KR20050043298A - 다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서간섭신호 제거 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서, 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신함에 있어서, 상기 안테나들 각각으로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 수신심벌들의 열을 시간에 대한 심벌들의 열로 변환하고, 상기 변환된 심벌들의 열들을 이용하여 우선순위가 높은 송신심벌들의 열을 결정하고, 상기 결정된 송신심벌들의 열과 상기 결정된 송신심벌들의 열에 대한 오류를 고려하여 우선순위가 낮은 송신심벌들의 열을 결정하고, 상기 결정된 송신심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하고, 상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하고, 상기 디인터리빙된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력한다.

Description

다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서 간섭신호 제거 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR INTERFERENCE CANCELLATION OF OFDM SYSTEM USING MULTIPLE ANTENNA}

본 발명은 다중 입력 다중 출력(다중 안테나)(Multi-Input Multi-Output)-직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 이동통신 시스템에 관한 것으로서 특히, 오류 전파의 영향에 따른 오류 정정 부호의 성능을 향상시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선 채널로 신호를 전송하는 경우에 전송된 신호는 송신기와 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 다중경로 간섭을 받는다. 상기 다중경로가 존재하는 무선 채널은 채널의 최대지연확산과 신호의 전송주기로 특성을 규정지을 수 있다. 또한, 상기 최대지연확산보다 신호의 전송주기가 긴 경우에는 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하지 않으며, 채널의 주파수 영역의 특성은 주파수 비선택적 페이딩(frequency nonselective fading)으로 주어진다. 그러나 광대역을 사용하는 고속 전송의 경우에는 상기 신호의 전송주기가 상기 최대 지연확산보다 짧아 상기 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하여, 수신된 신호는 심벌간 간섭(intersymbol interference)을 받게 된다. 또한 이 경우 상기 채널의 주파수 영역의 특성은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)으로 주어지며, 코히어런트(coherent) 변조 방식을 사용하는 단일 반송파 전송방식에서는 심벌간 간섭을 제거하기 위해 등화기(Equalizer)가 요구된다. 또한, 상기 데이터 전송속도가 증가함에 따라 상기 심벌간 간섭에 의한 왜곡이 증가하게 되는데 이에 따라 등화기의 복잡도도 함께 증가된다. 이와 같이 상기 단일 반송파 전송방식에서 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM이하 한다.)시스템이 제안되었다.

통상적으로 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭함) 방식은 시간분할접속(Time Division Access)과 주파수분할접속(Frequency Division Access) 기술을 결합하는 2차원 접속 방식으로 정의할 수 있다. 따라서, 상기 OFDM 방식에 의한 데이터를 전송함에 있어 각각의 OFDM 심벌(Symbol)은 부-반송파(sub-carrier)에 나뉘어 실려 소정의 부-채널(sue-channel)로 묶여져 전송된다.

이러한, 상기 OFDM 방식은 부-채널의 스펙트럼이 상호 직교성을 유지하면서 서로 중첩되어 있어 스펙트럼 효율이 좋고, OFDM 변/복조가 역고속 퓨리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 함)과 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 함)에 의해 구현되기 때문에 변/복조부의 효율적인 디지털 구현이 가능하다. 또한, 주파수 선택적 페이딩이나 협대역 간섭에 대해 강건해 현재 유럽 디지털 방송의 전송과 IEEE 802.11a, IEEE 802.16a 및 IEEE 802.16b 등 대용량 무선 통신 시스템의 규격으로 채택되어 있는 고속의 데이터 전송에 효과적인 기술이다.

전술한 OFDM 방식은 직렬로 입력되는 심벌(Symbol) 열을 병렬로 변환하여, 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부-반송파(Sub-Carrier, Sub-Channel)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(Multi Carrier Modulation: 이하 "MCM"이라 칭함) 방식의 일종이다.

이와 같은 MCM 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 고주파(High Frequency) 무선통신에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부-반송파를 중첩하는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였다. 이러한 OFDM 방식은 다중 반송파들간의 직교변조의 구현을 해결해야만 했기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 하지만, 1971년 'Weinstein' 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변/복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 상기 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한, 보호구간(Guard Interval)의 사용과 순환 전치(Cyclic prefix) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(Delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 따라서, 상기 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: 이하 "DAB"라 칭함)과 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(Wireless Local Area Network: 이하 "W-LAN"이라 칭함) 및 무선 비동기 전송 모드(Wireless Asynchronous Transfer Mode: 이하 "W-ATM"이라 칭함) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 FFT와 IFFT를 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(Frequency Division Multiplexing: 이하 "FDM"이라 칭함) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수 개의 부-반송파들간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 또한, 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 특히, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(Frequency selective fading) 및 다중 경로 페이딩에 강하며, 보호구간을 이용하여 심벌들간 간섭(Inter Symbol Interference: 이하 "ISI"라 칭함) 영향을 줄일 수 있을 뿐만 아니라 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하다. 그리고 임펄스(Impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

도 1은 OFDM 방식을 사용하는 일반적인 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면이다. 이하 상기 도1을 이용하여 OFDM 방식을 사용하는 일반적인 이동통신 시스템의 구조에 대해 상세하게 알아본다.

입력비트는 이진 신호로서 부호화부(100)로 입력된다. 상기 부호화부(100)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화 비트열들은 인터리버(102)로 입력된다. 상기 인터리버(102)는 입력된 직렬 부호화 비트열들에 대해 인터리빙을 수행하고, 변조부(104)로 전달한다. 상기 변조부(104)는 입력받은 부호화 비트열들을 심벌 매핑 성상도에 심벌 매핑하여 출력한다. 상기 변조부(104)의 변조방식으로는 QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 등이 존재한다. 상기 심벌을 구성하는 비트 수는 상기 각각의 변조방식들에 대응하여 정의되어 있다. 상기 QPSK 변조 방식은 2비트로 구성되며, 상기 8PSK는 3비트로 구성된다. 또한 16QAM 변조 방식은 4비트로 구성되며, 64QAM 변조방식은 6비트로 구성된다. 상기 변조부(104)로부터 출력된 변조 심벌은 IFFT부(106)로 입력된다. 상기 IFFI가 수행되어진 상기 변조 심벌들은 송신안테나(108)를 통해 전송된다.

상기 송신안테나(108)로부터 전송된 심벌들은 수신안테나(110)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나(110)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부(112)로 전달된다. 상기 FFT부(112)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, 복조부(114)로 입력된다. 상기 복조부(114)는 상기 변조부(104)의 상기 심벌 매핑 성상도와 동일한 심벌 매핑 성상도를 가지고 있으며, 상기 심벌 매핑 성상도에 의해 상기 역확산된 심벌을 이진 비트를 가지는 심벌로 변환된다. 즉, 상기 복조 방식은 상기 변조 방식에 의해 결정된다. 상기 복조부(114)에 의해 복조된 이진비트열들은 디인터리버(116)로 전달된다. 상기 디인터리버(116)은 상기 인터리버(102)의 인터리빙 방식과 동일한 방식으로 상기 복조된 이진비트열에 대해 디인터리빙을 수행한다. 상기 디인터리빙된 이진비트열들은 복호화부(118)에 의해 복호된다. 상기 복호화부(118)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.

도 2는 다중 송수신 안테나들을 사용하여 OFDM 방식에 의해 데이터를 송수신하는 이동통신 시스템의 구조를 도시하고 있다. 이하 상기 도 2를 이용하여 다중 송수신 안테나들을 사용하여 OFDM 방식에 의해 데이터를 송수신하는 이동통신 시스템에 대해 알아본다.

입력비트는 이진 신호로서 부호화부(200)로 입력된다. 상기 부호화부(200)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화 비트열들은 직렬/병렬 변환부(202)로 전달된다. 상기 직렬/병렬 변환부(202)는 전달된 직렬 부호화 비트열들을 병렬 부호화 비트열로 변환한다. 상기 직렬/병렬 변환부(202)에서 수행되는 동작에서 대해서는 이하 도 4를 이용하여 설명하기로 한다. 상기 병렬 부호화 비트열들 각각은 인터리버들(204,206)으로 전달된다. 상기 인터리버들(204, 206)과 변조부(208, 210), IFFT부들(212, 214), 송신 안테나들(216, 218)에서 수행되는 동작은 상기 도 1의 인터리버(102), 변조부(104), IFFT부(106), 송신안테나(108)에서 수행되는 동작과 동일하다. 다만, 상기 도 2는 다중 송신안테나들로 구성되어 있으므로 상기 각 IFFT부에 할당되는 부반송파의 개수는 상기 도 1의 IFFT부에 할당되는 부반송파의 개수보다 줄어들게 된다.

상기 송신안테나들(216, 218)로부터 전송된 심벌들은 수신안테나들(220, 222)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나들(220, 222)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부들(224, 226)로 전달된다. 상기 FFT부들(224, 226)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, 연속간섭소거방식(Successive Interference Cancellation :SIC) 수신기(228)로 전달된다. 상기 SIC 수신기에 대해서는 이하 도 3을 이용하여 설명하기로 한다. 상기 SIC 수신기(228)로부터 출력된 심벌들은 역 정렬부(Strem de-ordering)(230)로 전달된다. SIC 수신기는 보통 수신 상태가 더 좋은 스트림(stream)을 우선 검출하고, 상기 검출된 스트림을 이용하여 다른 스트림를 검출합니다. 이때 어떤 스트림의 수신 상태가 더 좋은지는 SIC수신기에서 결정하기 때문에 검출 순서(detection order)와 송신 신호의 순서는 서로 상이합니다. 그러므로 상기 역 정렬부(230)는 수신상태에 따라 송신신호의 순서를 재 정렬 하는 역할을 합니다. 상기 역 정렬부(230)에서 출력된 심벌들은 복조부들(232, 234)로 전달된다. 상기 복조부들(232, 234)과 디인터리버들(236, 238)에서 수행되는 동작은 상기 도 1의 복조부(114)와 디인터리버(116)에서 수행되는 동작과 동일하다. 상기 디인터리버들(236, 238)에서 출력된 심볼들은 병렬/직렬 변환부(240)로 전달된다. 상기 병렬/직렬 변환부(240)에서 수행되는 동작은 하기 도 4에서 일 예를 들어 설명하기로 한다. 상기 병렬/직렬 변환부(240)에서 출력된 이진비트열들은 복호화부(242)에 의해 복호된다. 상기 복호화부(242)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.

다중 안테나 시스템에서는 수신 안테나들은 서로 다른 송신 안테나들에서 발생된 신호들이 선형 중첩되어 수신된다. 따라서, 송신안테나의 개수 내지 수신안테나의 개수가 증가될수록 수신단에서 수행되는 디코딩을 위한 복잡도 역시 증가된다. 상기 SIC 수신기는 디코딩을 위한 복잡도를 감소시키기 위해 저연산량의 선형 수신기들을 반복적으로 사용한다. 상기 SIC 수신기는 이전단계에서 디코딩된 신호들의 간섭을 제거함으로서 점진적으로 향상된 성능을 획득한다. 하지만 SIC 방식은 이전단계에서 결정된 신호들에 대해 오류가 발생할 경우 다음 단계 수행시 증가된 오류를 발생시키는 단점을 가진다. 이하 도 3을 이용하여 SIC 수신기의 구조에 대해 설명한다. 상기 도 3은 2개의 수신안테나를 이용하여 신호를 수신하는 일 예를 들어보이고 있다.

상기 도 3에 의하면 두 개의 수신안테나를 통해 수신된 신호는 y₁, y₂이다. 상기 수신신호 y₁, y₂는 최소 제곱 에러(Minimum Mean Square Error: MMSE)수신기(300)로 전달된다. 하기 〈수학식 1〉은 상기 y₁, y₂를 나타내고 있다.

상기 〈수학식 1〉은 두 개의 송신안테나가 신호를 송신하고 있음을 보이고 있다. 상기 x₁은 제1 송신안테나가 송신하는 신호를 의미하며, 상기 x₂는 제2 송신안테나가 송신하는 신호를 의미한다. 상기 h₁₁은 제1 송신안테나와 제1수신안테나간의 채널 상수를 의미하며, 상기 h₁₂는 제2송신안테나와 제1수신안테나간의 채널 상수를 의미한다. 상기 h₂₁은 제1 송신안테나와 제2수신안테나간의 채널 상수를 의미하며, 상기 h₂₂는 제2송신안테나와 제2수신안테나간의 채널 상수를 의미한다. 상기 z₁과 z₂는 무선채널 상의 잡음을 의미한다.

상기 MMSE 수신부(300)는 입력된 y₁, y₂를 이용하여 x₁과 x₂ 를 추정한다. 상술한 바와 같이 SIC 수신기는 여러 단계를 거쳐 상기 송신안테나들에서 송신한 신호들을 추정한다. 즉, 다중 송신안테나들 중 하나의 송신안테나(제1송신안테나)가 송신한 신호를 먼저 추정한 후, 상기 추정된 신호를 이용하여 다른 송신안테나(제2송신안테나)가 송신한 신호를 추정하게 된다. 만약 3개의 송신안테나들에 의해 송신신호가 송신된다면 제3송신안테나가 송신한 신호는 추정된 상기 제1송신안테나 내지 제2송신안테나의 송신 신호를 이용하여 추정하게 된다. 하기 〈수학식 2〉는 상기 MMSE 수신부(300)에서 상기 제1수신안테나 내지 제2수신안테나에서 수신한 신호를 나타내고 있다.

상기 〈수학식 2〉에서 보이고 있는 바와 같이 상기 MMSE 수신기(300)는 상기 제 2송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정한다. 상기 〈수학식 1〉 내지 〈수학식 2〉에 의하면 상기 z₃ 내지 z₄는 하기 〈수학식 3〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 〈수학식 2〉는 제2송신안테나의 송신 신호를 잡음으로 추정하였으나, 상기 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정할 수 있다. 하기 〈수학식 4〉는 상기 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정할 경우의 제1수신안테나 내지 제2수신안테나의 수신신호를 나타내고 있다.

하기 〈수학식 5〉는 상기 MMSE 수신부(300)에서 상기 송신신호를 추정하기 위한 수식을 나타내고 있다.

상기 〈수학식 5〉는 상기 〈수학식 2〉를 이용하여 x₁을 추정하는 예를 들어 보이고 있다. 상기 y는 y₁과 y₂의 합을 의미한다. 상기 〈수학식 5〉을 이용하여 가장 작은 E값을 갖는 x₁을 구하게 된다. 따라서, x₁의 추정값은 하기 〈수학식 6〉과 같이 구할 수 있다.

상기 는 x₁의 추정값을 나타낸다. 상기 x₂의 추정값 역시 상기 〈수학식 5〉 내지 〈수학식 6〉과 같은 방식으로 구할 수 있다. 상기 추정된 x₁, x₂는 정렬부(Stream ordering)(302)로 전달된다. 상기 정렬부(302)는 상기 x₁, x₂의 MMSE 값을 고려하여 우선순위를 결정한다. 즉, MMSE 값을 이용하여 무선채널 상에서 오류가 가장 작게 발생한 수신신호를 결정한다. 상기 도 3에서는 x₁에 대한 오류가 x₂에 대한 오류보다 작음을 가정한다.

상기 정렬부(302)는 상기 를 도 2의 역정렬부와 판별부(Decision)(304)로 전달한다. 상기 판별부(304)는 MMSE 수신부(300)에서 추정한 비트들의 값을 결정한다. 상기 MMSE 수신부(300)에서 추정한 값은 단순히 수학식에 의해 계산된 값이므로 송신 가능하지 않은 값을 가질 수 있다. 따라서, 상기 판별부(304)는 상기 MMSE 수신부에서 추정한 값을 가지고 상기 송신단에서 송신 가능한 값을 결정한다. 만약 무선채널 상에서 오류가 발생하지 않았다면 상기 추정 값과 결정 값은 동일할 것이다. 상기 삽입부(306)는 결정된 를 연산부들(308, 310)로 전달한다. 하기 〈수학식 7〉은 연산부들(308, 310)에서 수행되는 동작에 대해 나타내고 있다.

상기 연산부들(308, 310)에서 구한 추정 수신신호값들은 MMSE수신부(312)로 전달된다. 상기 MMSE 수신부(312)는 전달된 신호를 이용하여 제2송신안테나의 송신신호를 추정한다. 하기 〈수학식 8〉은 상기 MMSE 수신부(312)에서 수행되는 동작을 나타내고 있다.

상기 y' 는 과 의 합을 의미한다. 상기 〈수학식 8〉을 이용하여 가장 작은 E값을 갖는 x₂을 구하게 된다. 따라서, 추정 x₂은 하기 〈수학식 9〉과 같이 구할 수 있다

상기 는 x₂의 추정값을 나타낸다. 상기 는 도 2의 역정렬부로 전달된다.

상술한 바와 같이 상기 SIC는 수신기는 이전단계에서 추정한 송신신호를 이용하여 다음단계에서 송신신호를 추정한다. 동일한 인터리버를 사용하여 송신신호에 대해 인터리빙을 수행한 후 전송할 경우, 전송 중 특정 비트에서 오류가 발생하였다고 가정한다. 이 경우 수신단은 동일 상기 특정 비트를 포함한 인접비트들에 대해서도 오류가 발생되었음을 인식하게 된다.

상술한 바와 같이 이전 송신안테나들이 송신신호를 추정하고, 상기 추정된 송신신호를 이용하여 다음 송신안테나의 송신신호를 추정한다. 따라서, 상기 다음 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해 사용되는 수신신호는 이전 송신안테나들의 송신신호에 대한 추정치가 반영된다. 하기 〈수학식 10〉은 다음 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위한 추정 수신신호를 나타내고 있다.

상기 는 j번째 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위한 수신신호의 추정치이며, 는 (j-1)번째 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위한 수신신호의 추정치이다. 또한, 상기 는 (j-1)번째 송신안테나의 송신신호의 추정치이다. 상기 〈수학식 10〉에서 보이고 있는 바와 같이 다음 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해서는 이전 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해 사용한 수신신호의 추정치를 반영하여야 함을 알 수 있다. 하기 〈수학식 11〉은 j번째 송신안테나의 추정 송신신호의 편중(bias)을 제거하기 위한 축소 비율(scaling factor)을 나타낸다.

상기 H(j) 는 다중 수신안테나들과 j번째 송신안테나간의 채널상수를 의미한다. 상기 는 의 identity matrix이다. 상기 〈수학식10〉과 〈수학식 11〉을 이용하여 특정 송신안테나의 송신신호에 대한 추정치는 하기 〈수학식 12〉와 같다.

상기 〈수학식 12〉에서 보이고 있는 바와 같이 j번째 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해서는 (j-1)번째 송신안테나의 송신신호를 추정하여야 한다.

이하, 상기 복조부(232, 234)에서 추정된 데이터를 이용하여 상기 송신단의 송신신호를 판별하는 과정에 대해 알아본다. 상기 복조부(232,234)는 j번째 송신안테나의 k번째 비트값에 대한 로그-라이크후드 비(log-likelihood ratio: LLR)를 이용하여 수신신호를 판별한다. 하기 〈수학식 13〉은 j번째 송신안테나의 k번째 비트값에 대한 LLR을 나타낸다.

상기 는 SIC 수신기에서 나오는 j째 송신안테나에 대한 등화된(equalized) 샘플(추정치)을 의미하며, 는 상기 j번째 송신안테나의 채널상태정보(channel state information: CSI)를 의미한다. k는 비트색인을 의미하며, 는 k번째 비트가 0(1)로 매핑된 전송신호들의 집합을 의미한다. 상기 〈수학식 13〉에서 등화된 j번째 전송신호에서 k번째 비트에 대한 소프트 정보를 나타내며, 이는 SIC 수신기에서 추정된 신호가 0과 1에서 떨어진 정도의 차이를 나타낸다. 또한, 상기 는 주어진 안테나 색인에 해당하는 채널 정보에 따라 적절한 가중치를 주는 효과를 가진다. 상술한 바와 같이 상기 CSI 수신부는 첫 번째 송신안테나로부터 송신된 신호에 대한 오류가 없다는 가정하에서 다른 송신안테나로부터 송신된 신호를 추정한다. 하기 〈수학식14〉는 상기 첫 번째 송신안테나로부터 송신된 신호에 대한 오류가 없다는 가정 하에서 상기 CSI(j)의 값을 나타내고 있다.

하지만 상기 첫 번째 송신안테나의 송신신호에 대한 오류 발생의 고려하지 않음으로서 상기 CSI(j)의 값도 정확하지 않게 된다. 즉, 수신단에서 송신신호를 추정함에서 무선채널상에서 발생할 수 있는 오류를 고려하지 않음으로서 정확한 채널 추정을 수행할 수 없게 된다. 따라서, 상술한 바와 같은 문제점을 해결할 수 있는 방안이 논의된다.

따라서, 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 이전 단계에서 탐색된 정보를 이용하여 다음단계의 정보를 탐색하는 시스템에서 상기 다음단계 정보를 탐색함에 있어 이전단계에서 발생된 오류에 대한 영향을 감소시키는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 목적은 이전 단계에서 탐색된 정보에 오류가 발생할 경우, 상기 발생된 오류를 반영하여 다음단계의 정보를 탐색하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

상기 본 발명의 문제점들을 해결하기 위해 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템의 수신장치에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 장치에 있어서, 상기 안테나들 각각으로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 수신심벌들의 열을 시간에 대한 심벌들의 열로 변환하는 푸리에 변환(FFT)부들과, 상기 푸리에 변환된 심벌들의 열들을 이용하여 우선순위가 높은 송신심벌들의 열을 결정하고, 상기 결정된 송신심벌들의 열과 상기 결정된 송신심벌들의 열에 대한 오류를 고려하여 우선순위가 낮은 송신심벌들의 열을 결정하는 연속간섭소거방식 수신기와, 상기 결정된 송신심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 복조부들과, 상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 디인터리버들과, 상기 디인터리버들로부터 전달된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 병/직렬 변환부로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기 본 발명의 문제점들을 해결하기 위해 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 방법에 있어서, 상기 안테나들 각각으로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 수신심벌들의 열을 시간에 대한 심벌들의 열로 변환하는 푸리에 변환(FFT)과정과, 상기 푸리에 변환된 심벌들의 열들을 이용하여 우선순위가 높은 송신심벌들의 열을 결정하고, 상기 결정된 송신심벌들의 열과 상기 결정된 송신심벌들의 열에 대한 오류를 고려하여 우선순위가 낮은 송신심벌들의 열을 결정하는 과정과, 상기 결정된 송신심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 과정과, 상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 과정과, 상기 디인터리빙된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

이하 본 발명이 바람직한 실시 예를 첨부한 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

상기 도 3을 이용하여 본원 발명에 대해 설명하기로 한다. 본 발명에서 제안하는 j번째 송신안테나의 k번째 비트값에 대한 LLR은 하기 〈수학식 15〉로 나타낸다.

하기 〈수학식 16〉은 상기 〈수학식 15〉의 을 나타낸다.

상술한 바와 같이 본원 발명은 SIC 수신부에서 계산된 등화된 수신신호()는 그대로 사용하지만, 가중치는 최초의 MMSE수신부에서 측정되는 신호 대 잡음비( )를 사용한다. 이와 같이 함으로서, 상기 송신안테나들의 송신신호가 무선채널 상에서 오류 발생 정도를 고려하여 가중치를 가중한다. 즉, 종래 첫 번째 송신안테나로부터 송신된 신호가 무선채널 상에서 오류 없이 수신되었음을 가정하였으나, 본원 발명에서는 무선채널 상에서 발생된 오류를 고려함으로서 가중치를 조절하게 된다.

이하, 2개의 송신안테나와 2개의 수신안테나를 가진 이동통신 시스템을 이용하여 본원 발명에 대해 설명하기로 한다. 상기 2개의 수신안테나에서 수신하는 신호는 상기 〈수학식 1〉과 같다.

상기 송신안테나의 송신신호의 평균 에너지 값은 1이라고 가정한다. 즉, 상기 x₁, x₂의 평균 에너지 값은 1이라고 가정한다. 상술한 바와 같이 상기 x₁ 에 대한 추정치와 결정값은 상기 x₂와 n을 잡음으로 간주하여 계산한다. 하기 〈수학식 17〉은 상기 x₁에 대한 추정치를 나타내며, 하기 〈수학식 18〉은 상기 x₁에 대한 판별값을 나타낸다.

상기 〈수학식 17〉에서 SNR은 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)를 나타내며, c₁은 추정치에 대한 편향(bias)을 제거하기 위한 축소비율을 나타낸다. 상기 〈수학식 18〉에서 [ ]는 추정치를 이용하여 x1의 값을 판별하는 연산을 의미한다. 상기 〈수학식 17〉과 〈수학식 18〉에서 얻어지는 채널상태정보는 하기 〈수학식 19〉와 같이 나타낼 수 있다.

또한, 상기 x₁에 매핑된 q개의 비트들에 소프트 정보를 상기 〈수학식 13〉과 〈수학식 19〉를 이용하여 나타내면 다음과 같다.

상기 〈수학식 20〉은 첫 번째 송신안테나에 대한 소프트 정보를 나타내고 있다. 이하, 상기 첫 번째 송신안테나를 이용하여 두 번째 송신안테나에 대한 소프트 정보를 계산하는 과정에 대해 알아본다. 상기 두 번째 송신안테나의 송신신호는 상기 첫 번째 송신안테나의 송신신호가 무선 채널상에서 오류가 없다는 가정하에서 결정된 x₁을 이용한다. 하기 〈수학식 21〉와 〈수학식 22〉은 상기 첫 번째 송신안테나의 송신신호가 무선채널상에서 오류가 없다고 가정한 경우의 x2의 추정치와 판별값을 나타낸다.

또한, 이 때 얻어지는 x₂에 대한 채널상태정보는 하기 〈수학식 23〉과 같다.

따라서, 상기 x₂에 매핑된 q비트들에 소프트 정보는 하기 〈수학식 24〉와 같이 나타낼 수 있다.

하지만, 상술한 바와 같이 상기 x₁은 무선채널상에서 오류가 빈번하게 발생된다. 따라서, 상기 x₁이 무선채널상에서 오류가 발생하지 않았다는 가정하에서 상기 x₂에 대한 추정치와 판별값을 계산함으로서 실제 전송한 정보와 다른 값을 얻을 수 있게 된다. 따라서, 상기 무선채널 상에서 발생되는 오류를 고려하여 두 번째 송신안테나의 송신신호를 추정하는 과정이 필수적으로 요구된다. 무선채널 상에서 발생된 상기 x₁에 대한 오류는 하기 〈수학식 25〉와 같이 나타낼 수 있다.

상기 x₁에 대한 오류를 고려하여, 상기 두 번째 송신안테나의 송신신호를 계산하기 위한 수신신호(y)의 추정치는 하기 〈수학식 26〉과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 상기 x₁에 대한 오류를 고려한 x2에 대한 추정치와 결정값 및 채널상태정보는 하기 〈수학식 27〉,〈수학식 28〉,〈수학식 29〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 DENR은 결정 오류 대 잡음비(decision error to noise ratio)를 의미한다. 사기 수학식들에서 보이고 있듯이 상기 x₁에 대한 결정 오류가 있을 경우 x₂에 대한 추정치 및 채널상태정보가 달라짐을 알 수 있다.

도 4와 도 5는 본 발명에 따른 효과를 도시하고 있다. 특히, 상기 도 4는 QPSK 변조방식에 의해 변조된 심벌들이 2개의 송신안테나들을 통해 전송된 후, 2개의 수신안테나들을 통해 수신될 경우의 효과를 도시하고 있다. 상기 도 5는 16QAM 변조방식에 의해 변조된 심벌들이 2개의 송신안테나들을 통해 전송된 후, 2개의 수신안테나들을 통해 수신될 경우의 효과를 도시하고 있다. 상기 도 4와 도 5에서 보여 지고 있는 바와 같이 본원 발명에서 제안된 방식은 종래 방식에 비해 현저히 향상된 성능을 보이고 있다.

전술한 바와 같이 본 발명은 첫 번째 송신안테나의 송신신호에 대한 판별 오류를 이용하여 다른 송신안테나의 송신신호를 추정한다. 상술한 바와 같이 첫 번째 송신안테나의 송신신호에 대한 판별 오류를 이용하여 다른 송신안테나의 송신신호를 추정함으로서 무선상에서 발생하는 페이딩에 따른 오류 성능 저하를 극복할 수 있다.

도 1은 일반적인 직교주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면.

도 2는 일반적인 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면.

도 3은 연속 간섭소거 방식(SIC) 수신기의 구조를 도시한 도면.

도 4는 본 발명에 의해 제안된 방식과 종래 방식을 비교한 도면.

도 5는 본 발명에 의해 제안된 방식과 종래 방식을 비교한 다른 도면.

Claims (8)

1. 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템의 수신장치에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 장치에 있어서,

   상기 안테나들 각각으로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 수신심벌들의 열을 시간에 대한 심벌들의 열로 변환하는 푸리에 변환(FFT)부들과,

   상기 푸리에 변환된 심벌들의 열들을 이용하여 우선순위가 높은 송신심벌들의 열을 결정하고, 상기 결정된 송신심벌들의 열과 상기 결정된 송신심벌들의 열에 대한 오류를 고려하여 우선순위가 낮은 송신심벌들의 열을 결정하는 연속간섭소거방식 수신기와,

   상기 결정된 송신심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 복조부들과,

   상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 디인터리버들과,

   상기 디인터리버들로부터 전달된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 병/직렬 변환부로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 장치.
2. 제 1항에 있어서, 상기 연속소거방식 수신기는,

   상기 푸리에 변환된 심벌들의 열들을 이용하여 송신심벌들의 열을 추정하고, 상기 추정된 송신심벌들의 열을 이용하여 송신심벌들의 열을 결정함을 특징으로 하는 상기 장치.
3. 제 2항에 있어서, 추정된 송신심벌들의 열에 대한 오류는 상기 우선순위가 높은 송신심벌들의 열에 대한 추정값과 결정값의 차이임을 특징으로 하는 상기 장치.
4. 제 3항에 있어서, 상기 송신심벌들의 열에 대한 우선순위는 상기 송신심벌들의 열에 포함되어 있는 정보를 이용함을 특징으로 하는 상기 장치.
5. 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 방법에 있어서,

   상기 안테나들 각각으로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 수신심벌들의 열을 시간에 대한 심벌들의 열로 변환하는 푸리에 변환(FFT)과정과,

   상기 푸리에 변환된 심벌들의 열들을 이용하여 우선순위가 높은 송신심벌들의 열을 결정하고, 상기 결정된 송신심벌들의 열과 상기 결정된 송신심벌들의 열에 대한 오류를 고려하여 우선순위가 낮은 송신심벌들의 열을 결정하는 과정과,

   상기 결정된 송신심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 과정과,

   상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 과정과,

   상기 디인터리빙된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
6. 제 5항에 있어서, 상기 푸리에 변환된 심벌들의 열들을 이용하여 송신심벌들의 열을 추정하고, 상기 추정된 송신심벌들의 열을 이용하여 송신심벌들의 열을 결정함을 특징으로 하는 상기 방법.
7. 제 6항에 있어서, 추정된 송신심벌들의 열에 대한 오류는 상기 우선순위가 높은 송신심벌들의 열에 대한 추정값과 결정값의 차이임을 특징으로 하는 상기 방법.
8. 제 7항에 있어서, 상기 송신심벌들의 열에 대한 우선순위는 상기 송신심벌들의 열에 포함되어 있는 정보를 이용함을 특징으로 하는 상기 방법.