CN1736054A - 上行链路sinr估计 - Google Patents

Abstract

一种估计CDMA信道的上行链路SINR的装置。它包括用于使用信道的信道化码估计信号功率的单元(40)。选择器(28)搜索并选择与信道的信道化码正交的空闲信道化码。该空闲码进一步由用于估计干扰加噪声功率的单元(30)使用。然后，单元(42)使用这些估计形成SINR估计。

Description

上行链路SINR估计

技术领域

本发明涉及码分多址(CDMA)信道的信号干扰加噪声比(SINR)的估计。

背景技术

SINR是对各种无线网络算法的用在CDMA系统中的重要的链路性能指示器，例如内环功率控制。SINR估计是十分重要的，由于它不但在基站而且在移动站都间接影响功率管制。必需的是估计的SINR实际反映经历的无线电链路品质，而且，该估计是要尽可能地精确。

通过测量信号功率“S”以及干扰加噪声功率“IN”形成SINR估计。尽管测量“S”是十分直接的，但是，如何测量“IN”是完全不明显的。

一种先前公知的估计干扰加噪声(IN)的功率的方法是再生导频符号(解扩展之后)并且计算其与理想信号点的平均频偏。然而，由于每一时隙测量SINR，只有少数(2-8)导频符号可利用，这意味着可获得的IN测量的精度是十分有限的。由于相同的IN估计被用于任何信道的SINR估计，可意识到这些估计也将具有有限的精度。

在[1，2]中描述的另一种方法是，保留一个下行链路信道化码作为从不用于信息传送的“干扰加噪声测量码”。通过用保留的码解扩展接收的信号，该方法产生下行链路IN估计。然而，该方法有几个缺点。第一，由于它保留IN测量的码，它需要重新定义现有的标准。第二，为了避免信道化码的短缺，保留有高扩展因子(SF＝256)的码。这限制可获得的精度的提高，由于更高的扩展因子对应于更少的符号。

发明内容

本发明的目的是改进上行链路SINR估计的精度，特别是干扰加噪声估计，而不需要改变现有的标准。

依照所附的权利要求达到该目的。

简要地，本发明选择优选地具有可能最低的扩展因子的空闲(没有使用)的信道化码，并且使用该码估计干扰加噪声的功率。优点是，由于选择空闲码，没有必要改变现有的标准。使用空闲码(这样的码在上行链路总是可用)的另一个优点是，将不会由于SINR测量而存在码的短缺。此外，该方法使得搜索码树下至可能最低的扩展因子成为可能，因此，增加在IN测量中的符号的数量，其将导致IN估计的十分高的精度。

附图说明

通过参考与附图一起的下面的说明，可以最好地理解本发明及其进一步的目的与优点，其中：

图1是现有技术的SINR估计装置的概念上的框图；

图2是说明OVSF码树结构的图；

图3是说明当使用单个DPDCH时的空闲码的OVSF码树图；

图4是说明当使用2个DPDCH时的空闲码的OVSF码树图；

图5是说明当使用3-4个DPDCH时的空闲码的OVSF码树图；

图6是说明当使用5-6个DPDCH时的空闲码的OVSF码树图；

图7是根据本发明的SINR估计装置的示例性实施例的概念上的框图；

图8是根据本发明的SINR估计装置的另一个示例性实施例的概念上的框图；

图9是说明通过本发明可获得的性能改进的图；以及

图10是说明根据本发明的方法的示例性实施例的流程图。

具体实施方式

在下面的说明中，在全部附图的图中，相同的附图标记表示相同或相似的单元。

此外，假设只采用BPSK或QPSK调制，正交可变扩频因子(OVSF)码被用作信道化码，以及扰码是具有足够长周期的复序列。WCDMA和CDMA2000两者都可实现这些假设。

一般分别定义解扩展符号和解调原始比特的SINR为：

$\mathrm{SIN}{R}_{\mathrm{sym}}=\frac{S_{\mathrm{sym}}}{{\mathrm{IN}}_{\mathrm{sym}}}=\frac{{\left|\right|E\left(\mathrm{symbol}\right)\left|\right|}^2}{\mathrm{Var}\left(\mathrm{symbol}\right)}$

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{bit}}=\frac{S_{\mathrm{bit}}}{{\mathrm{IN}}_{\mathrm{bit}}}=\frac{{\left[E\left(\mathrm{bit}\right)\right]}^2}{\mathrm{Var}\left(\mathrm{bit}\right)}$

其中″E( )″表示期望(统计平均)。如果相位补偿是理想的，那么：

因为这种原因，该文件将主要讨论解调制原始比特的SINR，并且术语“SINR”一般将代表“SINR_bit”。

不同的不同的供应商可能有不同的估计SINR的方法。作为例子，图1说明带有通过利用关联的导频估计SINR的功能块的通用CDMA接收机。关联的导频是预先知道的符号/比特，其作为数据在相同的时间(在多径信道和干扰加噪声功率几乎都不变的意义上)和从相同的发射机传输。WCDMA和CDMA2000中的专用导频和通用导频两者都是这样的关联的导频的例子。

图1是现有技术的SINR估计装置的概念上的框图。向接收机滤波器10转发接收的信号样本。接收机滤波器10是多径信道匹配滤波器或是均衡器。通过复扰码的复共轭SC^*解扰滤波的信号。分别通过与各自信道化码CC_data和CC_pilot的乘以及在积分器12和14中的积分，解扰信号被解扩展成两个平行的信号流ru_data(n)和ru_pilot(n)。通过首先将ru_pilot(n)与相应的已知信号up_ilot(n)的复共轭相乘，导频信号分支被用于SINR估计，用于获得乘积信号ruu_pilot(n)，SINR测量基于乘积信号ruu_pilot(n)。然后，使用下面的方程式在块16、18和20中估计SINR：

在块20中计算

其中

$m_{\mathrm{pilot}}=\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}}\·\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{pilots}}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ru}{u}_{\mathrm{pilot}}\left(n\right)$ 在块16中计算

${\mathrm{std}}_{\mathrm{pilot}}=\sqrt{\frac{1}{N_{\mathrm{pilots}}-1}\·\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{pilots}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\mathrm{ruu}}_{\mathrm{pilot}}\left(n\right)-m_{\mathrm{pilot}}\left|\right|}^2}$ 在块18中计算

并且N_pilots是在估计(1符号＝1比特(对于BPSK)，2比特(对于QPSK))中使用的导频符号的数量。对关联的导频的这种SINR估计遵循上面的一般的SINR定义，但是，在信号功率估计中消除了偏离。

通常，通过简单地换算关联导频的估计的SINR，可估计数据信道的SINR：

${\widehat{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{data}}=\frac{{\mathrm{MF}}_{\mathrm{data}}}{{\mathrm{MF}}_{\mathrm{pilot}}}\·\frac{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{data}}}{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{data}}}\·\frac{p_{\mathrm{data}}}{p_{\mathrm{pilot}}}\·{\widehat{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{pilot}}$

其中

MF_data＝数据的调制因子(2＝BPSK，1＝QPSK)

MF_pilot＝关联的导频的调制因子(2＝BPSK，1＝QPSK)

SF_data＝数据的扩展因子

SF_pilot＝关联的导频的扩展因子

P_data＝数据的传输功率

P_pilot＝关联的导频的传输功率

在WCDMA和CDMA2000中，下行链路采用QPSK调制，上行链路采用BPSK调制。

对于上行链路专用的物理数据信道，所描述的方法是典型的，该上行链路专用的物理数据信道利用了在WCDMA和CDMA2000中用于SINR估计的上行链路专用的导频。如果使用这种估计方法，那么：

$\frac{{\widehat{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{data}}}{{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{data}}}=\frac{{\widehat{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{pilot}}}{{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{pilot}}}$

即，估计的数据SINR与估计的导频SINR有同样的精度。定义估计精度为：

“第三代合作计划”(3GPP)需要在有80ms平均化区间的区间-7dB＜10log₁₀(SINR_actual)＜7dB内，对X_dB＝3dB，精度≥90％。

在WCDMA中，每时隙(0.667ms)应该产生估计的SINR，并且输入给内环功率控制算法。如果我们假定在一个时隙期间，多径信道和干扰加噪声功率几乎没变，那么，解调的原始比特是Gaussian分布的，并且在整个时隙期间SINR是固定的。依据时隙格式，专用物理控制信道在下行链路的每时隙只有2-8个专用导频符号(1符号＝2比特)，而在上行链路有3-8个专用导频符号(1符号＝1比特)。估计精度依赖于在估计中使用的关联的导频的数量，导频越多估计精度越高。

提高估计精度的一个解决方案是，在不同的测量目标上测量有效干扰加噪声功率而不是信号功率的测量，以使可以利用更多的符号。根据本发明，在空闲码信道上，执行在上行链路的有效干扰加噪声功率的测量。空闲码是没有被占用为信道化码或用于产生信道化码的OVSF码。图2说明OVSF码树。信道化码被唯一地描述为C_ch，SF，k，其中SF是码的扩展因子，k是码数，0≤k≤SF-1。相应于SF扩展因子，码树中的各级限定长度SF的信道化码。在各信道化码字最左边的值对应在时间上首先传输的码片。OVSF码树的重要特征是，不管扩展因子SF，来自不同分支的信道化码是相互正交的。如下面将要描述的，本发明使用了该特征。

为了获得有效干扰加噪声功率的精确估计，空闲码的扩展因子(SF)优选地应该尽可能地低，以使在同样的时隙期间能使用尽可能多的符号。如果所有使用的码是来自OVSF树的同一半，空闲码的最低SF是2。更具体地说，如果所有的信道化码是得自OVSF码(1，1)，那么，OVSF码(1，-1)可被用作空闲码，或者，反之亦然。

这种建义的空闲码方案既不需要现有标准的任何改变，也不产生任何额外的信令负担。由于基站已经知道用户的信道化码以便从该用户解扩展不同的码信道，通过查寻OVSF码树可获得最好的空闲码。更具体地说，从3GPP规范[3]，可获得WCDMA的下面的结论：

1.如在图3和4中说明的(实际上整个较低的分支包括空闲码，但是，C_ch，2，1有最低的扩展因子(SF＝2)并因此是优选的)，当在上行链路上传输1或2个DPDCH时，信道化码C_ch，2，1(SF＝2)总是空闲的。

2.如在图5中说明的，当在上行链路上传输3或4个DPDCH时，信道化码C_ch，4，2(SF＝4)(且开始于那的分支)总是空闲的。

3.如在图6中说明的，当在上行链路上传输5或6个DPDCH时，信道化码C_ch，8，1(SF＝8)(且开始于那的分支)总是空闲的。

可以将空闲码信道看作有零传输功率的信道，且通过使用与[4]中相同的分析方法，它可被表示为：

$\mathrm{Var}\left({\mathrm{ruu}}_{\mathrm{desired}}\right)=\frac{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{idle}}}{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{desired}}}\·\mathrm{Var}\left({\mathrm{ru}}_{\mathrm{idle}}\right)=\frac{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{idle}}}{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{desired}}}\·E\left({\left|\right|{\mathrm{ru}}_{\mathrm{idle}}\left|\right|}^2\right)$

因此，通过适当的再换算，在空闲信道上可替代执行预期信道的方差估计。

如果预期的码信道具有时间多路复用导频符号，其是专用物理控制信道(DPCCH)的情况，例如，如通过在图7中的装置(其说明基站部分，这对解释本发明的该实施例是重要的)说明的，然后可以计算预期码信道的估计的SINR。在本实施例中，通过与各自的信道化码CC_DPCCH和CC_idle的乘及分别在积分器12和14中的积分，将解扰信号解扩展成两个平行的信号流ru_DPCCH(n)与ru_idle(n)。基于在图2中的OVSF码树和基站已知的被占用码，通过空闲码选择块28选择了空闲信道化码。例如，作为简单查寻表可以实现它。然后，使用下面的方程式，在块16、30和32估计SINR：

${\widehat{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{DPCCH}}=2\·(\frac{{\left|\right|m_{\mathrm{pilot}}\left|\right|}^2}{\frac{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{idle}}}{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPCCH}}}\·m_{{\left|\right|\mathrm{idle}\left|\right|}^2}}-\frac{1}{N_{\mathrm{pilots}}})$ 在块32中计算

其中

并且

N_pilot是在估计中使用的导频符号数量

N_idle是在估计中使用的空闲符号数量

这里符号m_‖idle‖2用于表示从信号样本的平方模数(squarednorm)形成平均。

如果预期的码信道没有任何导频符号(其是专用物理数据信道(DPCCH)的情况)，例如，如通过在图8中的装置(其说明基站部分，这对解释本发明的该示例实施例是基本的)说明的，然后仍然可以非相干地计算预期码信道的估计的SINR。在本实施例中，通过与各自的信道化码CC_DPCCH和CC_idle的乘及分别在积分器12和14中的积分，将解扰信号解扩展成两个平行的信号流ru_DPCCH(n)与ru_idle(n)。基于在图2中的OVSF码树和基站已知的被占用码，通过空闲码选择块28选择了空闲信道化码。例如，作为单查寻表可以实现它。然后，使用下面的方程式，在块30、40和42中估计SINR：

${\widehat{\mathrm{SINR}}}_{\mathrm{DPDCH}}=2\·(\frac{m_{{\left|\right|\mathrm{DPDCH}\left|\right|}^2}}{\frac{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{idle}}}{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPDCH}}}\·m_{{\left|\right|\mathrm{idle}\left|\right|}^2}}-1)$ 在块42中计算

其中

$m_{{\left|\right|\mathrm{DPDCH}\left|\right|}^2}=\frac{1}{N_{\mathrm{DPDCH}}}\·\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{DPDCH}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\mathrm{ru}}_{\mathrm{DPDCH}}\left(n\right)\left|\right|}^2$ 在块40中计算

$m_{{\left|\right|\mathrm{idle}\left|\right|}^2}=\frac{1}{N_{\mathrm{idle}}}\·{\left|\right|{\mathrm{ru}}_{\mathrm{idle}}\left|\right|}^2$ 在块30中计算

并且

N_DPDCH是在估计中使用的信号符号的数量

N_idle是在估计中使用的空闲符号的数量

作为微处理器或微/信号处理器组合以及相应的软件，代表性地实现本发明的装置的功能性。

对WCDMA上行链路，所述的现有技术的方法只利用3～8个专用导频符号来估计SINR。相反，根据本发明的方法可最大地利用1280(2560/2)个“空闲符号”在一个时隙期间测量有效干扰加噪声功率。这是使用空闲码信道(有低扩展因子)以帮助SINR估计的主要好处。新方法还能利用所有的10个DPDCH符号来测量DPDCH功率，以及在DPDCH信道上的所有符号来测量DPCCH功率。图9是说明通过本发明可获得的性能改进的图。该图比较基于空闲码信道(SF＝2)的SINR估计与基于8专用导频符号(由于BPSK调制1符号＝1比特)。在该实例中，估计精度提高，从70％到95％(X_dB＝3dB)。如果专用导频符号少于8，那么，提高也更大。

图10是流程图，概括根据本发明的方法的示例性实施例。步骤S1使用它的信道化码估计预期的信道的功率。步骤S2使用关于被占用信道化码的信息从OVSF树搜索并选择低SF空闲信道化码。步骤S3使用确定的空闲信道化码估计干扰加噪声的功率。步骤S4使用确定的功率估计来形成SINR估计。如果信道化码具有不同的扩展因子，从而再换算在步骤S3获得的估计。最后，步骤S5将程序返回步骤S1，供估计下一个时隙的SINR。

本领域的那些技术人员将会理解，可以对本发明做各种修改和变化而不脱离由所附的权利要求限定的它的范围。

参考文献

[1]TSGR1#4(99)348，“Proposal for downlink interference measurement method”.TSG-RAN Working Group 1 meeting #4，Shin-Yokohama，Japan，April 18-20，1999.

[2]WO 00/57654.

[3]TS25.213，“Spreading and modulation(FDD)”，version 3.1.0.

[4]Wang Hai，Niclas Wiberg，“Analysis of a CDMA downlink in multi-path fadingchannels，”in Proceeding IEEE Wireless Communication & NetworkingConference(WCNC)，Orlando，FL，Mar.17-21，2002，pp.517-521.

Claims (24)

1.一种估计CDMA信道的上行链路SINR的方法，包括以下步骤：

使用所述信道的信道化码确定信号功率的第一估计；

搜索并选择与所述信道的信道化码正交的空闲信道化码；

使用所述空闲信道化码确定干扰加噪声的功率的第二估计；以及

使用所述第一和第二估计来形成所述SINR估计。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述形成步骤包括，如果所述信道的信道化码与所述空闲信道化码有不同的扩展因子，再换算所述第二估计。

3.如权利要求1所述的方法，包括选择具有可能最低的扩展因子的空闲信道化码。

4.如权利要求3所述的方法，包括当在所述上行链路上使用1或2个专用物理数据信道时，选择空闲信道化码C_ch，2，1。

5.如权利要求3所述的方法，包括当在所述上行链路上使用3或4个专用物理数据信道时，选择空闲信道化码C_ch，4，2。

6.如权利要求3所述的方法，包括当在所述上行链路上使用5或6个专用物理数据信道时，选择空闲信道化码C_ch，8，1。

7.一种在CDMA信道上估计上行链路干扰加噪声的功率的方法，包括以下步骤：

搜索并选择与所述信道的信道化码正交的空闲信道化码；

使用所述空闲信道化码确定干扰加噪声的功率的估计。

8.如权利要求7所述的方法，包括选择具有可能最低的扩展因子的空闲信道化码。

9.一种用于估计CDMA信道的上行链路SINR的装置，包括：

用于使用所述信道的信道化码确定信号功率的第一估计的单元(16，40)；

搜索并选择与所述信道的信道化码正交的空闲信道化码的单元(28)；

用于使用所述空闲信道化码确定干扰加噪声的功率的第二估计的单元(30)；以及

用于使用所述第一和第二估计形成所述SINR估计的单元(32，42)。

10.如权利要求9所述的装置，包括用于在所述信道的信道化码与所述空闲信道化码有不同的扩展因子时再换算所述第二估计的单元(32，42)。

11.如权利要求9所述的装置，包括用于选择具有可能最低的扩展因子的空闲信道化码的单元(28)。

12.如权利要求11所述的装置，包括用于在所述上行链路上使用1或2个专用物理数据信道时选择空闲信道化码C_ch，2，1的单元(28)。

13.如权利要求11所述的装置，包括用于在所述上行链路上使用3或4个专用物理数据信道时选择空闲信道化码C_ch，4，2的单元(28)。

14.如权利要求11所述的装置，包括用于在所述上行链路上使用5或6个专用物理数据信道时选择空闲信道化码C_ch，8，1的单元(28)。

15.一种用于估计在CDMA信道上的上行链路干扰加噪声的功率的装置，包括：

搜索并选择与所述信道的信道化码正交的空闲信道化码的单元(28)；

用于使用所述空闲信道化码来确定干扰加噪声的功率的估计的单元(30)。

16.如权利要求15所述的装置，包括用于选择具有可能最低的扩展因子的空闲信道化码的单元(28)。

17.一种具有用于估计CDMA信道的上行链路SINR的装置的基站，包括：

用于使用所述信道的信道化码确定信号功率的第一估计的单元(16，40)；

搜索并选择与所述信道的信道化码正交的空闲信道化码的单元(28)；

用于使用所述空闲信道化码确定干扰加噪声的功率的第二估计的单元(30)；以及

用于使用所述第一和第二估计来形成所述SINR估计的单元(32，42)。

18.如权利要求17所述的基站，包括用于在所述信道的信道化码与所述空闲信道化码有不同的扩展因子时再换算所述第二估计的单元(32，42)。

19.如权利要求17所述的基站，包括用于选择具有可能最低的扩展因子的空闲信道化码的单元(28)。

20.如权利要求19所述的基站，包括用于在所述上行链路上使用1或2个专用物理数据信道时选择空闲信道化码C_ch，2，1的单元(28)。

21.如权利要求19所述的基站，包括用于在所述上行链路上使用3或4个专用物理数据信道时选择空闲信道化码C_ch，4，2的单元(28)。

22.如权利要求19所述的基站，包括用于在所述上行链路上使用5或6个专用物理数据信道时选择空闲信道化码C_ch，8，1的单元(28)。

23.一种具有用于估计在CDMA信道上的上行链路干扰加噪声的功率的装置的基站，包括：

搜索并选择与所述信道的信道化码正交的空闲信道化码的单元(28)；

用于使用所述空闲信道化码来确定干扰加噪声的功率的估计的单元(30)。

24.如权利要求23所述的基站，包括用于选择具有可能最低的扩展因子的空闲信道化码的单元(28)。

Images