KR101352708B1 - 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명은, 본 발명의 방법은, 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법에 있어서, 수신기가 송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하는 과정과, 상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출하는 과정과, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수를 각각 산출하고, 상기 검출한 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 과정을 포함한다.
Figure R1020070032991
MIMO, 코드 비트, 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio), 안테나 선택, 복호기, 검출기, 전달 함수, 가중치 파라미터, MIMO 채널

Description

통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR TRANSMITTING/RECEIVING DATA IN A COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 통신 시스템에서 수신기가 최대 SNR을 갖는 부채널 행렬에 대응하는 송신 안테나를 선택할 경우의 수신기의 BER 성능을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 생성한 EXIT 차트를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 동작 과정을 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 동작 과정을 도시한 도면.
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템에 관한 것이다.
차세대 통신 시스템에서는 고속의 다양한 서비스 품질(QoS: Quality of Service, 이하 'QoS' 칭하기로 함)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 차세대 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크(WLAN: Wireless Local Area Network, 이하 'WLAN'이라 칭하기로 함) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(WMAN: Wireless Metropolitan Area Network, 이하 'WMAN'이라 칭하기로 함) 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access, 이하 'BWA'라 칭하기로 함) 통신 시스템에 이동성(mobility)과 QoS를 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있으며, 그 대표적인 통신 시스템이 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템이다.
상기 BWA 통신 시스템인 IEEE 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 WMAN 시스템의 물리 채널(physical channel)에 광대역(broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 함)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16a/d 통신 시스템은 현재 가입자 단말기(SS: Subscriber Station, 이하 'SS'라 칭하기로 함)가 고정된 상태, 즉 SS의 이동성을 전혀 고려하지 않은 상태 및 단일 셀 구조만을 고려하고 있는 시스템이다. 이와는 달리 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템에 SS의 이동성을 고려하는 시스템이며, 상기 이동성을 가지는 SS를 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함)라고 칭하기로 한다.
한편, 차세대 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(Multipath Interference)과, 쉐도잉(Shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(Fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 데이터 전송시 오류가 발생하여 정보의 손실이 발생한다. 이러한 정보 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(Error-Control Technique)을 이용한다. 또한, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티(Diversity) 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은, 크게 시간 다이버시티(Time Diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(Frequency Diversity) 방식 및 안테나 다이버시티(Antenna Diversity) 방식으로 나눌 수 있다.
상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 MIMO 방식으로 분류된다.
상기 MIMO 방식의 통신 시스템은 송신 안테나 다이버시티(Transmit Antenna Diversity) 방식 또는 공간 다중 다이버시티(Spatial Multiplexing Diversity) 방식 등으로 인해 높은 송신 이득을 얻을 수가 있다. 상기 송신 안테나 다이버시티 방식과 공간 다중 다이버시티 방식 등은, 실제로 적용되는 채널의 상태에 따라 상기 송신 이득이 각각 다르며, 또한 송신기가 신호를 다수의 송신 안테나들을 통해 전송할 때에 송신 안테나의 가중치를 전송하는 경로가 개방루프(open loop)인지 폐루프(closed loop)인지에 따라 상기 송신 이득은 각각 다르다.
한편, 다중 사용자 환경에서 폐루프 MIMO 방식의 통신 시스템은 각 사용자의 프리코딩(pre-coding) 매트릭스의 데이터 스트림별 각 사용자들, 예컨대 각 수신기들로부터 피드백되는 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 함), 일예로 신호대 잡음비(SINR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 함)에 상응하여 다중 사용자 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 즉, 상기 수신기가 데이터 스트림별로 SNR을 산출하고, 상기 산출한 SNR에 상응하여 CQI를 송신기로 피드백 방식이 필요하다. 즉, 수신기가 상기 송신기로 CQI를 피드백할 경우, 다중 사용자 다이버시트 이득을 충분히 획득하고, CQI 피드백시 오버헤드를 감소시킬 수 있을 뿐만 아니라, 특히 사용자의 수, 즉 수신기의 수가 증가하여도 전술한 바와 같이 다중 사용자 다이버시티를 보장하고 오버헤드 증가를 방지할 수 있는 데이터 송수신 방안이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은, 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템 을 제공함에 있다.
또한, 본 발명의 다른 목적은, MIMO 방식을 적용한 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제공함에 있다.
아울러, 본 발명의 또 다른 목적은 MIMO 방식을 적용한 통신 시스템에서 최적의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 방법 및 시스템을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은,통신 시스템에서 데이터 송수신 방법에 있어서, 수신기가 송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하는 과정과, 상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출하는 과정과, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수를 각각 산출하고, 상기 산출한 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정과, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 과정을 포함하는 데이터 송수신 방법을 포함한다.
본 발명의 다른 방법은,통신 시스템에서 데이터 송수신 방법에 있어서, 수신기가 송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하는 과정과, 상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출하는 과정과, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정과, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 과정을 포함하고, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정은, 상기 각 부채널별 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법을 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 시스템은, 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법에 있어서, 송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하고, 상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출한 후, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수를 각각 산출하고, 상기 산출한 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 수신기를 포함하는 데이터 송수신 시스템을 포함한다.
본 발명의 다른 시스템은, 통신 시스템에서 데이터 송수신 시스템에 있어서, 송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하고, 상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출한 후, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 수신기를 포함하고, 상기 수신기는, 상기 각 부채널별 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템을 포함한다. .
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설 명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 통신 시스템, 일예로 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access, 이하 'BWA'라 칭하기로 함) 통신 시스템인 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제안한다. 후술할 본 발명의 실시예에서는 다중입력 다중출력(MIMO: Multiple-Input Multiple-Out, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템(이하 'MIMO 통신 시스템'이라 칭하기로 함)에서 데이터 송수신 방법 및 시스템을 제안한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시예에서는 MIMO 통신 시스템을 일예로 하여 설명하지만, 본 발명에서 제안하는 데이터 송수신 방법 및 시스템은 다른 통신 시스템들에도 적용될 수 있다.
또한, 본 발명은 다수개의 송신 안테나들을 포함하는 송신기, 일예로 기지국(BS: Base Station, 이하 'BS'라 칭하기로 함)으로부터 통신 서비스를 제공받으며 다수개의 수신 안테나들을 포함하는 수신기, 일예로 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함)가 상기 다수개의 송신 안테나들 중에서 최적의 송신 안테나를결정하고, 상기 결정한 송신 안테나의 인덱스가 포함된 피드백 정보를 상기 송신기로 송수신하는 방법 및 시스템을 제안한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시예에서는, 다수개의 송신 안테나들을 포함하는 송신기가 공간 다중화 방식을 적용하여 다수개의 수신 안테나들을 포함하는 수신기로 데이터를 송신하고, 상 기 수신기가 상기 다수개의 송수신 안테나들에 의해 형성된 채널을 추정한 후, 상기 추정한 채널에 상응하여 최적의 상기 다수개의 송신 안테나들 중에서 최적의 송신 안테나를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나의 인덱스가 포함된 피드백 정보를 상기 송신기로 송신하면, 상기 송신기가 상기 피드백 정보에 포함된 송신 안테나의 인덱스에 상응한 송신 안테나를 통해 상기 수신기로 데이터를 송신한다.
이때, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템에서 수신기는, 상기 다수개의 송신 안테나들을 통해 데이터를 송신하는 송신기와 형성된 채널을 추정한 후, 상기 추정한 채널에서의 코드 비트와 상기 코드 비트에 대한 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio, 이하 'LLR'이라 칭하기로 함)를 산출하고, 상기 산출한 LLR과 코드 비트에 상응하여 상호 정보(mutual information)를 산출한다. 그런 다음, 상기 산출한 상호 정보를 이용하여 채널 복호기와 MIMO 검출기의 입출력 관계를 통해 최적의 안테나를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나의 인덱스가 포함된 피드백 정보를 상기 송신기로 송신한다. 그러면, 상기 송신기가 상기 피드백 정보에 포함된 송신 안테나의 인덱스에 대응한 송신 안테나를 통해 상기 수신기로 데이터를 송신한다.
여기서, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템에서 수신기는, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하고, 상기 각 부채널별 채널 복호기와 MIMO 검출기의 입출력 관계를 통해 상기 채널 복호기와 MIMO 검출기의 전달 함수를 각각 산출한다. 상기 산출한 상기 채널 복호기와 MIMO 검출기의 전달 함수를 이용하여 외인성 정보 전송(extrinsic information transfer, 이하 'EXIT'라 칭하기로 함) 차트(chart)를 생성, 즉 상기 각 부채널별 전달 함수들에 대응한 EXIT 차트를 생성한 후, 상기 각 부채널별 EXIT 차트에서의 교차점, 즉 상기 채널 복호기의 입력과 상기 MIMO 검출기의 출력이 동일하고 상기 채널 복호기의 출력과 상기 MIMO 검출기의 입력이 동일할 경우에 채널을 형성하는 송신 안테나를 최적의 송신 안테나로 선택한다. 보다 구체적으로 설명하면, 수신기는, 상기 EXIT 차트에서의 교차점, 다시 말해 상기 채널 복호기의 전달 함수에 대한 역함수, 즉 상기 채널 복호기의 역 전달 함수와 상기 MIMO 검출기의 전달 함수의 교차점에서 최소값을 검색한다. 즉, 상기 구성한 부채널별 EXIT 차트에서 교차점의 최소값을 각각 검색하고, 상기 검색한 교차점의 최소값들 중 최대값에 대응하는 송신 안테나 인덱스를 결정, 즉 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 최적의 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신한다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템에서 수신기는, 상기 다수개의 송신 안테나들을 통해 데이터를 송신하는 송신기와 형성된 채널을 추정한 후, 상기 추정한 채널의 가중치 파라미터들을 산출하고, 상기 산출한 가중치 파라미터들에 상응하여 최적의 안테나를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나의 인덱스가 포함된 피드백 정보를 상기 송신기로 송신한다. 그러면, 상기 송신기가 상기 피드백 정보에 포함된 송신 안테나의 인덱스에 상응한 송신 안테나를 통해 상기 수신기로 데이터를 송신한다.
여기서, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템에서 수신기는, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널로 구성하고, 상기 각 부채널별 가중치 파라미터들을 산 출, 보다 구체적으로 설명하면 사전(a priori) 정보가 존재하지 않을(non a priori, 이하 'NA'라 칭하기로 함) 경우, 즉 상기 EXIT 차트의 시작점에 대한 입력 상호 정보 값이 '0'일 경우의 제1가중치 파라미터와, 상기 사전 정보가 완벽할(perfect a priori, 이하 'PA'라 칭하기로 함) 경우, 즉 상기 EXIT 차트의 종료점에 대한 입력 상호 정보 값이 '1'일 경우의 제2가중치 파라미터를 각각 산출한다. 그런 다음, 상기 부채널별 제1가중치 파라미터들 중 소정개, 예컨대 α개의 송신 안테나 인덱스들을 결정하고, 상기 결정한 α개의 송신 안테나 인덱스들 중에서 상기 제2가중치 파라미터에 상응한 송신 안테나 인덱스를 결정, 즉 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정한 후, 상기 결정한 최적의 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신한다. 그러면 여기서, 도 1을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템의 구조를 구체적으로 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 통신 시스템은, nT개의 송신 안테나들을 통해 nT×1의 전송 심볼 벡터 x를 송신하는 송신기(100)와, 상기 송신기(100)로부터 nR개의 수신 안테나들을 통해 nR×1의 수신 심볼 벡터 y를 수신하는 수신기(150)를 포함한다.
상기 송신기(100)는 수신기(150)로 송신할 데이터, 즉 이진 데이터(binary data)인 정보 비트 벡터 b를 부호화하는 채널 부호화기(channel encoder)(102)와, 상기 채널 부호화기(102)의 출력 벡터 c'를 인터리빙하여 L×1의 코드 비트 벡터 c 를 출력하는 인터리버(interleaver)(104)와, 상기 코드 비트 벡터 c를 변조하여 M-어레이(M-ary) QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심볼 벡터 x를 출력하는 심볼 매핑기(symbol mapper)(106)와, 병렬 형태의 심볼 벡터 x를 직렬 형태의 전송 심볼 벡터 x로 변환한 후 nT개의 송신 안테나를 이용하여 nT×1의 전송 심볼 벡터 x를 MIMO 채널 H를 통해 수신기(150)로 송신하는 병렬/직렬 변환기(103)를 포함한다.
또한, 상기 수신기(150)는 상기 송신기(100)로부터 nR개의 수신 안테나를 이용하여 MIMO 채널 H를 통해 nR×1의 수신 심볼 벡터 y를 수신하여 이진 데이터(binary data)인 정보 비트 벡터
Figure 112007025951014-pat00001
를 출력하는 결정기(decision)(158)와, 상기 송신기(100)의 nT개의 송신 안테나들과 수신기(150)의 nR개의 수신 안테나들에 의해 형성된 채널에서 최적의 채널, 즉 최적의 송신 안테나 인덱스를 검출하는 인터랙티브(interactive) 검출부를 포함한다. 상기 인터랙티브 검출부는, 상기 수신기(150)의 채널 추정기(도시하지 않음)가 상기 송신기(100)의 nT개의 송신 안테나들과 수신기(150)의 nR개의 수신 안테나들에 의해 형성된 MIMO 채널 H를 추정하면, 상기 추정한 MIMO 채널 H을 형성하는 송신기(100)의 송신 안테나의 개수를 검출하는 MIMO 검출기(152)와, 상기 MIMO 검출기(152)의 출력, 다시 말해 상기 추정한 채널의 코드 비트에 대한 LLR LD를 디인터리빙하여 채널 복호기(156)로 출력하는 디인터리 버(154)와, 상기 디인터리버(deinterleaver)(154)의 출력 LLR LCA를 복호하여 상기 코드 비트의 외인성(extrinsic) LLR LC를 인터리버(160)를 통해 상기 MIMO 검출기(152)로 전송하는 채널 복호기(156)를 포함한다.
한편, 상기 수신기(150)의 수신 신호 심볼 벡터 y는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00002
상기 수학식 1에서 H는 송신기(100)의 nT개의 송신 안테나들과 수신기(150)의 nR개의 수신 안테나들에 의해 형성된 nT×nR 크기의 채널 행렬을 의미하고, n은 각 원소의 평균이 0이고 분산이 σ2인 nR×1의 가우시안 잡음 벡터를 의미한다. 이러한 수신 신호로부터 전송 심볼 벡터 x의 임의의 i번째 데이터 스트림의 데이터 xi를 추정하는 가중치 벡터는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00003
상기 수학식 2에서 gi H는 전체 채널 행렬 H에서 i번째 데이터 스트림의 데이터 xi를 추정하는 가중치 벡터를 의미하고, Ex는 전송 심볼 벡터 x의 심볼 에너지를 의미하고,
Figure 112007025951014-pat00004
는 nT×nT 크기 크기의 항등 행렬을 의미하고, hi는 전체 행렬 H에서 i번째 열벡터를 의미한다. 이때, 상기 i번째 데이터 스트림의 데이터 xi에 대한 신호대 잡음비(SINR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 함)는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00005
여기서, 수신 안테나가 nR개이고, 전체 N개의 송신 안테나들 중에서 nT개의 송신 안테나들을 선택하는 경우, nR×N 크기의 전체 채널 행렬 HT로부터
Figure 112007025951014-pat00006
개의 nR×nT 크기의 부채널 행렬 Hp을 구성하고, 상기 구성한 각 부채널 행렬 Hp에 대한 데이터 스트림별 SNR인 SNRp,i을 상기 수학식 3을 이용하여 산출할 수 있다. 이때, 상기 산출한 SNR로부터 부채널 행렬에 대한 최소 SNR은 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00007
또한, 하기 수학식 5에 나타낸 바와 같이 모든 부채널 행렬들에 대한 최소 SNR 중에서 최대 SNR을 갖는 부채널 행렬에 대응하는 송신 안테나를 선택한다.
Figure 112007025951014-pat00008
한편, 상기 코드 비트 벡터 c는 하기 수학식 6에 나타낸 바와 같이 K개의 연속된 블럭들로 나타나며, K개의 연속된 블럭들 중에서 임의의 k번째 코드 비트 부벡터는 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00009
Figure 112007025951014-pat00010
그리고, β×1 차원의 코드 비트 부벡터
Figure 112007025951014-pat00011
는 전송 심볼 xk,i로 구성되고, β는
Figure 112007025951014-pat00012
가 되어 전송 심볼 xk,i는 전송 심볼 벡터
Figure 112007025951014-pat00013
로 나타낼 수 있다. 그러면, 전송 심볼 벡터 xk는 nT개의 송신 안테나들을 통해 수신기(150)로 송신하고, 상기 수신기(150)는 MIMO 채 널을 통해 하기 수학식 8에 나타낸 바와 같이 nR×1 차원의 수신 신호 벡터 yk를 수신한다.
Figure 112007025951014-pat00014
상기 수학식 8에서 nk는 각 원소의 평균이 0이고 분산이 σ2인 복소 가우시안 랜덤 변수를 원소로 갖는 잡음 벡터를 의미하고, K는 수신 심볼 벡터의 개수를 의미한다.
이렇게 상기 송신기(100)로부터 수신 신호 벡터 yk를 수신기(150)가 수신하면, 상기 수신기(150)의 MIMO 검출기(152)는 상기 수신 신호 벡터 yk, 채널 행렬 H, 인터리버(160)로부터 입력되는 사전 정보 LDA를 이용하여 코드 비트에 대한 사전 정보 LD를 산출한다. 그런 다음, 상기 산출한 LD에서 사전 정보 LDA를 제거한 외인성 정보(extrinsic information)인 LDE를 상기 디인터리버(154)가 디인터리빙한 후, 디인터리빙한 사전 정보 LCA를 채널 복호기(156)로 출력한다. 상기 채널 복호기(156)는 Bahl, Cocke, Jelinek, and Raviv(이하 'BCJR'라 칭하기로 함) 알고리즘을 이용하여 입력된 LCA로부터 코드 비트의 외인성 정보인 LCE를 산출하고, 상기 산출한 LCE는 인터리버(160)를 통해 MIMO 검출기(152)의 사전 정보로서 LDA를 상기 MIMO 검출 기(152)로 피드백됨으로써 한번의 반복(interation)이 이루어지고, 상기 수신기(150)는 이러한 동작을 반복적으로 수행한다. 여기서, 상기 LD, LC, LDA, LCA, LDE, LCE, LD, LC는 LLR을 의미하며, 상기 코드 비트 블록 ck,i의 j번째 코드 비트를 ck,i,j라고 하면, MIMO 검출기(152)의 출력, 즉 상기 j번째 코드 비트 ck,i,j에 대한 사전 정보의 확률 LLR은 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00015
상기 수학식 9에서
Figure 112007025951014-pat00016
는 상기 수신 신호 벡터 yk에서 번째 코드 비트 ck,i,j가 '+1'일 확률을 의미하고,
Figure 112007025951014-pat00017
는 상기 수신 신호 벡터 yk에서 j번째 코드 비트 ck,i,j가 '-1'일 확률을 의미한다. 이때, 상기 코드 비트들 간의 독립성을 가정하고 Bayes 정리를 이용하면 상기 수학식 9의 LLR은 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00018
상기 수학식 10에서, 코드 비트의 확률이 채널 복호기(156)로부터 산출되므로
Figure 112007025951014-pat00019
은 MIMO 검출기(152)로 입력되는 상기 j번째 코드 비트 ck,i,j에 대한 사전 정보 LDA(ck,i,j)를 의미하고,
Figure 112007025951014-pat00020
는 채널 복호기(156)의 사전 정보가 되는 외인성 정보 LDE(ck,i,j)를 의미한다. 이때, 상기 채널 복호기(156)의 사전 정보가 되는 외인성 정보 LDE(ck,i,j)의 산출은 송수신 안테나의 개수가 증가할 수록 복잡도가 기하급수적으로 증가하는 MAP 방식과 이러한 복잡도를 감소시키기 위한 최소평균자승오류(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 함) 방식과 같은 선형 검출 방식이 있다. 상기 MMSE 방식은 코드 비트의 사전 정보 확률을 이용하여 상기 송신기(100)로부터 수신된 전송 심볼 벡터 xk의 원소
Figure 112007025951014-pat00021
을 하기 수학식 11을 이용하여 추정한 후, 수신된 전체 신호, 즉 수신 신호 벡터 yk에서 상기 추정한 전송 심볼 벡터 xk의 원소
Figure 112007025951014-pat00022
을 제거함으로써 간섭 성분을 감소시킨다.
Figure 112007025951014-pat00023
상기 수학식 11에서, Q는 QAM 심볼 집합을 의미하고, P(xk,n=q)는 각 전송 심볼 벡터 xk의 원소
Figure 112007025951014-pat00024
의 확률을 의미하며, 상기 확률 P(xk,n=q)는 심볼 q를 구성하는 코드 비트의 사전 정보 확률의 곱으로 산출된다. 또한, 상기 채널 행렬 H에서 i번째 열 hi를 제거한 부채널 행렬을 H[i], 추정된 각 전송 심볼 벡터 xk의 원소
Figure 112007025951014-pat00025
에서 i번째 원소를 제외한 심볼 벡터를
Figure 112007025951014-pat00026
라고 하면, 상기 수신 신호 벡터 yk에서 재구성된 신호를 제거함으로써 하기 수학식 12에 나타낸 바와 같이 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 생성한다.
Figure 112007025951014-pat00027
그런 다음, MMSE 필터링을 통해 상기 수학식 12에 나타낸 바와 같이 간섭 신호가 제거된 수신 신호는 하기 수학식 13에 나타낸 바와 같이 추정 신호
Figure 112007025951014-pat00028
를 생성한다.
Figure 112007025951014-pat00029
이때, 상기 추정 신호
Figure 112007025951014-pat00030
의 가중치 벡터는 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00031
상기 수학식 14에서 gk,i는 가중치 벡터를 의미하고, Ex는 전송 심볼의 심볼 에너지를 의미하고 대각 행렬 Vk의 원소 vk,n은 xk,n의 분산을 의미하며, 하기 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00032
그런 다음, 상기 수신 신호 벡터 yk가 상기 추정 신호
Figure 112007025951014-pat00033
를 이용하여 채널 복호기(156)의 사전 정보가 되는 코드 비트의 외인성 정보 LDE는 하기 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00034
여기서, MMSE 추정 신호
Figure 112007025951014-pat00035
의 조건부 확률 분포 함수는 하기 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00036
상기 수학식 17에서
Figure 112007025951014-pat00037
는 코드 비트의 사전 정보 확률의 곱으로 산출할 수 있으며, 상기 조건부 확률 분포 함수
Figure 112007025951014-pat00038
는 하기 수학식 18에 나타낸 바와 같이 가우시안 분포로 가정한다.
Figure 112007025951014-pat00039
상기 수학식 18에서 평균
Figure 112007025951014-pat00040
과 분산
Figure 112007025951014-pat00041
은 하기 수학식 19 및 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00042
Figure 112007025951014-pat00043
이렇게 수신기(150)가, 전체 채널 행렬 HT로부터 부채널 행렬 Hp를 구성하고, 각 부채널 행렬 Hp에 대한 데이터 스트림별 SNR을 산출한 후, 상기 산출한 SNR로부터 부채널 행렬에 대한 최소 SNR 중에서 최대 SNR을 갖는 부채널 행렬에 대응하는 송신 안테나를 선택한다. 이때, 상기 수신기(150)의 송신 안테나 선택에 상응한 인터랙티브 검출부를 포함한 수신기(150)의 비트 오류율(BER: Bit Error Rate, 이하 'BER'이라 칭하기로 함) 성능은 도 2를 참조하여 설명하기로 한다.
도 2는 통신 시스템에서 수신기가 최대 SNR을 갖는 부채널 행렬에 대응하는 송신 안테나를 선택할 경우의 수신기의 BER 성능을 도시한 도면이다. 여기서, 도 2는 상기 수신기가 5개의 송신 안테나들 중에서 3개의 송신 안테나들을 선택하는 경우를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 상기 수신기(150)는, 전술한 바와 같이 5개의 송신 안테나들 중에서 3개의 송신 안테나들을 선택함으로 3×5 크기의 전체 채널에서 10개의 3×3 크기의 부채널 행렬들(H1 내지 H10)을 구성할 수 있다. 이때, 상기 수신기(150)가 최대 SNR을 갖는 부채널 행렬에 대응하는 송신 안테나를 선택할 경우의 선택된 부채널 H9에 대한 BER이 부채널 H6에 대한 BER 보다 초기 반복 과정에서는 성능이 우수하지만, 반복 과정이 증가할 수록 부채널 H6에 대한 BER이 부채널 H9에 대한 BER 보다 성능이 우수하다. 즉, 상기 수신기(150)가 최대 SNR을 갖는 부채널 행렬에 대응하는 송신 안테나를 선택할 경우 인터랙티브 검출부를 포함한 수신기(150)의 반복 과정을 통한 성능 향상이 나타나지 않는다. 이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기(150)의 인터랙티브 검출부를 포함한 수신기(150)의 반복 과정을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
전술한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기(150)는, 상기 EXIT 차트를 생성하기 위해 송신 안테나들과 수신 안테나들에 의해 형성된 채널을 추정한 후, 상기 추정한 채널을 부채널들로 구성하고, 상기 구성한 부채널들에서 랜덤하게 발생되는 코드 비트열을 부호화한 후, 상기 부호화한 코드 비트가 '-1'일 경우와 '+1'일 경우에 대해 분산이 σI 2이고, 평균이 ±σI 2/2인 가우시안 분포의 랜덤 변수를 생성한다.
이렇게 랜덤하게 발생되는 코드 비트에 대한 입력 LLR, 즉 채널 복호기(156)의 사전 정보인 LCA를 BCJR 알고리즘을 통해 복호하여 출력 LLR LO, 즉 LC를 산출한 후, 상기 코드 비트에 대한 LLR의 확률 분포 PL(l/c)를 추정하고, 코드 비트와 상기 코드 비트에 대한 출력 LLR LO의 출력 상호 정보 IO(0≤IO≤1)을 산출한다. 여기서, 상기 출력 상호 정보 IO은, 상기 산출한 출력 LLR LO의 신뢰도로서 '1'에 근접할 수록 상기 출력 LLR LO의 신뢰도가 큼을 의미하며 하기 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00044
상기 수학식 21에서 출력 LLR LO로서 상기 출력 상호 정보 IO은, 상기 코드 비트가 '-1'일 경우와 '+1'일 경우 LLR의 확률 분포 PL(l/c)를 LLR에 대한 적분의 합을 의미한다.
한편, 상기 코드 비트에 대한 입력 LLR LI의 입력 상호 정보 II(0≤II≤1)는, 상기 수학식 21에서 LLR의 확률 분포 PL(l/c)를 상기 가우시안 분포로하여 산출하며, 또한 상기 분산 σI 2를 통해 제어할 수 있다. 그러면, 상기 수신기(150)는 상기 산출한 출력 상호 정보 IO와 입력 상호 정보 II를 이용하여 채널 복호기(156)의 전달 함수
Figure 112007025951014-pat00045
를 산출한다.
또한, 상기 수신기(150)는 송신 코드 비트열을 생성하여 송신 신호 및 채널과 잡음을 포함한 수신 신호, 즉 상기 수학식 8에 나타낸 바와 같은 수신 신호를 생성하고, 상기 생성한 수신 신호로부터 MIMO 검출기(152)의 출력 LLR LO, 즉 LD를 산출한 후, 상기 수학식 21에 나타낸 바와 같이 출력 LLR LO의 출력 상호 정보 IO을 산출한다. 여기서, 상기 입력 상호 정보 II는, 전술한 채널 복호기(156)의 전달 함수에서의 입력 상호 정보 II와 같이 MIMO 검출기(152)에 가우시안 분포 입력 LLR LI, 즉 MIMO 검출기(152)의 사전 정보인 LDA를 통해 산출한다. 그러면, 상기 수신기(150)는 상기 산출한 출력 상호 정보 IO와 입력 상호 정보 II를 통해 MIMO 검출기(152)의 전달 함수
Figure 112007025951014-pat00046
를 산출한다. 여기서, 상기 MIMO 검출기(152)의 전달 함수는, 송신 코드 비트열을 생성하여 송신 신호 및 채널과 잡음을 포함한 수신 신호가 생성된 후, 상기 생성된 수신 신호에 상응하여 생성되므로 송신기(100)와 수신기(150) 간에 형성된 MIMO 채널 향렬과 수신 SNR, 및 송신 신호의 성상도(constellation)가 입력 변수가 된다.
이렇게 채널 복호기(156)의 전달 함수와 MIMO 검출기(152)의 전달 함수를 생성한 수신기(150)는 상기 채널 복호기(156)의 전달 함수와 MIMO 검출기(152)의 전달 함수를 이용하여 EXIT 차트를 생성, 즉 상기 각 부채널별 전달 함수들에 대응한 EXIT 차트를 생성한다. 그러면 여기서, 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 생성한 EXIT 차트를 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 생성한 EXIT 차트를 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 상기 수신기(150)는 MIMO 검출기(152)의 전달 함수와 채널 복호기(156)의 전달 함수에 대한 역함수, 즉 상기 채널 복호기(156)의 역 전달 함수를 이용하여 EXIT 차트를 생성한다. 이때, 상기 EXIT 차트에서 MIMO 검출기(152)의 전달 함수와 상기 채널 복호기(156)의 역 전달 함수의 교차점, 즉 MIMO 검출기(152)의 입력과 채널 복호기(156)의 출력이 동일하고, MIMO 검출기(152)의 출력과 채널 복호기(156)의 입력이 동일한 점이 인터랙티브 검출부를 포함한 수신기(150)의 최종 수렴 성능 점이 되며, 상기 수신기(150)는 상기 최종 수렴 성능 점에서 채널을 형성하는 송신 안테나를 최적의 송신 안테나로 선택한다. 보다 구체적으로 설명하면, 상기 수신기(150)는, 상기 EXIT 차트에서의 교차점, 다시 말해 상기 채널 복호기(156)의 전달 함수에 대한 역함수, 즉 상기 채널 복호기(156)의 역 전달 함수와 상기 MIMO 검출기(152)의 전달 함수의 교차점에서 최소값을 검색한다. 즉, 상기 구성한 부채널별 EXIT 차트에서 교차점의 최소값을 각각 검색하고, 상기 검색한 교차점의 최소값들 중 최대값에 대응하는 송신 안테나 인덱스, 즉 최적의 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신한다. 여기서, 상기 최적의 송신 안테나 인덱스 결정은 하기 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00047
상기 수학식 22에서 S는 EXIT 차트에서 교차점의 개수를 의미하고, Ip O,s는 특정 송신 안테나를 선택할 경우 형성된 채널 p에 대한 출력 상호 정보에 대한 교차점의 개수를 의미한다. 즉, 상기 Ip O,s는 MIMO 검출기(152)의 전달 함수와 채널 복호기(156)의 역 전달 함수의 교점으로 하기 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00048
상기 수학식 23에서 Hp는 특정 송신 안테나를 선택할 경우 형성된 채널, 다시 말해 전체 채널 H에서 구성한 p번째 부채널을 의미한다.
이렇게 상기 수신기(150)는 송신기(100)와 수신기(150) 간에 형성된 MIMO 채널, 즉 전체 채널을 다수의 부채널들로 구성한 후, 상기 구성한 부채널별 EXIT 차트, 즉 상기 구성한 부채널별 MIMO 검출기(152)와 채널 복호기(156)의 전달 함수를 각각 산출하고, 상기 산출한 MIMO 검출기(152)와 채널 복호기(156)의 전달 함수를 이용하여 EXIT 차트를 생성한다. 그런 다음, 상기 생성한 EXIT 차트에서 교차점의 최소값을 검색, 즉 상기 부채널별 MIMO 검출기(152)의 전달 함수와 채널 복호기(156)의 전달 함수의 입출력이 동일한 경우의 최소값을 검색하고, 상기 검색한 교차점의 최소값들 중 최대값에 대응하는 송신 안테나 인덱스, 즉 최적의 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신한다.
한편, 상기 수신기(150)는 상기 부채널별 MIMO 검출기(152)의 전달 함수와 채널 복호기(156)의 전달 함수의 출력 상호 정보 IO가 LLR 분포 함수의 평균 ±σ I 2/2과 분산 σI 2에 비례함으로, 상기 EXIT 차트에서 시작점과 종료점에 대한 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '0'과 '1'일 경우의 가중치 파라미터들을 산출한다. 보다 구체적으로 설명하면, 상기 수신기(150)는 송신기(100)와 수신기(150)간의 전체 채널 H를 추정한 후, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널로 구성한 후, 상기 각 부채널별 가중치 파라미터들을 NA일 경우, 즉 상기 EXIT 차트의 시작점에 대한 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '0'일 경우의 제1가중치 파라미터와, PA일 경우, 즉 상기 EXIT 차트의 종료점에 대한 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '1'일 경우의 제2가중치 파라미터를 각각 산출한다.
이때, 상기 수신기(150)는 각 부채널별 EXIT 차트의 시작점에 대한 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '0'일 경우 각 부채널별 제1가중치 파라미터 GNA,i는 하기 수학식 24와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00049
상기 수학식 24에서 GNA,i는 상기 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '0'일 경우의 각 부채널의 임의의 i번째 데이터 스트림 제1가중치 벡터 gi NA에 상응 한 각 부채널별 제1가중치 파라미터를 의미한다. 여기서, 상기 각 부채널별 임의의 i번째 데이터 스트림 제1가중치 벡터 gi NA는 하기 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다. 그리고,
Figure 112007025951014-pat00050
는 상기 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '0'일 경우의 각 부채널의 임의의 i번째 데이터 스트림에서 분산을 의미하며, 상기 분산
Figure 112007025951014-pat00051
는 하시 수학식 26과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00052
상기 수학식 25에서
Figure 112007025951014-pat00053
은 nr개의 수신 안테나들에 상응한 항등 행렬을 의미하고, Ex는 전송 심볼 벡터 x의 심볼 에너지를 의미한다.
Figure 112007025951014-pat00054
또한, 상기 수신기(150)는 각 부채널별 EXIT 차트의 종료점에 대한 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '1'일 경우 각 부채널별 제2가중치 파라미터 GPA,i는 하기 수학식 27과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00055
상기 수학식 27에서 GPA,i는 상기 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '1'일 경우의 각 부채널의 임의의 i번째 데이터 스트림 제2가중치 벡터 gi PA에 상응한 각 부채널별 제1가중치 파라미터를 의미한다. 여기서, 상기 각 부채널별 임의의 i번째 데이터 스트림 제1가중치 벡터 gi PA는 하기 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다. 그리고,
Figure 112007025951014-pat00056
는 상기 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '1'일 경우의 각 부채널의 임의의 i번째 데이터 스트림에서 분산을 의미하며, 상기 분산
Figure 112007025951014-pat00057
는 하기 수학식 29와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007025951014-pat00058
Figure 112007025951014-pat00059
여기서, 상기 수신기(150)가 산출한 각 부채널별 제1가중치 파라미터와 제2 가중치 파라미터, 예컨대 임의의 p번째 부채널 Hp의 데이터 스트림별 제1가중치 파라미터 GNA,p,i는 상기 수학식 3과 같이 임의의 i번째 데이터 스트림에 대한 SNR과 동일한 의미를 갖으며, 임의의 p번째 부채널 Hp의 데이터 스트림별 제2가중치 파라미터 GPA,p,i는 데이터 스트림별 간섭이 완벽하게 제거된 이후의 SNR을 의미한다.
이렇게 각 부채널별 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출한 수신기(150)는 상기 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '0'인 경우와 '1'인 경우에 대한 상기 MIMO 검출기(152)의 출력 상호 정보 IO 값의 상대적인 크기 비교를 통해 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 최적의 송신 안테나 인덱스를 송신기(100)로 송신한다. 그러면 이하에서는, 상기 수신기(150)가 각 부채널별 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 이용하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정을 설명하기로 한다.
전술한 바와 같이 상기 수신기(150)는 송신기(100)와 수신기(150) 간에 형성된 전체 MIMO 채널 H를 추정한 후, 상기 추정한 전체 채널 H를 다수의 부채널들로 구성한다. 그런 다음, 상기 구성한 부채널 행렬의 데이터 스트림별 제1가중치 벡터 gi NA를 산출하고, 상기 산출한 데이터 스트림별 제1가중치 벡터 gi NA를 이용하여 임의의 p번째 부채널 Hp의 데이터 스트림별 제1가중치 파라미터 GNA,p,i를 산출한다. 다음으로, 상기 수신기(150)는 하기 수학식 30에 나타낸 바와 같이 상기 산출한 임의의 p번째 부채널 Hp의 데이터 스트림별 제1가중치 파라미터 GNA,p,i의 평균 파라미터, 즉 각 부채널별 제1가중치 파라미터를 산출한다.
Figure 112007025951014-pat00060
α
이렇게 각 부채널별 제1가중치 파라미터를 산출하면, 상기 수신기(150)는 하기 수학식 31에 나타낸 바와 같이 각 부채널별 제1가중치 파라미터에 상응하여 각 부채널들의 인덱스를 내림차순으로 정렬한다.
Figure 112007025951014-pat00061
상기 수학식 31에서 P는 부채널들의 총 개수를 의미하고, pl은 임의의 l번째 부채널 인덱스를 의미, 다시 말해 특정 송신 안테나를 선택할 경우 형성된 부채널의 인덱스를 의미한다. 그런 다음, 상기 수신기(150)는 정렬한 각 부채널들의 인덱스를 소정개, 예컨대 α개를 결정, 즉 상기 α개의 각 부채널들 형성하는 송신 안테나 인덱스를 결정한다. 이때, 상기 수신기(150)는 각 부채널별 제1가중치 파라미터가 최대값을 갖는 α개의 부채널을 결정, 즉 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 하기 수학식 32에 나타낸 바와 같이 α개의 부채널에 대한 제2가중치 파라미터를 산출한다.
Figure 112007025951014-pat00062
상기 32에서 m은 α개의 부채널 인덱스를 의미한다.
이렇게 산출한 α개의 부채널에 대한 제2가중치 파라미터에서 상기 수신기(150)는 하기 수학식 33에 나타낸 바와 같이 제2가중치 파라미터가 최대값을 갖는 부채널을 결정, 즉 송신 안테나 인덱스를 최적의 송신 안테나 인덱스로 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 송신기(100)로 송신한다.
Figure 112007025951014-pat00063
그러면 여기서, 도 4를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 MIMO 검출기와 채널 복호기의 전달 함수를 산출하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신하는 과정을 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 동작 과정을 도시한 도면이다. 여기서, 도 4는 전술한 바와 같이 수신기가 MIMO 검출기와 채널 복호기의 전달 함수를 산출한 후, 상기 산출한 MIMO 검출기와 채널 복호기의 전달 함수를 이용하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 동작을 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 상기 수신기는, 401단계에서 다수개의 송신 안테나들을 통해 데이터를 송신하는 송신기와 다수의 수신 안테나들 통해 데이터를 수신하는 수 신기 간에 형성된 전체 채널, 즉 전체 MIMO 채널을 추정한다. 그런 다음, 상기 수신기는, 403단계에서 상기 추정한 전체 MIMO 채널을 P개의 부채널들로 구성한 후, 405단계에서 상기 구성한 임의의 p번째 부채널 Hp에 대한 입력 상호 정보 II를 '0'으로 초기화한다. 여기서, 상기 입력 상호 정보 II 값이 '0'이므로 상기 NA일 경우이며, EXIT 차트에서의 시작점을 의미한다.
다음으로, 상기 수신기는, 407단계에서 상기 입력 상호 정보 II를 제어하는 분산 σI 2를 설정한 후, 409단계에서 상기 부채널 Hp에서의 코드 비트와 상기 코드 비트에 대한 LLR을 산출하고, 상기 LLR에 대한 출력 상호 정보 IO, 및 입력 상호 정보 II를 산출한다. 그런 다음, 상기 수신기는, 411단계에서 상기 산출한 입력 상호 정보 II 값이 '1'인지를 확인, 즉 PA일 경우인 지를 확인한다.
상기 411단계에서의 확인 결과, 상기 입력 상호 정보 II 값이 '1'이면, 즉 PA이면 EXIT 차트의 종료점을 의미하므로, 상기 수신기는 413단계에서 부채널 Hp에서 MIMO 검출기의 전달 함수와 채널 복호기의 역 전달 함수를 산출한다. 그런 다음, 415단계에서 상기 MIMO 검출기의 전달 함수와 채널 복호기의 역 전달 함수의 교차점에서 최소값을 검색한다. 그리고 나서, 상기 수신기는 417단계에서 모든 부채널에서 상기 MIMO 검출기의 전달 함수와 채널 복호기의 역 전달 함수의 교차점들 중 최소값을 검색이 완료되었는 지를 확인한다.
상기 417단계에서 확인 결과, 모든 부채널에서 교차점들 중 최소값을 검색이 완료되면, 상기 수신기는 419단계에서 상기 검색한 교차점의 최소값들 중에서 최대값을 검색한 421단계로 진행한다. 상기 421단계에서 수신기는 상기 최대값에 대응한 송신 안테나 인덱스를 결정, 즉 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신한다.
한편, 상기 411단계에서의 확인 결과, 상기 입력 상호 정보 II 값이 '1'이 아니면, 즉 PA가 아니면, 상기 수신기는 423단계로 진행하고, 상기 423단계에서 입력 상호 정보 II 값에 오프셋을 더한 후 407단계로 진행한다. 여기서, 상기 오프셋은 도 3에 도시한 바와 같이 EXIT 차트를 생성하기 위한 입력 상호 정보 II 값을 업데이트하는 값이다.
또한, 상기 417단계에서의 확인 결과, 모든 부채널에서 교차점들 중 최소값을 검색이 완료되지 않으면, 상기 수신기는 425단계로 진행하고, 상기 425단계에서 다음 부채널에서 교차점들 중 최소값을 검색하도록 업데이트한 후, 405단계로 진행한다. 그러면 여기서, 도 5를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신하는 과정을 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 동작 과정을 도시한 도면이다. 여기서, 도 5는 전술한 바와 같이 수신기가 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출한 후, 상기 산출한 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파 라미터를 이용하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 동작을 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 상기 수신기는, 501단계에서 다수개의 송신 안테나들을 통해 데이터를 송신하는 송신기와 다수의 수신 안테나들 통해 데이터를 수신하는 수신기 간에 형성된 전체 채널, 즉 전체 MIMO 채널을 추정한다. 그런 다음, 상기 수신기는, 503단계에서 상기 추정한 전체 MIMO 채널을 P개의 부채널들로 구성한 후, 505단계에서 상기 구성한 임의의 p번째 부채널 Hp의 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출한다.
이때, 상기 수신기는 전술한 바와 같이 부채널 Hp에서 NA일 경우, 즉 입력 상호 정보 II 값이 '0'일 경우의 제1가중치 파라미터와, PA일 경우, 즉 상기 EXIT 차트의 종료점에 대한 MIMO 검출기(152)의 입력 상호 정보 II 값이 '1'일 경우의 제2가중치 파라미터를 각각 산출한다. 여기서, 상기 수신기의 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하는 동작은 앞서 구체적으로 설명하였으므로 여기서는 그에 관한 구체적인 설명을 생략하기로 한다.
그런 다음, 상기 수신기는, 507단계에서 모든 부채널에서 상기 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하였는 지를 확인한다. 상기 507단계에서 확인 결과, 모든 부채널에서 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하면, 상기 수신기는 509단계에서 각 부채널별 제1가중치 파라미터가 최대값을 갖는 α개의 부채널을 결정, 즉 송신 안테나 인덱스를 결정한다. 다음으로, 상기 수신기는 511 단계에서 상기 α개의 송신 안테나 인덱스에서 제2가중치 파라미터가 최대값을 갖는 부채널을 결정, 즉 송신 안테나 인덱스를 최적의 송신 안테나 인덱스로 결정하고, 513단계에서 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 송신기로 송신한다. 한편, 507단계에서의 확인 결과, 모든 부채널에서 상기 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하지 않으면, 상기 수신기는 515단계로 진행하고, 상기 515단계에서 다음 부채널에서 상기 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하도록 업데이트한 후, 505단계로 진행한다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 송신기와 수신기간에 형성된 채널을 추정한 후, 상기 추정한 채널별 검출기와 복호기의 전달 함수를 산출하여 최적의 송신 안테나를 결정함으로써 최적의 송신 안테나를 통해 데이터를 송신할 수 있다. 또한, 본 발명은, 상기 추정한 채널의 가중치 파라미터를 산출하여 최적의 송신 안테나를 결정함으로써 최적의 송신 안테나를 통해 데이터를 송신할 수 있다. 따라서, 본 발명은 MIMO 방식을 적용한 통신 시스템에서 최적의 송신 안테나를 통해 데이터를 송 신함으로써 다중 사용자 다이버시티를 보장하고 오버헤드 증가를 방지할 수 있다.

Claims (38)

  1. 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법에 있어서,
    수신기가 송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하는 과정과,
    상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출하는 과정과,
    상기 산출한 상호 정보에 상응하여 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수를 각각 산출하고, 상기 산출한 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정과,
    상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 과정을 포함하는 데이터 송수신 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정은, 상기 검출기의 전달 함수와 상기 복호기의 전달 함수 간의 교차점에서 최소값을 검색하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정은, 상기 각 부채널별로 검색한 교차점의 최소값들 중에서 최대값에 대응하는 송신 안테나 인덱스를 상기 최적의 송신 안테나 인덱스로 결정하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 검출기의 전달 함수와 상기 복호기의 전달 함수 간의 교차점은, 상기 검출기의 전달 함수의 입력 상호 정보와 상기 복호기의 전달 함수의 출력 상호 정보가 동일한 경우와 상기 검출기의 전달 함수의 출력 상호 정보와 상기 복호기의 전달 함수의 입력 상호 정보가 동일할 경우인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 각 부채널별 상호 정보를 산출하는 과정은, 상기 각 부채널에서의 코드 비트와 상기 코드 비트에 대한 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 각 부채널별 상호 정보를 산출하는 과정은, 상기 산출한 코드 비트와 로그 우도비에 상응하여 출력 상호 정보를 산출하고, 상기 산출한 출력 상호 정보에 상응하여 입력 상호 정보를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 출력 상호 정보를 산출하는 과정은, 상기 코드 비트에 대해 상기 로그 우도비의 확률 분포를 통해 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 입력 상호 정보를 산출하는 과정은, 상기 코드 비트에 대해 상기 로그 우도비의 확률 분포를 가우시안 분포로 하여 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수를 각각 산출하는 과정은, 상기 검출기의 출력 상호 정보와 입력 상호 정보를 산출하고, 상기 복호기의 출력 상호 정보와 입력 상호 정보를 각각 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  11. 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법에 있어서,
    수신기가 송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하는 과정과,
    상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출하는 과정과,
    상기 산출한 상호 정보에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정과,
    상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 과정을 포함하고,
    상기 산출한 상호 정보에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정은, 상기 각 부채널별 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 부채널별 제1가중치 파라미터는 상기 상호 정보 산출을 위한 사전(a priori) 정보가 존재하지 않을 경우의 파라미터이고, 상기 부채널별 제2가중치 파라미터는 상기 사전 정보가 완벽할 경우의 파라미터인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 부채널별 제1가중치 파라미터를 산출하는 과정은, 상기 부채널 행렬의 데이터 스트림별 제1가중치 벡터를 산출한 후, 상기 산출한 제1가중치 벡터를 이용하여 상기 부채널의 데이터 스트림별 제1가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 부채널별 제1가중치 파라미터를 산출하는 과정은, 상기 부채널의 데이터 스트림별 제1가중치 파라미터의 평균 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 과정은, 상기 부채널 행렬의 데이터 스트림별 제2가중치 벡터를 산출한 후, 상기 산출한 제2가중치 벡터를 이용하여 상기 부채널의 데이터 스트림별 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으 로 하는 데이터 송수신 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 과정은, 상기 부채널의 데이터 스트림별 제2가중치 파라미터의 평균 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  17. 제12항에 있어서,
    상기 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 과정은, 상기 부채널별 제1가중치 파라미터에 상응하여 상기 다수의 부채널들 중에서 소정개의 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 소정개의 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 과정은, 상기 부채널별 제1가중치 파라미터가 최대값을 갖는 상기 소정개의 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하는 과정은, 상기 소정개의 부채널별 제2가중치 파라미터가 최대값을 갖는 부채널에 해당하는 송신 안테나 인덱스를 결정하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
  20. 통신 시스템에서 데이터 송수신 시스템에 있어서,
    송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하고, 상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출한 후, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수를 각각 산출하고, 상기 산출한 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 수신기를 포함하는 데이터 송수신 시스템.
  21. 삭제
  22. 제20항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 검출기의 전달 함수와 상기 복호기의 전달 함수 간의 교차점에서 최소값을 검색하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 각 부채널별로 검색한 교차점의 최소값들 중에서 최대값에 대응하는 송신 안테나 인덱스를 상기 최적의 송신 안테나 인덱스로 결정하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 검출기의 전달 함수와 상기 복호기의 전달 함수 간의 교차점은, 상기 검출기의 전달 함수의 입력 상호 정보와 상기 복호기의 전달 함수의 출력 상호 정보가 동일한 경우와 상기 검출기의 전달 함수의 출력 상호 정보와 상기 복호기의 전달 함수의 입력 상호 정보가 동일할 경우인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  25. 제20항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 각 부채널에서의 코드 비트와 상기 코드 비트에 대한 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 산출한 코드 비트와 로그 우도비에 상응하여 출력 상호 정보를 산출하고, 상기 산출한 출력 상호 정보에 상응하여 입력 상호 정보를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 코드 비트에 대해 상기 로그 우도비의 확률 분포를 통해 상기 출력 상호 정보를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 코드 비트에 대해 상기 로그 우도비의 확률 분포를 가우시안 분포로 하여 상기 입력 상호 정보를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  29. 제26항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 검출기의 출력 상호 정보와 입력 상호 정보를 산출하고, 상기 복호기의 출력 상호 정보와 입력 상호 정보를 각각 산출하여 상기 검출기의 전달 함수와 복호기의 전달 함수를 각각 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  30. 통신 시스템에서 데이터 송수신 시스템에 있어서,
    송신기와 형성된 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널을 다수의 부채널들로 구성하고, 상기 구성한 각 부채널별 상호 정보(mutual information)를 산출한 후, 상기 산출한 상호 정보에 상응하여 최적의 송신 안테나 인덱스를 결정하고, 상기 결정한 송신 안테나 인덱스를 상기 송신기로 송신하는 수신기를 포함하고, 상기 수신기는, 상기 각 부채널별 제1가중치 파라미터와 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 부채널별 제1가중치 파라미터는 상기 상호 정보 산출을 위한 사전(a priori) 정보가 존재하지 않을 경우의 파라미터이고, 상기 부채널별 제2가중치 파라미터는 상기 사전 정보가 완벽할 경우의 파라미터인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 부채널 행렬의 데이터 스트림별 제1가중치 벡터를 산출한 후, 상기 산출한 제1가중치 벡터를 이용하여 상기 부채널의 데이터 스트림별 제1가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 부채널의 데이터 스트림별 제1가중치 파라미터의 평균 파라미터를 산출하여 상기 부채널별 제1가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  34. 제31항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 부채널 행렬의 데이터 스트림별 제2가중치 벡터를 산출한 후, 상기 산출한 제2가중치 벡터를 이용하여 상기 부채널의 데이터 스트림별 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 부채널의 데이터 스트림별 제2가중치 파라미터의 평균 파라미터를 산출하여 상기 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  36. 제31항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 부채널별 제1가중치 파라미터에 상응하여 상기 다수의 부채널들 중에서 소정개의 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  37. 제36항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 부채널별 제1가중치 파라미터가 최대값을 갖는 상기 소정개의 부채널별 제2가중치 파라미터를 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 소정개의 부채널별 제2가중치 파라미터가 최대값을 갖는 부채널에 해당하는 송신 안테나 인덱스를 상기 최적의 송신 안테나 인덱스로 결 정하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 시스템.
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