理を繰り返し実行する。

【００９３】また、ステップＳ８において、到来角θ₂
をθ₂＋θ_{2_s}に更新するとともに、到来角θ₁をθ_{1_int}
に初期化する。

【００９４】そして、すべてのθ₂について設定が終了
していない場合には（ステップＳ９）、ステップＡ１４
において到来角θ₂をθ_{2_int}に初期化した後に、ステッ
プＳ３に復帰して上述した処理を繰り返し実行する。

【００９５】次いで、ステップＳ１０では、ノルム積分
値n_sum［θ₁，θ₂］が収束したか否かを判定する。

【００９６】ノルム積分値n_sum［θ₁，θ₂］が収束し
たと判定された場合には、ステップＳ１１に進んで、判
定したノルム積分値n_sum［θ₁，θ₂］のθ₁とθ₂をリ
ファレンス信号の到来角ＤＯＡ［θ₁，θ₂］として、ア
ダプティブアレー信号処理を実行する。収束の判定は、
ステップＳ１８を少なくとも１回実行して、ノルム積分
値がDOA_th1よりも大きいものが存在する場合に限り、
この条件を満たす［θ₁，θ₂］の中で最も高いノルム積
分値の組をリファレンス信号の到来角ＤＯＡ［θ₁，
θ₂］とする。

【００９７】また、ノルム積分値n_sum［θ₁，θ₂］が
収束したと判定できない場合には、ＤＯＡ［θ₁，θ₂］
推定を終了するか否かを判別する（ステップＳ１２）。
該判別結果が否定的であれば、ステップＳ２に復帰し
て、上述と同様の処理を繰り返し実行する。また、該判
別結果が肯定的であれば、ステップＳ１３に進み、ＤＯ
Ａ［θ₁，θ₂］の推定が不能であるとして、アダプティ
ブアレー信号処理を停止する。

【００９８】他方、ステップＳ４において、ノルム積分
値n_sum［θ₁，θ₂］の方が大きいときには、ステップ
Ｓ１５においてノルム積分値n_sum［θ₁，θ₂］と閾値D
OA_th1とを大小比較する。ノルム積分値n_sum［θ₁，θ
₂］の方が閾値DOA_th1以下である場合には、ステップＳ
６にジャンプして、上述と同様の処理を実行する。

【００９９】これに対し、ノルム積分値n_sum［θ₁，θ
₂］が閾値DOA_th1よりも大きい場合には、さらに、ノル
ム積分値n_sum［θ₁，θ₂］を他の閾値DOA_th2と大小比
較する（ステップＳ１６）。

【０１００】ノルム積分値n_sum［θ₁，θ₂］の方が閾
値DOA_th2よりも大きい場合には、ステップＳ１８に進
んで、到来角ＤＯＡ［θ₁，θ₂］の設定角度をMIN
(θ₁) −ａ≦θ₁≦MIN (θ₁)＋ａ、及び、MIN (θ₂) −
ａ≦θ₂≦MIN (θ₂)＋ａとし、初期値としてθ_{1_int} ＝
MIN (θ₁) −ａ，θ_{2_int} ＝MIN (θ₂) を設定し、ス
テップ数θ_{1_s}＝θ_t1 ，θ_{2_s}＝θ_t2を設定する。そし
て、これらの設定を終えた後、ステップＳ１４に進んで
上述と同様の処理を実行する。ここで、ａは、閾値DOA_
th2より大きく、DOA_th1より小さいノルム積分値を持つ
塘路威嚇を中心にした検索範囲を示す。ここでは、±３
゜と仮定するので、ａ＝３を設定する。

【０１０１】これに対し、ノルム積分値n_sum［θ₁，θ
₂］が閾値DOA_th2よりも大きい場合には、到来角推定が
終了したと仮定して判断し、ステップＳ１７に進んで、
推定したノルム積分値n_sum［θ₁，θ₂］のθ₁とθ₂を
リファレンス信号のＤＯＡ［θ₁，θ₂］として、アダプ
ティブアレー信号処理を実行する。

【０１０２】本明細書では、受信アンテナ２本を使用し
た実施形態を例にとって説明してきたが、さらに、３本
以上の受信アンテナを用いた場合であっても、２本の受
信アンテナによる受信系を受信アンテナ個分に拡張して
本発明に係るＯＦＤＭ受信装置を実装することが可能で
ある。すなわち、図２の受信アンテナ、ＲＦ部、ディジ
タル変換部、バッファ、重み計算部を受信アンテナに相
当する数だけ備え、リファレンス信号生成部とアダプテ
ィブアレー処理部では受信アンテナ数分の最適ウエイト
設定に必要な計算を行えるようにすれば可能である。ア
ンテナ数を増やすことで、最適ウエイト計算の処理量は
増大するが、到来波方向推定可能な到来波数が増加する
ことから分解能の向上を図ることができる。

【０１０３】［追補］以上、特定の実施例を参照しなが
ら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発
明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施例の修正や
代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示とい
う形態で本発明を開示してきたのであり、限定的に解釈
されるべきではない。本発明の要旨を判断するために
は、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきで
ある。

【０１０４】

【発明の効果】以上詳記したように、本発明によれば、
効率的に到来波分布から伝搬路推定と到来角度の推定を
行って最も強い電力を持った到来波に相当するリファレ
ンス信号を推定し、そのリファレンス信号を基にアダプ
ティブアレー信号処理を行うことができる、優れたＯＦ
ＤＭ受信装置を提供することができる。

【０１０５】本発明に係るアダプティブアレーを用いた
ＯＦＤＭ受信装置によれば、アダプティブアレー信号処
理によりマルチパス環境における妨害波除去効果を期待
することができる場合のみアダプティブアレー信号処理
を行うことができる。

【０１０６】また、本発明に係るアダプティブアレーを
用いたＯＦＤＭ受信装置によれば、ＦＦＴ後の並列キャ
リアの復調シンボルを基にアダプティブアレー信号処理
のリファレンス信号を求めることができ、ＭＭＳＥ型の
適応信号処理を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＯＦＤＭ送信装置１００の概略的な構成図であ
る。

【図２】本発明の一実施形態に係るアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００の概略的な構成を示し
た図である。

【図３】本発明の一実施形態に係るアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００の構成要素であるアダ
プティブアレー信号処理部２１６の概略的な構成を示し
た図である。

【図４】本発明の一実施形態に係るアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００の構成要素である積分
ダンプ部の概略的な構成を示した図である。

【図５】本発明の一実施形態に係るアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００の構成要素であるリフ
ァレンス信号生成部２１５の概略的な構成を示した図で
ある。

【図６】本発明の一実施形態に係るアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００におけるアダプティブ
アレー信号処理時の動作タイミングを例示した図であ
る。

【図７】本発明の一実施形態に係るアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００におけるノルムのイメ
ージを示した図である。

【図８】本発明の一実施形態に係るアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置２００におけるリファレンス
信号生成の様子を例示した図である。

【符号の説明】

１００…ＯＦＤＭ信号送信装置１０１…変調部，１０２…パイロット・シンボル挿入部１０３…シリアル／パラレル変換部，１０４…ＩＦＦＴ
部１０５…ガード区間挿入部，１０６…アナログ変換部１０７…ＲＦ部，１０８…送信アンテナ１０９…送信制御部２０１，２０２…受信アンテナ２０３，２０４…ＲＦ部２０５，２０６…ディジタル変換部２０７，２０８…バッファ２０９，２１０…重み計算部２１１…加算部、２１２…ＦＦＴ部２１３…相関検出部、２１４…復調部２１５…リファレンス信号生成部２１６…アダプティブアレー信号処理部３０１…相関行列計算部、３０２…積分ダンプ部３０３…逆行列計算部、３０４…相関ベクトル計算部３０５…積分ダンプ部、３０６…重み決定部３０７…アダプティブアレー信号処理制御部４０１…セレクタ、４０２…ゲイン部４０３…遅延部、４０４…計算部４０５…記憶部５０１…パイロット信号生成部、５０２…ノルム計算部５０３…積分ダンプ部、５０４…比較部５０５…ＤＯＡ設定部、５０６…遅延部５０７…リファレンス信号計算部５０８…リファレンス信号生成制御部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数アンテナで受信したパイロット・シン
ボルを含んだＯＦＤＭ信号について、ＦＦＴ後に摘出さ
れた受信パイロット・シンボルから正規の信号点とのノ
ルムを計算する手段と、該計算結果を基に到来波の到来方向推定とアダプティブ
アレーのリファレンス信号をガード・インターバル区間
から生成してＭＭＳＥによって最適重み係数を計算し、
ＯＦＤＭシンボル毎に重み係数を更新するアダプティブ
アレー信号処理を行う手段と、を具備することを特徴と
するアダプティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）信号をア
ダプティブアレーを用いて受信するＯＦＤＭ受信装置で
あって、受信アンテナと、該受信アンテナを介して受信した信号
をＲＦ周波数帯からベースバンド信号にダウンコンバー
トするＲＦ部と、該ダウンコンバートされたベースバン
ド信号をＡ／Ｄ変換して複素ディジタル信号に変換する
ディジタル変換部と、該複素ディジタル信号の重み付け
を行う重み計算部とをそれぞれ含む複数の受信系統と、該重み付けされた複素ディジタル信号の加算を行う加算
部と、該加算後の複素ディジタル信号を所定のウインドウ・タ
イミングに従ってＯＦＤＭシンボル１周期分のフーリエ
変換を行なって並列キャリアの受信シンボルを生成する
ＦＦＴ部と、該複素ディジタル信号についてガード・インターバル部
分の信号を使用して相関計算を行ない、ＦＦＴウインド
ウ・タイミング情報と、相関信号のピーク本数、該ピー
ク電力などからなる相関検出情報を出力する相関検出部
と、各受信系統に相当する並列キャリアの受信シンボルの復
調を行なう復調部と、前記ＦＦＴ部から入力する並列キャリアの受信シンボル
からパイロット・シンボルを摘出し、該パイロット・シ
ンボルを基に到来波の到来角度を推定して最も強い信号
電力を持った到来波に相当するリファレンス信号を生成
するリファレンス信号生成部と、該リファレンス信号と該複素ディジタル信号により各受
信系統からの受信信号に対するそれぞれの最適重み係数
を計算して、それぞれの重み係数を該当する受信系統の
重み計算部に出力するアダプティブアレー信号処理部
と、を具備することを特徴とするアダプティブアレーを
用いたＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】各重み計算部は、該当する受信系統におい
て受信された複素ディジタル信号について、アダプティ
ブアレー信号処理部で計算されたそれぞれの重み係数に
よって重み付けを行い、前記加算部は各受信系統からの重み付け後の複素ディジ
タル信号を加算して、該加算結果を合成複素ディジタル
信号として前記相関検出部並びに前記ＦＦＴ部に出力
し、前記相関検出部は、ガード・インターバル区間の繰り返
しパターンを用いて相関検出を行い、ＦＦＴウインドウ
・タイミング情報並びに相関信号のピーク本数、該ピー
ク電力などからなる相関検出情報を生成して、ＦＦＴウ
インドウ・タイミング情報を前記ＦＦＴ部に出力すると
ともに、相関検出情報を前記リファレンス信号生成部に
出力し、前記ＦＦＴ部はＦＦＴウインドウ・タイミング情報に従
ってＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換を行って並列キ
ャリアの受信シンボルを生成して前記復調部並びに前記
リファレンス信号生成部に出力し、前記復調部は該並列キャリアの受信シンボル毎に復調を
行い、前記リファレンス信号生成部は、該並列キャリアの複数
受信シンボルからパイロット・シンボルを摘出し、送信
時に挿入されたパイロット・シンボル系列と同じ系列を
発生して双方の差分を基に受信シンボル毎にノルムを計
算し、それぞれ積分を行ったノルム積分値に基づいて到
来波の到来角推定を行い、その推定値と該複素ディジタ
ル信号を基にリファレンス信号を生成して前記アダプテ
ィブアレー信号処理部に出力し、前記アダプティブアレー信号処理は、ガード・インター
バル区間毎に該複素ディジタル信号と該リファレンス信
号から重み係数を計算して各受信系統の重み計算部に出
力する、ことを特徴とする請求項２に記載のアダプティ
ブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】前記リファレンス信号生成部は、前記相関
検出部から入力する相関検出情報と該受信シンボル毎の
ノルム積分値から、ＯＦＤＭシンボル単位で到来波数や
到来波電力、電力変動の時間推移などからなる伝搬路パ
ラメータを求めて、該伝搬路パラメータを基に伝搬路状
況を推定して、伝搬環境がアダプティブアレー信号処理
に適したと判断した場合はアダプティブアレー信号処理
を行い、それ以外の場合はアダプティブアレー信号処理
を停止する、ことを特徴とする請求項２に記載のアダプ
ティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】前記リファレンス信号生成部は、該複素デ
ィジタル信号をＯＦＤＭシンボル分だけ遅延させた信号
に対して直前のノルム積分値と伝搬路パラメータを用い
て求められた到来角推定結果を用いて最も強い電力を持
った到来波に相当するリファレンス信号の生成を行な
う、ことを特徴とする請求項２に記載のアダプティブア
レーを用いたＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】前記リファレンス信号生成部は、装備した
受信系統の個数分の次元の到来角を要素とした到来角ベ
クトルに対応したノルム積分値の複数の閾値を備え、ノ
ルム積分値から到来角ベクトルが到来波方向と確定でき
る閾値を第１閾値とし、以下、到来角ベクトルが到来方
向である可能性が高い確率から必要となる数の閾値を第
ｎ閾値とし（ｎ＝２，３…）、到来角ベクトルの要素を
変更してその都度ノルム積分値と閾値の比較を行い比較
結果が第１閾値を満足した場合、到来角ベクトルは固定
しておき、第１閾値を満足しない場合はそのときのノル
ム積分値が満足できる第ｋ閾値を求め（但し、１＜ｋ≦
ｎ）、その閾値で設定された到来角サーチ範囲と到来角
サーチ・ステップ数に従って閾値の比較を行い、ノルム
積分値とが第１閾値を満足する到来角ベクトルを求める
到来角サーチ操作を行なう、ことを特徴とする請求項２
に記載のアダプティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装
置。
【請求項７】前記リファレンス信号生成部は、到来角ベ
クトルに関する事前情報がある場合、この事前情報と到
来角ベクトル情報と該伝搬路パラメータを基に到来角サ
ーチ範囲と到来角サーチ・ステップ数を決定して到来角
サーチを行い、事前情報がない場合は到来角ベクトル情
報と該伝搬路パラメータを基に到来角サーチ範囲と到来
角サーチ・ステップ数を決定して到来角サーチを行う、
ことを特徴とする請求項２に記載のアダプティブアレー
を用いたＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】前記アダプティブアレー信号処理は、重み
係数の計算を該複素ディジタル信号の相関行列と該リフ
ァレンス信号と複素ディジタル信号から相関ベクトルを
ガード・インターバル区間のサンプル毎に計算して積分
を行い、ガード・インターバル区間終了時に、相関行列
から逆行列を求めてこの逆行列と積分された相関ベクト
ルの積を取ることにより最適な重み係数を計算し、この
操作をガード・インターバル区間毎に行うことによって
重み係数の更新を行う、ことを特徴とする請求項２に記
載のアダプティブアレーを用いたＯＦＤＭ受信装置。