CN1256828A - 通信系统中确定信号对干扰加噪声功率比的方法和系统 - Google Patents

Abstract

分集路径信号以各加权组合以减少同信道干扰,在包括组成基准信号的已知符号的时隙中每个分集路径信号包括时分复用符号。从相关矩阵和基准信号相关矢量中,将同步符号开始的滑动窗口和/或CDVCC(编码的数字认证彩色码)符号用作已知符号来确定加权。来自相关矩阵和基准信号相关矢量的元素为每个窗口位置确定SINR(信号对干扰加噪声功率比)。通过多个时隙,并为了分集路径能在短时间内提供精确的SINR确定,在整个时隙平均确定的SINR。SINR提供在蜂窝通信系统诸如越区切换、自适应信道分配、动态功率控制、和网孔分层的过程有用的可靠信号质量参数。

Description

通信系统中确定信号对干扰加噪声功率比的方法和系统

本发明涉及确定通信系统的信号对干扰加噪声功率比(SINR)。本发明尤其可用于包括GSM(全球移动通信系统)的TDMA(时分多址)蜂窝无线通信系统。

在通信系统中，诸如使用TDMA的蜂窝无线系统用于从终端到基站的所谓反向或上行信道上的通信，已知接收信号的SINR可以用作诸如越区切换、自适应信道分配、动态功率控制、和网孔分层的各种过程的信号质量参数。

信道特性随时间变化并且接收信号易于衰落，有必要在信道的多个时隙进行平均以便得到SINR的足够精确的确定(测量或估计)。有必要使时隙的数目的平均依赖于确定SINR的方式，但无论如何随着较慢的信道变化，进而随着移动终端较慢的移动速度而增加。为了实际使用，典型的SINR估计精确到平均SINR的1dB内可能需要多达2秒，这期间可能有信道的100个时隙。

考虑到这些因素，实时地实际确定SINR用作信号质量参数还没有确定。结果，上述过程通常将接收信号强度指示符(RSSI)用作信号质量参数来代替SINR，但这是不希望的，因为RSSI不能可靠表示信号质量。例如，当实际的信号质量和SINR都小时，RSSI可能由于同信道干扰而很大。

因此，本发明的目的是提供确定SINR的改进方法和装置。

下面在由北方电讯有限公司于1996年12月18日提交的，名称为“分集路径同信道干扰降低”的国际专利申请PCT/CA96/00849中描述的空间分集接收机内容中描述本发明。在这种接收机中，至少提供两个空间天线以便产生各个接收信号，并提供这些信号的加权组合作为解调的最佳接收信号。确定并自适应改变组合信号的合适的加权以便容纳变化的干扰状况和信号衰减。从用于确定加权的计算单元产生的相关矩阵和基准信号相关矢量中确定的SINR。

因此根据本发明的一个方面，在通信系统中，分集路径信号组合各个加权以便产生解调的组合信号，在包括组成基准信号的已知符号的时隙中每个分集路径信号包括时分复用符号，提供一种方法包括步骤：确定分集路径信号的相关矩阵和基准信号相关矢量；和从相关矩阵和基准信号相关矢量中确定SINR(信号对干扰加噪声功率比)。

从相关矩阵和基准信号相关矢量中方便地确定组合分集路径信号以产生组合信号的加权。可以为时隙中多组已知符号的每一组执行确定相关矩阵和基准信号相关矢量和确定SINR的步骤，该方法还包括为时隙中的多组已知符号平均确定的SINR的步骤。最好为每条分集路径确定SINR，该方法还包括为分集路径平均确定的SINR的步骤。该方法最好还包括为多个时隙平均确定的SINR的步骤。

本发明的另一个方面提供一种通信系统中确定SINR(信号对干扰加噪声功率比)的方法，其中分集路径信号组合各个加权，在时隙中每个分集路径信号包括时分复用符号，包括步骤：确定分集路径信号的相关矩阵；确定基准信号相关矢量用作时隙中已知的基准信号和/或确定的符号；从相关矩阵和基准信号相关矢量的元素中为每条分集路径确定SINR；和为分集路径平均确定的SINR。

希望，在下面讨论的IS-54系统中，基准信号包括同步符号和/或CDVCC(编码的数字认证彩色码)符号。

本发明还提供一种通过至少两条分集路径接收信号的接收机，在包括组成基准信号的已知符号的时隙中每个分集路径信号包括时分复用符号，接收机包括：存储分集路径信号的缓存器；根据分集路径信号的相关矩阵和基准信号相关矢量，确定用于组合缓存器分集路径信号的符号的加权的加权计算单元；安排根据加权计算单元确定的各个加权组合缓存器分集路径信号的符号以产生组合信号的信号组合器；和响应于相关矩阵和基准信号相关矢量的元素用于确定至少一个分集路径信号的SINR的SINR(信号对干扰加噪声功率比)估计器。

参照附图从下面的描述将进一步理解本发明，其中：

图1示意地说明本发明采用的TDMA蜂窝无线通信接收机部分的方框图；

图2说明一种已知形式的TDMA时隙。

图3是关于解释图1接收机的CCIC(同信道干扰消除器)操作的图；

图4示意地说明CCIC的一种形式；和

和图3在同一页的图5示意地说明图1接收机的SINR估计器。

参照图1，在这种情况下，方框图说明具有两条分集路径的蜂窝无线通信接收机部分，每条分集路径包括各自的天线10、RF(射频)前端单元12、和分别提供两个数字分集路径抽样信号x₁(t)和x₂(t)的其中一个的数字单元14。本领域技术人员都知道，每个数字单元14例如包括抽样器和模数转换器、数字接收滤波器、和时钟恢复和帧同步功能，并且还可以由一个或多个数字信号处理器(DSP)积分电路组成接收机的后续功能。两个天线10物理空间分开以便提供两条分集路径。可以提供两个以上的分集路径，并可以用类似的方式组合它们的信号，但为了清楚和简洁，在本说明书的大部分假设只有图1所示的两条分集路径。

如图1的虚线框所表示的，在同信道干扰(CCI)减少器或消除器(CCIC)16中加权并组合复数信号x₁(t)和x₂(t)，以便产生提供给解调器18的产生信号输出的最佳接收信号r(t)。如下面所进一步描述的，解调器18还将反馈信号提供给CCIC 16以便自适应改变分集路径信号x₁(t)和x₂(t)的加权。

CCIC16包括乘法器20和22、求和单元24、和加权计算单元26。单元26上加有信号x₁(t)和x₂(t)、来自解调器18的反馈信号、和基准信号REF，并用来产生下面所述的加权w₁ ^*和w₂ ^*，上标^*表示共轭。乘法器22和24上分别加有信号x₁(t)和x₂(t)和分别提供有加权w₁ ^*和w₂ ^*；这些信号的乘积提供给求和单元24，并由求和单元24相加以产生信号r(t)。

接收机还包括SINR估计器28，估计器28提供有如下面所述的由加权计算单元26产生的矩阵R_XX和R_Xd矢量。估计器28产生下面详细描述的SINR的估计值SINR_est。

在下面的描述中，假设图1的接收机可工作在与EIA/TIA文件IS-54-B：蜂窝系统双重模式移动站—基站兼容标准(Rev.B)兼容的TDMA蜂窝无线系统中，这里简单地称作IS-54系统。如图2所示，IS-54系统的每个时隙提供156个符号的通信，按顺序包括8个数据符号(时隙的符号1到8)、形成同步字SYNC的14个符号(9到22)、另外61个数据符号(23到83)、慢关联信道SACCH的6个符号(84到89)、编码的数字认证彩色码CDVCC的6个符号(90到95)、和另外61个数据符号(96到156)。SYNC和CDVCC符号表示接收机已知的信息并组成上面所指的基准信号REF。

IS-54系统使用π/4相移DQPSK(四相差分移相键控)调制，其中发射信号的复数基带表达式S(t)由： $S\left(t\right)=\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i{h}_T(t-\mathrm{iT})---\left(1\right)$

给出，其中t是时间、s_i是符号间隔i期间发送的复数符号、h_T(t)是发送滤波器的脉冲响应、而T是符号间隔。根据 微分编码符号s_i，其中a_i和b_i每个为±1并表示符号i的信息比特，并且s_i以相同的概率具有exp(jπk/4)，k＝0，...7的任何一个值。

假设衰落不依赖于频率(可以用均衡补偿依赖于频率的衰落)，则可以由U(t)＝A(t)exp(jγ(t))形式的复数乘法衰落因数表示传输信道，其中A(t)和y(t)分别是衰落因数的随机幅度和随机相位。

在通过传输信道之后，由数字单元14的接收滤波器滤波由每个分集天线10接收的信号，发射和接收滤波器的串联具有升余弦频谱特性。假设为了简化存在完美的抽样相位信息，则分集路径为n和符号间隔为k并因此在时间t＝kT，在接收滤波器的输出信号，进而在数字单元14输出的信号由： $x_n\left(\mathrm{kT}\right)=g_n\left(\mathrm{kT}\right)S_d\left(\mathrm{kT}\right)+\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{n,j}\left(\mathrm{kT}\right)S_j\left(\mathrm{kT}\right)+{\mathrm{\ξ}}_n\left(\mathrm{kT}\right)---\left(2\right)$

给出，在分集路径n，其中g_n(kT)和u_n，j(kT)分别是影响希望的信号S_d(kT)和L个同信道干扰信号的第j个信号S_j(kT)的衰落因数，并且ζ_n(kT)是滤波后的均值为零方差为σ_η ²的复数高斯噪声。

在两条分集路径的情况下，CCIC 16的输出由： $r\left(\mathrm{kT}\right)=w_1^{*}\left(\mathrm{kT}\right)x_1\left(\mathrm{kT}\right)+w_2^{*}\left(\mathrm{kT}\right)x_2\left(\mathrm{kT}\right)---\left(3\right)$

给出。使两条分集路径的n＝1和n＝2代入等式(2)并替代等式(3)中的x₁(kT)和x₂(kT)给出： $r\left(\mathrm{kT}\right)=(w_1^{*}\left(\mathrm{kT}\right)g_1\left(\mathrm{kT}\right)+w_2^{*}\left(\mathrm{kT}\right)g_2\left(\mathrm{kT}\right){)s}_k+$ $\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(w_1^{*}\left(\mathrm{kT}\right)u_{1,j}\left(\mathrm{kT}\right)+w_2^{*}\left(\mathrm{kT}\right)u_{2,j}\left(\mathrm{kT}\right))S_j\left(\mathrm{kT}\right)+(w_1^{*}\left(\mathrm{kT}\right){\mathrm{\ξ}}_1\left(\mathrm{kT}\right)+w_2^{*}\left(\mathrm{kT}\right){\mathrm{\ξ}}_2\left(\mathrm{kT}\right))---\left(4\right)$

用等式(4)，可以在时间t＝kT，在CCIC 16的输出得到信号对干扰加噪声功率比(SINR)的下面的等式：                      (5)

其中P_N是在CCIC 16的输出的噪声功率并由： $P_N=|w_1^{*}\left(\mathrm{kT}\right){\mathrm{\ξ}}_1\left(\mathrm{kT}\right)+w_2^{*}\left(\mathrm{kT}\right){\mathrm{\ξ}}_2\left(\mathrm{kT}\right){|}^2---\left(6\right)$

给出。

为了在CCIC 16的输出最佳地减少同信道干扰，有必要在解调器18的输出最小化均方误差(MSE)，或等同于在CCIC 16的输出最大化SINR。如果矢量X(t)表示分集路径信号x₁(t)和x₂(t)，即，如果：

X(t)＝[x₁(t)x₂(t)]^T                                    (7)

其中上标T表示转置，则可以看出在解调器的输出最小化MSE(或在CCIC 16的输出最大化SINR)的加权的设置由： $W\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}{w}_1\left(t\right)\\ w_2\left(t\right)\end{array}\right]=R_{\mathrm{xx}}^{-1}\left(t\right)r_{\mathrm{xd}}\left(t\right)---\left(8\right)$

给出，其中R_xx表示接收信号的相关矩阵而r_xd表示基准信号相关矢量，由

        R_xx(t)＝E[X(t)X^*T(t)]                          (9)

        r_xd(t)＝E[X(t)d^*(t)]                           (10)

其中E[.]表示期望值、X^*T(t)表示X(t)的复数共轭的转置、和d(t)表示与希望的信号有关的基准信号。如上所示，由SYNC和CDVCC信号组成基准信号。这暗示必须先建立帧同步，但这对于信号的各种分集结合都是必要的。

如下所述，用有限大小窗口中的多个符号近似相关矩阵R_xx和相关矢量r_xd，由此确定一组最佳的加权W(t)；这称作加权捕获。如果希望和干扰信号的衰落相对时隙的持续时间非常慢，则可以在整个时隙使用这种加权。实际上通常这种情况不会发生。结果，在加权捕获过程后使用加权跟踪过程以便在整个时隙保持一组最佳的加权；这包括在希望信号的时隙逐渐移动窗口。

下面参照图3描述加权捕获和加权跟踪过程，它说明希望信号时隙的第一部分和，它下面，表示一系列步骤F1、F2等的说明。

参照图3，在第一步骤F1，由在时隙9到22字符的已知同步字SYNC的后WL≤14个符号定义窗口长度为WL的符号。希望较大的WL值用于由等式(9)和(10)所需的较好的统计平均，而希望较小的WL值以避免窗口内的信道时间波动；后者可以是快衰落情况的主导因素。相应的，窗口大小在这些因素之间折衷。，通过例子，图3的说明相应于WL＝10的情况，但可以看出对于其它的窗口大小可以应用相同的原理。

接着使用窗口中的WL符号样值近似相关矩阵R_xx和基准信号相关矢量r_xd。换句话说，由： $R_{\mathrm{xx}}=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{WL}}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)X^{*T}\left(k\right)---\left(11\right)$

近似相关矩阵并由： $r_{\mathrm{xd}}=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{WL}}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)d^{*}\left(k\right)---\left(12\right)$

近似基准信号相关矢量。

接着根据等式(8)从相关矩阵R_xx和基准信号相关矢量r_xd中确定这组最佳的加权W。在这里描述的两条分集路径并因此两个加权w₁和w₂的情况下，最好用直接逆矩阵确定加权w₁和w₂，因为相关矩阵R_xx是DMI包括非常少计算的2×2矩阵。DMI还具有比诸如加权最小均方(LMS)误差估计的其它已知技术更好的收敛性的优点。但是，对于更多的分集路径，例如4个或更多的分集路径，LMS包括少于DMI的计算，并可能优于DMI。

因此图3的步骤F1包括将已知的同步字SYNC用作基准符号，从窗口的WL接收符号样值确定相关矩阵R_xx和基准信号相关矢量r_xd，以及一组初始的加权。

在图3的第二个步骤F2中，这组加权用在CCIC 16以便为紧随同步字SYNC之后的P个数据符号的每一个组合分集路径信号样值x₁(t)和x₂(t)。通常P可以是任何整数，但它最好在1≤P＜WL的范围内以使如下面所进一步描述的在窗口的连续位置存在重叠。如图3所示，希望选择P大约等于窗口大小的一半，例如，P＝WL/2。由解调器18解调所产生的组合符号r(t)。图3用阴影(斜线)表示这些组合和解调接收样值的步骤。还是如图3的阴影所说明的，在步骤F2中，还用步骤F1确定的同一组初始加权组合和解调同步字SYNC之前的8个数据符号的每一个。

在图3的第三个步骤F3中，窗口向前(图3中向右)移动P个符号，将移动窗口中的符号用作基准，以和步骤F1相同的方式确定新的相关矩阵R_xx和基准信号相关矢量r_xd，以及一组新的加权。现在知道这些符号，因为它们或者是同步字SYNC的一部分或者它们由作为步骤F2解调的结果，提供从解调器18到CCIC16的加权计算单元26的反馈信号。可以看出1≤P＜WL最好的情况是步骤F3的移动窗口位置与步骤F1的窗口的原先位置重叠。如图3所示P大约等于窗口大小的一半，存在大约50％的重叠，考虑到精确的加权跟踪和最小化计算的抵触需求，这可以是最佳选择。

在图3的第四个步骤F4中，同样如阴影所示，将新的一组加权用到CCIC 16以便为紧随窗口之后的P个数据符号的每一个组合分集路径信号样值x₁(t)和x₂(t)，并由解调器18解调产生的组合符号r(t)。

随后这些步骤F3和F4依次重复，窗口逐步向前移动通过时隙，直到已经解调时隙中的所有符号。关于CDVCC符号的差别在于这是接收机已知的信息并且相应的该已知信息用于组成这些符号的基准而不是由解调器18反馈回到CCIC 16。

相应的，可以或者单独使用或者最好如上所述与已知的SYNC符号一起使用已知的CDVCC符号，以便为时隙的剩余部分组合分集路径信号确定最佳的加权。因此以上述同样的方式将CDVCC符号用作基准信号的一组初始加权，可以将上面参照图3所述的过程用沿正向用到时隙中的最后61个数据字符。以类似的方式，如上面提到的国际专利申请所全面描述的，为了时隙中SYNC和CDVCC符号之间的信息，窗口可以从CDVCC符号逐渐向后移动。为了时隙的前8个数据符号，可以从SYNC符号应用同样的后向过程。

在两条分集的情况下，图4说明实现图3过程的CCIC 16和解调器18功能结构。正如已经提到的，这些功能可以作为DSP积分电路的功能来实现。

图4的电路结构包括缓存器30，用于存储分集路径信号x₁(t)一个时隙的符号隔开的清楚的复数信号样值x₁(1)到x₁(156)，和类似的缓存器32，用于存储另一个分集路径信号x₂(t)的相应样值x₂(1)到x₂(156)。它还包括加权计算器34，计算器34提供有来自每个缓存器30和32的WL移动窗口样值、已知的SYNC和CDVCC符号信息和来自路径36的解调信号。对于每个符号k，加权计算器34产生最佳加权w₁ ^*和w₂ ^*，分集路径符号x₁(k)和x₂(k)分别在复数信号乘法器38和40分别乘以加权w₁ ^*和w₂ ^*，在复数信号加法器42求和这些乘积以便产生作为结果的信号r(k)。用一个符号(T)延时44、复数共轭46、和复数信号乘法器48微分解调信号r(k)以便产生复数信号，这里称作软判决y(k)。在虚线方框50中表示了这些结构的功能。如上所述在确定最佳加权时，加权计算器34根据等式(11)和(12)，相应于等式(9)和(10)为移动窗口的每个位置产生相关矩阵R_xx和基准信号相关矢量r_xd。

功能52提供有软判决y(k)并根据下表将它的相位角映射为量化角，量化角提供给判决单元54，判决单元54也如表所示产生编码的输出两位a和b。另外，量化角提供给确定与量化角有关的复数符号的指数函数单元56，该复数符号提供到路径36作为从解调器到加权计算器34的反馈信号。

y(k)的角	量化角	a	b
				0≤θ≤π/2	π/4	0	0
π/2＜θ≤π	3π/4	0	1
				π≤θ≤3π/2	-3π/4	1	1
3π/2＜θ≤2π	-π/4	1	0

如果对于希望的信号第一和第二分集路径的信道增益分别为g₁和g₂并且u_1，j和u_2，j是L个同信道干扰信号的其中一个干扰信号j，则假设平均周期内该增益是恒定的并相互之间不相关，则等式(9)的相关矩阵R_xx可以表示为： $R_{\mathrm{xx}}\left(t\right)=E\left[X\left(t\right)X^{*T}\left(t\right)\right]=\left[\begin{array}{cc}R\left(\mathrm{1,1}\right)& R\left(\mathrm{1,2}\right)\\ R\left(\mathrm{2,1}\right)& R\left(\mathrm{2,2}\right)\end{array}\right]---\left(13\right)$

其中R(1，1)、R(1，2)、R(2，1)、和R(2，2)是相关矩阵R_xx的元素，并由： $R\left(\mathrm{1,1}\right)=E\left[\right|x_1\left(t\right){|}^2]=|g_1{|}^2+{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^L|u_{1,j}{|}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ξ}}^2---\left(14\right)$ $R\left(\mathrm{1,2}\right)=E\left[x_1\left(t\right)x_2^{*}\left(t\right)\right]=g_1{g}_2^{*}+{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^L{u}_{1,j}{u}_{2,j}^{*}---\left(15\right)$ $R\left(\mathrm{2,1}\right)=E\left[x_2\left(t\right)x_1^{*}\left(t\right)\right]=g_1^{*}{g}_2+{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^L{u}_{1,j}^{*}{u}_{2,j}---\left(16\right)$ $R\left(\mathrm{2,2}\right)=E\left[\right|x_2\left(t\right){|}^2]=|g_2{|}^2+{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^L|u_{2,j}{|}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ξ}}^2---\left(17\right)$

给出，并且是σ_η ²噪声方差。在每个等式14和17的右手端，第一项相应于希望的信号而第二项相应于干扰信号。同样，等式(10)的基准信号相关矢量可以表示为： $r_{\mathrm{xd}}\left(t\right)=E\left[X\left(t\right)d^{*}\left(t\right)\right]=\left[\begin{array}{c}{g}_1\\ g_2\end{array}\right]---\left(18\right)$

结果，对于每条分集路径，希望的信号的信道增益由基准信号相关矢量表示为r_xd(1)和r_xd(2)的各个元素表示。由两个天线接收的希望信号的功率表示为S₁和S₂，则：

S₁＝|r_xd(1)|²＝|g₁|²                               (19)

S₂＝|r_xd(2)|²＝|g₂|²                               (20)

由两个天线接收的干扰加噪声的功率表示为I₁和I₂，则从等式14、19和17、20，它可以表示为： $I_1={\mathrm{\Σ}}_{j=1}^L|u_{1,j}{|}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ξ}}^2=R\left(\mathrm{1,1}\right)-|g_1{|}^2=R\left(\mathrm{1,1}\right)-|r_{\mathrm{xd}}\left(1\right){|}^2---\left(21\right)$ $I_2={\mathrm{\Σ}}_{j=1}^L{\left|u_{2,j}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ξ}}^2=R\left(\mathrm{2,2}\right)-{\left|g_2\right|}^2=R\left(\mathrm{2,2}\right)-{\left|r_{\mathrm{xd}}\left(2\right)\right|}^2----\left(22\right)$

从等式(19)到(22)可以看出由相关矩阵R_xx和基准信号相关矢量r_xd的元素表示希望信号的功率和干扰加噪声的功率，如上所述，由加权计算器34为移动窗口的每个位置产生这些元素。因此可以从这些元素确定这些功率的比，例如SINR。

正如本发明的背景技术所解释的，必须平均SINR以便减少信道波动和信号衰落的影响。下面描述的本发明实施例具有该平均的三个方面。第一，对于不同的窗口位置平均用于信号和干扰加噪声功率，对于每个窗口位置，在每个时隙产生相关矩阵R_xx和基准信号相关矢量r_xd的元素。第二，平均用于从相同终端接收的多个连续的时隙。第三，根据在消除信道波动和信号衰落的影响之后，两条分集路径的阴影影响高度相关结果对于不同分集路径接收的功率是类似的，执行确定两个(或多个)分集路径的平均。但是，或者平均的这些方面可以选择使用。

可以理解可以以各种已知方式使用平均，例如指数的、加权的或未加权的平均，并且这些中的任何一个都可以用于提供希望的结果。这里假设对每个时隙的R_xx和r_xd的M次确定、N个时隙、和两条分集路径，使用的是简单的、未加权的平均。数目M依赖于窗口大小WL和如上所述连续窗口位置重叠的程度。例如，对于如上所述P＝WL/2的WL＝10的窗口大小M可以是27，或WL＝14的窗口大小M可以是20。数目N确定产生SINR的延时；例如相应于2秒的周期N可以是100。由上标kj表示第j个时隙的第k个加权计算的R_xx和r_xd的元素，其中1≤j≤N和1≤k≤M，则从等式(19)和(20)，希望的信号的平均功率S_a由： $S_a=\frac{1}{2\mathrm{NM}}{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^L{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^M({|r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(1\right){|}^2+|{r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(2\right){|}^2)---\left(23\right)$

给出，并且从等式(21)和(22)，干扰加噪声的平均功率I_a由： $I_a=\frac{1}{2\mathrm{NM}}{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^N{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^M({R_{\mathrm{xx}}}^{\mathrm{kj}}\left(\mathrm{1,1}\right)+{R_{\mathrm{xx}}}^{\mathrm{kj}}\left(\mathrm{2,2}\right)-\left(\right|{r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(1\right){|}^2+\left|{r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(2\right){|}^2\right))---\left(24\right)$ $=\frac{1}{2\mathrm{NM}}{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^N{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^M({R_{\mathrm{xx}}}^{\mathrm{kj}}\left(\mathrm{1,1}\right)+{R_{\mathrm{xx}}}^{\mathrm{kj}}\left(\mathrm{2,2}\right))-S_a$

给出。结果，确定的SINR由下面的等式(25)给出： ${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{est}}=\frac{S_a}{I_a}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^N{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^M\left(\right|{r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(1\right){|}^2+\left|{r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(2\right){|}^2\right)}{{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^N{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^M({R_{\mathrm{xx}}}^{\mathrm{kj}}\left(\mathrm{1,1}\right)+{R_{\mathrm{xx}}}^{\mathrm{kj}}\left(\mathrm{2,2}\right)-\left(\right|{r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(1\right){|}^2+\left|{r_{\mathrm{xd}}}^{\mathrm{kj}}\left(2\right){|}^2\right))}$

图5说明根据上面的描述产生信号SINR_est的SINR估计器28的一种形式。对于加权计算器34对每个加权的确定，由加权计算器34向图5的布置提供矢量r_xd的复数信号元素r_xd(1)和r_xd(2)和矩阵R_xx的实数信号元素R_xx(1，1)和R_xx(2，2)。由平方器60平方复数信号元素r_xd(1)和r_xd(2)以产生将在加法器62求和的实数信号，加法器62的输出的每个k和j的值组成等式(23)括号中的和。实数信号元素R_xx(1，1)和R_xx(2，2)在加法器64中求和并减去加法器62的和，加法器64的输出的每个k和j的值组成等式(24)第一行括号中表达式的内容。表示为加法器的单元66和68分别对于平均周期内的所有k和j值积分加法器62和64的NM个输出，并在除法器70中单元68的输出除以单元66的输出以便根据等式(25)产生信号SINR_est。

从上面的描述和图5的布置中可以理解，除了定义用于产生SINR估计的平均周期以外在平均过程中并没有涉及N和M的值。还可以理解这些值和执行平均所用的j和k的值可以以希望的任何形式改变。

通过计算机模拟可以发现，在大多数情况主要是由于干扰而不是噪声决定SINR，在大约1到2秒内产生信号SINR_est精确到平均SINR的大约0.5到1dB。对于已经提供CCIC布置的分集组合接收机，SINR的确定需要相对较少的附加计算，并且它可以很容易地提供在相同的数字信号处理器中。相应地，本发明可以方便地提供实用、实时、和相对精确的SINR的确定。

尽管上述的特定结构只涉及两条分集路径，但可以看出它可以很容易地扩展到更多数目的分集路径。

可以在权利要求所定义的本发明的范围内对所描述的实施例进行多种其它的改进、改变和自适应。

Claims (15)

1、在通信系统中，分集路径信号组合各个加权以便产生解调的组合信号，在包括组成基准信号的已知符号的时隙中每个分集路径信号包括时分复用符号，提供一种方法包括步骤：

确定分集路径信号的相关矩阵和基准信号相关矢量；和

从相关矩阵和基准信号相关矢量中确定信号对干扰加噪声功率比(SINR)。

2、如权利要求1所述的方法，其中从相关矩阵和基准信号相关矢量中确定组合分集路径信号以产生组合信号的加权。

3、如权利要求1或2所述的方法，其中为时隙中多组已知符号的每一组执行确定相关矩阵和基准信号相关矢量和确定SINR的步骤，该方法还包括为时隙中的多组已知符号平均确定的SINR的步骤。

4、如权利要求1到3的任何一个所述的方法，其中根据各个相关矩阵和基准信号相关矢量为时隙中窗口的多个位置产生组合了分集路径信号的各个加权，该方法还包括为时隙中的多个窗口位置确定和平均SINR的步骤。

5、如权利要求1到4的任何一个所述的方法，其中还包括为多个时隙平均确定的SINR的步骤。

6、如权利要求1到5的任何一个所述的方法，其中为每条分集路径确定SINR，该方法还包括为分集路径平均确定的SINR的步骤。

7、如权利要求1到6的任何一个所述的方法，其中对于至少一个分集路径，确定SINR的步骤包括通过平方基准信号相关矢量的元素确定信号功率、通过从表示信号、干扰、和噪声功率总和的基准信号相关矢量的元素中减去确定的信号功率确定干扰加噪声功率、和确定的信号功率除以确定的干扰加噪声功率以便确定SINR。

8、一种在通信系统中确定SINR(信号对干扰加噪声功率比)的方法，其中分集路径信号组合各个加权，在时隙中每个分集路径信号包括时分复用符号，包括步骤：

确定分集路径信号的相关矩阵；

确定基准信号相关矢量用作时隙中已知的基准信号和/或确定的符号；

从相关矩阵和基准信号相关矢量的元素中为每条分集路径确定SINR；和

为分集路径平均确定的SINR。

9、如权利要求8所述的方法，其中包括为多个时隙平均确定的SINR的步骤。

10、如权利要求8或9所述的方法，其中为时隙中窗口的多个位置确定相关矩阵和基准信号相关矢量，该方法还包括为时隙中的多个窗口位置确定和平均SINR的步骤。

11、如权利要求8到10的任何一个所述的方法，其中基准信号包括同步符号和/或CDVCC(编码的数字认证彩色码)符号。

12、一种通过至少两条分集路径接收信号的接收机，在包括组成基准信号的已知符号的时隙中每个分集路径信号包括时分复用符号，接收机包括：

存储分集路径信号的符号的缓存器；

根据分集路径信号的相关矩阵和基准信号相关矢量，确定用于组合缓存器分集路径信号的符号的加权的加权计算单元；

安排根据加权计算单元确定的各个加权组合缓存器分集路径信号的符号以产生组合信号的信号组合器；和

响应于相关矩阵和基准信号相关矢量的元素用于确定至少一个分集路径信号的SINR的SINR(信号对干扰加噪声功率比)估计器。

13、如权利要求12所述的接收机，其中安排SINR估计器为每条分集路径信号确定SINR并平均确定的SINR。

14、如权利要求12或13所述的接收机，其中安排SINR估计器为多个时隙平均确定的SINR。

15、如权利要求12到14的任何一个所述的接收机，其中由数字信号处理器的功能组成SINR估计器。

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