CN1691564A - 信道质量估计方法和接收设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及信道质量估计方法和接收设备。在诸如HSDPA方法的无线传输系统中可以精确检测信道质量。如果对使用码分多址方法传送的信号的信道质量进行估计以及在同步信道不与接收数据的信道正交的系统中估计信道质量的情况下，估计期望信道的噪声成分；相对所估计的噪声来估计同步信道引起的噪声成分的等级；以及基于所估计的噪声成分等级来检测接收信道的信道质量。

Description

信道质量估计方法和接收设备

相关申请的交叉引用

本发明包含了与2004年4月26日在日本专利局提交的日本专利申请JP2004-130070相关的主题内容，其中在此引入该申请的全部内容作为参考。

技术领域

本发明涉及一种适用于那些使用CDMA(码分多址)方法进行通信的无线通信终端的信道质量估计方法，以及一种执行信道质量估计处理的接收设备，此外还涉及一种适用于例如HSDPA方法的无线通信终端的数据接收的技术。

背景技术

作为无线电话系统的一种，目前开发了高速下行链路分组接入(下文中简称为HSDPA)方法，以便在使用了W-CDMA方法的通用移动电信系统(UMTS系统)中实现高速下行链路数据传输，其中W-CDMA是CDMA方法中的一种。

HSDPA方法是一种通过使用自适应调制来加速从基站到无线通信终端的下行链路数据传输的通信方法，其中下行链路用户数据信道的信道质量是在终端侧检测(在实际估计中)并且是用上行链路告知基站的。

举例来说，在相关技术的信道质量检测处理中，首先将会获取下行链路导频信道的信噪比(以下将其简称为SNR)。接着会从导频信道的SNR中获取在HSDPA方法中使用的用户数据信道的SNR。随后则是从用户数据信道的SNR中得到信道质量。

在这里将对用于获取信道质量的处理进行详细描述，其中信号功率和噪声功率是从【公式1】和【公式2】的下列表达式中获取的，导频信道SNR则是使用这两个功率而从【公式3】的表达式中计算的。

【公式1】

$S={|\frac{1}{N_1}\underset{i=j}{\overset{N_1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{pilot}\_\mathrm{symbo}{l}_i|}^2$

【公式2】

$N=\frac{1}{N_1}\underset{i=j}{\overset{N_1}{\mathrm{\Σ}}}\left({|\mathrm{pilot}\_\mathrm{symbo}{l}_i-S|}^2\right)$

【公式3】

Pilot_SNR＝10·log₁₀(S/N)[dB]

在这些公式中分别定义了：

pilot_symbol：解调后的导频信道

S：信号功率

N：噪声功率

pilot_SNR：导频信道SNR

N₁：用于获取导频信道SNR的导频信道符号数目

i：导频信道符号的编号

j：定义用于获取SNR的导频信道符号编号的初始编号。

这样一来，对作为同步信道的用户数据信道而言，其SNR是从导频信道SNR中估计得出的，而导频信道SNR则是从【公式3】的表达式中获取的。此外，在这里还提供了【公式4】的表达式来计算数据SNR，其中数据SNR即为用户数据信道的SNR。

【公式4】

Data_SNR＝Pilot_SNR-10·log₁₀(SF_pilot/SF_data)-Γ    [dB]

在【公式4】的表达式中，SF_pilot是导频信道扩展因数(256)，SF_data则是用户数据信道的扩展因数(16)。此外，γ是一个功率偏移值。这个功率偏移值是在使用用户数据信道的信道质量时假定的用户数据信道功率与导频信道功率之间的差值。在HSDPA方法中，用户数据信道扩展因数与导频信道扩展因数之间的比值是1/16，而将导频信道SNR变成1/16的处理主要是在【公式4】的表达式中执行的。

信道质量是从如上获取(估计)的用户数据信道SNR中得到的。特别地，举例来说，在图1所示的表格中，对从【公式4】的表达式中获取的值以及从A到I的各个阈值进行了比较，此外，从0到30这31个阶段中的信道质量值是根据其与各个阈值的幅度关系获取的。在专利参考文献1中，公开的是在无线电话系统中检测和通告信道质量。

【专利参考文献1】已公开的日本专利申请2003-174485

在以这种方式计算的相关技术的信道质量中将会考虑下列问题。也就是说，在上述【公式1】的表达式中将噪声成分假设成高斯白噪声(加性高斯白噪声：AWGN)。此外，对【公式4】的表达式中的扩展因数SF的转换而言，假设噪声成分是高斯白噪声。

在【公式1】的表达式中，噪声成分的影响是通过求取导频信道符号的平均值以及计算信号功率来消除的。然而，当存在这种噪声成分的时候，其平均值不会为零，此外也没有消除噪声成分并且无法正确计算信号功率。另外，精确计算从信号功率中获取的噪声功率将会变得非常困难。

此外，在扩展因数SF的转换公式中，同样假设用户数据信道SNR是导频信道SNR的1/16，然而，在没有高斯白噪声这个前提的情况将无法获取扩展增益，并且无法获取其关系式。

此外，虽然在作为适合使用HSDPA方法的系统的WCDMA方法中存在同步信道(SCH)，但是同步信道与其他信道不具有正交的关系。因此，在反向扩展导频信道或是反向扩展用户数据信道的时候，由于没有正交的原因，同步信道将会变成噪声成分。此外，这个噪声成分不会变成高斯白噪声，但会变成一个相关噪声。相应地，在同步信道影响变大的时候，这时有可能会为上述【公式1】到【公式3】的表达式的计算结果提供无法预料的效果，并且无法获取用于转换扩展因数SF的关系表达式。

在图2中描述了WCDMA方法的同步信道传输定时，其中具有256个码片的第一SCH(第一同步信道)和具有256个码片的第二SCH(第二同步信道)是在各个时隙中的预定时间间隔(头部)传送的。

当存在这种同步信道的时候，对图1所示的用户数据信道SNR与阈值之间的关系而言，其在白噪声对所有噪声成分都有影响的状态中以及同步信道引起的噪声成分对所有噪声成分都有影响的状态中是存在差别的。在获取阈值的时候，如果假设白噪声产生影响，则可能出现无法在同步信道有影响的时候正确检测信道质量的问题。与此相反，在获取阈值的时候，如果假设同步信道会产生影响，则有可能出现无法在白噪声有影响的时候正确检测信道质量的问题。

在HSDPA方法中，通过响应于信道质量来自适应改变调制方法，可以提高系统吞吐量。因此，为了提升系统吞吐量，向基站端告知任何接收状况中的精确信道质量将是非常重要的。然而，在相关技术的系统中未必能够通告精确的信道质量。

发明内容

本发明旨在解决上述与其他涉及常规方法和设备的问题，并且提供一种正确检测信道质量的无线传输系统。

依照本发明的一个实施例，如果对使用码分多址方法传送的信号的信道质量进行估计，并且当在一个同步信道不与接收数据的信道正交的系统中估计信道质量的时候，估计期望信道的噪声成分；相对所估计的噪声来估计同步信道引起的噪声成分的等级；以及基于所估计的噪声成分等级来检测接收信道的信道质量。

这样可以在考虑同步信道所引起的噪声成分等级的情况下检测精确的信道质量。

依照本发明的一个实施例，可以在考虑同步信道所引起的噪声成分等级的情况下检测精确的信道质量，这样一来，即使同步信道所引起的噪声成分产生影响，也还是可以检测到精确的信道质量。相应地，通过将精确检测的信道质量告知通信目的地，可以更容易地获取期望的吞吐量。

附图说明

图1是一个显示了相关技术中的信道质量与阈值之间关系的实例的说明性图示；

图2是一个显示了同步信道传输定时实例的时问图；

图3是一个显示了依照本发明一个实施例的终端结构实例的框图；

图4是一个显示了依照本发明一个实施例的信道质量估计处理结构实例的功能框图；

图5是一个显示了依照本发明一个实施例的信道质量估计处理实例的流程图；

图6是一个显示了依照本发明一个实施例的信道质量与阈值之间的关系的说明性图示；

图7是一个显示了依照本发明一个实施例而在计算时间很短的时候的噪声比生成概率的实例的说明性图示；以及

图8是一个显示了依照本发明一个实施例而在计算时间很长的时候的噪声比生成概率的实例的说明性图示。

具体实施方式

以下将参考图2～8来描述本发明的实施例。

在本实施例中，本发明被应用于在UMTS系统(通用移动电信系统)中实施高速下行链路数据传输的HSDPA(高速下行链路分组接入)方法，其中如相关技术描述中所述，所述UMTS系统是一种适用W-CDMA方法的无线电信系统。在这个系统中存在一条如上所述的不与数据信道或类似信道正交的同步信道(参见图2)。

HSDPA方法是一种适用于从无线电话系统基站到移动电话单元的高速下行链路数据传输的系统。首先将参考图3来描述移动电话单元(无线通信终端)的结构实例。

在本实施例的移动电话单元中，天线11与RF(高频)处理器12相连，RF处理器12接收具有预定频带的无线信号，并且在预定频带中以无线方式传送一个传输信号。由于W-CDMA方法是作为无线连接方法应用的，因此无线连接是基于CDMA(码分多址)方法执行的。RF处理器12与一个通信处理器13相连，其中在所述通信处理器中执行的是对接收信号进行解调、对解调数据进行接收数据处理等等，此外它还执行发射数据处理以及传输调制等等。

在通信处理器13中获取的接收数据和控制数据将会提供到控制器14，该控制器是一个用于对移动电话单元中的各个单元的操作进行控制的控制单元。此外，需要存储的接收数据将会保存在存储器15中。另外，用于电话呼叫的接收语音数据将会提供给一个并未显示的语音系统的电路并且进行输出。在控制器14的控制下，保存在存储器15等设备中的传输数据将会提供到通信处理器13并且将会执行传输处理。显示单元16与控制器14相连，以便基于接收数据来执行显示等操作。此外，在这里还为控制器14提供了那些来自安装在移动电话单元中的按键17的操作信息，并且根据按键操作来执行操作。

接下来参考图4来描述用于在本实施例的移动电话单元的控制器14的控制下，在通信处理器13等设备中执行信道质量检测处理的结构。图4中的结构显示的是用于说明信道质量检测处理状态的功能块，在实际设备中则未必提供图4中显示的相应功能块，而是可以将其制成软件并且通过控制器14等设备的操作来加以执行。

在就基于图4中的结构的本实施例的信道质量检测处理所做的说明中，其中将期望信道(在这里是导频信道)的接收信号发送到一个信道噪声估计单元21。然后对导频信道的信道噪声进行估计。用户数据信道的信道噪声是从导频信道的信道噪声中估计的。所估计的信道噪声数据将会发送到同步信道噪声估计单元22，并且在考虑同步信道所引起的噪声成分等级(比例)的情况下做出判断。在信道质量估计单元22中基于该结果(同步信道噪声比)来判定信道质量。在信道质量估计单元23内部，在相连的存储器或类似设备中保存了一个用于显示信道质量与阈值之间的对应关系的表格，并且稍后将对该表格进行描述。信道质量估计单元23可以通过参考表格中的数据来获取最终的信道质量值。此外，在本实施例的表格中还保存了那些通过组合阈值(稍后将对阈值集合进行描述)所得到的数据。并且所用阈值组合是基于同步信道噪声比而在这些阈值集合中选择的。

此外，当在信道质量估计单元23中判定信道质量时，可以对在信道状态估计单元24中估计的信道状态加以考虑。例如，信道状态估计单元24可以通过使用移动电话单元的行进速度、是否存在多径等信息来判定信道质量。根据在信道状态估计单元24中判定的信道状态，在信道质量估计单元23中可以通过执行改变阈值组合的处理来检测接收信道的信道质量、也可以执行改变基准时间的处理来估计噪声成分，此外还可以执行其他处理。

接着将参考图5中的流程图来描述依照本实施例的信道质量估计处理。其中首先将会获取下行链路导频信道的信噪比(SNR)并且将会从这个导频信道SNR中获取用户数据信道SNR(步骤S11)。

随后将会获取同步信道所引起的噪声成分，并且将会从这个噪声成分与步骤S11中得到的用户数据信道SNR之间的比值中检测出同步信道噪声比(步骤S12)。如已被说明的图2所示，同步信道只在各个时隙头部的256个码片的间隔中存在。这个256个码片的间隔与一个导频信道符号是等价的。

由此，在下列【公式5】、【公式6】和【公式7】的表达式中显示了在发射同步信道的定时上计算导频信道SNR的处理。

【公式5】

$S_{\mathrm{SCH}}={|\frac{1}{N_2}\underset{i=j}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{pilot}\_\mathrm{symbo}{l}_i|}^2$

【公式6】

$N_{\mathrm{SCH}}=\frac{1}{N_2}\underset{i=j}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\left({|\mathrm{pilot}\_\mathrm{symbo}{l}_i-S_{\mathrm{SCH}}|}^2\right)$

【公式7】

Pilot_SNR_SCH＝10·log₁₀(S_SCH/N_SCH)[dB]

其中分别定义以下参数

导频符号：解调后的导频信道

S_SCH：处于发射同步信道定时的信号功率

N_SCH：处于发射同步信道定时的噪声功率

Pilot_SNR_SCH：处于发射同步信道定时的导频信道SNR

N₂：用于获取SNR_SCH的导频信道符号数目

i′：在假设i＝10×i′的情况下的导频信道的各个符号的编号，其中各个i＝0都表示处于时隙头部的导频信道符号的编号(关于i，可以参见关于【公式3】的表达式的说明)

j′：用于获取Pilot_SNR_SCH的导频信道符号编号的初始编号。

应该指出的是，对于一个在与发射同步信道定时不同的定时上检测的导频信道SNR而言，【公式1】、【公式2】和【公式3】的表达式中显示的处理同样是适用的。

此外，在这个实施例中，同步信道噪声比是基于以下表达式并且使用处于发射同步信道定时的导频信道SNR(SNR_SCH)以及包含了与发射同步信道定时不同的定时的导频信道SNR来计算的(步骤S11)。

【公式8】

Noise_Ratio＝Pilot_SNR-Pilot_SNR_SCH [dB]

回到关于图5中的流程图的说明，其中从步骤S12计算得到的同步信道噪声比中判定是否改变作为确定信道质量时的阈值组合的阈值集合(步骤S13)。图6是显示依照本实施例的信道质量与阈值之间的对应关系实例的表格。在这个实例中提供集合1、集合2和集合3的三种组合作为阈值集合，并且分别获取了从0到30这31个阶段中的信道质量值。每一个集合都包含了用于确定这31个阶段的值的不同阈值。特别地，在选择阈值集合1的时候使用的是阈值A，B，……以及I，在选择阈值集合2的时候使用的是阈值A′，B′，……以及I′，而在选择了阈值集合3的时候使用的是阈值A″，B″，……以及I″。

在步骤S13，举例来说，作为根据同步信道噪声比来选择阈值集合的处理，其中将计算得到的同步信道噪声比分成了大、中、小三个级别。然后，在将同步信道噪声比归类为小的时候使用的是阈值集合1，在将同步信道噪声比归类到中的时候使用的是阈值集合2，而在将同步信道噪声比归类到大的时候，将会使用阈值集合3。

此外，当前使用的阈值集合将会与选定的阈值集合进行比较，并且当比较结果显示存在差别的时候，将使用的阈值集合变成新选择的阈值集合(步骤S14)。当比较结果显示不存在差别的时候，即将使用的阈值集合保持不变。

在改变(或者不改变)阈值集合之后，通过使用由此设定的阈值集合中的阈值，可以获取这31个阶段中的信道质量值(步骤S15)。以这种方式获取的关于信道质量值的数据则传送到基站。

通过以这种方式检测信道质量，可以在考虑同步信道影响的情况下检测到精确的信道质量。应该指出的是，用于计算Pilot_SNR(导频信道SNR)的导频信道符号和用于计算Pilot_SNR_SCH(处于发射同步信道定时的导频信道SNR)的导频信道符号互不相同，然而，所使用的计算方法却是相同的。相应地，在计算时间间隔的信道状况中没有很大波动的情况下，高斯白噪声将会产生与噪声成分一样的影响，这样一来，Pilot_SNR(导频信道SNR)与Pilot_SNR_SCH将会趋近于彼此对应，并且同步信道噪声比的值将会变小。另一方面，当同步信道引起的噪声有影响的时候，同步信道噪声比的值将会变大。相应地，高斯白噪声与同步信道噪声比的比值是从同步信道噪声比中计算的。

图7和8分别显示的是在将噪声比固定到α、β、γ的时候对同步信道噪声比的生成概率进行模拟的结果。相对于高斯白噪声的比值，α是最高的(同步信道引起的噪声比很小)，并且高斯白噪声的比值γ是最小的(同步信道引起的噪声比很大)。此外，与图8所示的结果相比，在图7所示的结果中，用于获取同步信道噪声比的计算时间间隔相对较短。特别地，上述表达式中的每一个值N₁和N₂都是很小的。并且相应地，在图8的结果中的同步信道噪声比中只观察到了相对较少的色散，并且可以更准确地设定一个阈值集合。

如图7和8所示，同步信道噪声比的分布是依照噪声比变化的，噪声比则是根据同步信道噪声比估计的。如上所述的将同步信道噪声比分成大、中和小的级别的处理是结合了噪声比的值来执行的，其中举例来说，所述值表示的是一个作为边界点的点，其中在图7和图8中的每一个图中，相应的分布会在这个点交叉。在图7和8中描述了以这种方式选择阈值集合的实例。

特定的噪声比与上述大、中和小的同步信道噪声比中的每一个噪声比相对应。作为与所述级别相对应的阈值集合，在这里将会使用在相应的噪声比环境中获取的值。特别地，当噪声比α、噪声比β和噪声比γ分别对应于级别为小、中、大的同步信道噪声比时，阈值集合1是在噪声比为α的条件下获取的。阈值集合2是在噪声比为β的条件下获取的。同样，阈值集合3是在噪声比为γ的条件下获取的。举例来说，在这里使用了阈值集合1作为初始状态中的阈值集合。作为选择，最后一次使用的阈值集合同样可以用在初始状态中。

此外，举例来说，图7和8中的计算时间间隔可以基于图4所示的信道状态估计单元中的估计结果而改变。计算的时间越长，所述假设就会越精确。然而，当信道状态频繁变化的时候，要使计算时间变长将是非常困难的。通过以这种方式变化，可以根据信道状态来尽可能精确地执行估计(检测)。

此外，在图7的实例中，相应分布是部分重叠的。这种情况显示了在分成级别的时候的错误分级概率。当信道状态频繁变化并且难以延长计算时间间隔的时候，所述级别的数目可以减少，以便减少错误估计。特别地，在图7的实例中提供了阈值集合1、2和3这三个级别，但是级别的数目也可以减少到两个。

与此相反，在这里可以准备大量阈值集合并且更频繁地改变阈值集合，由此在分级的时候允许无法避免的不正确分级。举例来说，在图8中，在α与β之间以及在β与γ之间分别可以对另一个噪声比进行分级，以便详细设定五个阈值集合。

此外，在改变计算时间间隔时，通过使用计算得到的统计值而不是改变如上所述的N₁与N₂，可以减少估计扩展。例如，在这里也可以选取Pilot_SNR和Pilot_SNR_SCN的统计值。

此外，在获取噪声比时使用的各个时隙的符号位置并不局限于上述实施例的位置。在这里也可以使用那些通过使用各个时隙中的第二到第十个符号获取的SNR。同样，在计算作为用户数据信道SNR的数据SNR时使用的符号也是不受限制的。虽然在上述实施例中使用了所有的符号，但是也可以只使用各个时隙的第二到第十个符号。

此外，设想一下多径情况，其中Pilot_SNR_SCN可以通过使用那些受到了作为各个时隙的前两个符号的同步信道影响的导频符号来获取。作为选择，在多径和单径情况之间，所用符号是可以改变的。

此外，上述实施例只是通过将本发明应用于UMTS系统中的HSPDA方法传输来执行从基站到终端的高速数据传输的情况的一个实例，其中所述UMTS系统是适用W-CDMA方法的无线电信系统，然而，毫无疑问，本发明同样适用于其他方法的无线数据传输。除了无线电信之外，只要本质上是一种具有同步信道的CDMA方法，那么本发明就可以应用于不同方法的无线数据通信。

本领域技术人员应该了解，只要是在附加权利要求或是其等价物的范围以内，根据设计需要和其他因素，不同的修改、组合、子组合以及替换都是可行的。

Claims (13)

1.一种用于估计码分多址方法所传送的信号的信道质量以及估计一个具有不与接收数据的信道正交的同步信道的系统中的信道质量的信道质量估计方法，包括以下步骤：

估计期望信道的噪声成分；

相对所述估计的噪声来估计同步信道所引起的噪声成分的等级；以及

基于所述估计的噪声成分的等级，检测接收信道的信道质量。

2.根据权利要求1的信道质量估计方法，

其中提供用于获取信道质量的信道质量表；以及

通过参考所述信道质量表而从所述估计的噪声成分的等级中检测接收信道的信道质量。

3.根据权利要求1的信道质量估计方法，

其中所述噪声成分等级是通过计算所述同步信道的信噪比来估计的。

4.根据权利要求1的信道质量估计方法，

其中所述噪声成分的等级是通过判定所述接收信道的信道状态来估计的。

5.根据权利要求4的信道质量估计方法，

其中用于检测接收信道的所述信道质量的阈值组合是根据所述信道状态判定而改变的。

6.根据权利要求1的信道质量估计方法，

其中用于估计期望信道的所述噪声成分的参考时间是根据所述信道状态判定而改变的。

7.一种用于接收通过码分多址方法传送的信号并且估计一个具有不与接收数据的信道正交的同步信道的系统中的信道质量的接收设备，包括：

噪声成分估计装置，用于估计预期望信道中的噪声成分；

同步信道噪声等级估计装置，用于相对所述噪声成分估计装置估计的噪声来估计同步信道所引起的噪声成分等级；以及

信道质量检测装置，用于根据在所述同步信道噪声等级估计装置中估计的噪声成分等级来检测接收信道的信道质量。

8.根据权利要求7的接收设备，

其中所述信道质量检测装置包括用于获取信道质量的信道质量表；以及

通过参考所述信道质量表而从所述同步信道噪声等级估计装置估计的噪声成分等级中检测接收信道的信道质量。

9.根据权利要求7的接收设备，

其中噪声成分等级是在所述同步信道噪声等级估计装置中通过计算所述同步信道的信噪比来计算的。

10.根据权利要求7的接收设备，

其中噪声成分等级是在所述同步信道噪声等级估计装置中通过判定接收信道的信道状态来估计的。

11.根据权利要求10的接收设备，

其中用于检测接收信道的信道质量的阈值组合是根据所述信道状态判定而改变的。

12.根据权利要求10的接收设备，

其中在所述噪声成分估计装置中，用于估计噪声成分的基准时间是根据所述信道状态判定而改变的。

13.一种用于接收通过码分多址方法传送的信号并且估计一个具有不与接收数据的信道正交的同步信道的系统中的信道质量的接收设备，包括：

噪声成分估计单元，用于估计期望信道的噪声成分；

同步信道噪声等级估计单元，用于相对所述噪声成分估计单元估计的噪声来估计同步信道引起的噪声成分等级；以及

信道质量检测单元，用于根据在所述同步信道噪声等级估计单元中估计的噪声成分等级来检测接收信道的信道质量。

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