JP3392877B2 - 通信システムにおける信号対ノイズ込み干渉電力比（ｓｉｎｒ）を決定する方法およびシステム - Google Patents

通信システムにおける信号対ノイズ込み干渉電力比（ｓｉｎｒ）を決定する方法およびシステム

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JP3392877B2 JP54755698A JP54755698A JP3392877B2 JP 3392877 B2 JP3392877 B2 JP 3392877B2 JP 54755698 A JP54755698 A JP 54755698A JP 54755698 A JP54755698 A JP 54755698A JP 3392877 B2 JP3392877 B2 JP 3392877B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、通信システムにおけるSINR（信号対ノイズ
込み干渉電力比）を決定する方法およびシステムに関す
るものである。本発明は、特に、GSM（移動通信のため
のグローバル・システム）を含む、TDMA（時分割多元接
続）セルラ無線、すなわちワイヤレス通信システムに適
用できる。
従来技術 端末から基地局への、いわゆるリバース、つまりアッ
プストリーム・チャネルでの通信に対してTDMAを使用す
るセルラ無線通信システムのような通信システムでは、
ハンド・オフ、適応チャネル割当て、ダイナミック電力
制御、セル・タイヤリング等、様々な手順に対する信号
品質パラメータとして受信信号のSINRを使用できる、と
いうことが知られている。
チャネル特性は、時間によって変動し、また、受信信
号はフェージングを受けやすいので、SINRを十分、正確
に決定（測定、あるいは推定）するには、そのチャネル
の多数のタイムスロットについて加算平均する必要があ
る。平均をとる必要があるタイムスロットの数は、SINR
を決定する方法によるが、いずれにしても、チャネル変
動が遅くなって、移動端末が低速になれば、その数は増
加する。実用上、平均SINRが1dB以内の精度の代表的なS
INR推定は、２秒以内に行う必要があり、その時間内に
は、そのチャネルについて100個のタイムスロットがあ
る。
これらのファクタに鑑みた場合、信号品質パラメータ
として使用するために、実際、リアルタイムSINRを決定
することは、容易にはできなことが分かる。その結果、
上記の手順では、信号品質パラメータとして、SINRの代
わりに受信信号強度インジケータ（RSSI）を一般に使用
しているが、RSSIが信頼できる程の信号品質を表わさな
いという理由から、このRSSIも好ましいものではない。
例えば、RSSIは、実際の信号品質やSINRが小さいとき
に、同一チャネル干渉のせいで大きくなる可能性があ
る。
発明の目的 本発明の目的は、SINRを決定するための改善された方
法および装置を提供することである。
発明の開示 本発明は、1996年12月18日にノーザン・テレコム社が
出願した、「ダイバーシチ・パスの同一チャネル干渉の
削減」と題する国際特許出願PCT/CA96/00894に記載され
たスペース・ダイバーシチ受信機という観点から、以下
に説明されている。この種の受信機では、個々の受信信
号を生成するために、少なくとも２つの離れたアンテナ
が提供され、それらの信号を重み付けして合成したもの
が、復調に対する最適な受信信号として供給される。信
号を合成するのに適した重み付けを決定し、適応的な変
更を施して、変化する干渉状態や信号フェージングに対
応している。このSINRは、重み付けの決定に使用する計
算ユニットによって生成される、受信信号の相関マトリ
クスと基準信号相関ベクトルより決定される。
発明の概要 本発明の一態様によれば、本発明は、ダイバーシチ・
パス信号と個々の重みと合成して、復調用の合成信号を
生成する通信システムにおける方法であって、上記ダイ
バーシチ・パス信号各々が、タイムスロット内において
時分割多重されたシンボルからなり、そのシンボルは基
準信号を構成する既知のシンボルを含んでいる、当該方
法において、上記ダイバーシチ・パスの相関マトリクス
と基準信号相関ベクトルを決定する工程と、上記相関マ
トリクスと上記基準信号相関ベクトルよりSINR（信号対
ノイズ込み干渉電力比）を決定する工程とを備える方法
を提供する。
好適には、上記ダイバー・シチ・パス信号を合成して
上記合成信号を生成するための上記重みは、上記相関マ
トリクスと上記基準信号相関ベクトルより決定される。
上記相関マトリクスと上記基準信号相関ベクトルを決定
する上記工程と、上記SINRを決定する上記工程は、上記
タイムスロット内の既知のシンボルについての複数のグ
ループ各々に対して実行され、当該方法は、さらに、上
記タイムスロット内の既知のシンボルについての上記複
数のグループに対して、上記決定されたSINRを加算平均
する工程を備える。上記SINRは、好適には、上記ダイバ
ーシチ・パス各々に対して決定され、当該方法は、さら
に、上記ダイバーシチ・パスに対して、上記決定された
SINRを加算平均する工程を備える。この方法は、好適に
は、さらに、複数のタイムスロットに対して、上記決定
されたSINRを加算平均する工程を含む。
本発明の他の態様によれば、ダイバーシチ・パス信号
と個々の重みとを合成する通信システムにおいてSINR
（信号対ノイズ込み干渉電力比）を決定する方法であっ
て、上記ダイバーシチ・パス信号各々が、タイムスロッ
ト内において時分割多重されたシンボルからなる、当該
方法において、上記ダイバーシチ・パス信号の相関マト
リクスを決定する工程と、上記タイムスロット内の既知
および／または決定されたシンボルを基準信号として使
用して、基準信号相関ベクトルを決定する工程と、上記
相関マトリクスと上記基準信号相関ベクトルの要素か
ら、各ダイバーシチ・パスに対するSINRを決定する工程
と、上記ダイバーシチ・パスに対して、上記決定された
SINRを加算平均する工程とを備える方法が提供される。
好ましくは、以下に述べるIS−54システムにおいて、
上記基準信号は、同期シンボルおよび／またはCDVCC
（符号化ディジタル照合カラー・コード）シンボルから
なる。
本発明はまた、少なくとも２つのダイバーシチ・パス
を介して信号を受信する受信機であって、これら各信号
は、タイムスロット内において時分割多重されたシンボ
ルからなり、そのシンボルが基準信号を構成する既知の
シンボルを含んでいる、当該受信機において、上記ダイ
バーシチ・パス信号のシンボルを格納するバッファと、
上記ダイバーシチ・パス信号の相関マトリクスと基準信
号相関ベクトルに基づいて、上記バッファからの上記ダ
イバーシチ・パス信号のシンボルを合成するための重み
を決定する重み計算ユニットと、上記重み計算ユニット
で決定された上記重み各々に従って、上記バッファから
の上記ダイバーシチ・パス信号のシンボルを合成するよ
う配され、合成信号を生成する信号合成器と、上記相関
マトリクスと上記基準信号相関ベクトルの要素に応じ
て、少なくとも１つの上記ダイバーシチ・パス信号のSI
NR（信号対ノイズ込み干渉電力比）を決定するSINR推定
器とを備える受信機を提供する。
図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照した以下の説明から、さら
に理解でき、これらの図面において、 図１は、本発明を具体化したTDMAセルラ無線通信受信
機の部分を概略的に示すブロック図であり、 図２は、TDMAタイムスロットの公知の形式を示してお
り、 図３は、図１の受信機に係るCCIC（同一チャネル干渉
キャンセラ）のどの動作を説明しているかに関連した図
であり、 図４は、CCICの一形態を概略的に示しており、 図５は、図３と同一シート上にあって、図１の受信機
のSINR推定器を概略的に示す図である。
発明の実施の形態 図１は、ここでは、２つのダイバーシチ・パスを有す
るセルラー無線通信受信機を部分的に示すブロック図で
ある。各々のパスが、個別のアンテナ10、RF（無線周
波）フロント・エンド・ユニット12、ディジタル・ユニ
ット14を有しており、このディジタル・ユニットは、２
つのディジタル・ダイバーシチ・パス・サンプル信号x1
（ｔ）,x2（ｔ）の１つを提供する。各ディジタル・ユ
ニット14は、例えば、技術的には公知のサンプラ（標本
化器）およびアナログ／ディジタル変換器、ディジタル
受信フィルタ、クロック再生およびフレーム同期機能を
含み、それに加えて、受信機のその後の機能は、１ある
いはそれ以上のディジタル信号プロセッサ（DSP）集積
回路の機能によって構成できる。２つのアンテナ10は物
理的に離れて、２つのダイバーシチ・パスを与えてい
る。２以上のダイバーシチ・パスが与えられ、それらの
信号を同様に合成できるが、明瞭かつ単純化のため、こ
こでの説明のほとんどの部分では、図１に示すように、
２つのダイバーシチ・パスだけが存在するものとする。
複素信号x1（ｔ）,x2（ｔ）は、図１の破線枠内に示
す、同一チャネル干渉（CCI）低減器あるいは同一チャ
ネル干渉キャンセラ（CCIC）16内で重み付けと合成がな
されて、最適受信信号ｒ（ｔ）を生成する。この信号を
復調器18に送って、信号出力を生成する。復調器18はま
た、CCIC16にフィードバック信号を送り、以降におい
て、さらに述べるように、ダイバーシチ・パス信号x
1（ｔ）,x2（ｔ）の重み付けに対して適応的な変更を施
す。
CCIC16は、乗算器20,22、加算ユニット24、重み計算
ユニット26を備える。ユニット26には、信号x1（ｔ）,x
2（ｔ）、復調器18からのフィードバック信号、基準信
号REFが供給され、このユニット26は、以下に述べる重
みw1 ＊,w2 ＊を生成する役割を果たす。ここで、上付添
え字＊は、共役を表している。除算器22,24には、信号x
1（ｔ）,x2（ｔ）と、重みw1 ＊,w2 ＊それぞれが供給さ
れ、これらの信号の積が加算ユニット24に送られて加算
され、信号ｒ（ｔ）を生成する。
この受信機はまた、SINR推定器28を有し、それには、
以下に述べるように、重み計算ユニット26によって生成
されるマトリックスRxx,ベクトルrxdが供給される。
以下の説明では、図１の受信機は、EIA/TIAドキュメ
ントIS−54−Ｂ、すなわち、セルラ・システム・デュア
ル・モード移動局−基地局互換性標準（改訂Ｂ版）（こ
こでは、単にIS−54システムと呼ぶ）と互換性があるTD
MAセルラ無線システム内で動作するものと仮定する。図
２に示すように、IS−54システムの各タイムスロット
は、156個のシンボルの通信に供され、それらのシンボ
ルは、順に、８個のデータ・シンボル（タイムスロット
のシンボル１〜８）、同期ワードSYNCを形成する14個の
シンボル（９〜22）、さらに、61個のデータ・シンボル
（23〜83）、低速付属制御チャネルSACCHの６個のシン
ボル（84〜89）、符号化ディジタル照合カラー・コード
CDVCCの６個のシンボル（90〜95）、そして、61個のデ
ータ・シンボル（96〜156）からなる。SYNCシンボルとC
DVCCシンボルが示すのは、受信機が知っている情報であ
り、それらのシンボルは、上述した基準信号REFを構成
する。
IS−54システムは、π/4シフトDQPSK（差動直交位相
シフト・キーイング）変調を使用しており、これによっ
て、送信信号の複素ベースバンド表示Ｓ（ｔ）は、 によって与えられる。ここで、ｔは時間、siは、シンボ
ル間隔ｉの間に伝送される複素シンボル、hT（ｔ）は、
伝送フィルタのインパルス応答、そして、Ｔはシンボル
間隔である。シンボルsiは、 のように差動的に符号化されている。ここで、ai,b
iは、各々±１で、シンボルｉの情報ビットを表してお
り、siは、同じ確率を有する、exp（ｊπk/4）,k＝0,…
７の任意の値をとる。
フェージングが周波数に依存しない（周波数に依存す
るフェージングは等化器を使用して補償できる）ものと
したとき、伝送チャネルは、Ｕ（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp
（ｊγ（ｔ））という形の複素乗法フェージング・ファ
クタで表すことができる。ここで、Ａ（ｔ），γ（ｔ）
は、それぞれフェージング・ファクタのランダム振幅、
ランダム位相である。
伝送チャネルを通過後、ダイバーシチ・アンテナ10各
々で受信された信号は、ディジタル・ユニット14内の、
二乗余弦スペクトル特性を有する送受信フィルタがカス
ケード接続された受信フィルタによってフィルタ処理さ
れる。簡単のため、位相情報のサンプリングが完全であ
るとした場合、ダイバーシチ・パスｎおよびシンボル間
隔ｋに対する、ｔ＝kTのときの受信フィルタの出力端信
号およびディジタル・ユニット14の出力端信号は、 で与えられる。ここで、gn（kT）,un,j（kT）は、フェ
ージング・ファクタであり、それぞれが、所望の信号Sd
（kT）とＬ個の同一チャネル干渉信号の内、ｊ番目の信
号である信号Sj（kT）に影響を与え、また、ζｎ（kT）
は、ダイバーシチ・パスｎにおいて、平均値が０で偏差
がση ２のフィルタがかけられた複素ガウス・ノイズで
ある。
ダイバーシチ・パスが２つの場合、CCIC16の出力は、 ｒ（kT）＝w1 ＊（kT）x1（kT）＋w2 ＊（kT）x2（kT） （３） で与えられる。
式（２）において、２つのダイバーシチ・パスに対し
てｎ＝1,n＝２とおき、式（３）のx1（kT）,x2（kT）を
置き換えると、以下のようになる。
式（４）を使うと、ｔ＝kTの時間における、CCIC16の
出力端での信号対ノイズ込み干渉電力比については、以
下の表記ができる。
ここで、PNは、CCIC16の出力端でのノイズ電力であり、 PN＝|w1 ＊（kT）ζ１（kT）＋w2 ＊（kT）ζ２（kT）|
2 （６） で与えられる。
CCIC16による最適な同一チャネル干渉低減を行うに
は、復調器18の出力端における平均二乗誤差（MSE）を
最小にする、つまり、同等に、CCIC16の出力端における
SINRを最大にする必要がある。ベクトルＸ（ｔ）が、ダ
イバーシチ・パス信号x1（ｔ）,x2（ｔ）を表していれ
ば、すなわち、 Ｘ（ｔ）＝［x1（ｔ）x2（ｔ）］Ｔ （７） であれば（ここで、上付添え字Ｔは転置を示す）、変調
器の出力端においてMSEを最小にする（あるいは、CCIC1
6の出力端においてSINRを最大にする）重みの組は、 によって与えられる。ここで、Rxxは、受信信号のマト
リクスであり、rxdは、基準信号相関ベクトルを表して
おり、 Rxx（ｔ）＝Ｅ［Ｘ（ｔ）Ｘ＊Ｔ（ｔ）］ （９） rxd（ｔ）＝Ｅ［Ｘ（ｔ）ｄ＊（ｔ）］ （10） によって与えらえる。ここで、Ｅ［．］は期待値を示
し、Ｘ＊Ｔ（ｔ）は、Ｘ（ｔ）の複素共役の転置であ
り、ｄ（ｔ）は、所望の信号と相関がある基準信号であ
る。上記のように、基準信号は、SYNC信号とCDVCC信号
によって構成される。これは、最初にフレーム同期を確
立する必要があることを意味するが、どのような種類の
信号ダイバーシチ合成にも必要である。
以下に示すように、限定された大きさのウインドウ内
にある多くのシンボルを使って、相関マトリクスRxxと
相関ベクトルrxdの近似を行い、それによって、最適な
重みの組Ｗ（ｔ）を決定することができる。これを重み
捕捉と呼ぶ。所望の信号と干渉信号のフェージングが、
タイムスロットの持続時間に比べて非常に遅ければ、こ
のような重みをタイムスロットの間中、使用できる。実
際、一般的には、このような場合はない。従って、重み
捕捉手順の後に重み追跡手順を使用して、タイムスロッ
トの間中、最適な重さの組を維持する。これには、所望
の信号のタイムスロットの間、漸次、ウインドウを移動
することが含まれる。
これら重み捕捉手順、および重み追跡手順について
は、以下、図３を参照して説明するが、同図は、所望の
信号のタイムスロットについての最初の部分を示してお
り、その下の図は、一連のステップF1,F2等を表わして
いる。
図３において、第１のステップF1では、ウインドウ長
WLシンボルが、タイムスロットのシンボル９〜22におけ
る、既知の同期ワードSYNCの最後のWL（≦14）シンボル
によって規定される。式（９），（10）が規定するよう
な良好な系統的加算平均には、WLの値は大きい方がよ
く、ウインドウ内におけるチャネル時間の変動を避ける
には、WLの値は小さい方がよい。フェージングが速い状
態では、後者が支配的なファクタとなりうる。従って、
ウインドウのサイズWLは、これらのファクタ間の妥協の
産物である。例えば、図３に示すのは、WL＝10の場合で
あるが、他のウインドウ・サイズにも、同じ原理が適用
できることが分かる。
そこで、ウインドウ内のWLシンボル・サンプルを使っ
て、相関マトリクスRxxと基準信号相関ベクトルrxdの近
似ができる。つまり、相関マトリクスは、 によって近似され、基準信号相関ベクトルは、 によって近似される。
そこで、重みＷの最適な組は、式（８）に従って、相
関マトリクスRxxと基準信号相関ベクトルrxdより決定さ
れる。ダイバーシチ・パスが２つある場合、つまり、こ
こで説明する、２つの重みw1,w2の場合、これらの重みw
1,w2の決定には、ダイレクト・マトリクス反転（DMI）
が好ましい。その理由は、相関マトリクスRxxは、２×
２のマトリクスであり、それに対してDMIがほとんど計
算を必要としないからである。DMIはまた、重みの最小
二乗平均（LMS）誤差推定のような、他の既知の技術よ
りも良好な収束が得られるという利点を有する。しかし
ながら、ダイバーシチ・パスの数が多くなると、例え
ば、４あるいはそれ以上のダイバーシチ・パスに対し
て、LMS技術は、DMIよりも計算が少なく、また、DMIよ
りも好まれる。
よって、図３のステップF1は、既知の同期ワードSYNC
を基準信号として使用して、ウインドウ内のWL受信シン
ボルのサンプルより、相関マトリクスRxx、基準信号相
関ベクトルrxd、そして、重みの最初の組を決定する工
程からなる。
図３の第２のステップF2では、CCIC16において、この
重みの組を適用して、同期ワードSYNCのすぐ後に続く複
数（Ｐ）個のデータ・シンボル各々に対して、ダイバー
シチ・パスのサンプルx1（ｔ）,x2（ｔ）を合成する。
一般的には、Ｐはどのような整数でもよいが、好ましく
は、１≦Ｐ＜WLの範囲にあって、以下に詳述するよう
に、ウインドウの連続する位置の間において重複する。
Ｐは、図３に示すように、ウインドウの半分の大きさ、
すなわち、Ｐ＝WL/2に等しくなるよう選択するのが望ま
しい。結果的に合成されたシンボルｒ（ｔ）は、復調器
18によって復調される。図３で使用しているハッチング
（斜線）は、受信サンプルを合成し、復調する、これら
のステップを示している。図３のハッチングはまた、ス
テップF2において、同期ワードSYNCに先行する８つのデ
ータ・シンボル各々が、ステップF1で決定したのと同じ
最初の重みの組を使用して合成され、復調されることを
示している。
図３の第３のステップでは、ウインドウが前に（図３
の右へ）Ｐシンボル分、移動し、移動したウインドウ内
のシンボルを基準として使用して、ステップF1と同じ方
法で、新たな相関マトリクスRxx、基準信号相関ベクト
ルrxd、および、新たな重みの組が決定される。そこ
で、これらのシンボルが既知となる。というのも、それ
らのシンボルが、同期ワードSYNCの一部であるか、ある
いは、ステップ２における復調の結果、復調器18からCC
IC16の重み計算ユニット26へのフィードバック信号によ
って供給されるからである。１≦Ｐ＜WLという好適な場
合、ステップF3において移動したウインドウの位置は、
ステップF1におけるウインドウの前の位置と重複するこ
とが分かる。Ｐは、図３に示すウインドウ・サイズの約
半分に等しいので、約50％の重複がある。これは、正確
に重み追跡することと計算を最小にすることに対して競
合する要求事項であると考えたとき、最適な選択とな
る。
図３の第４のステップF4では、再度、ハッチングで示
すように、CCIC16において、新たな重みの組を適用し
て、ウインドウのすぐ後に続く複数（Ｐ）個のデータ・
シンボル各々に対して、ダイバーシチ・パス信号のサン
プルx1（ｔ）,x2（ｔ）を合成し、結果として合成され
たシンボルｒ（ｔ）は、復調器18で復調される。
これらのステップF3,F4は、その後、順に繰り返され
て、タイムスロット中の全てのシンボルが復調されるま
で、そのタイムスロットの間中、ウインドウが漸次、前
方へ移動する。これは受信機には既知の情報であり、従
って、この既知の情報は、復調器18によってCCIC16にフ
ィードバックされるシンボルであるというよりも、これ
らのシンボルに対する基準を構成するのに使用されると
いう点において、CDVCCシンボルに関しては違いがあ
る。
従って、既知のCDVCCシンボル自体を単独で、あるい
は、好ましくは、上述のように既知のSYNCシンボルと共
に使用して、タイムスロットの残りにおいてダイバーシ
チ・パス信号を合成するための最適な重みを決定する。
よって、上記と同じ方法で最初の重みの組を決定するた
めの基準信号としてCDVCCシンボルを使用することで、
図３を参照して説明した上記の手順を、タイムスロット
の最後の61個のデータ・シンボルに対して前方向に適用
できる。同様に、上記の国際特許出願に十分、記述され
ているように、タイムスロット内のSYNCシンボルとCDVC
Cシンボル間の情報に対して、CDVCCシンボルから後ろ方
向へ漸次、ウインドウを移動できる。タイムスロット内
の最初の８個のデータ・シンボルに対しても、SYNCシン
ボルから、同じ後ろ方向の手順を適応できる。
図４は、２つのダイバーシチ・パスの場合に対する、
図３の手順を実行するためのCCIC16と復調器18の機能構
成を示す。既に述べたように、これらの機能は、DSP集
積回路の機能として実行される。
図４の構成は、ダイバーシチ・パス信号x1（ｔ）に対
する１つのタイムスロットのシンボル間隔オープン・ア
イ複素信号サンプルx1（１）〜x1（156）用のバッファ3
0と、他のダイバーシチ・パス信号x2（ｔ）の対応サン
プルx2（１）〜x2（156）についての同様のバッファ32
とを備える。この構成はまた、重み計算部34を備えてお
り、それには、バッファ30,32各々からのWL移動ウイン
ドウ・サンプル、既知のSYNCシンボル情報とCDVCCシン
ボル情報、および、パス36からの復調信号が与えられ
る。重み計算部34は、各シンボルｋに対して、最適な重
みw1 ＊,w2 ＊を生成し、複素信号乗算器38,40それぞれに
おいて、これらの重みとダイバーシチ・パス・シンボル
x1（ｋ）,x2（ｋ）各々とが乗算される。その積は、複
素信号加算器42で合計され、その結果、信号ｒ（ｋ）が
生成される。この信号ｒ（ｋ）は、１シンボル（Ｔ）遅
延部44、複素共役部46、および複素信号乗算器48を使用
して差動的に復調され、ここではソフト決定と呼ぶ複素
信号ｙ（ｋ）が生成される。この構成における、これら
の機能は、波線ボックス50内に示されている。上述した
最適な重みを決定する際、重み計算部34は、式（９），
（10）に対応して、式（11），（12）に従った移動ウイ
ンドウの各位置に対する相関マトリクスRxxと基準信号
相関ベクトルrxdを生成する。
機能部52にはソフト決定ｙ（ｋ）が与えられ、機能部
は、以下の表に従って、ｙ（ｋ）の位相角θを量子化角
に割り当てる。この量子化角は、決定ユニット54に供給
され、決定ユニットは、表に示す、復号化された出力ダ
イビットa,bを生成する。さらに、量子化角は、指数関
数ユニット56に供給され、そのユニットは、量子化角に
関連する複素シンボルを決定する。この複素シンボル
は、復調器から重み計算部34へのフィードバック信号と
して、パス36上に供給される。
第１および第２のダイバーシチ・パスのチャネル利得
が、所定の信号に対して、それぞれg1,g2であり、ま
た、Ｌ個の同一チャネル干渉信号の１つである干渉信号
ｊに対してｕ1,j,u2,jであれば、加算平均の期間中、こ
れらの利得が一定であり、互に相関がないとした場合、
式（９）中の相関マトリクスRxxは、 のように表すことができる。ここで、Ｒ（1,1）,R（1,
2）,R（2,1）,R（2,2）は、相関マトリクスRxxの要素で
あり、 のように表され、σζ ２はノイズの偏差である。式（1
4），（17）各々の右側において、最初の項は、所望の
信号に対応し、第２項は干渉信号に対応している。同様
に、式（10）の基準信号相関ベクトルは、 のように表される。
その結果、各ダイバーシチ・パスに対して、所望の信
号に対するチャネル利得は、rxd（１）,rxd（２）で示
す、基準信号相関ベクトルの個々の要素によって表され
る。２つのアンテナで受信された所望信号の電力をS1,S
2で示すと、 S1＝|rxd（１）|2＝|g1|2 （19） S2＝|rxd（２）|2＝|g2|2 （20） となる。
２つのアンテナで受信したノイズ込み干渉電力をI1,I
1とすると、式（14），（19），（17），（20）から、 であることが分かる。
式（19）〜（22）から分かることは、所望の信号の電
力とノイズ込み干渉電力は、相関マトリクスRxxと基準
信号相関ベクトルrxdの要素によって表わされ、これら
の要素は、上述したように、移動するウインドウの各位
置に対して、重み計算部34によって生成される。よっ
て、これらの電力の比、すなわちSINRは、これらの要素
より決定される。
本発明の技術背景の欄で説明したように、SINRは、チ
ャネル変動と信号フェージングの影響を少なくするよう
加算平均される必要がある。以下に述べる本発明の実施
の形態は、この加算平均に対して３つの態様を有する。
第１の態様は、異なるウインドウの位置に対して、信号
電力とノイズ込み干渉電力の加算平均を行い、その各々
に対して、各タイムスロットにおいて、相関マトリクス
Rxxと基準信号相関ベクトルrxdの要素が生成される。第
２は、同じ端末から受信した複数の連続するタイムスロ
ットに加算平均が適用されることである。そして、第３
の態様では、２つ（あるいはそれ以上）のダイバーシチ
・パスに対する決定についての加算平均が、以下のこと
に基づいて行われる。すなわち、チャネル変動と信号フ
ェージングの影響を除去した後は、２つのダイバーシチ
・パスに対するシャドーイングの影響が高い相関関係を
持っているため、受信電力が、異なるダイバーシチ・パ
スに対して同じようになる。しかしながら、これら、加
算平均についての態様は、二者択一的に選択して適用し
てもよい。
加算平均は、例えば、指数関数的な加算平均、重み付
けした加算平均、あるいは重み付けしない加算平均とい
った、様々な既知の方法で適用でき、所望の結果を得る
ためには、これらの内、どの方法も使用できる、という
ことが分かる。ここでは、各タイムスロットにおけるR
xxとrxdについての複数（Ｍ）個の決定に渡り、また、
Ｎ個のタイムスロットに渡って、２つのダイバーシチ・
パスに対して、簡単で、重み付けしない加算平均を使用
するものとする。数字Ｍは、ウインドウのサイズWLと、
上述したように、連続するウインドウの位置が重複する
範囲とに依存する。例えば、上述したＰ＝WL/2を有する
WL＝10のウインドウ・サイズに対しては、Ｍを27とした
り、あるいは、WL＝14というウインドウ・サイズに対し
て、Ｍを20とすることもできる。SINRを生成する際の遅
延は、数字Ｎによって決まる。例えば、２秒という期間
に対応させて、Ｎを100とすることができる。ｊ番目の
タイムスロットにおけるｋ番目の重み計算に対する、R
xx,rxdの要素を、上付添え字kj（ここで、１≦ｊ≦N,1
≦ｋ≦Ｍである）で示すと、式（19），（20）より、所
望の信号の平均電力Saは、 で与えられる。そして、式（21），（22）より、ノイズ
込み干渉についての平均電力Iaは、 従って、決定されたSINRは、以下の式（25）で与えられ
る。
図５は、上記の説明に従って信号SINRestを生成するS
INR推定器28の一形態を示す。重み計算部34によって各
々の重みを決定するために、ベクトルrxdの複素信号要
素rxd（１）,rxd（２）と、マトリクスRxxの実信号要素
Rxx（1,1）,Rxx（2,2）とが、重み計算部34によって、
図５の構成に供給される。複素信号要素rxd（１）,rxd
（２）は、２乗器60によって２乗されて、実信号が生成
される。これらの信号は、加算器62で加算され、その出
力は、k,jの各値に対する、式（23）中のかっこ内の和
からなる。実信号要素Rxx（1,1）,Rxx（2,2）は、加算
器64によって加算され、また、加算器62からの和は、加
算器64によって減算される。この加算器64の出力は、k,
jの各値に対する、式（24）の１行目にかっこ表記した
内容によって構成される。加算器として示されるユニッ
ト66,68は、加算平均の期間、j,kの全ての値に対して、
加算器62,64それぞれのNM個の出力を累算し、割り算器7
0において、ユニット66の出力がユニット68の出力によ
って割られ、式（25）に従って、信号SINRestが生成さ
れる。
上述した内容、並びに図５の構成から分かることは、
N,Mの値は、SINRの推定を行うのに使用する加算平均期
間を規定することを除いて、加算平均処理には含まれな
い、ということである。また、これらの値と、加算平均
を実行するためのj,kの値は、いかようにも変えること
ができる、ということも分かる。
コンピュータ・シミュレーションによって分かったこ
とは、SINRにはノイズよりも干渉が支配的であるという
殆どの場合において、信号SINRestが、約１〜２秒内
に、平均SINRが約0.5〜1dB以内で、正確に生成されると
いうことである。CCIC構成が既に提供されているダイバ
ーシチ合成受信機にとって、SINRの決定には、相対的に
追加計算がほとんど必要なく、これは、同一ディジタル
信号プロセッサ内で簡単に提供できる。従って、本発明
は、実用的で、リアル・タイムに、そして、相対的に正
確にSINRを好都合に決定できる。
上述した特定の構成は、２つのダイバーシチ・パスの
みに関係しているが、これを、多数のダイバーシチ・パ
スに簡単に拡張できることが分かる。
請求項に規定された本発明の範囲内で、上述した実施
の形態について、多くの他の修正、変形、および適応化
ができる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/02 - 7/12 H04L 1/02 - 1/06

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ダイバーシチ・パス信号と個々の重みとを
    合成して、復調用の合成信号を生成する通信システムに
    おける方法であって、前記ダイバーシチ・パス信号各々
    が、タイムスロット内において時分割多重されたシンボ
    ルからなり、そのシンボルは基準信号を構成する既知の
    シンボルを含んでいる、当該方法において、 前記ダイバーシチ・パスの相関マトリクスと基準信号相
    関ベクトルを決定する工程と、 前記相関マトリクスと前記基準信号相関ベクトルよりSI
    NR（信号対ノイズ込み干渉電力比）を決定する工程とを
    備えることを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】前記ダイバーシチ・パス信号を合成して前
    記合成信号を生成するための前記重みは、前記相関マト
    リクスと前記基準信号相関ベクトルより決定されること
    を特徴とする請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】前記相関マトリクスと前記基準信号相関ベ
    クトルを決定する前記工程と、前記SINRを決定する前記
    工程は、前記タイムスロット内の既知のシンボルについ
    ての複数のグループ各々に対して実行され、当該方法
    は、さらに、前記タイムスロット内の既知のシンボルに
    ついての前記複数のグループに対して、前記決定された
    SINRを加算平均する工程を備えることを特徴とする請求
    項１または２記載の方法。
  4. 【請求項４】前記ダイバーシチ・パス信号と合成される
    前記個々の重みは、前記タイムスロット内のウインドウ
    の複数の位置に対して、各相関マトリクスと基準信号相
    関ベクトルに従って生成され、当該方法は、さらに、前
    記タイムスロット内の複数のウインドウ位置に対して前
    記SINRを決定し、加算平均する工程を備えることを特徴
    とする請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
  5. 【請求項５】複数のタイムスロットに対して、前記決定
    されたSINRを加算平均する工程を含むことを特徴とする
    請求項１乃至４のいずれかに記載の方法。
  6. 【請求項６】前記SINRは、前記ダイバーシチ・パス各々
    に対して決定され、当該方法は、さらに、前記ダイバー
    シチ・パスに対して、前記決定されたSINRを加算平均す
    る工程を備えることを特徴とする請求項１乃至５のいず
    れかに記載の方法。
  7. 【請求項７】SINRを決定する前記工程は、前記ダイバー
    シチ・パスの少なくとも１つに対して、前記基準信号相
    関ベクトルの要素を２乗して信号電力を決定し、信号電
    力と干渉電力とノイズ電力の総和を表わす前記相関マト
    リクスの要素から、前記決定された信号電力を減算する
    ことによってノイズ込み干渉電力を決定し、そして、前
    記決定された信号電力を、前記決定されたノイズ込み干
    渉電力によって除算して前記SINRを決定する工程を備え
    ることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の
    方法。
  8. 【請求項８】ダイバーシチ・パス信号と個々の重みとを
    合成する通信システムにおいてSINR（信号対ノイズ込み
    干渉電力比）を決定する方法であって、前記ダイバーシ
    チ・パス信号各々が、タイムスロット内において時分割
    多重されたシンボルからなる、当該方法において、 前記ダイバーシチ・パス信号の相関マトリクスを決定す
    る工程と、 前記タイムスロット内の既知および／または決定された
    シンボルを基準信号として使用して、基準信号相関ベク
    トルを決定する工程と、 前記相関マトリクスと前記基準信号相関ベクトルの要素
    から、各ダイバーシチ・パスに対するSINRを決定する工
    程と、 前記ダイバーシチ・パスに対して、前記決定されたSINR
    を加算平均する工程とを備えることを特徴とする方法。
  9. 【請求項９】複数のタイムスロットに対して、前記決定
    されたSINRを加算平均する工程を含むことを特徴とする
    請求項８記載の方法。
  10. 【請求項１０】前記相関マトリクスと前記基準信号相関
    ベクトルは、前記タイムスロット内のウインドウの複数
    の位置に対して決定され、当該方法は、さらに、前記タ
    イムスロット内の複数のウインドウ位置に対して前記SI
    NRを決定し、加算平均する工程を備えることを特徴とす
    る請求項８または９記載の方法。
  11. 【請求項１１】前記基準信号は、同期シンボルおよび／
    またはCDVCC（符号化ディジタル照合カラー・コード）
    シンボルからなることを特徴とする請求項８乃至10のい
    ずれかに記載の方法。
  12. 【請求項１２】少なくとも２つのダイバーシチ・パスを
    介して信号を受信する受信機であって、これら各信号
    は、タイムスロット内において時分割多重されたシンボ
    ルからなり、そのシンボルが基準信号を構成する既知の
    シンボルを含んでいる、当該受信機において、 前記ダイバーシチ・パス信号のシンボルを格納するバッ
    ファと、 前記ダイバーシチ・パス信号の相関マトリクスと基準信
    号相関ベクトルに基づいて、前記バッファからの前記ダ
    イバーシチ・パス信号のシンボルを合成するための重み
    を決定する重み計算ユニットと、 前記重み計算ユニットで決定された前記重み各々に従っ
    て、前記バッファからの前記ダイバーシチ・パス信号の
    シンボルを合成するよう配され、合成信号を生成する信
    号合成器と、 前記相関マトリクスと前記基準信号相関ベクトルの要素
    に応じて、少なくとも１つの前記ダイバーシチ・パス信
    号のSINR（信号対ノイズ込み干渉電力比）を決定するSI
    NR推定器とを備えることを特徴とする受信機。
  13. 【請求項１３】前記SINR推定器は、前記ダイバーシチ・
    パス信号各々に対するSINRを決定し、かつ、この決定さ
    れたSINRを加算平均するよう配されていることを特徴と
    する請求項12記載の受信機。
  14. 【請求項１４】前記SINR推定器は、複数のタイムスロッ
    トに対して、前記決定されたSINRを加算平均するよう配
    されていることを特徴とする請求項12または13記載の受
    信機。
  15. 【請求項１５】前記SINR推定器は、ディジタル信号プロ
    セッサの機能によって構成されていることを特徴とする
    請求項12乃至14のいずれかに記載の受信機。
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Families Citing this family (73)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6185258B1 (en) 1997-09-16 2001-02-06 At&T Wireless Services Inc. Transmitter diversity technique for wireless communications
JP3660361B2 (ja) 1997-10-31 2005-06-15 エイ ティ アンド ティ ワイヤレス サービス インコーポレイテッド 無線機器のための連結された空間符号の簡単な最尤検出
US6577690B1 (en) * 1998-06-25 2003-06-10 Silicon Automation Systems Limited Clock recovery in multi-carrier transmission systems
US6687249B1 (en) * 1998-08-25 2004-02-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Reconfiguring diversity legs during CN-RNC interface streamlining
US6459740B1 (en) * 1998-09-17 2002-10-01 At&T Wireless Services, Inc. Maximum ratio transmission
US6577686B1 (en) * 1998-10-13 2003-06-10 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Receiver
US6396885B1 (en) * 1998-12-02 2002-05-28 Nortel Networks Limited Co-channel interference reduction in wireless communications systems
US6807405B1 (en) 1999-04-28 2004-10-19 Isco International, Inc. Method and a device for maintaining the performance quality of a code-division multiple access system in the presence of narrow band interference
US6804312B1 (en) * 2000-01-11 2004-10-12 At&T Corp. Methods and systems for spatial processing
GB0005591D0 (en) * 2000-03-09 2000-05-03 Koninkl Philips Electronics Nv Method of and receiver for detecting the presence of a data
JP3594527B2 (ja) * 2000-03-16 2004-12-02 三洋電機株式会社 無線通信品質測定装置、無線通信品質測定方法及び受信装置
JP3805205B2 (ja) * 2000-04-06 2006-08-02 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Ｃｄｍａセルラ方式における通信品質測定方法およびその装置
GB0015512D0 (en) * 2000-06-23 2000-08-16 Univ Surrey Channel allocation and assignment methods and systems
US6778612B1 (en) * 2000-08-18 2004-08-17 Lucent Technologies Inc. Space-time processing for wireless systems with multiple transmit and receive antennas
US7072315B1 (en) * 2000-10-10 2006-07-04 Adaptix, Inc. Medium access control for orthogonal frequency-division multiple-access (OFDMA) cellular networks
US7231197B1 (en) * 2000-10-27 2007-06-12 Fisher Daniel E Angle rate interferometer and passive ranger
US6947748B2 (en) 2000-12-15 2005-09-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
JP4031707B2 (ja) * 2000-12-15 2008-01-09 アダプティックス インコーポレイテッド グループベースのサブキャリア割当による多重キャリア通信
JP3857528B2 (ja) * 2001-01-12 2006-12-13 富士通株式会社 同期検出装置
US7164669B2 (en) * 2001-01-19 2007-01-16 Adaptix, Inc. Multi-carrier communication with time division multiplexing and carrier-selective loading
FR2820259B1 (fr) * 2001-01-30 2003-05-02 Sagem Procede de mise en service d'une liaison de transmission de donnees reliant deux modems et modem correspondant
US6940827B2 (en) 2001-03-09 2005-09-06 Adaptix, Inc. Communication system using OFDM for one direction and DSSS for another direction
US7184497B2 (en) * 2001-05-04 2007-02-27 Lucent Technologies Inc. Method of estimating a signal-to-interference+noise ratio (SINR)
US6751444B1 (en) 2001-07-02 2004-06-15 Broadstorm Telecommunications, Inc. Method and apparatus for adaptive carrier allocation and power control in multi-carrier communication systems
WO2003017510A1 (en) * 2001-08-16 2003-02-27 Linkair Communications, Inc. Sinr estimation method and apparatus therefore
DE10220892A1 (de) * 2002-05-10 2003-12-18 Fraunhofer Ges Forschung Sendevorrichtung und Empfangsvorrichtung
CA2513318A1 (en) * 2003-01-29 2004-08-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Uplink sinr estimation
KR100571862B1 (ko) * 2003-02-17 2006-04-17 삼성전자주식회사 다중 안테나를 포함하는 이동통신 시스템 및 그 방법
US8023950B2 (en) 2003-02-18 2011-09-20 Qualcomm Incorporated Systems and methods for using selectable frame durations in a wireless communication system
US7660282B2 (en) 2003-02-18 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Congestion control in a wireless data network
US7155236B2 (en) 2003-02-18 2006-12-26 Qualcomm Incorporated Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement
US20040160922A1 (en) 2003-02-18 2004-08-19 Sanjiv Nanda Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system
US8150407B2 (en) 2003-02-18 2012-04-03 Qualcomm Incorporated System and method for scheduling transmissions in a wireless communication system
US8081598B2 (en) 2003-02-18 2011-12-20 Qualcomm Incorporated Outer-loop power control for wireless communication systems
US8391249B2 (en) 2003-02-18 2013-03-05 Qualcomm Incorporated Code division multiplexing commands on a code division multiplexed channel
US7215930B2 (en) 2003-03-06 2007-05-08 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication
US8705588B2 (en) 2003-03-06 2014-04-22 Qualcomm Incorporated Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications
US7822140B2 (en) * 2003-03-17 2010-10-26 Broadcom Corporation Multi-antenna communication systems utilizing RF-based and baseband signal weighting and combining
US8185075B2 (en) 2003-03-17 2012-05-22 Broadcom Corporation System and method for channel bonding in multiple antenna communication systems
US7391832B2 (en) * 2003-03-17 2008-06-24 Broadcom Corporation System and method for channel bonding in multiple antenna communication systems
US7983355B2 (en) 2003-07-09 2011-07-19 Broadcom Corporation System and method for RF signal combining and adaptive bit loading for data rate maximization in multi-antenna communication systems
CN1759617B (zh) * 2003-05-01 2012-03-21 美国博通公司 利用基于射频和基带传输信号加权与合并的多天线通信系统权重生成方法
US8477592B2 (en) 2003-05-14 2013-07-02 Qualcomm Incorporated Interference and noise estimation in an OFDM system
US7012912B2 (en) * 2003-05-14 2006-03-14 Qualcomm Incorporated Power control and scheduling in an OFDM system
US8391322B2 (en) * 2003-07-09 2013-03-05 Broadcom Corporation Method and system for single weight (SW) antenna system for spatial multiplexing (SM) MIMO system for WCDMA/HSDPA
US8489949B2 (en) 2003-08-05 2013-07-16 Qualcomm Incorporated Combining grant, acknowledgement, and rate control commands
US7453949B2 (en) * 2003-12-09 2008-11-18 Agere Systems Inc. MIMO receivers having one or more additional receive paths
EP1583277A1 (en) * 2004-03-31 2005-10-05 Infineon Technologies AG MIMO-OFDM backward-compatible transmission system
CN1677969B (zh) * 2004-03-31 2010-10-13 因芬尼昂技术股份公司 反向兼容传输的改良操作
US8958493B2 (en) * 2004-03-31 2015-02-17 Infineon Technologies Ag Operation for backward-compatible transmission
KR100867973B1 (ko) 2004-08-02 2008-11-10 노키아 코포레이션 다중 안테나 수신기에서 신호 대 간섭 더하기 잡음 비(ｓｉｎｒ)를 추정하는 방법, 장치 및 컴퓨터 판독 가능 기록매체
US7532664B2 (en) * 2004-08-02 2009-05-12 Nokia Corporation Method and apparatus to estimate signal to interference plus noise ratio (SINR) in a multiple antenna receiver
US7573851B2 (en) 2004-12-07 2009-08-11 Adaptix, Inc. Method and system for switching antenna and channel assignments in broadband wireless networks
EP2259448A3 (en) * 2005-01-05 2013-11-13 ATC Technologies, LLC Adaptive beam forming with multi-user detection and interference reduction in satellite communication systems and methods
EP1684440B1 (en) * 2005-01-21 2008-09-17 STMicroelectronics N.V. Method and appartus for decoding an incident UWB signal with inter symbol interferences.
US7711033B2 (en) * 2005-04-14 2010-05-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) SIR prediction method and apparatus
CN100355229C (zh) * 2005-06-27 2007-12-12 凯明信息科技股份有限公司 高速下行分组接入中基于信干噪比预测的链路自适应方法
CN101127540B (zh) * 2006-08-15 2011-03-16 大唐移动通信设备有限公司 一种功率控制方法及装置
JP4769698B2 (ja) * 2006-11-30 2011-09-07 富士通株式会社 干渉電力推定装置及び干渉電力推定方法
CN101202725A (zh) * 2006-12-11 2008-06-18 昂达博思公司 在tdd无线ofdm通信系统中的自动频率偏移补偿
US8379762B2 (en) * 2007-07-19 2013-02-19 Cisco Technology, Inc. Physical carrier to interference-plus-noise ratio techniques for wideband wireless communication networks
US8385483B2 (en) 2008-11-11 2013-02-26 Isco International, Llc Self-adaptive digital RF bandpass and bandstop filter architecture
EP2320593A1 (en) * 2009-11-09 2011-05-11 ST-Ericsson SA Method to estimate a signal to interference plus noise ratio based on selection of the samples and corresponding processing system
CN102025460B (zh) * 2010-12-06 2013-06-12 北京邮电大学 多输入输出通信系统的传输模式切换的方法和装置
US9319916B2 (en) 2013-03-15 2016-04-19 Isco International, Llc Method and appartus for signal interference processing
DE102014103853B4 (de) 2014-03-20 2016-02-18 Intel IP Corporation Verfahren und Vorrichtung zur Störsignalquellen-Zeitablaufsteuerungsdetektion und zum Schätzen von Rausch- und Störparametern
US9794888B2 (en) 2014-05-05 2017-10-17 Isco International, Llc Method and apparatus for increasing performance of a communication link of a communication node
FI3651386T3 (fi) 2015-05-04 2023-11-15 Isco Int Llc Menetelmä ja laitteisto viestintäpolkujen suorituskyvyn lisäämiseksi viestintäsolmuille
KR102205792B1 (ko) 2016-03-31 2021-01-22 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베. 원격 측정 애플리케이션들에 대한 간섭에 강한 패킷 검출을 위한 최적화된 프리앰블 및 방법
CA3024175C (en) 2016-06-01 2024-06-11 Isco International, Llc Method and apparatus for performing signal conditioning to mitigate interference detected in a communication system
US10298279B2 (en) 2017-04-05 2019-05-21 Isco International, Llc Method and apparatus for increasing performance of communication paths for communication nodes
US10284313B2 (en) 2017-08-09 2019-05-07 Isco International, Llc Method and apparatus for monitoring, detecting, testing, diagnosing and/or mitigating interference in a communication system
US10812121B2 (en) 2017-08-09 2020-10-20 Isco International, Llc Method and apparatus for detecting and analyzing passive intermodulation interference in a communication system

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0748665B2 (ja) * 1992-12-14 1995-05-24 日本電気株式会社 サイドローブキャンセラ
EP0671083B1 (en) * 1993-09-24 1997-01-08 Nokia Telecommunications Oy Method and apparatus for controlling signal quality in a cdma cellular telecommunications system
JP2541503B2 (ja) * 1994-04-28 1996-10-09 日本電気株式会社 干渉波除去装置
US5680419A (en) * 1994-08-02 1997-10-21 Ericsson Inc. Method of and apparatus for interference rejection combining in multi-antenna digital cellular communications systems
FI100017B (fi) * 1995-08-29 1997-08-15 Nokia Telecommunications Oy Yhteyden laadun estimointimenetelmä ja vastaanotin
US5787131A (en) * 1995-12-22 1998-07-28 Ericsson Inc. Method and apparatus for mitigation of self interference using array processing
CA2180924C (en) * 1996-07-10 2003-04-08 Adnan Abu-Dayya Diversity path co-channel interference reduction
US5819168A (en) * 1997-05-01 1998-10-06 At&T Corp Adaptive communication system and method using unequal weighting of interface and noise

Also Published As

Publication number Publication date
US5991273A (en) 1999-11-23
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CA2228568A1 (en) 1998-11-01
DE69737698T2 (de) 2008-01-10
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CA2228568C (en) 2002-12-31

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