CN1211366A - 利用变数残存路径的码元解码方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种低复杂性高性能的格子解码器,根据通信系统的当前条件选用格子解码处理的复杂性。构筑节点和分支的格子结构以便对通过通信信道接收的码元序列进行解码。格子中的每组节点代表在一个瞬间接收码元的可能值。每个分支定义不同瞬间的节点之间的特定转换,并且每个分支具有一个相关的分支度量或加权。在节点和格子之间的分支链路定义通过代表一个可能码元序列的格子的路径,并且对通过格子的每个可能路径产生一个累加的度量/加权。根据其累加的路径度量/加权确定通过格子的变数M残存路径。变量M值取决于通信系统的当前条件。一旦M值适合于当前条件,就利用通过格子的M残存路径对接收码元序列进行解码。

Description

利用变数残存路径的码元解码方法和装置
本发明涉及对通信系统中接收的码元进行解码，更具体地说描述使用格子结构的一种编码技术，其中在解码处理期间保持的格子状态或路径的数目是可变的。
在代码数据通信中，编码码元通过通信信道发送，(例如，射频通信信道)该通信信道经受各种类型的畸变诸如同信道和相邻信道干扰，噪音，色散、衰落，弱信号强度等。格子编码是用于对要发送的码元的序列进行编码的一种技术，在处理中，引入对发送信号的存储器。由于这个引入的存储器，使得在任何瞬间的发送信号取决于先前的发送信号。因此，为了解调接收信号恢复发送码元，则必须执行考虑整个码元序列的解码过程。
码元序列解码的最佳方法是最大或然率序列估算(MLSE)，它提供差错概率最小的对发送信号进行最佳解码的一种结构。在MLSE方法中，将信号接收序列与应该发送的码元的每个可能序列进行比较。将与信号接收序列最匹配的所有可能序列中的特定序列选为解码的序列。如果发送码元序列的长度是N个码元长并且每个码元可取Q个可能的值，则MLSE模式匹配方案试图从QN个可能序列中确定最佳匹配。然而，即使对于Q和N的最佳值，潜在的MLSE搜索序列的数目对于实施来说太复杂了。
由众所周知的维特比算法提供了执行该MLSE搜索的一种简化方案。为理解维特比算法将该搜索问题表示为一种搜索格子的方法。图1说明其中每个发送码元可取四个值之一的简单格子。每个格子节点对应该发送码元的一个值并且常被称为一个状态。在格子中的每个时间瞬间/阶段，有定义四个状态格子的四个节点。对于每个发送码元周期重复该节点组。节点之间的转换被称为分支(branch)，并且每个分支与发送的可能码元相关联。这种节点(状态)和分支(码元)的结构定义了该格子。
对表示相应于作为真实接收码元序列部分的那个分支的码元的或然率的每个分支，进行度量或加权，度量的一个示例是平方一个接收信号样值和使用与那个分支相关的码元所形成的相应样值估算之间的绝对差。将这个度量称为平方值欧几里德距离度量。通过节点的分支链路形成一条路径。将具有最好累加度量(即分支度量的最小和)的路径选出，并且将相应于所选择路径的那个分支的码元作为解码的码元输出。
为流线化搜索过程，维特比算法只保留进入具有最好最佳(即最低)度量的每个节点/状态的分支，并废除剩余分支进入那个节点/状态。这个最佳分支选择过程大大地减少通过格子的可能路径的数目。然后，从这些可能的路径中，维特比算法选择产生最短总距离的通过格子的路径。由于只需要保持如节点一样多的路径，即每个状态只有一条路径，则将保留在每个状态/节点上的路径称为“残存”。维特比算法是跟踪通过格子的残存的一条最佳路径的一种递归技术。
维特比算法的主要问题是其复杂度随着发送的格子代码信号的状态(存储)数目呈指数率增长。将状态的数目表示为QN,Q是码元可取的可能值的数目，N代表存储或对其它码元的依赖。“N个存储”指的是每个码元取决于其它N个码元例如先前的码元。利用M算法或T算法能减少这种复杂度，这两种算法都进一步限制了为解码所保留的状态数。在基本的M算法中，对格子中的每个时间瞬间，残存个数限制为一个固定整数M。M算法根据累加的路径度量选择M个最可能的状态。具有大累加路径度量的残存状态被放弃。M算法的另一个变异是保持通过格子的最佳(由累加路径度量定义)M个路径而不是M个状态。因此，在格子中的任何瞬间，M算法限制通过格子的搜索为固定的状态数M。不幸的是，如果所选择的M值太小，则具有保持解码的错误M状态的高概率，它导致了高差错概率。另一方面，如果所选的M值太大，则解码过程变得过于复杂。
T算法只保持具有低于预定门限(T)的相关度量的那些状态。像M算法一样，为了取得满意的性能而不过于复杂，固定门限T的选择是重要的，实际上，对于特定的通信应用选择的门限T，要适合在应用中遇到的所有或多数情况是十分困难的。
具有固定M或固定T的问题在于通信信道，通过该通信信道传送、接收编码码元，然后解码、变换。实际上，在射频通信中，由于衰落，多路径色散，相邻频道干扰，同频道干扰，噪音等，无线电信道经常呈现出参数变化。为补偿通信信道的最坏情况，M算法的M值或T算法的T值必须设定为比较大的数，以便有足够个数来满足在这种最坏信道条件下，对码元解码。然而，这是个低效的编码方式，因为对于时间的很高百分比，信道条件可能是相当好的，而很少数的状态是所有需要满意地解码该接收信号的。
因此所需要的是具有降低复杂性的一种格子编码过程，能够根据通信系统的一个或多个条件采用格子中的残存路径或状态的个数，来降低复杂度。在无线电通信应用中，尤其是电池操作的、便携式无线电台，发射功率是非常宝贵的。然而，较低的发射功率可能导致在接收端不好的解码性能。还需要降低像基站/中继器那样的固定收发信机的发射功率以减小相邻频道干扰。如果接收机能准确和有效地解码以低功率发射的信号，则这种降低是适当可行的。
本发明的第一目的是提供具有降低的复杂性和有高性能的一种格子解码方法和装置。
本发明的第二目的是提供具有降低的复杂性、低误码率和降低的功率要求的一种格子解码方法和装置。
本发明的第三目的是提供一种降低复杂性的格子解码器和适用于通信系统当前条件的解码过程。
本发明的第四目的是利用天线分集，跳频和/或码元交错提高格子解码过程的效率和效果。
本发明提供低复杂性，适应基于通信系统的当前条件的格子解码复杂性的高性能格子解码。利用节点和分支的格子结构对通过通信信道接收的码元序列进行解码。格子中的每组节点代表在一时间瞬间接收码元的所有可能的值。每个分支在不同瞬间的节点之间定义一个特定转换，并且每个分支具有一个相关的分支加权。节点和格子之间的分支链路定义通过格子的一条路径，代表一个可能的样值序列，并且对于通过该格子的每条可能的路径产生累加的加权。根据这些各个的累加路径加权确定通过格子的残存路径(或状态)的变量M。变量M的值取决于通信系统的当前条件。一旦M值适用于当前条件，接收的码元序列就是使用M个残存路径/状态解码的格子。
如果通信系统的当前条件低于或等于门限，则选择第一个M值。否则，如果通信系统的当前条件高于门限，则选择低于第一M值的第二个M值。在一个实施例中，第一个M值对应一个最大值，而第二值对应一个最小值。如果在选择最小M值之后，当前通信系统恶化到低于门限，则M值以受控的方式趋向最大值。具体地说，接收信号又一次是使用增加的M值解码的格子。另一方面，当M值为最大并且当前通信系统条件改善并超过门限时，M值格子的每个连续段被“截断”或降低直到它达到最低值(假定当前通信系统条件继续超过门限)。
通信系统条件之一可能是通信信道的质量。如果当前的信道质量高于门限，则选择最小M值，否则，选择最大的M值。另外，通信系统条件可能涉及用来编码发送码元的编码方案的复杂性。例如，具有更多编码存储器的更有效编码方案能用来产生编码信号。虽然这个一般包含用大M值的码解，但根据本发明，能够用减少的状态或路径个数执行这种解码，因此减小了解码的复杂度。
有时利用数据处理电路执行格子解码过程，并且那个数据处理电路常常必须完成在时间共享关系中的许多其它任务，另一通信系统条件涉及由数据处理电路执行的当前数据处理任务。如果当前要执行的附加任务量比较大则减小M值。以这种方式，数据处理电路减轻复杂解码处理的负担，使之可以投入更多的处理资源去执行其它未定的工作。另一方面，如果当前附加未定任务量相对小时，可以增大M值，由此改善解码器的性能。
当解码器性能为首要的话，可变化M值以维持响应通信信道质量变化的解码器性能的预定值。当M值较低时，通过格子解码器的操作，未消耗整个数据处理容量。结果，超过的数据处理容量可投入到具有低优先级的其它任务中。在便携式电池操作的无线电台中，无论何时与解码器性能任务一致时，M值可以减小，以便减少与格子解码操作有关的数据处理任务量，并由此降低电池消耗。
本发明还能应用于扩频类型的接收机中，在这种类型的接收机中，由多个发射机发射的码元的多个编码序列在一个单独的通信信道上被接收。M值可以改变以响应干扰信号量的改变。当由于附加干扰信号解码器的良好性能降低时，可以增大M值以维持或改善解码器性能。另一方面，当干扰信号量减少时，M值可以降低到仍然与良好解码器性能一致的较小M值，以便节省处理器或电池资源。
在一个特定示例实施例中，本发明采用根据利用来自多个分集天线的最佳接收信号的通信系统中当前信道条件格子编码的复杂性。接收机多个分集天线的每个接收由编码码元序列构成的发送信号。由接收机选择来自多个天线之一的具有最高信号质量的接收信号并随后利用采用变数M的格子残存路径或状态的格子解码过程来解码，其中M取决于接收信号的质量。通过选择天线产生具有最高信号质量的接收信号，否则如果使用由另一天线接收的弱的，较低质量的信号，则变数M降低到较大的程度。作为选择仅来自多个分集天线之一的接收信号的一个替代，本发明的另一实施例选择性地加权并组合来自多个天线的加权信号以产生一个组合信号。来自具有最高信号质量的天线之一的接收信号在组合信号中被最大加权。
通常，变量M作为通信信道当前质量的函数而变化。在使用分集天线的接收机中，检测和存储从多分集天线的每个接收的信号，并为每个存储信号确定信道质量指示符。选择具有最高信道质量指示符的存储信号，并根据那个最高信道质量指示符确定变量M的值。然后利用格子残存路径或状态的最近确定数解码存储的接收信号。更具体地说，如果最高信道质量指示符大于门限，则降低M值。另一方面，如果最高信道质量指示符低于门限，则增加M值。根据接收信号强度，在一最佳实施例中是根据接收信号的平均衰落信号幅度，来确定每个接收信号的信号质量。
实质上，用在接收信道质量指示符中反映的信道条件来选用M值。当信道质量不好时，增加M值，而当信道条件好时降低M值。变量M解码过程的复杂性正比于信道条件较好的时间与信道质量不好时的时间之比。本发明使用天线分集提高这个比率，并且结果，相对于无天线分集的相同变量M解码过程，降低了取得由接收解码器给出的误码率所要求的发射功率。降低发射功率对发射便携式无线电收发信机降低了电池消耗，并且降低了由固定基站类收发信机中的发射机造成的相邻信道干扰。对于一个给定的发射功率，本发明降低了解码复杂性，并因此降低接收机电池消耗，或根据降低误码数不增加接收机的电池消耗而改进了解码性能。
类似于以上描述的分集天线选择示例，本发明也可以很好地应用于码元交错和/或跳频通信系统。码元交错和跳频都改善了接收信号的质量，根据本发明它允许使用小的M值。从以下附图的描述和从权利要求中本发明的这些和那些特征及优点将变得显而易见。
图1是格子的图解说明；
图2是可采用本发明的通信系统示例的功能方框图；
图3是根据本发明用于实施可变级格子解码算法的基本过程流程图；
图4是用于实施可变级格子解码算法的具体实施例的具体程序的流程图，其中，通信系统参数是当前通信信道质量；
图5图解说明与传统的高复杂度维特比格子解码程序相比时，根据本发明的降低复杂性的格子解码程序的性能。
图6是根据本发明实施例在图2中所示的接收机分支的更详细的功能方框图；
图7是根据本发明的一个示例实施例使用变数M格子状态和天线分集的格子解码程序的流程图；以及
图8图解说明与没有天线分集的变量M格子解码程序相比，根据本发明的实施例引入天线分集的降低复杂性的变量M格子解码程序的性能。
在以下描述中，出于解释而不是作为限制。陈述诸如特定电路安排和技术等具体细节。是为提供本发明的全面理解。然而，本发明可以实用在不脱离这些具体细节的其它实施例中，这对本领域技术人员是显而易见的。在其它方面中，省略了公知方法、装置和电路的详细描述，使之不致于以不必要的细节弄混本发明的描述。
参见图2，表示可以采用本发明的一个示例通信系统10的总功能方框图。尽管本发明特别好地适用于包括固定和便携式无线电台二者的无线电通信，但也可将它应用于其它通信环境。
在发送端，要发送的信息信号，即码元序列由格子码调制(TCM)和差分编码器12编码。如果编码的码元被发送在时分通信信道上，例如，利用众所周知的时分复用(TDM)技术，可要求码元交错器14(但不是必须)分裂或“混乱”码元序列段到不同的时隙。在经受衰落的通信信道中交错尤其有效，因为在不好的信道条件下接收的码元段被插入了在好的信道条件下接收的码元段。这些码元可能是复杂的，并且由两个分量表示，称为一个实值I(同相)和一个虚值Q(正交)。同相和正交分量通过并行处理分支。每个分量通过一个发送滤波器18a,18b，在数字-模拟(D/A)转换器20a,20b中转换，并由正交调制器22a,22b进行移频。然后将该正交调制信号在求和器24中混频并送给RF放大器26，该放大器增加了信号的增益。该RF放大器传送放大的信号到用于传输的一个或多个天线28a…28n。可利用通常的跳频技术在每个频率只携带码元一部分的多个载频之间“跳动”。
在通信系统10的接收端的一个或多个天线30A…30N上接收信号。在接收天线分集应用中，分集天线30A…30N可以合装在固定无线电收发信机上，诸如基站收发信机/中继器和合装在便携/移动无线电台上。从多个分集天线30A…30N的每一个接收的信号利用各自的无线电放大和下变频路径进行处理。但为简单起见，在图2中只表示和描述一个单独的下变频路径。
一个天线信号(或者自分集天线的一个组合信号)通过滤波和RF预放大级32到第一下变频器34，将接收信号的频率(或者跳频系统的频率)降低到中频频率。该中频信号通过中频接收滤波器36，然后通过第二下变频器38以产生(低通)滤波的基带信号。虽然可要求IF下变频器，这当然不是实施本发明必须的。然后该滤波的基带信号由信号处理器39变换为具有同相(I)和正交(Q)分量的一个复合信号。该同相和正交信号由模拟一数字转换器40a、40b进行数字化，并通过复合信号发生器42，将不同的相位信息变换为码元序列。去交错器44重新构造交错的信息时隙(即对交错器执行的扰乱操作进行反扰乱操作)。TCM解码器46利用下面进一步详细描述的格子解码技术处理这个码流以恢复发送的信号信息。信号跟踪器48估算自IF级38或者自去交错器44的接收信号的样值中输出的模拟信号的平均衰落信号强度。在一个最佳实施例中，去交错器44,TCM解码器46和信号跟踪器48利用适宜的编程微处理器和/或数字信号处理电路实施。
TCM解码器46是最大或然率序列估算(MLSE)格子解码器，它构筑了节点和分支的格子(类似于在图1所示的和在发明背景技术中所描述的)，用于解码在通信信道上接收的码元序列。格子中的每组节点代表在一个瞬间接收码元的所有可能值。将在一个瞬间的节点或状态到另一个瞬间的节点或状态之间的转换称为格子的一级。每级一般包括一些分支，每个分支在连续时间瞬间的节点之间定义一个特定转换，并每个分支具有一个相关的分支加权或度量。只保留具有最佳(最小)度量的每个节点中的“残存”分支。格子中通过多级的节点之间的分支链路定义了经过代表可能的接收码元序列的格子的路径。对每条可能的格子路径，将与那条路径有关的分支度量累加或求和，以便提供路径度量。选择具有最小累加度量的路径作为最佳路径。
本发明根据通信系统的当前条件确定将保持哪条通过格子的残存路径用来解码。将其它剩余残存路径放弃，以便简化解码操作。换句说法，基于通信系统当前条件的码元接收序列的格子解码是依据残存路径的变数M。
图3以流程图的形式表示用于改变在格子解码中所用的M个残存路径的个数。在步骤50中确定当前通信系统条件。在下面将进一步详细描述不同通信系统条件的各种示例。在判定方框52，作出当前通信系统条件是否大于或者等于预定门限的一个判定。如果是，则选择一个低或小的M值，或者另一方法，降低当前M值(方框54)。否则，选择一个较大(或大)M值，或者另一方法，增大当前M值(方框56)。一旦确定当前M值，则执行使用例如众所周知的维特比算法的格子解码，以便确定接收的码元序列的最佳估算。实质上，如果确定当前通信条件足够好，在这个实施例中是通过与门限比较来确定，则良好地(按照比特差错率)解码该接收码元序列所需要的状态或路径个数就比较少。另一方面，如果当前通信系统条件低于门限，则将用较大数M来保证良好的解码性能。
一个有用的通信系统参数的示例是通信信道的质量。正如以前已经描述的，任何通信信道的质量在时间上有某种程序的变化。特别是在无线电通信系统中，通信信道的质量随着通信信道经受衰落，多径色散，相邻信道干扰和自其它用户的同信道干扰，噪音和其它信道的破坏而迅速变化(尤其是当无线电用户在车中移动时)。在这种情况下，通信信道的当前质量的检测或确定是信号跟踪器48。如果信道的当前质量高于门限，意味着信道质量好，则选择第一相对小的M值。或者，如果信道的当前质量低于门限值，表示不好的信道质量，则选择比信道质量好时所选择的M值较大的M值。实际中，在根据特定应用中选择的M值有最小(Mmin)和最大(Mmax)限制。
可以使用多个传统信道质量指示符诸如接收的信号强度，信噪比(SNR)，信号与干扰之比(SIR)、误码率(BER)等来测量信道质量。一个最佳实施例指示符是平均衰落信道强度(AFSS)，它是可以利用信道跟踪算法获得的接收信号的信号幅度的均匀估算。最好，信道跟踪算法低通滤波接收的信号样值，以产生接收信号幅度包络的一个估算。更具体地说，在差分编码相移键控(PSK)系统中，S(n),Cn,和η(n)分别表示在时间n上一个(复合基带)发送码元，一个复合信道增益和附加高斯噪声。如果Y(n)是接收的信号，并r(n)是复合码元发生器42的输出信号，则Y(n)和r(n)可以表示如下：y(n)=cns(n)+ηn                                      (1)r(n)=y(n)y*(n-1)=[cns(n)+ηn][cn-1s(n-1)+ηn-1]*,(2)
Figure A9618003600171
r(n)=anejΔφn+η′n                                (3)其中Δφn是在时间n的差分相位角度(满足关系S(n)=S(n-1)ejΔφn),并且an=CnC* n-1≈｜Cn｜2是衰落信号能量的测值，在衰落信道中，信道增益Cn随时间变化。AFSS算法获得平均衰落信号强度
Figure A9618003600172
(an的一个平均值)，并通过执行以下等式跟踪其时间上的变化： Δ φ ^ n = min k | r ( n ) a ^ n - 1 e jΔφk | 2 , k = 0,1 , . . . (所有可能发射的相位角)(4) a n ′ = Real [ r ( n ) e - jΔ φ ^ n ] - - - ( 5 ) a ^ n = γ a ^ n - 1 + ( 1 - γ ) a n ′ - - - ( 6 ) 其中r是(0,1)范围中的一个实数。R值控制均匀程度(减小噪声的效果)。典型值是r=0.8。
图4以流程图方式说明用于实施通信系统参数是信道质量的本发明的一个最佳实施例。在方框100执行初始化程序以选择Mmin,Mmax，信道质量门限值T，不好的信道保持窗口Δ，和回扫级长度δT。根据特定通信系统的应用选择初始参数Mmin,Mmax,T,Δ和δT，并可经常使用模拟试验进行有效地确定。在方框102使用例如以上描述的AFSS程序确定当前信道质量。按照M设定为Mmin的众所周知的维特比解码程序，执行M状态格子解码程序的一个步骤(方框104)。在方框106作出当前信道质量是否大于或等于信道质量门限T的决定。如果是，则以M设定为其最小值Mmin继续解码程序由此降低了格子解码操作的复杂性。然而，如果当前信道质量低于信道质量门限T，则M值设定为其最大值Mmax(方框108)。
假定正是最近的格子解码步骤被准确地解码而不继续格子解码操作，本发明考虑这个事实，即这些恰好最近的格子解码步骤可能已受新检测的不好的信道质量反向地冲击。因此，通过回扫在格子中的δT级，并重新开始格子解码算法，使解码操作就重复最后步骤的δT次(方框110)。这个回归程序保证了在解码精度中高度的可靠性。
控制进行到方框112，其中M设定等于Mmax执行M大小格子解码算法的Δ步骤。在方框114作出另一决定，以便确定在Δ步骤中当前信道质量是否低于门限T。如果是，以M设定为Mmax继续M状态解码程序方框112。但是，如果当前信道质量高于或等于门限T，则在方框116产生一个新的较小的M值，反映当前趋势即根据最近改善的信道质量，降低解码复杂性可能是适宜的。但不立即设定M新值为Mmin，本发明采用更保守的“切去”程序。即在格子的每个连续阶段将M值分半直到达Mmin。因此当信道改善时，本发明采用不好的信道保持窗口Δ和受控的M-降低或切去过程以保证信道条件保持在M设定为Mmin之前的改善的水平上。在方框118，用新较小M值执行M状态解码程序，如果可能，在步骤116再减小直至达到Mmin(方框120)。控制返回方框102以循环地重复上描述的以解码复杂性最低的解码接收码元的操作，以保证良好的解码性能。
图5说明与传统十分复杂的维特比算法相比具有降低复杂性的本发明的性能。在垂直轴上加上误码率(BER)，在水平轴上用按分贝(dB)表示的信号一噪声比率(Eb/No(每位能量比噪声功率谱密度))。在这个实际说明中，无线电接收机在车中以150KMPH的速度移动。全维特比搜索对应64状态(M=64)解调方案(以星号表示)，而根据本发明的解码方案图使用变量M(由加号表示)。实际上两个程序都获得相同的解码性能。但与全64状态维特比算法相比，本发明使用10和11状态(M=10-11)的一个平均量完成这个解码。因此，当根据对数据执行解码的操作次数来测量时本发明采用的变量M的复杂性低了六倍。
现在描述使用不同通信系统条件的其它示例实施例。例如，通信系统条件可以涉及发射机TCM编码器12使用的编码方案的复杂性。具有更多存储潜能的代码(在文字上有时被称为“约束长度”)呈现更好的性能。但是由于解码复杂性随着代码的存储指数地增加，由数据处理约束不容易使用这些代码。在这种情况下，可以变为一个较小的M值，以便使解码程序适应最适合于给定特定组代码的级别。
使用数据处理电路执行解码程序，并且通常该数据处理电路必须以时间共享关系执行许多其它任务。因而另一通信系统条件涉及由数据处理电路执行的当前数据处理任务。如果要执行的当前附加任务数较大，则减小M值。以这种方式，该数据处理电路减轻复杂解码处理的负担，以便可以投入更多的处理资源去执行其它大量的未定任务。另一方面，可以增大M值，由此改进解码器性能，如果当前附加的未定任务数相对小时。
当解码器性能为首要时，M值可以变化以响应通信信道的质量变化维持解码器性能的预定级。当M相对低时，数据处理电路的总容量没被格子解码器的操作所消耗。故将数据处理电路的额外容量投入到具有低优先级的其它任务上。在便携式电池操作的接收机上，无论何时与解码器运行结果一致时M值可以减小，以便减小与格子解码操作有关的数据处理任务数，从而降低电池消耗。
也可将本发明用于扩频类接收机中，其中在单一的通信信道上接收由多个发射机发送的多个码元编码系列。M值可以根据干扰信号的数因而变化。当由于附加干扰信号使解码器的良好性能降低时，可以增大M值以维持或改善解码器的性能。另一方面，当干扰信号数目减少时，M值可减小到与良好解码器性能一致的最小M值，以便节省处理器或电池资源。
现在详细描述使用分集接收的本发明另一实施例。如在图2中所示的，接收机可以具有多个天线，自每个天线获得接收信号的非关联副本。通过将天线多路分离或者利用正交极化而非关联地提供天线。接收机以一种方式组合接收信号的这些非关联副本以改善信号质量，即根据平均衰落信号强度选择最强信号，同相该信号以执行最大比率组合或相等增益组合，增加对每个多天线计算的分支度量，并增加接收信号以抑制干扰等。如果有N个天线和K个干扰并且K＜N，则干扰可以被减少。所有这些方法改善了信号质量，允许使用小M值，并降低了允许使用较小的Mmax,Mmin范围的信号质量的变化。
图6是一功能框图详细表示分集天线结构和根据本发明的实施例的处理每个天线所接收的信号的一种方法。在每个分集天线30A…30N上接收的信号作为一个独立的信道对待，即信道1…信道N。利用其本身的执行诸如RF预放大和频率下变频等这种常规任务的专用前端处理电路48A-48N处理每个信道。一旦信号变换为基带，就被存储在存储器50中，存储器50中将每个基带信号单个地存储在各个缓冲器50A…50N。图2中的信号处理器39包括为每个缓冲信号确定信号质量指示符的选择逻辑52。然后该选择逻辑52选择具有最高信号质量指示符的缓冲接收信号，用于进一步处理并在TCM解码器46中解码。或者选择逻辑52可以根据其信号质量指示符选择地加权缓冲的信号，并随后组合该加权信号为一个组合信号。相应于具有最高信号质量的分集天线的缓冲信号加权最重，以保证组合信号基本反映那个特定时间瞬间的最好信号质量。
图7以流程图形式表示根据多个分集天线的多个接收信号改变在格子解码中使用的残存路径的个数的的一般程序。在步骤60将来自每个分集天线的基带信号取样，并随后缓存。然后在步骤62确定相应于多个分集天线的每个天线的每个解调样值的信道质量。如以上所描述的，在步骤64选择具有最佳信道质量测量值的缓冲信号。或者重加权。然后，在步骤66中根据在图3和4所示的流程图中概述的程序，执行变量M格子解码程序。
因此，根据以上描述的本发明利用分集天线接收获得了相应于更小M值的复杂性方面的更大的降低。同时，在图的垂直轴上绘制了误码率，以dB在水平轴绘制了信号-噪声之比(Eb/No)。而且，无线电接收机在以150KMPH的速度的车中移动。用加号绘制无分集接收的变量M解码方案。利用分集接收的变量M解码程序图(以星号表示)揭示：使用平均5-7状态(M=5-7)，在解码复杂度上获得大约另外的50％的降低。另外，相对于全64状态维特比算法，带有分集的变量M解码程序降低解码复杂性的11倍。
因此，采用与变量M解码程序结合的分集接收，本发明根据当前信道条件采用格子解码程序的复杂性。这个处理不仅在降低解码复杂性上更有效，而且降低了需要的发射功率，以获得固定的误码率性能。实质上，M按照在接收信道质量指示符上所反映的，M的值与信道条件适应。当信道条件不好时，M值增大，而当信道条件好时，M值减小。变量M解码程序的复杂性正比于信道条件较好的时间与信道条件不好的时间之比。本发明利用天线分集改善了这个比率，结果，相对于使用无天线分集的同一变量M解码程序，降低了接收机解码器获得给定误码率所需的发射功率。降低发射功率就降低了便携式无线电收发信机用于发射的电池消耗，并降低了在固定的，基站类收发信机中的发射机导致的相邻信道干扰。对于给定的发射功率，本发明降低了解码复杂性并因此降低了接收机的电池消耗，或者说通过减小误码数而不增加接收机的电池消耗改善了解码性能。
简要描述本发明的另外两个示例应用。首先，可将多分集发射天线(见天线28a…28n)用于发射相同信息到接收机，以改善信号质量。例如，根据在每个天线上的接收的信号，接收机可以选择具有到接收机的较好路径的天线。沿较好通道的传输提供了较好的信道质量，并因此可采用较低的M值。
本发明第二个示例应用涉及码元交错和/或跳频。交错用来“分裂”信道记忆。如果码元序列被发送并且由于信道存储在时间上大大相关，则无论何时信道条件不好时解码性能将变差因为所有码元都受影响。但是，如果码元被“扰乱”即它们被其它不相干的码元分离，则它们不太可能受信道存储的等同影响。用于跳频时的码元交错在改善信号质量方面特别有效，因为除了以时间分隔码元以外，那些码元也在频率上分隔。时间分隔的码元组在不同的载频上发送，在接收机上，码元适宜地去交错并送给变量算法用于解码。由于交错(时间和频率上)而改善的信号质量允许使用小的M值。
结合目前认为最实用和最佳的实施例描述了本发明，可以理解本发明不局限于公开的实施例，相反，本发明应覆盖包括在所附权利要求的精神和范围之内的各种修改和等同装置。例如，尽管根据后检测分集描述了本发明，其中来自分集天线的信号解调为基带之后选择缓冲样值，但可以利用预检测/解调分集，即在RF或IF频率上执行信号选择。虽然是对于格子编码调制描述了本发明，但本发明可用于解调块编码调制，卷积码，块码，部分响应调制诸如连续相位调制和可用格子表示的任意信号组。

Claims (47)

1．在通信系统中，一种用于解调通过通信信道发送的编码码元的方法，包括步骤：
(a)构筑节点和分支的格子结构，用于解码在通信信道上接收
的码元序列，格子中的每组节点代表在一个瞬间接收码元的
可能值，每个分支定义在不同瞬间的节点之间的特定转换，
并具有相关的分支加权，其中格子中的节点之间的分支链路
定义了通过表示可能的码元序列的格子的路径；
(b)对每个格子路径累加一个累加的加权；
(c)确定通信系统的当前条件；
(d)根据对每个格子路径的相应累加路径加权，确定M条通过
格子的残存路径，M值取决于在步骤(c)确定的通信系统
条件；以及
(e)利用M条残存路径解码接收码元序列。
2．根据权利要求1的方法，步骤(d)包括：
如果当前通信系统条件大于或等于门限，则选择第一M值，而如果通信系统条件的当前状态低于门限，则选择高于第一M值的第二M值。
3．根据权利要求1的方法，步骤(d)包括：
如果当前条件低于门限时，则增大M值，和
如果当前条件高于或等于门限时，减小M值。
4．根据权利要求1的方法，其中所述条件是指通信信道质量，所述的确定步骤(c)包括：
检测通信信道的当前质量，
如果通信信道的当前质量高于或等于门限，则选择第一M值，和
如果通信信道的当前质量低于门限，则选择高于第一M值的第二M值。
5．根据权利要求4的方法，其中根据接收信号的信号强度确定通信信道的当前质量。
6．根据权利要求5的方法，其中通信信道是衰落信道，并且信号强度对应于接收信号的平均衰落信号幅度。
7．根据权利要求4的方法，其中第一M值对应于最小M值并且第二M值对应于最大M值，并其中选择最小M值之后，信道的当前质量下降到低于门限时，以控制的方式增大M值。
8．根据权利要求3的方法，其中减小M值之后并且当信道的当前质量下降到低于门限时，对于使用增加的M值的码元接收序列，重复步骤(d)和(e)。
9．根据权利要求7的方法，其中增大M值之后并且信道的当前质量改善到大于门限，在确定是否减小M值之前，将M值维持一个或多个码元周期。
10．根据权利要求9的方法，其中在所述一个或多个码元周期之后，当通信信道的当前条件继续等于或超过门限时，在格子的相继阶段M值分半为最小值。
11．根据权利要求1的方法，其中所述条件是用来编码要发送的码元的编码方案的编码存储器的大小，步骤(d)包括调整M值，以便对利用基于编码存储器大小的编码方案编码的码元进行解码。
12．根据权利要求1的方法，其中利用数据处理电路执行步骤(a)-(e)，该数据处理电路以时间共享方式执行附加的其它任务，并其中所述条件是由数据处理电路执行的当前数据处理任务，步骤(d)包括：
如果当前要执行的附加任务数较大，则减小M值，和
如果当前要执行的附加任务数较小，则增大M值。
13．根据权利要求1的方法，其中所述通信系统包括便携式，电池操作的接收机，并且利用数据处理电路执行步骤(a)-(e)，其中所述条件是通信信道的质量，步骤(d)包括：
如果通信信道质量等于或超过门限则减小M值以减少电池消耗，如果通信信道质量低于所述门限则增大M值以改善解码性能。
14．根据权利要求1的方法，还包括：
在单个接收机上接收包括在通信信道上自多个用户发送的码元的编码序列的多个信号，其中所述条件是信号个数；
对于较大量的接收信号，增大M值；而
对于较小量的接收信号，减小M值。
15．一种通信系统，包含：
发射机，具有用于对码元序列进行格子编码的编码器，并通过通信信道发送该格子编码码元，
接收机，用于接收通过通信信道发送的该格子编码码元，并具有包括执行下列步骤的电子电路的格子解码器，这些步骤是：
(a)构筑节点和分支的格子结构，用于解码在通信信道上接收
的码元序列，格子中的每组节点代表在一个瞬间接收码元的
可能值，每个分支定义在不同瞬间的节点之间的特定转换，
并具有相关的分支加权，其中格子中的节点之间的分支链路
定义了通过表示可能的码元序列的格子的路径；
(b)对每个格子路径累加一个累加的加权，
(c)确定通信系统的当前条件；
(d)根据对每个格子路径的相应累加路径加权，确定M条通过
格子的残存路径，M值取决于在步骤(c)确定的通信系统
条件；以及
(e)利用M条残存路径解码接收码元序列。
16．根据权利要求15的系统，其中所述条件是通信信道质量，并且所述电子电路检测通信信道的当前质量，如果通信信道的当前质量高于或等于门限时选择第一M值，如果通信信道的当前质量低于门限时，选择高于该第一M值的第二M值。
17．根据权利要求15的系统，其中如果当前条件低于门限则电子电路增大M值，如果当前条件高于或等于门限时则降低M值。
18．根据权利要求17的系统，其中减小M值之后并且信道的当前质量降到低于门限时，对于利用增大的M值的接收的码元序列，该电子电路重复步骤(d)和(e)。
19．根据权利要求18的系统，其中增大M值之后并且信道的当前质量改善为大于门限，在确定是否减小M值之前，该电子电路将为当前值加M值。保持一个或多个码元周期。
20．根据权利要求19的系统，其中所述一个或多个码元周期之后，当通信信道的当前条件继续等于或超过门限时，该电子电路在格子的相继阶段中分半M值为最小值。
21．根据权利要求15的系统，其中所述条件是用来编码要发送的码元的编码方案的编码存储器大小，步骤(d)包括调整M值以便解码对利用基于编码存储器大小的编码方案编码的码元进行解码。
22．根据权利要求15的系统，其中所述电子电路以时间共享方式执行除有关步骤(a)-(e)的任务外的附加任务，并且其中所述条件是由电子电路执行的当前数据处理任务，如果当前要执行的附加任务量较大，该电子电路减小M值，如果当前要执行的附加任务量相对小，增大M值。
23．根据权利要求15的系统，其中所述接收和包括用于便携式电池操作的电池，并且该电子电路执行除涉及执行步骤(a)-(e)的任务外的附加任务，所述条件是该电子电路执行的当前数据处理任务，如果当前要执行的总任务量较大则该电子电路减小M值以减小该电子电路所需的功率，如果当前要执行的总任务量较小则增大M值。
24．根据权利要求15的系统，还包括多个发射机，其中接收机接收包括从多个发射机在通信信道上发射的编码的码元序列的多个信号，其中所述条件是信号的个数；
对第一个接收信号数增加M值；和
对低于该第一个数的第二个接收信号数，减小M值。
25．在通信系统中，用于解码通过通信信道发送的编码码元的一种方法，包含步骤：
(a)构筑节点和分支的格子结构，用于解码在通信信道上接收
的码元序列，格子中的每组节点代表在一个瞬间接收码元的
可能值，每个分支定义在不同瞬间的节点组的节点之间的特
定转换，并具有一个相关的分支加权，其中格子中的节点之
间的分支链路定义通过表示可能码元序列的格子的路径；
(b)对每个格子路径累加一个累加的加权；
(c)根据每条路径相应的累加路径加权确定M条通过格子的
残存路径；
(d)确定通信信道的当前质量并将该信道质量与门限比较；
(e)如果比较的信道质量等于或超过门限，设定M值为较小
值，执行接收码元序列的一个格子解码阶段，并返回到步骤
(d)；
(f)如果比较的信道质量低于门限，设定M值为较大值并在返
回步骤(d)之前执行格子解码的一个或多个阶段。
26．根据权利要求25的方法，其中步骤(f)还包括：
在进行格子解码之前回扫格子中阶段的预定数目。
27．根据权利要求26的方法还包括：
回扫之后，执行格子解码阶段的预定数；
检测当前信道质量是否低于门限；和
执行格子解码阶段预定数之后如果当前信道质量低于门限，则执行格子解码阶段的下一个预定数。
28．根据权利要求25的方法，其中如果设定M值为较大值之后，对于格子解码阶段的预定数确定当前信道质量为大于或等于门限，则设定低于该较大值的一个新M值。
29．根据权利要求28的方法，其中新M值被设定为可被2除的一个较大值和一个最小M值。
30．根据权利要求25的方法，其中根据接收信号的信号强度确定通信信道的当前质量。
31．根据权利要求25的方法，其中通信信道是衰落信道，并且其信号强度对应于接收信号的平均衰落信号强度。
32．根据权利要求25的方法，其中通信信道被分为时隙，并且将编码码元序列分为一些部分，在传输之前将不同的部分交错到信道上的不同时隙中，并且在步骤(a)之前，该方法包括去交错接收的码元序列。
33．在通信系统中，用于在无线电接收机中解码通过通信信道发送的编码码元的方法，该无线电接收机具有多个天线，用于接收包括编码码元序列的发送信号，该方法包含利用格子残存路径或状态的变数M来对该接收的信号进行格子解码，其中通过选择来自具有最高信号质量的多个天线中的一个的接收信号来降低变数M，从而降低该格子解码程序的复杂性。
34．根据权利要求33的方法，还包含：
检测和存储从多天线中每个接收的信号；
对每个存储信号确定信号质量指示符；
选择具有最高信道质量指示符的存储信号。
35．根据权利要求34的方法，还包含：
如果最高信号质量高于或等于门限，则减小M值，和
如果最高信号质量低于门限，则增大M值。
36．根据权利要求34的方法，还包含：
如果当前最高信号质量高于或等于门限，则选择第一M值，和
如果当前最高信号质量低于门限，则选择高于第一M值的第二M值。
37．根据权利要求36的方法，其中根据接收信号的信号强度确定信号质量。
38．根据权利要求33的方法，还包括：
(a)构筑节点和分支的格子结构，用于解码在通信信道上接收
的码元序列，格子中的每组节点代表在一个瞬间接收码元的
可能值，每个分支定义在不同瞬间的节点组的节点之间的特
定转换，并具有一个相关的分支加权，其中格子中的节点之
间的分支链路定义通过表示可能的码元序列的格子的路
径；
(b)对每个格子路径累加一个累加加权；和
(c)根据每个格子路径的相应累加路径加权，确定通过格子的
M条残存路径，其中根据通信信道条件改变M。
39．一种通信系统，包括：
一个发射机，具有用于格子编码码元序列的编码器，并通过通信信道发送该格子编码码元，和
一个接收机，具有：多个天线，用于接收包括通过通信信道发送的格子编码码元序列的发送信号，和一个格子解码器，包括电子电路，用于利用变数M的格子残余路径或状态格子解码接收信号，并通过选择自具有最高信号质量的多个天线之一的信号来最佳地改变变量M以便降低格子解码程序的复杂性。
40．根据权利要求39的通信系统，其中根据接收信号的信号强度确定信号质量。
41．根据权利要求39的通信系统，其中所述接收机为每个天线接收的信号确定通信信道的当前信号质量条件，并且所述格子解码器根据对选择信号确定的当前条件改变M。
42．根据权利要求41的通信系统，其中如果最高信号质量高于或等于门限，则格子解码器减小M，如果最高信号质量低于门限则增大M。
43．在通信系统中，用于在接收机中解码通过通信信道发送的编码码元的一种方法，该接收机具有多个天线，用于接收包括编码码元序列的发送信号，该方法包含利用变数M格子残存路径或状态对接收信号进行格子解码，其中通过选择地加权来最佳地改变可变数M，然后组合来自天线的接收信号以便产生组合信号，使得具有最高信号质量的天线信号在组合中被最重加权，从而降低了格子解码程序的复杂性。
44．根据权利要求43的方法，还包括：
如果组合信号的总信号质量大于或等于门限，则减小M值，和
如果最高信号质量低于门限则增大M值。
45．根据权利要求43的方法，还包括：
如果组合信号的总信号质量大于或等于门限，选择第一M值，和
如果组合信号的总信号质量低于门限，则选择高于该第一M值的第二M值。
46．在通信系统中，一种方法包含：
编码码元序列；
以时间或频率分隔编码码元序列的部分；
发送这些分隔的部分；
接收这些分隔部分并将这些分隔部分组合成所述码元序列；以及
利用变数M格子残存路径或状态对该接收信号进行格子解码，其中将该变数M降低为分隔步骤的结果。
47．根据权利要求46的方法，其中分隔步骤包括以时间和频率二者分隔这些部分。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101147327B (zh) * 2005-03-03 2010-07-14 开曼晨星半导体公司 使用篱栅的蝴蝶结构来映射解码的度量计算的方法和装置
CN102932125A (zh) * 2003-08-20 2013-02-13 松下电器产业株式会社 基站装置以及用于基站装置的接收方法
CN104537202A (zh) * 2014-10-31 2015-04-22 哈尔滨工业大学深圳研究生院 基于卫星编队协作的空间天线阵列合成方法

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU4238697A (en) * 1996-08-29 1998-03-19 Cisco Technology, Inc. Spatio-temporal processing for communication
JP3266052B2 (ja) * 1997-06-06 2002-03-18 日本電気株式会社 データ受信装置
US6333953B1 (en) * 1997-07-21 2001-12-25 Ericsson Inc. System and methods for selecting an appropriate detection technique in a radiocommunication system
US6192503B1 (en) * 1997-08-14 2001-02-20 Ericsson Inc. Communications system and methods employing selective recursive decording
US6215827B1 (en) * 1997-08-25 2001-04-10 Lucent Technologies, Inc. System and method for measuring channel quality information in a communication system
US6185258B1 (en) 1997-09-16 2001-02-06 At&T Wireless Services Inc. Transmitter diversity technique for wireless communications
US6501803B1 (en) 1998-10-05 2002-12-31 At&T Wireless Services, Inc. Low complexity maximum likelihood detecting of concatenated space codes for wireless applications
WO1999023766A2 (en) * 1997-10-31 1999-05-14 At & T Wireless Services, Inc. Maximum likelihood detection of concatenated space-time codes for wireless applications with transmitter diversity
US6188736B1 (en) 1997-12-23 2001-02-13 At&T Wireless Svcs. Inc. Near-optimal low-complexity decoding of space-time codes for fixed wireless applications
US6151370A (en) * 1998-02-12 2000-11-21 Lucent Technologies Inc. Path-oriented decoder for signal-dependent noise
US6654365B1 (en) * 1998-02-24 2003-11-25 L-3 Communications Corporation Reduced complexity trellis-based multiuser detector for CDMA
TW377427B (en) * 1998-05-26 1999-12-21 Koninklijke Philips Electronics Nv Transmission system having a simplified channel decoder applicable to mobile phone systems for better reliability in serial transmission
US6459740B1 (en) 1998-09-17 2002-10-01 At&T Wireless Services, Inc. Maximum ratio transmission
US6408418B1 (en) * 1998-10-29 2002-06-18 Lucent Technologies Inc. Reduced-state device and method for decoding data
JP3519291B2 (ja) * 1998-11-06 2004-04-12 松下電器産業株式会社 Ｏｆｄｍ通信装置及び方法
US6618451B1 (en) 1999-02-13 2003-09-09 Altocom Inc Efficient reduced state maximum likelihood sequence estimator
US6597743B1 (en) 1999-12-07 2003-07-22 Ericsson Inc. Reduced search symbol estimation algorithm
DE19959409A1 (de) * 1999-12-09 2001-06-21 Infineon Technologies Ag Turbo-Code-Decoder und Turbo-Code-Decodierverfahren mit iterativer Kanalparameterschätzung
EP1152576B8 (en) * 2000-05-05 2009-12-23 Agere Systems, Inc. Joint estimation using the M-algorithm or T-algorithm in multiantenna systems
US7515659B2 (en) 2001-05-04 2009-04-07 Agere Systems Inc. Decoding techniques for multi-antenna systems
US6788750B1 (en) * 2000-09-22 2004-09-07 Tioga Technologies Inc. Trellis-based decoder with state and path purging
JP2003141820A (ja) * 2001-11-01 2003-05-16 Fujitsu Ltd データ再生装置
FI111887B (fi) * 2001-12-17 2003-09-30 Nokia Corp Menetelmä ja järjestely trelliksen läpikäymisen tehostamiseksi
US6704376B2 (en) * 2002-01-23 2004-03-09 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Power and confidence ordered low complexity soft turbomud with voting system
US7986672B2 (en) * 2002-02-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for channel quality feedback in a wireless communication
KR100859865B1 (ko) * 2002-05-28 2008-09-24 삼성전자주식회사 채널 상태에 따라 적응적으로 등화를 수행할 수 있는오에프디엠 등화기
FI112570B (fi) * 2002-05-31 2003-12-15 Nokia Corp Menetelmä ja järjestely trelliksen läpikäymisen tehostamiseksi
EP1554798B1 (en) * 2002-07-24 2018-05-30 Collision Communications, Inc. Co-channel interference receiver
CN100479515C (zh) * 2003-02-11 2009-04-15 韩国电子通信研究院 用于数字电视的判定反馈均衡器及其方法
DE10351051A1 (de) * 2003-10-31 2005-06-09 Infineon Technologies Ag Vertifikation der Antennengewichte der Basisstation in einem UMTS-Mobilfunkempfänger durch Verwendung des Viterbi-Algorithmus bei der rückgekoppelten Sendediversität
US7460583B2 (en) * 2003-12-15 2008-12-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method for path searching and verification
US7684521B2 (en) * 2004-02-04 2010-03-23 Broadcom Corporation Apparatus and method for hybrid decoding
JP2005311717A (ja) * 2004-04-21 2005-11-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 復号装置及び通信システムの受信機
US7499452B2 (en) * 2004-12-28 2009-03-03 International Business Machines Corporation Self-healing link sequence counts within a circular buffer
US7657825B2 (en) * 2006-09-13 2010-02-02 Harris Corporation Programmable trellis decoder and associated methods
US7676736B2 (en) * 2006-09-13 2010-03-09 Harris Corporation Programmable continuous phase modulation (CPM) decoder and associated methods
JP4482835B2 (ja) 2008-03-14 2010-06-16 ソニー株式会社 データ処理装置、データ処理方法、及び、プログラム
US10075195B2 (en) * 2014-08-29 2018-09-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Electronic system with Viterbi decoder mechanism and method of operation thereof
US9385896B1 (en) * 2015-07-09 2016-07-05 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for low-complexity quasi-reduced state soft-output equalizer
CN107645360B (zh) * 2016-07-22 2022-02-18 深圳汇思诺科技有限公司 一种适用于OvXDM系统译码方法、装置及OvXDM系统
WO2018014738A1 (zh) * 2016-07-22 2018-01-25 深圳超级数据链技术有限公司 一种适用于OvXDM系统的快速译码方法、装置及OvXDM系统

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5020056A (en) * 1989-05-02 1991-05-28 General Electric Company Reduction of synchronous fading effects by time hopping of user slots in TDMA frames
FR2658016B1 (fr) * 1990-02-06 1994-01-21 Etat Francais Cnet Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et demodulation coherente, et recepteur correspondant.
SE465597B (sv) * 1990-02-16 1991-09-30 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande att reducera inverkan av faedning hos en viterbimottagare med minst tvaa antenner
GB2244190A (en) * 1990-05-17 1991-11-20 Orbitel Mobile Communications Receiver systems with equalisers
GB2252221B (en) * 1991-01-24 1995-01-18 Roke Manor Research Improvements in or relating to equalisers for digital radio communication systems
US5151926A (en) * 1991-05-21 1992-09-29 General Electric Company Sample timing and carrier frequency estimation circuit for sine-cosine detectors
US5283815A (en) * 1991-05-21 1994-02-01 General Electric Company Tangental type differential detector for pulse shaped PI/4 shifted differentially encoded quadrature phase shift keying
US5202901A (en) * 1991-05-21 1993-04-13 General Electric Company Digital discriminator for pulse shaped π/4 shifted differentially encoded quadrature phase shift keying
US5349589A (en) * 1991-07-01 1994-09-20 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Generalized viterbi algorithm with tail-biting
US5177740A (en) * 1991-09-03 1993-01-05 General Electric Company Frame/slot synchronization for U.S. digital cellular TDMA radio telephone system
US5283811A (en) * 1991-09-03 1994-02-01 General Electric Company Decision feedback equalization for digital cellular radio
US5249205A (en) * 1991-09-03 1993-09-28 General Electric Company Order recursive lattice decision feedback equalization for digital cellular radio
US5311552A (en) * 1992-06-15 1994-05-10 General Electric Company Trellis coding technique to improve adjacent channel interference protection ratio in land mobile radio systems
US5311553A (en) * 1992-06-15 1994-05-10 General Electric Company Trellis coding technique to increase adjacent channel interference protection ratio in land mobile radio systems under peak power constraints
US5363407A (en) * 1992-09-02 1994-11-08 General Electric Company Transmitter optimization for spectrally congested radio communication systems
AU5550694A (en) * 1992-11-06 1994-06-08 Pericle Communications Company Adaptive data rate modem
US5343498A (en) * 1993-03-08 1994-08-30 General Electric Company Sample timing selection and frequency offset correction for U.S. digital cellular mobile receivers
US5400362A (en) * 1993-03-29 1995-03-21 General Electric Company Double sided slot traversing decoding for time division multiple access (TDMA) radio systems
US5406593A (en) * 1993-08-20 1995-04-11 General Electric Company Adaptive phase-locked loop employing channel state information estimation from received signal phase angles
US5351274A (en) * 1993-08-20 1994-09-27 General Electric Company Post detection selection combining diversity receivers for mobile and indoor radio channels
US5371471A (en) * 1993-10-29 1994-12-06 General Electric Company Low complexity adaptive equalizer radio receiver employing direct reference state updates
JP2669350B2 (ja) * 1994-07-07 1997-10-27 日本電気株式会社 状態数可変最尤系列推定器
US5586128A (en) * 1994-11-17 1996-12-17 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. System for decoding digital data using a variable decision depth

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9565688B2 (en) 2003-08-20 2017-02-07 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US10554371B2 (en) 2003-08-20 2020-02-04 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US11356227B2 (en) 2003-08-20 2022-06-07 Panasonic Holdings Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US9198189B2 (en) 2003-08-20 2015-11-24 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Wireless communication apparatus and wireless communication method
CN102932125B (zh) * 2003-08-20 2016-01-13 松下电器（美国）知识产权公司 基站装置以及用于基站装置的接收方法
US9504050B2 (en) 2003-08-20 2016-11-22 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
CN102932125A (zh) * 2003-08-20 2013-02-13 松下电器产业株式会社 基站装置以及用于基站装置的接收方法
US9762371B2 (en) 2003-08-20 2017-09-12 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US10164753B2 (en) 2003-08-20 2018-12-25 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US9967078B2 (en) 2003-08-20 2018-05-08 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US10819493B2 (en) 2003-08-20 2020-10-27 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
CN101147327B (zh) * 2005-03-03 2010-07-14 开曼晨星半导体公司 使用篱栅的蝴蝶结构来映射解码的度量计算的方法和装置
CN104537202B (zh) * 2014-10-31 2017-12-22 哈尔滨工业大学深圳研究生院 基于卫星编队协作的空间天线阵列合成方法
CN104537202A (zh) * 2014-10-31 2015-04-22 哈尔滨工业大学深圳研究生院 基于卫星编队协作的空间天线阵列合成方法

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