KR100367812B1 - 통신시스템및그통신시스템의통신채널을거쳐송신된인코딩기호를디코딩하는방법 - Google Patents

통신시스템및그통신시스템의통신채널을거쳐송신된인코딩기호를디코딩하는방법 Download PDF

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Abstract

낮은 복잡성의 고성능 트렐리스 디코더는 상기 통신 시스템의 현재의 상태에 기초한 트렐리스 디코딩 절차의 복잡성을 적용한다. 노드와 분기의 크렐리스 구조는 통신 채널을 거쳐 수신한 기호의 순서를 디코딩하기 위하여 개발된다. 상기 트렐리스의 각각의 노드세트는 시간순시에서 수신한 기호의 예상치를 나타낸다, 각각의 분기는 다른 시간순시에서의 노드간에 특별한 전이를 한정하고, 각각의 분기는 관련된 분기 미터법 또는 가중치를 갖는다. 노드와 트렐리스 사이의 분기연결은 한개의 예상기호 순서를 나타내는 상기 트렐리스를 통과하는 경로를 한정하고, 누적미터법/가중치는 상기 트렐리스를 통과하는 각각의 예상 경로에 대하여 발생된다. 상기 트렐리스를 통과하는 변수 M 생존자 경로는 그들의 누적된 미터법/가중치를 기초로 하여 판정된다, 상기 변수 M의 값은 상기 통신 시스템의 현재의 상태에 의존한다. 상기 M의 값이 현재의 상태로 채택될때, 상기 수신기호의 순서는 상기 트렐리스를 통과하는 M 생존자 경로를 이용하여 디코딩된다.

Description

통신 시스템 및 그 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법
부호화(coded) 데이터 통신시, 인코딩한(encoded) 기호들은 통신 채널, (예컨대, 무선 주파수 통신 채널)을 통해서 송신되는데, 이는 동일 채널과 인접 채널 간섭, 노이즈, 분산, 페이딩(fading), 약 신호 세기 등과 같은 다양한 형태의 왜곡에 영향을 받는다. 트렐리스 부호화는 송신될 기호의 열(Sequence)을 인코딩 하는데 이용된 한가지 방법이며, 상기 프로세스를 진행할 때에 상기 송신 신호를 메모리에 보낸다. 따라서, 상기 수신 신호를 복조하고, 상기 송신기호들을 회복 (recover)하기 위해서, 상기 디코딩 프로세스는 기호들의 전체 열을 참작하여 실행되어야 한다.
기호 열을 디코딩하는 적절한 방법은 에러가 발생할 확률을 최소화하기 위해서 상기 수신신호를 최상의 상태로 디코딩하는 메커니즘을 제공하는 최대 공산 순차 평가(maximum likelihood sequence estimation, MLSE)이다. 상기 MLSE 방법에서, 상기 수신된 신호의 열은 송신될 수 있는 모든 가능한 기호의 열과 비교된다. 상기 수신된 신호들의 열을 최적으로 정합(match)하는 모든 가능한 열중 특별한 열은 상기 디코딩한 열로서 선택된다. 만약 상기 송신된 기호 열의 길이가 N 기호의 길이이고, 각 기호가 취할 수 있는 가능한 값이 Q인 경우, 상기 MLSE 패턴 정합 방법은 가능한 열 QN중에서 최적의 정합을 결정하기 위해 시도한다. 그러나, Q와 N의 적정치(modest values)에 대해서 조차도, 잠재적인 MLSE 검색 열의 개수는 실행하기에 너무 복잡하다.
상기 MLSE 검색을 실행하는 한가지 간단한 해법은 공지된 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)에 의해 제공된다. 상기 비터비 알고리즘을 이해하기 위해서, 상기 검색의 문제는 트렐리스를 검색하는 방법으로서 나타낸다. 도 1은 각각의 송신기호가 4개의 값 중 한 개의 값을 취하는 간단한 트렐리스를 도시한다. 각각의 트렐리스 노드는 상기 송신기호의 한 개 값에 해당하고, 때때로 한 개의 상태(state)로써 언급된다. 상기 트렐리스의 매 시간 순간(instant)/단계(stage)에는 4개 상태 트렐리스를 명확히 보여주는 4개의 노드가 있다. 상기 노드의 세트는 각각의 송신된 기호 기간동안에 반복된다. 노드사이의 전이(transition)는 분기 (branches)로 일컬어지고, 각 분기는 송신된 가능한 기호와 관련된다. 상기 노드(상태)와 분기(기호)의 구조는 상기 트렐리스를 정의한다.
메트릭 또는 가중치(metric or weight)는 실제로 수신된 기호 열의 일부분인분기에 해당하는 기호의 존재 가능성을 나타내는 분기마다 형성된다. 수신신호 샘플과 상기 분기와 관련된 기호를 이용하여 형성된 샘플에 해당하는 평가사이의 제곱 절대차(squared absolute difference)는 메트릭의 일 예이다. 이 메트릭은 제곱 유크리드 거리 메트릭(squared Euclidean distance metric)과 같이 언급된다. 상기 노드를 통한 분기의 연결은 한 개의 경로를 형성한다. 최고의 누적 메트릭(즉, 분기 메트릭의 최소합)이 갖는 경로가 선택되고, 이렇게 선택된 경로의 분기에 해당하는 기호들은 디코딩 기호로써 출력된다.
상기 검색 절차를 합리화하기 위해서, 상기 비터비 알고리즘은 상기 분기만을 최고/최적의(best/optimal)(즉, 최하) 메트릭을 갖는 각 노드/상태로 계속 보유하고, 그 나머지 분기는 상기 노드/상태로 버려진다. 이러한 최고의 분기 선택 절차는 상기 트렐리스를 통과하는 예상 경로의 개수를 상당히 줄인다. 그 다음, 상기 예상 경로들로부터, 상기 비터비 알고리즘은 전체 거리를 최소화하는 상기 트렐리스를 통하여 상기 경로를 선택한다. 노드가 존재하는 만큼 많은 경로를 계속 유지해야할 필요성이 있기 때문에, 즉, 한 개의 상태당 한 개의 경로만이 존재하기 때문에, 각각의 상태/노드에 남아있는 경로들은 "생존자(survivors)"로 불리어진다. 상기 비터비 알고리즘은 상기 트렐리스를 통하여 최적의 생존자 경로를 추적하는 귀납적 기술(recursive technique)이다.
상기 비터비 알고리즘이 갖는 주요 문제점은 상기 송신된 트렐리스 부호화 신호의 상태(메모리)의 개수에 따라 복잡성이 지수함수적으로 증가한다는 점이다.상태의 개수(QN)와 예상치의 개수(Q)로써 한 개의 기호를 얻을 수 있는데, N은 메모리 또는 다른 기호상의 기호의 종속성을 나타낸다. N의 메모리는 각각의 기호가 다른 기호N, 예컨대, 이전의 기호에 의존하는 것을 의미한다. 이러한 복잡성은 M-알고리즘 또는 T-알고리즘과 같이 공지된 알고리즘을 이용하여 줄어드는데, 이 알고리즘들은 디코딩에 대하여 계속 유지한 상태의 개수를 더욱 제한한다. 기본적인 M-알고리즘시에 상기 트렐리스의 매 시간 순간 동안, 생존자의 개수는 일정한 정수인 M으로 제한된다. 상기 M-알고리즘은 상기 누적된 경로 미터법에 기초하여 상기 M의 가장 유사한 상태를 선택한다. 보다 큰 누적 경로 메트릭을 갖는 생존자 상태들은 버려진다. 상기 M-알고리즘의 다른 변량(variant)은 M상태 보다는 오히려 트렐리스를 통과하는 상기 최고의(상기 누적 경로 메트릭에 의해 규정된 것과 같은) M-경로를 계속 유지하게 된다. 나아가서, 상기 M-알고리즘은 상기 트렐리스의 임의 시간순간에서 일정한 개수의 상태(M)로 상기 트렐리스를 통과하는 검색을 제한한다. 유감스럽게도, M에 대한 상기 선택값이 너무 작으면, 에러가 발생할 확률이 높은 디코딩에 대하여 잘못된 M상태를 계속 유지할 가능성이 높다. 다른 한편, 만약 M의 상기 선택값이 너무 크면, 상기 디코딩 절차는 너무 복잡하기 때문에 부적합하다.
상기 T-알고리즘은 소정의 임계치(T) 이하인 관련된 메트릭을 갖는 상기 상태만을 계속 유지한다. 상기 M-알고리즘과 같이, 상기 일정한 임계치(T)의 선택은 복잡함이 없이 만족스럽게 실행하는데 결정적인 역할을 한다. 실제로, 어플리케이션에 부합되는 모든 조건 또는 대부분의 조건에 적합한 특정 통신 어플리케이션을위하여 임계치(T)를 선택하는 것은 매우 어렵다.
일정한 M 또는 일정한 T가 갖는 문제점은 인코딩한 기호들을 송신하고, 수신한 다음, 디코딩한 통신 채널이 바뀐다는 점이다. 실제로, 무선 주파수 통신시, 상기 무선 채널은 페이딩, 다중경로 발산, 인접 채널 간섭, 동일 채널 간섭, 노이즈등 때문에 일정하게 변하는 매개변수로 나타낸다. 통신 채널에 대한 최악의 경우를 보상하기 위해서, 상기 M-알고리즘의 M 값 및 상기 T-알고리즘의 T 값은 상기 최악의 채널상태에서 상기 기호를 만족스럽게 디코딩할 수 있는 충분한 개수의 상태를 가지기 위해서 상당히 큰 값으로 설정되어야 한다. 그러나, 이것은 상기 큰 비율의 시간에 대하여, 상기 채널상태가 매우 양호하게 될 수 있고, 매우 적은 개수의 상태가 모두 상기 수신신호를 만족스럽게 디코딩하는데 필요하기 때문에 비효율적인 디코딩 접근법이다.
따라서, 필요한 것은 상기 통신 시스템의 한 개 이상의 조건에 근거하여 상기 트렐리스의 생존자의 경로 또는 상태의 개수를 적용할 수 있는 복잡성을 줄인 트렐리스 디코딩 절차이다. 무선 통신 어플리케이션, 및 특별히 베터리로 동작되는 휴대용 무전기에 있어서, 송신 전력은 중요하다. 그러나, 낮은 송신 전력은 상기 수신기에서 디코딩하는 성능을 떨어뜨릴 수 있다. 또한, 인접 채널 간섭을 최소화하기 위해서 기지국/중계기와 같은 고정된 송수신기의 송신 전력을 줄일 필요성이 있다. 그러나, 이러한 송신 전력 감소는 수신기가 저 전력상태에서 송신된 신호를 정확하고 효율적으로 디코딩할 수 있는 경우에만 용이하다.
본 발명은 통신 시스템에서 수신된 기호(symbol)들을 디코딩하는 것에 관한 것으로써, 특히, 상기 디코딩 프로세스 동안 계속 유지한 경로 또는 트렐리스 상태 (trel lis states)의 개수가 변할 수 있는 트렐리스 구조를 이용하여 디코딩하는 디코딩 기술에 관한 것이다.
도 1은 트렐리스의 그래프도.
도 2는 본 발명이 제공될 수 있는 통신 시스템의 일예에 대한 기능 블록도.
도 3은 가변 단계 트렐리스 디코딩 알고리즘을 실행하는 기본 절차의 개요 흐름도.
도 4는 통신 시스템 매개변수가 현재의 통신 채널 품질인 가변 단계 트렐리스 디코딩 알고리즘의 특정 실시예를 실행하는 특정 절차의 개요 흐름도.
도 5는 종래의 복잡성(complexity)이 큰 비터비 트렐리스 디코딩 절차와 비교하여 본 발명에 따른 복잡성을 줄인 트렐리스 디코딩 절차의 실행에 대한 그래프도.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라서 도 2에 도시된 수신기 분기(receiver branch)의 상세한 기능 블록도.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라서 M 트렐리스 상태의 가변 수와 안테나 다이버시티를 이용하는 상기 트렐리스 디코딩 절차에 대한 개요 흐름도.
도 8은 안테나 다이버시티가 없는 가변 M 트렐리스 디코딩 절차와 비교하여 본 발명의 일 실시예에 따라 안테나 다이버시티를 제공하여 복잡성을 줄인 가변 M 트렐리스 디코딩 절차의 실행을 도시한 그래프도.
[실시예]
제한없이 다음과 같이 설명함에 있어서, 특별한 세부사항들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 특별한 회로 배치와 방법 등이 설명된다. 그러나, 당업자라면, 상기 특정 세부사항을 벗어나서 다른 실시예로 본 발명을 실시할 수 있을 것이다. 다른 일예에 있어서, 공지된 방법, 장치 및 회로의 상세한 설명은 본 발명의 설명을 명확하게 하기 위해서 생략된다.
도 2에 언급된 바와 같이, 본 발명을 적용할 수 있는 통신 시스템(10)의 일예에 대한 전체 기능블럭도가 도시된다. 본 발명이 고정 무선기와 휴대용 무선기를 포함하는 무선통신에 매우 적합한 반면, 또한, 다른 통신환경에도 역시 적용할 수 있다.
상기 송신측상에 송신될 정보신호, 즉, 기호의 열은 트렐리스 코드 변조 (TCM) 및 차분 인코더(differential encoder)(12)에 의해 인코딩 된다. 만약 상기 인코딩 기호가, 예컨대, 공지된 시 분할 멀티플렉스(TDM)기법을 이용하여 슬롯(slot)통신 채널상에 송신되면, 기호 인터리버(symbol interleaver)(14)는 기호 열 세그먼트를 다른 타임 슬롯으로 분배하거나 전가하는 것이 바람직하다(불필요 하더라도). 인터리브는 열악한 채널 상태에서 수신된 기호 세그먼트의 여기저기에 양호한 채널 상태에서 수신된 기호 세그먼트가 있기 때문에 페이딩에 영향을 받기 쉬운 통신 채널에 특별히 효과가 있다. 상기 기호들은 복합적이고, 2개의 구성요소, 즉, 실수(I)(동위상)와 허수(Q)(직각)에 의해 표현된다. 상기 동위상(in-phase)과 직각(quadrature)성분은 병렬 처리 분기를 통하여 지나간다. 각각의 구성 요소는 송신필터(18a, 18b), 디지털 아날로그 변환기(20a, 20b) 및 직각 변조기(22a, 22b)에 의해 쉬프트된 주파수를 통과한다. 상기 직각 변조신호는 가산기(24)에서 혼합된 다음, 상기 신호의 이득을 증가시키는 RF 증폭기(26)로 보내진다. 상기 RF 증폭기(26)는 상기 증폭된 신호를 송신용인 한 개 이상의 안테나(28a. . . . 28n)로 보낸다. 통상적인 주파수 호핑방법은 상기 기호들의 일 부분만을 운반하는 각각의 주파수가 갖는 다수의 반송파 주파수간의 홉(hop)에 이용될 수 있다.
상기 통신 시스템의 수신기측에 있는 한 개 이상의 안테나(30A. . . 30N)는 상기 신호를 수신한다. 수신 안테나 다이버시티 어플리케이션에 있어서, 다이버시티 안테나(30A. . . 30N)는 기지국 송수신기/중계기같은 고정된 무선 송수신기 및 휴대용/이동 무선기에 적용될 수 있다. 복수의 다이버시티 안테나(30A. . . 30N)의 각각으로부터 수신된 신호들은 각각의 무선증폭 및 하향변환(downconversion) 경로를 이용하여 처리된다. 그러나, 간단한 단일 하향변환 만이 도 2에 도시되고 기술된다.
한 개의 안테나 신호(또는 다이버시티 안테나로부터의 신호 결합)는 필터링과 RF 증폭단(32)을 통하여 상기 수신신호의 주파수(또는 주파수 호핑 시스템의 주파수)를 중간 주파수로 감소시키는 제1 하향 변환기(34)로 보낸다. 상기 중간 주파수 신호는 중간 주파수 수신 필터(36)를 통과한 다음, 필터링된 기저대(baseband)신호(저역신호) 만들기 위해서 제2 하향 변환기를 통과한다. 상기 IF 하향변환이 바람직할지라도, 본 발명을 실행하는데 필요한 것은 아니다. 상기 필터링한 기저대 신호는 신호처리기(39)에 의해 동위상(I)과 직각(Q)성분을 갖는 복합신호로 변환된다. 상기 동위상과 직각신호는 아날로그 대 디지털 변환기(40a, 40b)에 의해 디지털화 되고, 차분 위상 정보를 기호의 열로 변환하는 복합신호 발생기(42)로 보내진다. 역 인터리버(deinterleaver)(44)는 인터리브된 정보의 슬롯을 재배치한다(즉, 인터리버(44)에 의해 실행된 셔플링(shuffling)동작을 원상태로 하기위하여 역 셔플링동작을 수행한다). TCM 디코더(46)는 상기 송신된 신호정보를 회복하기 위해서 이하에 더욱 상세히 설명되는 트렐리스 디코딩 방법을 이용하여 이러한 기호 스트림(symbol stream)을 처리한다. 신호 추적기(signal tracker)(48)는 IF단(38)으로부터의 아날로그 신호출력 또는 상기 역 인터리버(44)로부터의 수신 신호의 샘플에 대한 평균 페이징 신호세기를 평가한다. 양호한 실시예에 있어서, 역 인터리버 (44), TCM디코더(46) 및 신호 추적기(48)는 적합하게 프로그램된 마이크로프로세서 및/또는 디지털 신호처리 회로를 이용하여 실행된다.
상기 TCM 디코더(46)는 통신 채널상에 수신된 기호의 열을 디코딩하는 노드와 분기의 트렐리스(본 발명의 배경에 설명되고 도 1에 도시된 것과 유사)를 만드는 최대 공산 순차 평가(MLSE)이다. 상기 트렐리스안에 노드의 각 세트는 한 개의 시간 순간에 수신된 기호의 모든 예상치를 나타낸다. 한 개의 시간 순간의 노드 또는 상태와 다른 시간 순간의 노드 또는 상태 사이의 전이는 상기 트렐리스의 한 개의 단계같이 언급된다. 각각의 단계는 순차 시간 순간에서 노드들 간에 특별한 전이를 규정하는 각각의 분기들을 갖는 분기를 포함하고, 각각의 분기는 관련된 분기가중치 또는 메트릭을 갖는다. 최고의(가장 작은) 메트릭이 갖는 각 노드안에 상기 "생존자" 분기만은 유지된다. 상기 트렐리스안에 복수의 단계위에 노드 사이의 분기 연결은 가능한 수신 기호 열을 나타내는 트렐리스를 통과하는 경로를 한정한다. 각각의 가능한 트렐리스 경로에 대하여, 이러한 경로와 관련된 분기 메트릭은 경로 메트릭을 제공하기 위하여 누적되거나 가산된다. 상기 가장 작게 누적한 메트릭을 갖는 경로는 최고의 경로로써 선택된다.
본 발명은 상기 트렐리스를 통과하는 생존자 경로중 어느 경로가 통신 시스템의 현재 상태에 기초하여 디코딩할 목적으로 유지될 수 있는지를 결정한다. 상기 다른 나머지 생존자 경로는 디코딩 동작을 간소화하기 위하여 버려진다. 다시 말하면, 기호의 수신 열에 대한 트렐리스 디코딩의 근거가 되는 가변 수의 M 생존자 경로는 통신 시스템의 현재 상태에 의존한다.
도 3은 상기 트렐리스 디코딩에 이용되는 M 생존자 경로의 개수를 변경하는 일반적인 절차에 대한 개요 흐름도이다. 상기 현재의 통신 시스템 상태는 단계(50)에서 결정된다. 다른 통신 시스템 상태에 대한 다양한 예들은 이하에서 더욱 상세히 설명될 것이다. 판단 블럭(52)에서, 현재의 통신 시스템 상태가 소정의 임계치보다 크거나 같은지 여부를 판단한다. 소정의 임계치보다 크거나 같다면, 작은 M 값이 선택되거나, 현재의 M 값을 줄인다(블럭 54). 소정의 임계치보다 크거나 같지 않다면, 큰 M 값이 선택되거나 현재의 M 값은 증가된다(블럭 56). 상기 M의 현재값이 결정될 때 트렐리스 디코딩 이용, 예컨대, 공지된 비터비 알고리즘은 수신된 기호 열에 대한 최고의 평가를 결정하기 위해서 실행된다. 필요시, 만약 현재의 통신 시스템의 상태가 충분히 최적화 되게 결정됨으로서 임계치와 비교하여 이러한 예를 결정한다면, 상기 수신기호 열을 만족스럽게 디코딩하는데(에러 비트 수 저감) 필요한 상태 또는 경로의 개수는 매우 작다. 다른 한편, 현재의 통신 시스템 상태가 임계치보다 작으면, M보다 큰 수는 디코딩 성능을 확실하게 하는데 이용된다.
유용한 통신 시스템 매개변수의 일예는 통신 채널의 품질이다. 앞서서 이미 기술된 바와 같이, 임의의 통신 채널의 품질은 시간에 걸쳐 동일한 등급으로 변한다. 특히, 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 통신 채널의 품질은 페이딩, 다중경로발산, 인접채널 간섭과 사용자들로부터의 동일채널 간섭, 노이즈 및 다른 채널 손상으로 영향을 받기 쉬운 통신 채널에서 급속히 변한다(특히, 무선기 사용자가 차량으로 이동할 때). 이러한 상황에서, 현재의 상기 통신 채널의 품질은 신호 추적기(48)에 의해 검출되거나 판정된다. 만약 현재의 통신 채널의 품질이 임계치보다 크다면, 첫 번째의 비교적 작은 M의 값이 선택되는데, 이 값은 상기 통신 채널의 품질이 양호하다는 것을 의미한다. 택일적으로, 만약 현재의 통신 채널의 품질이 임계치 이하이면, 다른 상대적으로 큰 M의 값이 통신품질이 양호한 경우에 선택되는 M의 값 보다 크게 선택되는데, 이것은 통신 채널 품질이 나쁘다는 것을 지시한다. 실제로, 특별한 어플리케이션에 따라 선택된 M값의 최대(Mmin)한도 및 최소(Mmax)한도가 존재한다.
채널 품질은 수신 신호 세기, 신호 대 잡음비(SNR), 신호 대 간섭비(SIR), 에러 비트수(BER)등과 같은 일반적인 채널 품질 지시기를 이용하여 측정될 수 있다. 양호한 일예인 지시기는 채널추적 알고리즘을 이용하여 얻을 수 있는 수신신호의 채널증폭을 평가하는 평균 페이딩 신호 세기(averaged faded signal strengh)(AFSS)이다. 양호하게, 상기 채널 트랙킹 알고리즘에 있어서, 저역필터는 상기 수신신호의 진폭에 대한 엔벨로프를 평가하기 위해서 신호 샘플을 수신한다. 더욱 특히, 차분 코드화 위상 편이 변조(Phase Shift Keying, PSK)시스템에 있어서, s(n), cn , 및 n (n)은 시간(n)에서 (복합 기저대) 송신기호, 복합 채널 이득 및 덧셈성 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)을 나타낸다. 만약 y(n)이 수신신호이고, r(n)이 복합 신호 발생기(42)의 출력에서 발생한 신호이면, y(n) 및r(n)은 다음식과 같이 표현될 수 있다.
상기 식에 있어서, △Φn은 시간(n)에서의 차분 위상각이고(s(n)=s(n-1)eJ∧Φn관계식을 만족), an=cnc*n-1∝｜cn｜2는 페이징 신호의에너지를 측정하는 것이다. 페이징 채널에 있어서, 상기 채널이득 cn은 시간에 따라 변한다. 상기 AFSS 알고리즘은 평균 페이징 신호세기()(an의 평균치)를 얻어서, 다음 등식을 실행하는 시간에 거쳐 그것의 변화량을 추적한다.
상기 등식에 있어서, γ 는 범위(0, 1)에서의 실수이다. γ 의 값은 평활의 범위를 제어한다(노이즈의 효과를 최소화하기 위해). 일반적으로 γ 의 값은 γ =0, 8이다.
도 4는 통신 시스템 매개변수가 채널 품질인 본 발명을 실행하는 양호한 실시예의 흐름도를 도시한다. 개시 절차는 Mmin, Mmax, 채널 품질 임계치(T), 불량 채널 홀딩 윈도우(△) 및 재추적 단계 깊이(retrace stage depth)(δr)를 선택하기 위해서 블록(100)에서 실행된다. 상기 개시 매개변수(Mmin, Mmax, T, △, δr)는 특정 통신 어플리케이션에 의존하여 선택되고, 시뮬레이션 테스트를 거쳐 효과적으로 판정될 수 있다. 예컨대, 상기 현재의 채널 품질은 상기 기술된 바와 같이 AFSS를 이용하여 블록(102)에서 판정된다. 상기 M 상태 트렐리스 디코딩 절차의 한 단계는 M이 Mmin인 공지된 비터비 디코딩 절차에 따라 실행된다(블럭 104). 상기 현재의 채널 품질이 채널 품질 임계치(T)보다 크거나 같은지 여부를 블록(106)에서 판정한다. 만약 임계치보다 크거나 같으면, 상기 디코딩 절차는 M값이 최소치(Mmin)에서 진행되고, 그 결과 상기 트렐리스 디코딩 동작의 복잡성을 줄인다. 그러나, 만약 상기 현재의 품질이 상기 채널 품질 임계치보다 작으면, M의 값은 최대치(Mmax)로 설정된다(블럭 108).
상기 트렐리스 디코딩 동작을 계속 진행하는 것보다는 오히려, 상기 트렐리스의 최근에 디코딩한 단계가 정확하게 디코딩 된다고 가정하면, 본 발명은 상기 트렐리스의 최근에 디코딩한 단계가 새롭게 검출한 불량 채널 품질에 의해 역으로 충돌되는 그러한 사실을 참작해야 한다. 따라서, 상기 디코딩 동작은 상기 트렐리스안에 단계의 수(δr)를 재추적하고 상기 트렐리스 디코딩 알고리즘을 재시작함으로써 마지막 단계의 수(δr)가 반복된다(블럭 110). 이러한 재추적 절차는 디코딩 정확도에 대한 신뢰성을 확실하게 높인다.
또 값이 최대치(Mmax)로써 M 표시 트렐리스 디코딩 알고리즘의 △ 단계를 실행하는 블록(112)으로 진행한다. 상기 현재의 채널 품질이 상기 △ 단계 이내에 임계치(T)보다 작은지 여부를 결정하기 위한 판단은 블록(114)에서 판단된다. 임계치(T)보다 작으면, 상기 M 상태 디코딩 절차는 M인 Mmax인 블록(112)으로 진행한다. 그러나, 현재의 채널 품질이 임계치(T)보다 크거나 같으면, 새로운 보다 작은 M 값은 줄여진 디코딩 복잡성이 최근에 개선한 채널 품질의 뷰(view)에 적합하다는 현대의 조류를 반영하여 블록(116)에서 발생된다. 그러나, M 내지 Mmin의 새로운 값을 즉시 설정하는 것보다는 오히려, 본 발명은 더욱 전통적인 "가지치기(pruning)" 절차를 제공한다. 즉, M의 값은 Mmin에 도달할 때 까지 트렐리스의 연속 단계에서 반감된다. 따라서, 상기 채널을 개선할 때, 본 발명은 불량 채널 홀딩 윈도우(△) 및 제어된 M 감소 또는 가지치기 절차를 제공하여 상기 채널상태가 Mmin을 M으로 설정하기 전에 상기 개선된 레벨로 확실히 유지되게 한다. 상기 M 상태 디코딩 절차는 다시 감소되는 블록(118)에서 보다 작은 신규 M 값으로 실행되는데, 가능하다면, M 값이 Mmin에 도달할 때까지 블록(116)에서 실행된다. 확실하게 만족할만한 디코딩을 실행하기 위해 디코딩 복잡성이 가장 낮은 최적의 레벨에서 순환하는 디코딩 수신기호에 대해 상기 동작을 반복하기 위해서 블록(102)으로 복귀한다.
도 5는 종래에 매우 복잡한 비터비 알고리즘과 비교하여 덜 복잡한 본 발명의 실행을 도시한다. 에러 비트 수(BER)는 수평축 상에 dB로 그려진 신호 대 잡음비(Eb/No [노이즈 세기 스펙트럼 밀도로 비트당 에너지])로 수직축 상에 적용된다. 이러한 실제적인 실예에 있어서, 상기 무선 수신기는 150KMPH의 속도에서는 차량에서도 동작한다. 상기 완전한 비터비 검색은 64상태(M=64) 복조 방법에 해당하는 반면(별표로 표시), 본 발명에 따른 디코딩 방법의 그래프는 변수 M을 이용한다(+표시로 지시). 실제적으로, 위와 동일한 디코딩 실행은 위의 두가지 절차를 이용하여 이루어진다. 그러나, 본 발명은 상기 전체 64상태 비터비 알고리즘과 비교하여 평균 10 및 11상태(M=10-11)를 이용하는 디코딩을 수행한다. 따라서, 본 발명에 의해 제공된 변수 M 알고리즘의 복잡성은 상기 데이터를 디코딩하기 위하여 실행한 동작기간안에 측정될 때 복잡성은 6배 낮아지게 된다.
다른 통신 시스템 상태를 이용하는 다른 실시예는 이제부터 기술된다. 예컨대, 상기 통신 시스템 상태는 송신기 TCM 인코더(12)에 의해 이용된 인코딩 방법의 복잡성에 관한 것이다. 더 많은 메모리 용량을 갖는 코드(때때로, 문헌에서 "일정한 길이"로 언급)는 더 좋은 실행을 나타낸다. 그러나, 디코딩 복잡성이 상기 코드의 메모리에 따라 지수함수적으로 증가하기 때문에, 이러한 코드는 데이터 처리 제어에 기인하여 쉽게 이용될 수 없다. 위의 순간에, 보다 작은 M 값은 주어진 특정 세트의 코드에 가장 알맞는 레벨로 디코딩 절차를 변경하기 위해서 변경될 수 있다.
디코딩 절차는 데이터 처리 회로를 이용하여 실행되고, 때때로, 상기 데이터 처리회로는 시분할 관계식으로 많은 다른 작업을 실행해야 한다. 따라서, 다른 통신 시스템 상태는 상기 데이터 처리회로에 의해 실행될 현재의 데이터 처리 작업에 관한 것이다. 상기 M 값은 실행될 현재의 부과 작업 개수가 상당히 많은 경우에 감소된다. 이러한 방법으로, 상기 데이터 처리 회로는 복합 디코딩 처리의 부담이 완화되며, 그 결과, 다른 많은 개수의 실행중인 작업을 실행하는데 더 많은 처리 자원이 기여할 수 있다. 다른 한편, 상기 M 값이 증가될 수 있고, 그 결과, 만약 부가적으로 실행중인 작업의 현재 개수가 상당히 작은 경우에, 상기 디코더의 실행을 개선할 수 있다.
디코더 실행에 우선적으로 관심있으면, 상기 M 값은 통신 채널의 품질변화에 응답하여 소정의 디코더 실행 레벨을 유지하기 위해서 변경될 수 있다. M 값이 상당이 낮은때, 데이터 처리회로의 전체 용량은 트렐리스 디코더의 동작에 의해 소모되지 않는다. 결과적으로, 상기 데이터 처리회로의 액세스 용량은 보다 낮은 우선 순위를 갖는 다른 작업에 기여될 수 있다. 베터리로 동작되는 휴대용 수신기의 환경에 있어서, 상기 M 값은 상기 트렐리스 디코딩 동작과 관련된 데이터 처리 작업의 개수를 줄이기 위해서 디코더 실행 객체가 일정할 때마다 감소될 수 있고, 그 결과, 베터리 드레인을 줄인다.
또한, 본 발명은 복수의 송신기에 의해 송신된 복수의 코드화 기호의 열이 단일 통신 채널상에서 수신되는 스펙트럼 확상형 수신기에 적용될 수 있다. 상기 M 값은 간섭신호의 개수 변화에 따라 변경될 수 있다. 디코더의 실행 만족도가 부가적인 간섭신호 때문에 떨어질 때, 상기 M 값은 디코더 실행을 유지하거나 개선하기 위하여 증가될 수 있다. 다른 한편, 상기 간섭신호의 개수가 감소할 때, 상기 M 값은 프로세서 또는 베터리 자원을 보존하기 위해서 디코더 실행에 만족스러운 가장 작은 M 값으로 감소될 수 있다.
다이버시티 수신을 이용한 본 발명의 다른 실시예는 이제부터 상세히 기술될 것이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 수신기는 복수의 안테나를 가지고, 각각의 안테나로부터 상기 수신신호의 매우 무관한 사본들을 얻을 수 있다. 상기 안테나는 공간적으로 사본들을 나누거나 직교적인 극성작용(orthogonal polarization)을 이용함으로써 무관하게 된다. 상기 수신기는 신호 품질을 개선하는 방법으로 상기 수신 신호와 무관한 사본을 결합하고, 평균 페이징 신호세기에 근거하여 가장 강력한 신호를 선택하고, 최대속도 결합을 실행하거나 결합 이득을 같게 하기 위하여 신호들을 동위상으로 조정하고(co-phasing), 각각의 복수의 안테나에 대하여 계산한 분기 메트릭을 가산하며, 간섭을 억제하기 위하여 상기 수신신호를 가산한다. 안테나(N)와 간섭기(K)에서 K<N인 경우, 간섭은 줄어들 수 있다. 모든 이러한 방법들은 신호 품질을 개선하고, 작은 M 값을 이용할 수 있으며, 보다 작은 Mmax, Mmin의 범위를 이용하여 신호 품질의 변화를 줄일 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라서 다이버시티 안테나 구조 및 각각의 안테나에서 수신된 신호를 처리하는 한가지 방법을 도시하는 기능 블록도이다. 각각의 다이버시티 안테나(30A. . . 30N)에서 수신한 신호들은 각각의 채널, 즉, 채널 1. . . 채널 N 같이 처리되고, 각각의 채널은 그 채널 전용의 전치 처리기(front end processing circuitry)(48A-48N)를 이용하여 처리되는데, 이 전치 처리기는 RF 사전 증폭 및 주파수 하향변환 같은 일반적인 작업을 실행한다. 상기 신호들이 기저밴드로 변환될 때, 이 신호들은 각각의 버퍼(50A. . . 50N)안에 기저밴드 신호를 개별적으로 기억시키는 메모리(50)에 기억된다. 도 2의 신호처리기는 각각의 완충한 신호에 대하여 신호 품질 지시기를 결정하는 선택논리(52)를 포함한다. 다음, 이 선택논리(52)는 상기 TCM 디코더(46)에서 더욱 처리하고 디코딩하기 위하여 최고의 신호 품질 지시기를 갖는 상기 버퍼링 수신 신호를 선택한다. 선택적으로, 선택논리(52)는 그들의 신호 품질 지시기에 근거한 상기 버퍼링 신호에 선택적으로 가중치를 부여한 다음, 결합신호로 상기 가중치를 부여한 신호를 결합한다. 상기 최고의 신호 품질을 갖는 다이버시티 안테나에 해당하는 상기 버퍼링 신호는 상기결합신호가 상기 특별한 시간 순간 동안에 최고의 신호품질을 반영하도록 가장 무겁게 가중치가 부여된다.
도 7은 복수의 다이버시티 안테나에 의하여 수신된 복수의 신호를 토대로 트렐리스 디코딩에 이용되도록 M 생존자 경로의 개수를 변경하는 일반적인 절차에 대한 흐름도의 윤곽을 나타낸다. 각각의 다이버시티 안테나로부터의 기저밴드 신호들은 샘플링된 다음, 단계(60)에서 버퍼링된다. 복수의 다이버시티 안테나에 해당하는 변조 샘플에 대한 채널 품질은 단계(62)에서 판정된다. 상기 기술된 바와 같이, 상기 최고의 품질측정을 한 상기 버퍼링 샘플은 선택되거나, 택일적으로, 단계(64)에서 더욱 가중된다. 변수 M 트렐리스 디코딩 절차는 상기 기술되고 도 3 및 도 4에 도시된 흐름도의 절차에 따라서 단계(66)에서 실행된다.
따라서, M의 값을 더욱 축소하여 복잡성을 더욱 줄이는 것은 상기 기술된 바와 같이 본 발명에 따른 다이버시티 안테나 수신을 이용하여 이루어질 수 있다. 다시, 에러 비트수는 수평축상에 dB로 그려진 신호 대 잡음비(Eb/No)를 가지고 그래프로 수직축상에 그려진다. 그리고, 다시, 상기 무선 수신기는 150 KMPH의 속도의 차량에서 움직이고 있다. 다이버시티 수신을 하지 않는 상기 변수 M 디코딩 방법은 +표시를 이용하여 그려진다. 다이버시티 수신을 이용한 변수 M 디코딩 절차의 설계(*로 표시)는 5-7상태(M=5-7)의 평균상태를 이용하여 나타내며, 디코딩 복잡성에 약 50%감소는 이루어진다. 더욱더, 전체의 64상태 비터비 알고리즘에 관하여, 다이버시티가 갖는 변수 M 디코딩 절차는 인수 11에 의해 디코딩 복잡성을 줄인다.
따라서, 변수 M 디코딩 절차와 함께 다이버시티 수신을 이용하면, 본 발명은현재의 채널상태에 따라서 트렐리스 디코딩 절차의 복잡성을 적용한다. 이러한 방법은 디코딩 복잡성을 줄인다는 의미에서 매우 효과적일 뿐만 아니라, 고정된 에러 비트수를 실행하는데 필요한 송신력을 떨어뜨린다. 필요시, 상기 M의 값은 상기 수신된 채널 품질 지시기에서 반영된 바와 같이 채널상태에 적용된다. 상기 M 값은 채널상태가 불량할 때 증가되고, 채널상태가 양호할 때 감소된다. 상기 변수 M 디코딩 절차의 복잡성은 상기 채널상태가 불량할 때와 비교하여 채널상태가 양호한 동안의 시간의 비율에 비례한다. 상기 본 발명은 안테나 다이버시티를 이용하여 이러한 비율을 개선하고, 결과적으로, 안테나 다이버시티가 없는 동일한 변수 M 디코딩 절차의 이용과 비교하여 수신기 디코더에 의해 에러 비트수를 실행하는데 필요한 송신력을 떨어뜨린다. 송신력이 떨어지는 것은 휴대용 무선 송수신기를 송신하는 베터리 드레인을 줄이고, 고정된 기지국형 송수신기의 송신기에서 발생하는 인접 채널 간섭을 줄인다. 주어진 송신력에 대하여, 본 발명은 디코딩 복잡성을 줄이고, 따라서, 상기 수신기에 의해 베터리 드레인을 줄이거나 상기 수신기에 의해 베터리 드레인을 증가시키지 않고 에러 비트의 개수를 줄이는 기간에 디코딩 실행을 개선한다.
또한, 본 발명의 2개의 다른 예가 간단히 기술된다. 첫째, 복수의 다이버시티 송신용 안테나(28a. . . 28n)는 동일한 정보를 상기 수신기로 송신하여 신호 품질을 개선하는데 이용될 수 있다. 예컨대, 상기 수신기로 보다 좋은 경로를 갖는 안테나는 각각의 안테나에서 수신된 신호를 토대로 수신기에 의해 선택될 수 있다. 보다 양호한 경로를 통한 송신은 보다 나은 신호품질을 제공하고, 나아가서, 보다낮은 M 값이 제공될 수 있다.
또한, 본 발명의 두 번째 다른 예는 기호 인터리브 및/또는 주파수 호핑에 관한 것이다. 인터리브는 "분배" 채널 메모리에 이용된다. 만약 기호의 열이 보내지고, 그 기호가 채널 메모리 때문에 시간에 매우 상관된다면, 채널상태가 불량할 때마다 디코딩 실행은 떨어질 것이다. 왜냐하면, 모든 기호가 영향을 받기 때문이다. 그러나, 만약 기호들이 다른 상관없는 기호에 의해 분리되도록 "재편성(shuffled)" 된다면, 기호들은 채널 메모리에 의해 동일하게 영향받지 않을 것 같다. 주파수 호핑을 이용할 때의 기호 인터리브는 신호 품질을 개선하고자 할 때 특별한 효과가 있는데, 그 이유는 시간에서 기호를 분리하고, 또한, 그 기호들이 주파수에서 분리되기 때문이다. 시간 분리 기호들의 그룹은 다른 반송 주파수에서 송신된다. 상기 수신기에서, 상기 기호들은 적절하게 역 인터리브되어 디코딩을 위하여 변수 M 알고리즘에 보내진다. 상기 인터리브에 기인하여 개선된 신호 품질(시간과 주파수에서)은 낮은 M 값의 사용을 허용한다.
본 발명에 가장 양호한 실시예를 첨부하여 설명하는 동안, 본 발명은 첨부한 실시예에 한정됨이 없이 본 발명의 정신과 첨부한 청구범위내에서 다양하게 변경될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 예컨대, 상기 다이버시터 안테나로부터 제공된 신호를 기저밴드로 복조한 후 버피링 샘플을 선택하는 포스트 검출 다이버시티에 의해 본 발명을 설명할 지라도, 상기 신호 선택은 전검출/복조 다이버시티, 즉, RF 또는 IF주파수를 이용하여 실행될 수 있다. 트렐리스 부호화 변조에 대하여 본 발명을 설명할 지라도, 본 발명은 복조 블록 부호화 변조, 중첩코드, 블록코드,연속 위상 변조와 같은 부분 응답 변조 및 트렐리스로 나타낼 수 있는 신호의 세트에 이용될 수 있다.
본 발명의 요약
본 발명의 목적은 복잡성을 줄인 고 성능의 트렐리스 디코딩 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 목적은 복잡성을 줄이고, 에러 비트 수를 낮추고, 전력요구를 줄인 트렐리스 디코딩 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 복잡성을 줄인 트렐리스 디코더 및 상기 통신 시스템의 현재 상태에 적합한 디코딩 절차를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 안테나 다이버시티(diversity), 주파수 호핑 (hopping), 및/또는 기호 인터리브를 이용하여 트렐리스 디코딩 절차의 실효성과 능률을 개선하는 것이다.
본 발명은 상기 통신 시스템의 현재 상태에서 나타나는 트렐리스 디코딩의 복잡성을 해결하기 위해 복잡성을 낮추고 성능을 개선한 트렐리스 디코딩을 제공하는 것이다. 노드와 분기의 트렐리스 구조는 통신 채널을 거쳐 수신된 기호의 열을 디코딩하기 위하여 개발된다. 상기 트렐리스의 각 노드세트는 한번의 시간 순간에 수신 기호의 가능한 모든 값을 나타낸다. 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드간의 특정 전이(transition)를 규정하고, 각각의 분기는 관련된 분기 가중치를 갖는다. 상기 노드와 트렐리스 사이에 분기의 연결은 한 개의 가능한 기호 열을 나타내는 상기 트렐리스를 통해서 경로를 규정하고, 누적 가중치는 상기 트렐리스를 통하여 각각의 가능한 경로마다 발생된다. 상기 트렐리스를 통파하는 가변 수(M)의 생존자 경로(또는 상태)는 이러한 각각의 누적 경로 가중치에 기초하여 결정된다. 상기 가변 수(M)의 값은 상기 통신 시스템의 현재 상태에 의존한다. M의 값이 현재의 상태로 채택될 때, 수신 기호의 열은 상기 M 생존자 경로/상태를 이용하여 디코딩한 트렐리스이다.
M의 첫 번째 값은 통신 시스템 상태의 현재 상태가 임계치보다 작거나 같은 경우에 선택된다. 다른 방법으로, 상기 첫 번째 M 값보다 작은 두 번째 M 값은 통신 시스템의 현재 상태가 임계치보다 크면 선택된다. 일 실시예에 있어서, 첫 번째 M의 값은 최대치에 해당하고, 상기 두 번째 M 값은 최소치에 해당한다. 만약 M의 최소치를 선택한 후에, 상기 현재의 통신 시스템이 임계치 이하로 나빠지면, 상기 M의 값은 제어방법에 의해 최대치 쪽으로 증가된다. 특히, 상기 수신신호는 M의 증가치를 이용하여 디코딩한 트렐리스이다. 다른 한편, 상기 M의 값이 최대치이고, 상기 현재의 통신 시스템 상태가 상기 임계치를 개선하여 현재 초과하는 경우, 상기 M의 값은 최대치(상기 현재의 통신 시스템 상태가 상기 임계치를 초과하기 위하여 지속한다고 가정)에 도달할 때까지 상기 트렐리스의 각 연속 단계를 가지치기("pruned")하거나 줄인다.
상기 통신 시스템 상태중 한 상태는 통신 채널의 품질(quality)이 될 수 있다. M의 최소치는 상기 채널의 현재의 품질이 상기 임계치 이상일 경우에 선택되고, 다른 방법으로 M의 최대치가 선택된다. 대안으로, 상기 통신 시스템 상태는 송신될 기호들을 인코딩하는데 이용한 인코딩 방법의 복잡성과 관련될 수 있다. 예컨대, 인코딩 메모리를 더욱 갖는 보다 강력한 부호화 방법은 부호화 신호를 발생시키는데 이용될 수 있다. 비록 이러한 방법이 큰 M의 값을 갖는 디코딩을 포함할지라도, 상기 디코딩은 상태와 경로의 개수를 줄인 본 발명에 따라 실행됨으로써, 디코딩 복잡성을 최소화한다.
때때로, 상기 트렐리스 디코딩 절차는 데이터 처리회로를 이용하여 실행되고, 상기 데이터 처리회로는 시 분할 관계식으로 많은 다른 작업(task)을 일반적으로 수행해야 한다. 다른 통신 시스템 상태는 상기 데이터 처리 회로에 의해 수행될 현재의 데이터 처리 작업에 관한 것이다. 상기 M의 값은 수행될 현재의 부과 작업의 개수가 상당히 큰 경우에 감소된다. 이러한 방법에 있어서, 상기 데이터 처리회로는 복잡한 디코딩 처리 부담이 경감됨으로써, 다른 미 수행 작업(pending tasks)을 수행하는데 더 많은 처리 자원(processing resources)이 기여할 수 있다. 다른 한편, 상기 M의 값은 증가되고, 그 결과, 부과한 미 수행 작업의 현재 개수가 상당히 적다면, 상기 디코더의 성능은 개선된다.
디코더 성능을 우선적으로 고려할 때, 상기 M의 값은 상기 통신 채널의 품질변경에 응답하여 소정 레벨의 디코더 성능을 유지하기 위해서 바꾸어질 수 있다. 상기 M의 값이 상당이 적을 때, 데이터의 전체 처리량은 상기 트렐리스 디코더의 동작에 영향을 받지 않는다. 결과적으로, 상기 액세스 데이터 처리량은 보다 낮은 우선권을 갖는 다른 작업에 기여될 수 있다. 휴대용 베터리 동작 무선기기의 문맥 (context)에 있어서, 상기 M의 값은 상기 트렐리스 디코딩 동작과 관련된 데이터 처리 작업의 개수를 줄이기 위해서 디코더 실행 객체와 관련될 때마다 감소될 수 있고, 그 결과, 베터리 드레인(drain)을 줄일 수 있다.
또한, 상기 본 발명은 복수의 송신기에 의해 송신된 복수 기호의 인코딩 열이 단일 통신 채널상에서 수신되는 스펙트럼 확산형 수신기(spread spectrum type receiver)에 적용될 수 있다. 상기 M의 값은 간섭신호 개수의 변경에 응답하여 바꾸어질 수 있다. 상기 디코더의 성능 만족도가 부가된 간섭신호 때문에 떨어지는 경우, 상기 M의 값은 상기 디코더 성능을 유지하고 개선하기 위해서 증가될 수 있다. 다른 한편, 간섭신호의 개수가 감소하는 경우, 상기 M의 값은 프로세서 또는 베터리 자원을 보존하기 위해서 항상 일정하게 디코더 성능을 충족시킬 수 있는 보다 작은 M의 값으로 감소될 수 있다.
특별한 일 실시예에 있어서, 본 발명은 복수의 다이버시티 안테나로부터 수신된 아주 양호한 신호를 이용하여 통신 시스템의 현재 채널 상태에 근거한 트렐리스 디코딩 복잡성을 적용한다. 상기 수신기에 있는 복수의 다이버시티 안테나 각각은 부호화 기호의 열로 만든 송신신호를 수신한다. 상기 양질의 신호를 갖는 복수의 안테나중 한 개의 안테나로부터 수신된 신호는 상기 수신기에 의해 수신된 다음, 트렐리스 생존자 경로 또는 가변 수(M)의 상태를 사용하는 트렐리스 디코딩 절차를 이용하여 디코딩된다. 최고의 신호 품질을 갖는 수신신호를 발생하는 안테나를 선택함으로써, 상기 가변 수 M은 다른 안테나에 의해서 수신된 저질(lower quality)의 약 신호를 이용하는 경우보다 큰 범위로 감소된다. 상기 복수의 다이버시티 안테나들중 단지 한 개의 안테나로부터 수신된 신호를 선택하는 대안으로써, 본 발명의 다른 실시예는 선택적으로 가중치를 준 다음, 복수의 안테나로부터 상기 가중신호를 결합하여 결합신호를 발생한다. 최고의 신호 품질을 갖고있는 안테나중 한 개의 안테나로부터 수신된 신호는 상기 결합신호에 가장 무거운 가중치를 준다.
일반적으로, 상기 가변 수 M은 통신 채널이 갖고 있는 현재 품질의 작용으로 변경된다. 다이버시티 안테나를 이용하는 수신기에 있어서, 복수의 다이버시티 안테나의 각각에서 수신된 신호들은 검출되어 기억되며, 채널 품질 지시기는 각각의 기억된 신호로 측정된다. 상기 최고의 채널 품질 지시기를 갖는 기억신호가 선택되고, 상기 가변 수 M의 값은 상기 최고의 채널 품질 지시기에 근거하여 결정된다. 다음, 상기 기억되고 수신된 신호는 이미 결정된 개수의 트렐리스 생존자 경로 또는 상태를 이용하여 디코딩 된다. 더욱 특히, 상기 최고의 채널 품질 지시기가 임계치보다 크면, 상기 M의 값은 감소된다. 다른 한편, 상기 최고의 채널 품질 지시기가 상기 임계치보다 작으면, 상기 M의 값은 감소된다. 각 수신신호의 신호품질은 수신된 신호의 세기에 기초하여 결정되고, 양호한 일 실시예에 있어서, 상기 수신 신호의 평균 페이딩 신호 크기(average faded signal amplitude)에 기초하여 결정된다.
필요시, 상기 M의 값은 상기 수신 채널 품질 채널 지시기에서 반영된 바와 같이 상기 채널 상태에 따라 채택된다. 상기 M의 값은 상기 채널 상태가 열악할 때 증가되고, 상기 채널 상태가 양호할 때 감소된다. 상기 가변 수 M을 디코딩하는 절차의 복잡성은 상기 채널상태가 열악할 때 아주 적합한 시간의 비율에 비례한다. 본 발명은 안테나 다이버시티를 이용하는 상기 시간 비율을 개선하고, 결과적으로, 안테나 다이버시티 없이 디코딩 절차를 동일한 가변 수 M을 이용하는 것과 비교하여 상기 수신기 디코더에 의해 주어진 에러 비트수를 이루는데 필요한 송신 전력을 떨어뜨린다. 이러한 송신 전력의 감소는 휴대용 무선 송수신기에 송신하는 베터리드레인을 줄이고, 고정된 기지극 형태의 송수신기의 수신기에서 발생한 인접채널간섭을 줄인다. 상기 주어진 송신 전력에 대하여, 본 발명은 디코딩 복잡성을 줄이고, 따라서, 상기 수신기에 의해 베터리 드레인을 줄이거나, 상기 수신기에 의해 베터리 드레인을 증가시키지 않고 에러 비트 수를 줄임으로써 디코딩 성능을 개선한다.
상기 기술된 다이버시티 안테나 선택의 일예와 비슷하게, 본 발명은 기호 인터리브 및/또는 주파수 호핑 통신 시스템에 편리하게 적용될 수 있다. 본 발명에 따라서 상기 기호 인터리브 및 주파수 호핑은 보다 작은 M값을 이용할 수 있는 수신 신호의 품질을 개선한다. 이러한 특징들과 본 발명의 장점은 도면의 간단한 설명 및 특허 청구의 범위에 의해서 명백해질 것이다.

Claims (47)

  1. 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코드된 기호를 디코딩하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 통신 채널상에서 수신된 기호의 열을 디코딩하기 위한 노드 및 분기의 트렐리스 구조(trellis structure)를 개발하는 개발단계(여기서 고정된 상태수에 대응하는 상기 트렐리스의 각 노드 세트는 한 개의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내며, 상기 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드간에 특정의 전이(transition)를 한정하고, 관련된 분기 가중치를 갖으며, 상기 트렐리스 안의 노드간의 분기 연결은 가능한 기호 열을 나타내는 상기 트렐리스를 통하여 경로를 한정한다),
    (b) 누적 가중치(accumulated weight)를 각각의 트렐리스 경로에 대하여 누적하는 누적단계,
    (c) 상기 통신 시스템의 현재 상태를 판정하는 판정단계,
    (d) 각각의 트렐리스 경로에 각각 누적된 경로 가중치를 근거로 상기 트렐리스를 통하여 가변 수(M)의 생존자 경로(survivor paths)를 판정하는 판정단계(여기서 상기 판정된 M 값은 상기 단계(c)에서 판정한 통신 시스템의 상태에 의존하며 트렐리스내의 고정된 상태 수와는 다를 수 있다), 및
    (e) 상기 M 생존자 경로를 이용하여 수신된 기호의 열을 디코딩하는 디코딩 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 단계(d)는 상기 현재의 통신 시스템의 상태가 임계치보다 크거나 같은 경우에 첫 번째 M의 값을 선택하는 단계, 및
    상기 통신 시스템 상태의 현재 상태가 상기 임계치보다 작은 경우에는 상기 첫 번째 M값보다 큰 두 번째 M 값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 단계(d)는 상기 현재의 상태가 임계치보다 작은 경우에 상기 M 값을 증가시키는 단계, 및
    상기 현재의 상태가 상기 임계치보다 크거나 같은 경우에 상기 M 값을 감소시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 상태는 상기 통신 채널의 품질이고,
    상기 판정단계(c)는
    상기 통신 채널의 현재의 품질을 검출하는 단계,
    상기 통신 채널의 현재의 품질이 임계치보다 크거나 같은 경우에 첫 번째 M 값을 선택하는 단계, 및
    상기 통신 채널의 현재의 품질이 임계치보다 작은 경우에 상기 첫 번째 M 값보다 큰 두 번째 M 값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 통신 채널의 현재의 품질은 상기 수신신호의 신호세기에 기초하여 판정되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 통신 채널은 페이딩 채널이고, 상기 신호세기는 상기 수신신호의 평균 페이딩된 신호 크기와 일치하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  7. 제4항에 있어서,
    상기 첫 번째 M의 값은 최소의 M의 값에 해당하고, 상기 두 번째 M의 값은 최대의 M의 값에 해당하며,
    상기 최소의 M의 값을 선택한 후, 상기 현재의 채널 품질이 임계치 이하로떨어지면, M 값을 제어하여 증가시키는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  8. 제3항에 있어서,
    상기 M 값이 감소한 후, 상기 현재의 채널 품질이 임계치 이하로 떨어지면, M의 증가치를 이용하여 수신된 각각의 기호에 대해 단계(d) 및 (e)를 반복하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 M값을 증가시킨 후, 상기 현재의 채널 품질이 임계치보다 크게 향상되어, 상기 M 값을 감소시킬 것인지 여부를 결정하기 전에 한 개 이상의 기호주기 (symbol periods)에 대하여 상기 M 값을 유지하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 한 개 이상의 기호주기 후, 상기 M 값은 상기 통신 채널의 현재 상태가 상기 임계치와 같거나 초과하게 진행하는 동안 최소값으로 상기 트렐리스의 연속 단계를 2등분하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 상태는 송신될 기호를 인코딩하는데 이용된 인코딩 방법의 코딩 메모리의 크기이고,
    상기 단계(d)는 상기 인코딩 메모리의 크기에 기초한 인코딩 방법을 이용하여 인코딩한 기호를 디코딩하기 위해 상기 M 값을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 단계(a) 내지 단계(e)는 데이터 처리회로를 이용하여 실행되는데, 상기 데이터 처리회로는 시 분할방법으로 부가적인 다른 작업을 실행하며, 상기 상태는 상기 데이터 처리회로에 의해 실행될 현재의 데이터 처리작업이며, 상기 단계(d)는,
    실행될 부가적인 다른 작업의 현재 개수가 비교적 크면 상기 M 값을 감소시키는 단계, 및
    실행될 부가적인 다른 작업의 현재 개수가 비교적 작으면 상기 M 값을 증가시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 통신 시스템은 휴대용 배터리 동작 수신기를 포함하고, 상기 단계(a)내지 단계(e)는 데이터 처리회로를 이용하여 실행되며, 상기 상태는 통신 채널의 품질이며, 상기 단계(d)는,
    상기 통신 채널의 품질이 배터리 드레인을 줄이기 위하여 임계치와 같거나 초과하는 경우 상기 M 값을 감소시키는 단계, 및
    상기 통신 채널의 품질이 디코딩 실행을 향상시키기 위하여 상기 임계치 보다 작은 경우 상기 M 값을 증가시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 통신 채널 상에 복수의 사용자로부터 송신된 기호의 인코드된 열을 포함하여 많은 신호를 수신하는 단계,
    상기 상당히 많은 개수의 수신신호에 대하여 상기 M 값을 증가시키는 단계, 및
    상기 상당히 적은 개수의 수신신호에 대하여 상기 M 값을 감소시키는 단계를 더 포함하는데,
    상기 상태는 신호의 개수인 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  15. 통신 시스템에 있어서,
    기호들의 열을 트렐리스 인코딩하는 인코더를 갖으며 그 트레리스 인코드된 기호를 통신채널을 거쳐 송신하는 송신기,
    상기 통신 채널을 거쳐 송신된 트렐리스 인코드된 기호를 수신하면서 아래 디코딩을 수행하는 전자회로를 갖춘 트렐리스 디코더를 구비하는 수신기를 포함하는데,
    상기 전자회로는,
    (a) 상기 통신 채널상에서 수신된 기호의 열을 디코딩하기 위한 노드와 분기의 트렐리스 구조를 개발하는 개발단계(여기서 고정된 상태 수에 대응하는 상기 트렐리스의 각 노드세트는 한 개의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내며, 상기 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드간에 특정한 전이를 한정하며 관련된 분기 가중치를 갖고, 상기 트렐리스 안의 노드간의 분기 연결은 가능한 기호 열을 나타내는 상기 트렐리스를 통하여 경로를 한정한다),
    (b) 누적 가중치를 각각의 트렐리스 경로에 대하여 누적하는 누적단계,
    (c) 상기 통신 시스템의 현재 상태를 판정하는 판정단계,
    (d) 각각의 트렐리스 경로에 각각 누적한 경로 가중치에 근거하여 상기 트렐리스를 통하여 가변 수(M)의 생존자 경로를 판정하는 판정단계(여기서 상기 M 값은 상기 단계(c)에서 판정한 통신 시스템의 상태에 의존하며 상기 트렐리스내의 상기 고정된 상태 수와는 다를 수 있다), 및
    (e) 상기 M 생존자 경로를 이용하여 수신된 기호의 열을 디코딩하는 단계를포함하는 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 상태는 통신 채널의 품질이고, 상기 전자회로는 통신 채널의 현재 품질을 검출하고, 통신 채널의 현재의 품질이 임계치보다 크거나 같은 경우에는 첫 번째 M의 값을 선택하고, 상기 통신 채널의 현재 품질이 상기 임계치보다 작은 경우에는 상기 첫 번째 M값보다 큰 두 번째 M 값을 선택하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 전자회로는 상기 현재의 상태가 임계치보다 작은 경우에는 상기 M 값을 증가시키고, 상기 현재의 상태가 상기 임계치보다 크거나 같은 경우에는 상기 M 값을 감소시키는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 M의 값을 감소시킨 후, 상기 현재의 채널 품질이 임계치 이하로 떨어지면, 상기 전자회로는 M의 증가치를 이용하여 수신된 기호의 열에 대하여 단계(d) 및(e)를 반복하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 M 값을 증가시킨 후에, 상기 채널의 현재 품질은 상기 임계치보다 크게 향상되고, 상기 전자회로는 상기 M 값을 감소시킬 것인지 여부를 판정하기 전에 한개 이상의 기호주기에 대한 현재의 값으로 M값을 유지하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  20. 제19항에 있어서,
    한 개 이상의 기호주기 후에, 상기 통신 채널의 현재상태가 상기 임계치와 같거나 초과하여 진행하는 동안 상기 전자회로는 최소값으로 상기 트렐리스의 연속 단계에서 상기 M 값을 2등분하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  21. 제15항에 있어서,
    상기 상태는 송신될 기호를 인코딩하는데 이용된 인코딩 방법의 인코딩 메모리의 크기이고, 상기 단계(d)는 상기 인코딩 메모리의 크기를 근거로 한 인코딩 방법을 이용하여 인코딩 기호를 디코딩하기 위하여 상기 M 값을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  22. 제15항에 있어서,
    상기 전자회로는 시분할 방법으로 단계(a)내지 단계(e)를 실행하는 것에 관련된 작업 이외에 부가적인 작업을 실행하고,
    상기 상태는 전자회로에 의해 실행될 현재의 데이터 처리 작업이고, 상기 전자회로는 실행될 부가적인 다른 작업의 현재 개수가 상당히 크면 상기 M 값을 감소시키고, 실행될 부가적인 다른 작업의 개수가 상당히 작으면 상기 M값을 증가시키는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  23. 제15항에 있어서,
    상기 수신기는 휴대용 배터리로 동작하는 배터리를 구비하고, 상기 전자회로는 상기 단계(a) 내지 단계(e)를 실행하는 것에 관한 작업 이외에 부가적인 작업들을 수행하고, 상기 상태는 전자회로에 의해 실행될 현재의 데이터 처리 작업인데,
    상기 전자회로는,
    실행될 전체작업의 현재 개수가 전자회로에 필요한 파워를 감소시키기 위해 비교적 큰 경우에 상기 M 값을 감소시키고, 실행될 전체작업의 현재 개수가 비교적 작으면 상기 M 값을 증가시키는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  24. 제15항에 있어서,
    복수의 송신기를 더 포함하고,
    상기 수신기는 통신 채널상에 복수의 송신기로부터 송신된 인코드된 기호의 열을 포함하고,
    상기 상태는,
    첫 번째 수신신호에 대해 상기 M 값을 증가시키고, 상기 첫 번째 수 보다 작은 수신신호의 두 번째 수에 대하여 상기 M 값을 감소시키는 신호의 개수인 것을특징으로 하는 통신 시스템.
  25. 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 통신 채널상에서 수신된 기호의 열을 디코딩하는 노드와 분기의 트렐리스 구조를 개발하는 개발단계(고정된 상태 수에 대응하는 상기 트렐리스의 각 노드세트는 하나의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내고, 상기 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드 세트의 노드간에 특정한 전이를 한정하고 관련된 분기 가중치를 갖고, 상기 트렐리스안에 노드간의 분기 연결은 가능한 기호 열을 나타내는 상기 트렐리스를 통하여 경로를 한정한다),
    (b) 누적 가중치를 각각의 트렐리스 경로에 대하여 누적하는 누적단계,
    (c) 각각의 경로에 각각 누적한 경로 가중치에 근거한 상기 트렐리스를 통하여 가변 수(M)의 생존자 경로를 판정하는 판정단계(상기 M 생존자 경로의 수는 상기 트렐리스내의 고정된 상태 수와 다르다),
    (d) 상기 통신 채널의 현재 품질을 판정하고, 상기 채널 품질을 임계치와 비교하는 단계,
    (e) 상기 비교한 채널 품질이 상기 임계치와 같거나 임계치를 초과하는 경우에, 상기 M 값을 비교적 작은 값으로 설정하고, 수신기호의 열에 대해 한 개의 트렐리스 디코딩 단계를 실행하며, 상기 단계(d)로 복귀하는 단계, 및
    (f) 상기 비교한 채널 품질이 임계치보다 작은 경우, 상기 M 값을 비교적 큰값으로 설정하고, 상기 단계(d)로 복귀하기 전에 하나 이상의 트렐리스 디코딩의 단계를 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 단계(f)는 트렐리스 디코딩을 실행하기 전에 상기 트렐리스에서 사전 설정된 단계의 개수를 재추적(retracing)하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 재 추적 후에, 소정 개수의 트렐리스 디코딩 단계를 실행하는 단계,
    상기 현재의 채널 품질이 임계치 이하인지 여부를 점검하는 단계, 및
    상기 현재의 채널 품질이 소정 개수의 트렐리스 디코딩 단계를 실행한 후에 임계치 이하이면, 다음 소정 개수의 트렐리스 디코딩 단계를 실행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  28. 제25항에 있어서,
    만약 상기 M 값을 비교적 큰 값으로 설정한 후, 현재의 채널 품질이 소정 개수의 트렐리스 디코딩 단계에 대한 임계치보다 크거나 같도록 판정되면, 상기 비교적 큰 값보다 작은 새로운 M 값을 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 새로운 M 값은 상기 비교적 큰 M 값을 이등분 한 값과 최소의 M 값중 더 큰 것으로 설정되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  30. 제25항에 있어서,
    상기 통신 채널의 현재의 품질이 수신신호의 신호세기에 근거하여 판정되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  31. 제25항에 있어서,
    상기 통신 채널은 페이딩 채널이고, 상기 신호세기는 수신신호의 평균 페이딩 신호세기에 해당하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  32. 제25항에 있어서,
    상기 통신 채널은 슬롯으로 되고, 상기 코드화 기호의 열은 송신전에 일부분이 통신 채널상의 다른 슬롯으로 인터리브되는 다른 부분으로 분할되고,
    상기 단계(a)전에, 상기 방법은 수신된 기호 열을 역 인터리브되는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코딩 기호를 디코딩하는 방법.
  33. 통신 시스템의 통신 채널을 거쳐 송신된 인코드된 기호를, 인코딩한 기호의 열을 포함하고 있는 송신 신호를 수신하는 복수의 안테나를 갖는 무선 수신기에서 디코딩 방법에 있어서,
    상기 통신 채널상에서 수신하는 기호의 열을 디코딩하는 노드 및 분기의 트렐리스 구조를 개발하는 단계(상기 트렐리스내의 노드의 각 세트는 하나의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내며, 각각의 분기는 다른 시간 순간의 노드간의 특정한 전이를 한정하며, 여기서 상기 트렐리스의 노드간의 분기 연결은 가능한 기호 열을 나타내는 트렐리스를 통해 경로를 한정한다), 및
    상기 트렐리스내의 고정된 수의 상태와는 다른 가변 수(M)의 트렐리스 생존자 경로를 이용하여 수신된 신호를 트렐리스 디코딩하는 단계를 포함하는데, 상기 가변 수 M은 최고의 신호품질을 갖는 복수의 안테나중 한 개의 안테나로부터 수신된 신호를 선택함으로써 줄여지고, 그 결과, 상기 트렐리스 디코딩 절차의 복잡성을 줄이는 것을 특징으로 하는 무선 수신기의 디코딩 방법.
  34. 제33항에 있어서,
    복수의 각 안테나로부터 수신된 신호를 검출하고 저장하는 단계,
    각각의 저장된 신호에 대하여 채널 품질 지시기를 판정하는 단계, 및
    상기 저장된 신호를 상기 최고의 채널 품질 지시기로 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기의 디코딩 방법.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 최고의 신호품질이 임계치보다 크거나 같으면 상기 M 값을 감소시키는 단계, 및
    상기 최고의 신호품질이 임계치보다 작으면 상기 M 값을 증가시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기의 디코딩 방법.
  36. 제34항에 있어서,
    현재의 최고 신호품질이 임계치보다 크거나 같은 경우에 상기 첫 번째 M 값을 선택하는 단계, 및
    상기 현재의 최고 신호품질이 상기 임계치보다 작은 경우에 상기 첫 번째 M 값보다 큰 두 번째 M 값을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선수신기의 디코딩 방법.
  37. 제36항에 있어서,
    상기 신호품질은 상기 수신신호의 신호세기에 기초하여 판정되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기의 디코딩 방법.
  38. 제33항에 있어서,
    (a) 상기 통신 채널상에 수신된 기호의 열을 디코딩하는 노드와 분기의 트렐리스 구조를 개발하는 개발단계(상기 트렐리스의 각 노드세트는 하나의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내고, 상기 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드간에 특정한 전이를 한정하며 관련된 분기 가중치를 갖고, 상기 트렐리스안에 노드간의 분기 연결은 가능한 기호 열을 나타내는 상기 트렐리스를 통하여 경로를 한정한다),
    (b) 누적 가중치를 각각의 트렐리스 경로에 대하여 누적하는 누적단계, 및
    (c) 각각의 트렐리스 경로에 대하여 각각 누적한 경로 가중치를 토대로 상기 트렐리스를 통하여 M 생존자 경로를 판정하는 판정단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기의 디코딩 방법.
  39. 통신 시스템에 있어서,
    기호의 열을 트렐리스 인코딩하는 인코더를 구비하고, 통신 채널을 거쳐 상기 트렐리스 인코딩한 기호를 송신하는 송신기, 및
    상기 통신 채널을 거쳐 송신된 트렐리스 인코딩한 기호의 열을 포함하는 송신된 신호를 수신하는 복수의 안테나와, 수신된 신호를 트렐리스 디코딩하는 전자회로를 갖는 트렐리스 디코더를 포함하는 수신기를 포함하는데, 상기 트렐리스 디코딩은 상기 통신 채널상에서 수신된 기호의 열을 디코딩하기 위한 노드 및 분기의 트렐리스 구조를 개발하고, 가변 수(M)의 트렐리스 생존자 경로 또는 상태를 이용하여 트렐리스 디코딩 절차의 복잡성을 줄이기 위해서 최고의 신호품질을 갖는 복수의 안테나중 한 개의 안테나로부터 신호를 선택함으로써 가변 수 M을 최적의 상태로 변경함으로서 이루어지며, 상기 트렐리스내의 각 노드 세트는 하나의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내며, 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드간의 특정한 전이를 한정하며 연결된 분기 가중치를 갖는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 신호품질은 상기 수신신호의 신호세기에 기초하여 판정되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  41. 제39항에 있어서,
    상기 수신기는 각각의 상기 안테나에서 수신된 신호에 대하여 상기 통신 채널의 현재 신호 품질상태를 판정하고, 상기 트렐리스 디코더는 상기 선택신호에 대하여 판정된 현재의 상태에 기초하여 M 값이 변하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  42. 제41항에 있어서,
    상기 트렐리스 디코더는 상기 최고의 신호품질이 임계치보다 크거나 같은 경우에 M 값을 감소시키고, 상기 최고의 신호품질이 임계치보다 작은 경우에 M 값을 증가시키는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  43. 복수의 안테나를 구비하여 부호화 기호의 열을 포함하고 있는 송신신호를 수신하는 수신기에서 통신 채널을 통해 송신된 인코드된 기호를 디코딩하는 통신 시스템의 디코딩 방법에 있어서,
    통신 채널상에서 수신된 기호의 열을 디코딩하기 위한 노드 및 분기의 트렐리스 구조를 개발함으로서써, 그리고 가변 수(M)의 트렐리스 생존자 경로를 이용함으로써 상기 수신된 신호를 트렐리스 디코딩하는 단계를 포함하는데, 상기 트렐리스내의 각 노드 세트는 하나의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내며, 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드간의 특정한 전이를 한정하며, 상기 트렐리스내의 노드 사이의 분기 연결은 가능한 기호 열을 나타내는 상기 트렐리스를 통한 경로를 한정하며, 상기 가변 수 M은 결합된 신호를 발생하기 위해서 상기 복수의 안테나로부터 수신된 신호를 선택적으로 가중 및 결합함으로서 최상의 상태로 변동되며 따라서 최고의 신호 품질을 갖는 안테나 신호가 그 결합에서 가장 심하게 가중됨으로써 상기 트렐리스 디코딩 절차의 복잡성을 줄이는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 디코딩 방법.
  44. 제43항에 있어서,
    상기 결합신호의 전체 신호품질이 임계치보다 크거나 같은 경우에 상기 M 값을 감소시키는 단계, 및
    상기 최고의 신호품질이 상기 임계치보다 작은 경우에 상기 M 값을 증가시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 디코딩 방법.
  45. 제43항에 있어서,
    상기 결합신호의 전체의 신호품질이 임계치보다 크거나 같은 경우에 상기 첫번째 M 값을 선택하는 단계 및
    상기 결합신호의 전체의 신호품질이 상기 임계치보다 작은 경우 상기 첫 번째 M 값보다 큰 두 번째 M 값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 디코딩 방법.
  46. 기호들의 열을 인코딩하는 단계,
    시간 또는 주파수로 인코딩된 기호의 열 일부분을 분할하는 단계,
    상기 분할한 부분을 송신하는 단계,
    상기 분할한 부분을 수신하여 상기 기호의 열에 결합하는 단계, 및
    통신 채널상에서 수신된 기호 열을 디코딩하는 노드 및 분기의 트렐리스 구조를 개발하여 가변 수(M)의 트렐리스 생존자 경로를 이용하므로 상기 수신신호를 트렐리스 디코딩하는 단계를 포함하는데, 상기 트렐리스 내의 각 노드 세트는 하나의 시간 순간에 수신된 기호의 가능한 값을 나타내며, 각각의 분기는 다른 시간 순간에 노드 간의 특정한 전이를 한정하며 관련된 분기 가중치를 갖으며, 트렐리스내의 노드간의 분기 연결은 가능한 기호 열을 나타내는 트렐리스를 통한 경로를 한정하며, 상기 가변 수(M)은 상기 분할의 결과로서 감소하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
  47. 제46항에 있어서,
    상기 분할단계는 시간과 주파수로 상기 일부분을 분할하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
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