JP2002344362A - 等化装置、受信装置、及び等化方法並びに受信方法 - Google Patents
等化装置、受信装置、及び等化方法並びに受信方法Info
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＱＡＭ方式の問題点である高いオーバーサン
プルレートでのシンボル同期及び復調処理の欠点を改善
するため、低いオーバーサンプルレートでも誤り率特性
の劣化が少ない等化装置及び受信装置を提供することを
目的とする。 【解決手段】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号を検波し
た検波信号に対して等化を行う等化装置であって、検波
信号に基づいて前記シンボルパターンを検出することに
よりシンボルタイミングを再生するフレーム／シンボル
同期回路２０７と、検波信号から一定間隔で取り出した
信号及びウェイトを乗算することにより等化信号を得る
等化処理部２０３と、シンボルパターンに等しい参照信
号を発生するパイロットシンボルパターン発生回路２０
５と、参照信号から等化信号を減算することにより等化
誤差を得る差分器２０６と、シンボルパターンのタイミ
ングにおける検波信号及び等化誤差に基づいてウェイト
を更新するウェイト制御回路２０８とを備えた。
プルレートでのシンボル同期及び復調処理の欠点を改善
するため、低いオーバーサンプルレートでも誤り率特性
の劣化が少ない等化装置及び受信装置を提供することを
目的とする。 【解決手段】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号を検波し
た検波信号に対して等化を行う等化装置であって、検波
信号に基づいて前記シンボルパターンを検出することに
よりシンボルタイミングを再生するフレーム／シンボル
同期回路２０７と、検波信号から一定間隔で取り出した
信号及びウェイトを乗算することにより等化信号を得る
等化処理部２０３と、シンボルパターンに等しい参照信
号を発生するパイロットシンボルパターン発生回路２０
５と、参照信号から等化信号を減算することにより等化
誤差を得る差分器２０６と、シンボルパターンのタイミ
ングにおける検波信号及び等化誤差に基づいてウェイト
を更新するウェイト制御回路２０８とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信に関するもので、特にパイロットシンボル挿入型変調
方式に導入する等化装置及び受信装置に関するものであ
る。
信に関するもので、特にパイロットシンボル挿入型変調
方式に導入する等化装置及び受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】本発明が適用する変調方式であるパイロ
ットシンボル挿入型変調方式は、例えば特公平６−１９
０８号公報で開示されている「伝送路歪補償方式」や、
参考文献１：電子情報通信学会論文誌Ｂ−II Ｖｏｌ．
Ｊ７２−Ｂ−II Ｎｏ．１ ｐｐ７−１５、１９８９年
１月、三瓶他「陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージン
グひずみ補償方式」に示されている。この方式は、多値
直交変調において、伝送路歪を測定するためにパイロッ
トシンボルを挿入することにより、陸上移動通信に多値
直交変調を適用することが可能となると共に、多値直交
変調を用いることによる周波数の利用効率が向上するも
のである。以下、パイロットシンボル挿入型変調方式を
ＰＳＩ（Pilot Symbol Insertion）変調方式と記す。
ットシンボル挿入型変調方式は、例えば特公平６−１９
０８号公報で開示されている「伝送路歪補償方式」や、
参考文献１：電子情報通信学会論文誌Ｂ−II Ｖｏｌ．
Ｊ７２−Ｂ−II Ｎｏ．１ ｐｐ７−１５、１９８９年
１月、三瓶他「陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージン
グひずみ補償方式」に示されている。この方式は、多値
直交変調において、伝送路歪を測定するためにパイロッ
トシンボルを挿入することにより、陸上移動通信に多値
直交変調を適用することが可能となると共に、多値直交
変調を用いることによる周波数の利用効率が向上するも
のである。以下、パイロットシンボル挿入型変調方式を
ＰＳＩ（Pilot Symbol Insertion）変調方式と記す。
【０００３】従来、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Mod
ulation）方式のような振幅成分にも情報を配分する方
式は、移動通信では難しいとされていた。しかし、ＰＳ
Ｉ変調方式は、誤り率特性の優れた同期検波型復調方式
を陸上移動通信のフェージング環境下においても適用す
ることを可能にした。また、ＰＳＩ変調方式は、情報伝
送に寄与しないパイロットシンボルを１０％以下に抑え
て実現する優れた方式である。
ulation）方式のような振幅成分にも情報を配分する方
式は、移動通信では難しいとされていた。しかし、ＰＳ
Ｉ変調方式は、誤り率特性の優れた同期検波型復調方式
を陸上移動通信のフェージング環境下においても適用す
ることを可能にした。また、ＰＳＩ変調方式は、情報伝
送に寄与しないパイロットシンボルを１０％以下に抑え
て実現する優れた方式である。
【０００４】ここで、ＰＳＩ変調方式の特徴であるフレ
ームフォーマットについて説明する。図８は、ＰＳＩ変
調方式のフレームフォーマットを示す図である。１フレ
ームは、送信すべきＮシンボルの情報シンボルと、それ
に付随するＰシンボルのパイロットシンボルとから構成
される。ここで、Ｎ／Ｐを大きくとることにより、情報
伝送効率は向上する。ＰＳＩ変調方式では、Ｐを１に、
Ｎを１６以上にすることができるため、情報伝送効率Ｎ
／（Ｐ＋Ｎ）は１６／１７以上となり、１００％に近い
情報伝送効率が実現できる。
ームフォーマットについて説明する。図８は、ＰＳＩ変
調方式のフレームフォーマットを示す図である。１フレ
ームは、送信すべきＮシンボルの情報シンボルと、それ
に付随するＰシンボルのパイロットシンボルとから構成
される。ここで、Ｎ／Ｐを大きくとることにより、情報
伝送効率は向上する。ＰＳＩ変調方式では、Ｐを１に、
Ｎを１６以上にすることができるため、情報伝送効率Ｎ
／（Ｐ＋Ｎ）は１６／１７以上となり、１００％に近い
情報伝送効率が実現できる。
【０００５】また、上記ＰＳＩ変調方式に関連して、参
考文献２：電子情報通信学会信学技報 ＲＣＳ９２−１
０６（１９９３−０１）三瓶他「１６ＱＡＭ／ＴＤＭＡ
方式のシンボルタイミング再生方式」が提案されてい
る。ここで用いられているＭＡＭ（Maximum Amplitude
Method）は、最大振幅を示すサンプルを同期点とする方
法である。既知のフレームシンボルが最大振幅であるこ
とを前提として、フレーム長が数十シンボル、オーバー
サンプル数が３２倍である場合、ＭＡＭにより良好な特
性を得られることが、シミュレーション結果により確認
されている。
考文献２：電子情報通信学会信学技報 ＲＣＳ９２−１
０６（１９９３−０１）三瓶他「１６ＱＡＭ／ＴＤＭＡ
方式のシンボルタイミング再生方式」が提案されてい
る。ここで用いられているＭＡＭ（Maximum Amplitude
Method）は、最大振幅を示すサンプルを同期点とする方
法である。既知のフレームシンボルが最大振幅であるこ
とを前提として、フレーム長が数十シンボル、オーバー
サンプル数が３２倍である場合、ＭＡＭにより良好な特
性を得られることが、シミュレーション結果により確認
されている。
【０００６】また、トレーニング型等化器に関連して、
参考文献３：電子情報通信学会信学技報 ＣＳ９１−２
２（１９９１−０６）三瓶「内挿処理による簡略化判定
帰還型等化器」が提案されている。この提案によれば、
ＴＤＭＡバーストの先頭と後尾に設けたプリアンブル及
びポストアンブルにおいてカルマンアルゴリズムを用い
て最適タップ利得を求め、これらに挟まれたデータ部に
おいては、トレーニング部で求められたタップ利得の内
挿によってタップ利得を求めることにより、等化に要す
る演算量を大幅に低減できる内挿型簡略化ＤＦＥ（Ｄｅ
ｃｉｓｉｏｎＦｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）
を実現できる。
参考文献３：電子情報通信学会信学技報 ＣＳ９１−２
２（１９９１−０６）三瓶「内挿処理による簡略化判定
帰還型等化器」が提案されている。この提案によれば、
ＴＤＭＡバーストの先頭と後尾に設けたプリアンブル及
びポストアンブルにおいてカルマンアルゴリズムを用い
て最適タップ利得を求め、これらに挟まれたデータ部に
おいては、トレーニング部で求められたタップ利得の内
挿によってタップ利得を求めることにより、等化に要す
る演算量を大幅に低減できる内挿型簡略化ＤＦＥ（Ｄｅ
ｃｉｓｉｏｎＦｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）
を実現できる。
【０００７】次に、従来のフェージング歪み補償につい
て図９と図１０を用いて説明する。図９は、パイロット
シンボル及び情報シンボルの波形を示す図である。図９
の（ａ）は送信波形、図９の（ｂ）は受信波形、図９の
（ｃ）は送信波形に対する受信波形の位相差及び位相差
を補正した波形を示す。
て図９と図１０を用いて説明する。図９は、パイロット
シンボル及び情報シンボルの波形を示す図である。図９
の（ａ）は送信波形、図９の（ｂ）は受信波形、図９の
（ｃ）は送信波形に対する受信波形の位相差及び位相差
を補正した波形を示す。
【０００８】図９の（ａ）に示すように、送信側はパイ
ロットシンボルと情報シンボルで構成されるフレームを
周期的に送信する。（ａ）の上段は送信フレーム、下段
は各シンボルを複素平面上で示したものである。これに
対して、（ｂ）に示すように、受信側はフェージング等
の伝搬路変動により位相が変化した信号を受信する。１
フレームがＮシンボルで構成され、シンボルの順番をｍ
＝０〜（Ｎ−１）で表すとする。ｍ＝０、Ｎはパイロッ
トシンボルであり、ｍ＝１〜（Ｎ−１）は情報シンボル
である。また、フレームの順番をｉとし、受信信号をＲ
（ｉ）で示す。
ロットシンボルと情報シンボルで構成されるフレームを
周期的に送信する。（ａ）の上段は送信フレーム、下段
は各シンボルを複素平面上で示したものである。これに
対して、（ｂ）に示すように、受信側はフェージング等
の伝搬路変動により位相が変化した信号を受信する。１
フレームがＮシンボルで構成され、シンボルの順番をｍ
＝０〜（Ｎ−１）で表すとする。ｍ＝０、Ｎはパイロッ
トシンボルであり、ｍ＝１〜（Ｎ−１）は情報シンボル
である。また、フレームの順番をｉとし、受信信号をＲ
（ｉ）で示す。
【０００９】図９の（ｃ）に示すように、パイロットシ
ンボルにおいて送信波形に対する受信波形の位相差から
逆特性タップｃ（ｉ）を求め、逆特性タップｃ（ｉ）を
受信信号Ｒ（ｉ）に乗算することにより、受信波形の歪
みが補償され送信波形の位相と等しくなる。図１０は、
従来のフェージング歪み補償のための回路構成の一例を
示すブロック図である。このブロック図は、複数の遅延
器５０１及び乗算器５０２の組み合わせで構成される。
上述した計算に示されるように、乗算器５０２は、遅延
器５０１で遅延された受信信号Ｒ（ｉ）と、受信信号Ｒ
（ｉ）に対する逆特性タップｃ（ｉ）を乗算し、歪み補
償を行う。
ンボルにおいて送信波形に対する受信波形の位相差から
逆特性タップｃ（ｉ）を求め、逆特性タップｃ（ｉ）を
受信信号Ｒ（ｉ）に乗算することにより、受信波形の歪
みが補償され送信波形の位相と等しくなる。図１０は、
従来のフェージング歪み補償のための回路構成の一例を
示すブロック図である。このブロック図は、複数の遅延
器５０１及び乗算器５０２の組み合わせで構成される。
上述した計算に示されるように、乗算器５０２は、遅延
器５０１で遅延された受信信号Ｒ（ｉ）と、受信信号Ｒ
（ｉ）に対する逆特性タップｃ（ｉ）を乗算し、歪み補
償を行う。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＱＡＭ
方式のような多値符号化方式において、同一シンボル内
のマッピング点との符号間距離は隣接しているため、シ
ンボル同期ずれによる復調誤り劣化の問題が発生する。
図１１は、１６ＱＡＭにおける直交復調前の送信アイパ
ターンの一例を示す図である。図１１は、複数のシンボ
ルパターンについて１シンボル区間を重ねて書いたもの
であり、横軸は時間を示す。オーバーサンプル数は８倍
である。また、ロールオフ率α＝０．５である。
方式のような多値符号化方式において、同一シンボル内
のマッピング点との符号間距離は隣接しているため、シ
ンボル同期ずれによる復調誤り劣化の問題が発生する。
図１１は、１６ＱＡＭにおける直交復調前の送信アイパ
ターンの一例を示す図である。図１１は、複数のシンボ
ルパターンについて１シンボル区間を重ねて書いたもの
であり、横軸は時間を示す。オーバーサンプル数は８倍
である。また、ロールオフ率α＝０．５である。
【００１１】受信信号（図１１の場合４値の符号）の符
号判定を行う際に、シンボルタイミング、すなわち隣の
符号との符号間距離が最も離れているタイミングでデー
タを復調すれば、雑音の影響が小さく、誤り率特性は最
も良くなる。逆に、隣の符号との距離が狭いタイミン
グ、すなわちシンボルタイミングからずれたタイミング
でデータを復調すれば、雑音の影響が大きく、誤り率特
性は悪くなる。
号判定を行う際に、シンボルタイミング、すなわち隣の
符号との符号間距離が最も離れているタイミングでデー
タを復調すれば、雑音の影響が小さく、誤り率特性は最
も良くなる。逆に、隣の符号との距離が狭いタイミン
グ、すなわちシンボルタイミングからずれたタイミング
でデータを復調すれば、雑音の影響が大きく、誤り率特
性は悪くなる。
【００１２】図１１より、中心部のシンボルタイミング
から左右に離れるに従って、符号間距離が狭まる（アイ
が閉じる）ことがわかる。また、中心部のシンボルタイ
ミングから１．５サンプルずれると、雑音がない状態で
もエラーフリーが実現できないことがわかる。中心部の
シンボルタイミングから１サンプル（１／８シンボル）
ずれた状態においても、他の符号との符号間距離が狭
く、雑音に対するマージンがほとんどないことがわか
る。
から左右に離れるに従って、符号間距離が狭まる（アイ
が閉じる）ことがわかる。また、中心部のシンボルタイ
ミングから１．５サンプルずれると、雑音がない状態で
もエラーフリーが実現できないことがわかる。中心部の
シンボルタイミングから１サンプル（１／８シンボル）
ずれた状態においても、他の符号との符号間距離が狭
く、雑音に対するマージンがほとんどないことがわか
る。
【００１３】図１２は、誤り率特性のシミュレーション
結果の一例を示す図である。図１２の横軸はＥb／Ｎ0で
あり、縦軸は誤り率である。図１２より、中心部のシン
ボルタイミングから１サンプル（１／８シンボル）ずれ
たことによる誤り率特性の劣化は、誤り率１０-5点で６
ｄＢ以上となり、特にロールオフ率αが小さい（狭帯域
化した）場合に、劣化が大きくなることがわかる。これ
は、受信のＡ／Ｄ変換のサンプリングレートをシンボル
レートの何倍にとるか、すなわちオーバーサンプルレー
トによりシンボル同期ずれの精度が変わるため、より高
いオーバーサンプルレートで信号処理することが要求さ
れる。
結果の一例を示す図である。図１２の横軸はＥb／Ｎ0で
あり、縦軸は誤り率である。図１２より、中心部のシン
ボルタイミングから１サンプル（１／８シンボル）ずれ
たことによる誤り率特性の劣化は、誤り率１０-5点で６
ｄＢ以上となり、特にロールオフ率αが小さい（狭帯域
化した）場合に、劣化が大きくなることがわかる。これ
は、受信のＡ／Ｄ変換のサンプリングレートをシンボル
レートの何倍にとるか、すなわちオーバーサンプルレー
トによりシンボル同期ずれの精度が変わるため、より高
いオーバーサンプルレートで信号処理することが要求さ
れる。
【００１４】シンボル同期ずれの影響をなくすために
は、通常、シンボルレートの３２倍のオーバーサンプル
レートでＡ／Ｄ変換することが必要になる。しかし、信
号処理をＤＳＰのようなプロセッサで行う場合、情報レ
ート及びオーバーサンプルレートの増加は、プロセッサ
の要求処理能力の増加を招き、処理能力の限界で制約さ
れる。制約されたＤＳＰの処理能力で情報レートを向上
させるためには、オーバーサンプルレートを低くして実
現できる等化方式が要求される。
は、通常、シンボルレートの３２倍のオーバーサンプル
レートでＡ／Ｄ変換することが必要になる。しかし、信
号処理をＤＳＰのようなプロセッサで行う場合、情報レ
ート及びオーバーサンプルレートの増加は、プロセッサ
の要求処理能力の増加を招き、処理能力の限界で制約さ
れる。制約されたＤＳＰの処理能力で情報レートを向上
させるためには、オーバーサンプルレートを低くして実
現できる等化方式が要求される。
【００１５】また、上述したトレーニング型等化器は、
通常１０シンボル以上のトレーニングパターンを必要と
し、トレーニングパターン長の増加は情報レートの増加
の妨げとなる。
通常１０シンボル以上のトレーニングパターンを必要と
し、トレーニングパターン長の増加は情報レートの増加
の妨げとなる。
【００１６】本発明は上述した課題に鑑みてなされたも
のであり、ＱＡＭ方式の問題点である高いオーバーサン
プルレートでのシンボル同期及び復調処理の欠点を改善
するために、低いオーバーサンプルレート及び短い既知
のシンボルパターンを用いても誤り率特性の劣化が少な
い等化装置及び受信装置を提供することを目的とする。
のであり、ＱＡＭ方式の問題点である高いオーバーサン
プルレートでのシンボル同期及び復調処理の欠点を改善
するために、低いオーバーサンプルレート及び短い既知
のシンボルパターンを用いても誤り率特性の劣化が少な
い等化装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、本発明に係る等化装置は、少なくとも１シンボル
からなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された
送信信号を検波した検波信号に対して等化を行う等化装
置であって、前記検波信号に基づいて前記シンボルパタ
ーンを検出することによりシンボルタイミングを再生す
るシンボルパターン同期手段と、前記検波信号から一定
間隔で取り出した信号及びウェイトを乗算することによ
り等化信号を得る等化手段と、前記シンボルパターンに
等しい参照信号を発生するシンボルパターン発生手段
と、前記参照信号から前記等化信号を減算することによ
り等化誤差を得る誤差演算手段と、前記シンボルパター
ンのタイミングにおける前記検波信号及び前記等化誤差
に基づいてウェイトを更新するウェイト更新手段とを備
えたことを特徴とするものである。
ため、本発明に係る等化装置は、少なくとも１シンボル
からなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された
送信信号を検波した検波信号に対して等化を行う等化装
置であって、前記検波信号に基づいて前記シンボルパタ
ーンを検出することによりシンボルタイミングを再生す
るシンボルパターン同期手段と、前記検波信号から一定
間隔で取り出した信号及びウェイトを乗算することによ
り等化信号を得る等化手段と、前記シンボルパターンに
等しい参照信号を発生するシンボルパターン発生手段
と、前記参照信号から前記等化信号を減算することによ
り等化誤差を得る誤差演算手段と、前記シンボルパター
ンのタイミングにおける前記検波信号及び前記等化誤差
に基づいてウェイトを更新するウェイト更新手段とを備
えたことを特徴とするものである。
【００１８】このような構成によれば、ウェイトの更新
がシンボルパターン受信毎に行われることにより、フェ
ージング等の緩やかな受信伝搬路の変動に追従すること
ができ、ＤＳＰの信号処理量を大幅に削減することがで
きる。
がシンボルパターン受信毎に行われることにより、フェ
ージング等の緩やかな受信伝搬路の変動に追従すること
ができ、ＤＳＰの信号処理量を大幅に削減することがで
きる。
【００１９】また、本発明に係る等化装置において、前
記ウェイト更新手段は、誤差電力最小アルゴリズムを用
いて前記ウェイトを更新することを特徴とするものであ
る。
記ウェイト更新手段は、誤差電力最小アルゴリズムを用
いて前記ウェイトを更新することを特徴とするものであ
る。
【００２０】このような構成によれば、誤差電力最小ア
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
【００２１】また、本発明に係る受信装置は、少なくと
も１シンボルからなる既知のシンボルパターンが周期的
に挿入された送信信号をダイバーシチ受信する受信装置
であって、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、
対応する前記アンテナからの受信信号に対して直交検波
を行う複数の検波手段と、対応する前記検波手段の出力
を用いて等化を行う請求項１又は請求項２に記載の複数
の等化装置と、複数の前記等化装置の出力を選択する選
択手段と、該選択手段の出力に基づいてデータを判定す
るデータ判定手段とを備えることを特徴とするものであ
る。
も１シンボルからなる既知のシンボルパターンが周期的
に挿入された送信信号をダイバーシチ受信する受信装置
であって、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、
対応する前記アンテナからの受信信号に対して直交検波
を行う複数の検波手段と、対応する前記検波手段の出力
を用いて等化を行う請求項１又は請求項２に記載の複数
の等化装置と、複数の前記等化装置の出力を選択する選
択手段と、該選択手段の出力に基づいてデータを判定す
るデータ判定手段とを備えることを特徴とするものであ
る。
【００２２】このような構成によれば、選択ダイバーシ
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いても優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの信号
処理量を大幅に削減することができる。
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いても優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの信号
処理量を大幅に削減することができる。
【００２３】また、本発明に係る受信装置は、少なくと
も１シンボルからなる既知のシンボルパターンが周期的
に挿入された送信信号をダイバーシチ受信する受信装置
であって、対応するアンテナからの受信信号に対して直
交検波を行う複数の検波手段と、複数の前記検波信号に
基づいて前記シンボルパターンを検出することにより前
記シンボルタイミングを再生するシンボルパターン同期
手段と、対応する前記検波手段の出力から一定間隔で取
り出した信号及びウェイトを乗算することにより等化信
号を得る複数の等化手段と、複数の前記等化信号の出力
を合成する合成手段と、前記シンボルパターンに等しい
参照信号を発生するシンボルパターン発生手段と、前記
参照信号から前記等化信号を減算することにより等化誤
差を得る誤差演算手段と、前記シンボルパターンのタイ
ミングにおいて、対応する前記検波信号及び対応する前
記等化誤差に基づいてウェイトを更新する複数のウェイ
ト更新手段と、前記合成手段の出力に基づいてデータを
判定するデータ判定手段とを備えることを特徴とするも
のである。
も１シンボルからなる既知のシンボルパターンが周期的
に挿入された送信信号をダイバーシチ受信する受信装置
であって、対応するアンテナからの受信信号に対して直
交検波を行う複数の検波手段と、複数の前記検波信号に
基づいて前記シンボルパターンを検出することにより前
記シンボルタイミングを再生するシンボルパターン同期
手段と、対応する前記検波手段の出力から一定間隔で取
り出した信号及びウェイトを乗算することにより等化信
号を得る複数の等化手段と、複数の前記等化信号の出力
を合成する合成手段と、前記シンボルパターンに等しい
参照信号を発生するシンボルパターン発生手段と、前記
参照信号から前記等化信号を減算することにより等化誤
差を得る誤差演算手段と、前記シンボルパターンのタイ
ミングにおいて、対応する前記検波信号及び対応する前
記等化誤差に基づいてウェイトを更新する複数のウェイ
ト更新手段と、前記合成手段の出力に基づいてデータを
判定するデータ判定手段とを備えることを特徴とするも
のである。
【００２４】このような構成によれば、合成ダイバーシ
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いて優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの信号処
理量を大幅に削減することができる。
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いて優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの信号処
理量を大幅に削減することができる。
【００２５】また、本発明に係る受信装置において、前
記ウェイト更新手段は、誤差電力最小アルゴリズムを用
いて前記ウェイトを更新することを特徴とするものであ
る。
記ウェイト更新手段は、誤差電力最小アルゴリズムを用
いて前記ウェイトを更新することを特徴とするものであ
る。
【００２６】このような構成によれば、誤差電力最小ア
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
【００２７】また、本発明は、少なくとも１シンボルか
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号を検波した検波信号に対して等化を行う等化方法
であって、前記検波信号に基づいて前記シンボルパター
ンを検出することによりシンボル同期位置の検波を行う
ステップにおいて、前記検波信号の同期位置を検波した
場合には、ウェイト更新を行い、前記ウェイト更新を基
に等化処理を行い、前記検波信号の同期位置を検波しな
い場合には、ウェイト更新を行わず、等化処理を行うこ
とを特徴とするものである。
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号を検波した検波信号に対して等化を行う等化方法
であって、前記検波信号に基づいて前記シンボルパター
ンを検出することによりシンボル同期位置の検波を行う
ステップにおいて、前記検波信号の同期位置を検波した
場合には、ウェイト更新を行い、前記ウェイト更新を基
に等化処理を行い、前記検波信号の同期位置を検波しな
い場合には、ウェイト更新を行わず、等化処理を行うこ
とを特徴とするものである。
【００２８】このような方法によれば、ウェイトの更新
がシンボルパターン受信毎に行われることにより、フェ
ージング等の緩やかな受信伝搬路の変動に追従すること
ができ、ＤＳＰの信号処理量を大幅に削減することがで
きる。
がシンボルパターン受信毎に行われることにより、フェ
ージング等の緩やかな受信伝搬路の変動に追従すること
ができ、ＤＳＰの信号処理量を大幅に削減することがで
きる。
【００２９】また、本発明に係る等化方法において、前
記ウェイト更新は、誤差電力最小アルゴリズムを用いて
前記ウェイトを更新することを特徴とするものである。
記ウェイト更新は、誤差電力最小アルゴリズムを用いて
前記ウェイトを更新することを特徴とするものである。
【００３０】このような方法によれば、誤差電力最小ア
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
【００３１】また、本発明は、少なくとも１シンボルか
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号をダイバーシチ受信する受信方法であって、複数
のアンテナにより前記送信信号を受信し、対応する前記
アンテナからの受信信号に対して複数の検波手段により
直交検波を行い、対応する前記検波手段の出力を用いて
行われる請求項６又は請求項７に記載の等化方法であっ
て、前記複数の検波手段に対応する複数の前記等化方法
により得られる処理結果を選択し、該選択された処理結
果に基づいてデータを判定することを特徴とするもので
ある。
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号をダイバーシチ受信する受信方法であって、複数
のアンテナにより前記送信信号を受信し、対応する前記
アンテナからの受信信号に対して複数の検波手段により
直交検波を行い、対応する前記検波手段の出力を用いて
行われる請求項６又は請求項７に記載の等化方法であっ
て、前記複数の検波手段に対応する複数の前記等化方法
により得られる処理結果を選択し、該選択された処理結
果に基づいてデータを判定することを特徴とするもので
ある。
【００３２】このような方法によれば、選択ダイバーシ
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いて優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの受信処
理量を大幅に削減することができる。
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いて優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの受信処
理量を大幅に削減することができる。
【００３３】また、本発明は、少なくとも１シンボルか
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号をダイバーシチ受信する受信方法であって、複数
のアンテナにより前記送信信号を受信し、対応する前記
アンテナからの受信信号に対して複数の検波手段により
直交検波を行い、複数の前記検波信号に基づいて前記シ
ンボルパターンを検出することによりシンボル同期位置
の検波を行うステップにおいて、前記検波信号の同期位
置を検波した場合には、ウェイト更新を行い、前記ウェ
イト更新を基にそれぞれ等化処理を行い、それぞれの等
化処理出力を合成し、前記検波信号の同期位置を検波し
ない場合には、ウェイト更新を行わず、それぞれ等化処
理を行い、それぞれの等化処理出力を合成することを特
徴とするものである。
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号をダイバーシチ受信する受信方法であって、複数
のアンテナにより前記送信信号を受信し、対応する前記
アンテナからの受信信号に対して複数の検波手段により
直交検波を行い、複数の前記検波信号に基づいて前記シ
ンボルパターンを検出することによりシンボル同期位置
の検波を行うステップにおいて、前記検波信号の同期位
置を検波した場合には、ウェイト更新を行い、前記ウェ
イト更新を基にそれぞれ等化処理を行い、それぞれの等
化処理出力を合成し、前記検波信号の同期位置を検波し
ない場合には、ウェイト更新を行わず、それぞれ等化処
理を行い、それぞれの等化処理出力を合成することを特
徴とするものである。
【００３４】さらに本発明は、少なくとも１シンボルか
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号をダイバーシチ受信する受信方法であって、複数
のアンテナにより前記送信信号を受信し、対応する前記
アンテナからの受信信号に対して複数の検波手段により
直交検波を行い、複数の前記検波手段より出力される検
波信号に基づいて前記シンボルパターンを検出すること
によりシンボル同期位置の検波を行うステップにおい
て、前記検波信号の同期位置を検波した場合には、それ
ぞれ対応したウェイト更新を行い、前記ウェイト更新を
基にそれぞれ等化処理を行い、それぞれの等化処理出力
を合成し、前記検波信号の同期位置を検波しない場合に
は、それぞれ対応したウェイト更新を行わず、それぞれ
等化処理を行い、それぞれの等化処理出力を合成するこ
とを特徴とするものである。
らなる既知のシンボルパターンが周期的に挿入された送
信信号をダイバーシチ受信する受信方法であって、複数
のアンテナにより前記送信信号を受信し、対応する前記
アンテナからの受信信号に対して複数の検波手段により
直交検波を行い、複数の前記検波手段より出力される検
波信号に基づいて前記シンボルパターンを検出すること
によりシンボル同期位置の検波を行うステップにおい
て、前記検波信号の同期位置を検波した場合には、それ
ぞれ対応したウェイト更新を行い、前記ウェイト更新を
基にそれぞれ等化処理を行い、それぞれの等化処理出力
を合成し、前記検波信号の同期位置を検波しない場合に
は、それぞれ対応したウェイト更新を行わず、それぞれ
等化処理を行い、それぞれの等化処理出力を合成するこ
とを特徴とするものである。
【００３５】このような方法によれば、合成ダイバーシ
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いても優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの信号
処理量を大幅に削減することができる。
チ受信を行うことにより、フェージング伝搬路環境にお
いても優れた受信品質を得られると共に、ＤＳＰの信号
処理量を大幅に削減することができる。
【００３６】また、本発明に係る受信方法において、前
記ウェイト更新は、誤差電力最小アルゴリズムを用いて
前記ウェイトを更新することを特徴とするものである。
記ウェイト更新は、誤差電力最小アルゴリズムを用いて
前記ウェイトを更新することを特徴とするものである。
【００３７】このような構成によれば、誤差電力最小ア
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
ルゴリズムを用いることにより、タップ係数の精度及び
収束速度が良くなる。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しつつ説明する。 実施の形態１．図１は、本実施の形態に係るシングルブ
ランチを用いた受信装置の構成例を示すブロック図であ
る。図１に示されるように、このブロック図は、アンテ
ナ２０１と、検波部２０２と、等化処理部２０３と、デ
ータ判定回路２０４と、パイロットシンボルパターン発
生回路２０５と、差分器２０６と、フレーム／シンボル
同期回路２０７と、ウェイト制御回路２０８とから構成
される。
て図面を参照しつつ説明する。 実施の形態１．図１は、本実施の形態に係るシングルブ
ランチを用いた受信装置の構成例を示すブロック図であ
る。図１に示されるように、このブロック図は、アンテ
ナ２０１と、検波部２０２と、等化処理部２０３と、デ
ータ判定回路２０４と、パイロットシンボルパターン発
生回路２０５と、差分器２０６と、フレーム／シンボル
同期回路２０７と、ウェイト制御回路２０８とから構成
される。
【００３９】なお、本実施の形態において、等化手段と
は等化処理部２０３であり、シンボルパターン発生手段
はパイロットシンボルパターン発生回路２０５であり、
誤差演算手段は差分器２０６であり、シンボルパターン
同期手段はフレーム／シンボル同期回路２０７であり、
ウェイト更新手段はウェイト制御回路２０８である。ま
た、本実施の形態において、シンボルパターンは少なく
とも１つのパイロットシンボルからなるパイロットシン
ボルパターンである。
は等化処理部２０３であり、シンボルパターン発生手段
はパイロットシンボルパターン発生回路２０５であり、
誤差演算手段は差分器２０６であり、シンボルパターン
同期手段はフレーム／シンボル同期回路２０７であり、
ウェイト更新手段はウェイト制御回路２０８である。ま
た、本実施の形態において、シンボルパターンは少なく
とも１つのパイロットシンボルからなるパイロットシン
ボルパターンである。
【００４０】次に、図１に示されるブロック図の動作に
ついて説明する。アンテナ２０１で受信された受信信号
は、検波部２０２で直交検波され直交検波Ｉ，Ｑ信号と
して等化処理部２０３とフレーム／シンボル同期回路２
０７とウェイト制御回路２０８へ出力される。
ついて説明する。アンテナ２０１で受信された受信信号
は、検波部２０２で直交検波され直交検波Ｉ，Ｑ信号と
して等化処理部２０３とフレーム／シンボル同期回路２
０７とウェイト制御回路２０８へ出力される。
【００４１】ここで、等化処理部２０３について図２を
用いて説明する。図２は、等化処理部の構成の一例を示
すブロック図である。図２に示されるように、このブロ
ック図は、ｎサンプル遅延素子１０１，１０２と、複素
ウェイト乗算器１０３，１０４，１０５と、加算器１０
６とから構成される。ここで、ディジタル化された直交
検波Ｉ，Ｑ信号をＲ（ｔ）とする。
用いて説明する。図２は、等化処理部の構成の一例を示
すブロック図である。図２に示されるように、このブロ
ック図は、ｎサンプル遅延素子１０１，１０２と、複素
ウェイト乗算器１０３，１０４，１０５と、加算器１０
６とから構成される。ここで、ディジタル化された直交
検波Ｉ，Ｑ信号をＲ（ｔ）とする。
【００４２】次に、図２に示されるブロック図の動作に
ついて説明する。ｎサンプル遅延素子１０１は、Ｒ
（ｔ）をｎＴだけ遅延させた結果Ｒ（ｔ−ｎＴ）を、ｎ
サンプル遅延素子１０２と複素ウェイト乗算器１０４へ
出力する。ここで、ＴはＡ／Ｄ変換された１サンプル分
の時間を示す。ｎサンプル遅延素子１０２は、Ｒ（ｔ−
ｎＴ）をｎＴだけ遅延させた結果Ｒ（ｔ−２ｎＴ）を、
複素ウェイト乗算器１０５へ出力する。
ついて説明する。ｎサンプル遅延素子１０１は、Ｒ
（ｔ）をｎＴだけ遅延させた結果Ｒ（ｔ−ｎＴ）を、ｎ
サンプル遅延素子１０２と複素ウェイト乗算器１０４へ
出力する。ここで、ＴはＡ／Ｄ変換された１サンプル分
の時間を示す。ｎサンプル遅延素子１０２は、Ｒ（ｔ−
ｎＴ）をｎＴだけ遅延させた結果Ｒ（ｔ−２ｎＴ）を、
複素ウェイト乗算器１０５へ出力する。
【００４３】複素ウェイト乗算器１０３は、Ｒ（ｔ）と
ウェイト制御回路２０８からの複素ウェイトＷ０とを乗
算した結果Ｗ０・Ｒ（ｔ）を加算器１０６へ出力する。
同様に、複素ウェイト乗算器１０４は、Ｒ（ｔ−ｎＴ）
とウェイト制御回路２０８からの複素ウェイトＷ１とを
乗算した結果Ｗ１・Ｒ（ｔ−ｎＴ）を、複素ウェイト乗
算器１０５は、Ｒ（ｔ−２ｎＴ）とウェイト制御回路２
０８からの複素ウェイトＷ２とを乗算した結果Ｗ２・Ｒ
（ｔ−２ｎＴ）を、加算器１０６へ出力する。
ウェイト制御回路２０８からの複素ウェイトＷ０とを乗
算した結果Ｗ０・Ｒ（ｔ）を加算器１０６へ出力する。
同様に、複素ウェイト乗算器１０４は、Ｒ（ｔ−ｎＴ）
とウェイト制御回路２０８からの複素ウェイトＷ１とを
乗算した結果Ｗ１・Ｒ（ｔ−ｎＴ）を、複素ウェイト乗
算器１０５は、Ｒ（ｔ−２ｎＴ）とウェイト制御回路２
０８からの複素ウェイトＷ２とを乗算した結果Ｗ２・Ｒ
（ｔ−２ｎＴ）を、加算器１０６へ出力する。
【００４４】加算器１０６は、複素ウェイト乗算器１０
３，１０４，１０５からの出力を加算した結果を等化出
力Ｇ（ｔ）として、データ判定回路２０４と差分器２０
６へ出力する。等化出力Ｇ（ｔ）は、以下のような式で
表される。
３，１０４，１０５からの出力を加算した結果を等化出
力Ｇ（ｔ）として、データ判定回路２０４と差分器２０
６へ出力する。等化出力Ｇ（ｔ）は、以下のような式で
表される。
【００４５】Ｇ（ｔ）＝ Ｗ０・Ｒ（ｔ）＋Ｗ１・Ｒ（ｔ−ｎＴ）＋Ｗ２・Ｒ（ｔ−２ｎＴ）・・（１）
【００４６】以上が等化処理部２０３の動作の一例であ
る。データ判定回路２０４は、フレーム／シンボル同期
回路２０７からのシンボルタイミングにおいて、送信Ｑ
ＡＭのシンボルマッピングのうち等化出力Ｇ（ｔ）に最
も近い値を復調データとして外部へ出力する。
る。データ判定回路２０４は、フレーム／シンボル同期
回路２０７からのシンボルタイミングにおいて、送信Ｑ
ＡＭのシンボルマッピングのうち等化出力Ｇ（ｔ）に最
も近い値を復調データとして外部へ出力する。
【００４７】パイロットシンボルパターン発生回路２０
５は、例えば参考文献１に記載されているように、１６
ＱＡＭのシンボルマッピングのうちパイロットシンボル
パターンとして使用されている一点を参照パイロットシ
ンボルパターンとして差分器２０６へ出力する。図３
は、既知のパイロットシンボルのマッピング位置の一例
を示す図である。図３に示すように、既知のパイロット
シンボルのマッピング位置は、Ｉ／Ｑ相共に正の最大値
を取るように配置されている。ここで、パイロットシン
ボルパターン数は従来よりも大幅に短い４シンボル以下
で済む。更に、情報伝送効率を低下させることなくＤＳ
Ｐの信号処理量を大幅に削減することができる。差分器
２０６は、参照パイロットシンボルパターンから等化出
力Ｇ（ｔ）を減算した結果を、等化誤差Ｅ（ｔ）として
ウェイト制御回路２０８へ出力する。
５は、例えば参考文献１に記載されているように、１６
ＱＡＭのシンボルマッピングのうちパイロットシンボル
パターンとして使用されている一点を参照パイロットシ
ンボルパターンとして差分器２０６へ出力する。図３
は、既知のパイロットシンボルのマッピング位置の一例
を示す図である。図３に示すように、既知のパイロット
シンボルのマッピング位置は、Ｉ／Ｑ相共に正の最大値
を取るように配置されている。ここで、パイロットシン
ボルパターン数は従来よりも大幅に短い４シンボル以下
で済む。更に、情報伝送効率を低下させることなくＤＳ
Ｐの信号処理量を大幅に削減することができる。差分器
２０６は、参照パイロットシンボルパターンから等化出
力Ｇ（ｔ）を減算した結果を、等化誤差Ｅ（ｔ）として
ウェイト制御回路２０８へ出力する。
【００４８】フレーム／シンボル同期回路２０７は、パ
イロットシンボルパターンに１６ＱＡＭの最大振幅を与
える点を用いることから、フレーム中の平均電力最大点
をパイロットシンボル位置として、Ｒ（ｔ）からフレー
ムタイミング及びシンボルタイミングを検出し、フレー
ムタイミングとシンボルタイミングをウェイト制御回路
２０８とデータ判定回路２０４へ出力する。
イロットシンボルパターンに１６ＱＡＭの最大振幅を与
える点を用いることから、フレーム中の平均電力最大点
をパイロットシンボル位置として、Ｒ（ｔ）からフレー
ムタイミング及びシンボルタイミングを検出し、フレー
ムタイミングとシンボルタイミングをウェイト制御回路
２０８とデータ判定回路２０４へ出力する。
【００４９】ウェイト制御回路２０８は、フレームタイ
ミングにおける等化誤差Ｅ（ｔ）とＲ（ｔ）とから最適
な複素ウェイトＷ０〜Ｗ２を計算し、等化処理部２０３
へ出力する。
ミングにおける等化誤差Ｅ（ｔ）とＲ（ｔ）とから最適
な複素ウェイトＷ０〜Ｗ２を計算し、等化処理部２０３
へ出力する。
【００５０】ここで、最適な複素ウェイトＷ０〜Ｗ２の
計算方法について説明する。最適な複素ウェイトＷ０〜
Ｗ２を計算するために、ＬＭＳ（Least Mean Square er
ror）やＲＬＳ（Recursive Least Square）等の誤差電
力最小化アルゴリズムを用いる。例えばＬＭＳは、以下
の（２）式のように示される。
計算方法について説明する。最適な複素ウェイトＷ０〜
Ｗ２を計算するために、ＬＭＳ（Least Mean Square er
ror）やＲＬＳ（Recursive Least Square）等の誤差電
力最小化アルゴリズムを用いる。例えばＬＭＳは、以下
の（２）式のように示される。
【００５１】 Ｗｎ＝Ｗｎ＋μ・Ｅ（ｔ）・Ｒ（ｔ−ｎＴ）・・（２）
【００５２】（２）式のμは忘却係数であり０以上１以
下の正数である。ウェイト制御回路２０８は、フレーム
タイミングで（２）式の演算を１フレームに一度行う。
ウェイト制御回路２０８は、本来送信している既知の参
照パイロットシンボルパターンから等化出力Ｇ（ｔ）を
減算した等化誤差Ｅ（ｔ）が最小となるように、各複素
ウェイトＷ０，Ｗ１，Ｗ２の制御を行う。
下の正数である。ウェイト制御回路２０８は、フレーム
タイミングで（２）式の演算を１フレームに一度行う。
ウェイト制御回路２０８は、本来送信している既知の参
照パイロットシンボルパターンから等化出力Ｇ（ｔ）を
減算した等化誤差Ｅ（ｔ）が最小となるように、各複素
ウェイトＷ０，Ｗ１，Ｗ２の制御を行う。
【００５３】受信したパイロットシンボルの位相と振幅
は、無線伝搬路の変動により緩やかに変動する。無線伝
搬路が変動しなければ複素ウェイトも変動しないので、
パイロットシンボルパターンの後の情報シンボルにおい
てはパイロットシンボルパターン受信時に更新した複素
ウェイトをそのまま使用し等化することにより、情報シ
ンボルの復調を行う。
は、無線伝搬路の変動により緩やかに変動する。無線伝
搬路が変動しなければ複素ウェイトも変動しないので、
パイロットシンボルパターンの後の情報シンボルにおい
てはパイロットシンボルパターン受信時に更新した複素
ウェイトをそのまま使用し等化することにより、情報シ
ンボルの復調を行う。
【００５４】上述した動作におけるウェイト制御回路に
よるウェイト更新は既知のシンボルのシンボル同期位置
を検波する毎に行われ、従来、１シンボル毎にウェイト
更新を行っていたのと構成が異なっている。図４はその
動作を示すフローチャートであり、受信（ステップＳ
１）後、受信信号を直交検波し（ステップＳ２）、既知
のシンボルのシンボル同期位置を検波したか否かを判断
し（ステップＳ３）、検波した場合は（ステップＳ３、
Ｙｅｓ）、ウェイト更新を行い（ステップＳ４）、等化
処理を行って（ステップＳ５）データ判定を行う（ステ
ップＳ６）。ステップＳ３において、既知のシンボルの
シンボル同期位置を検波していない場合は（ステップＳ
３、Ｎｏ）、ステップＳ４のウェイト更新を行わず、ス
テップＳ５の等化処理を行う。
よるウェイト更新は既知のシンボルのシンボル同期位置
を検波する毎に行われ、従来、１シンボル毎にウェイト
更新を行っていたのと構成が異なっている。図４はその
動作を示すフローチャートであり、受信（ステップＳ
１）後、受信信号を直交検波し（ステップＳ２）、既知
のシンボルのシンボル同期位置を検波したか否かを判断
し（ステップＳ３）、検波した場合は（ステップＳ３、
Ｙｅｓ）、ウェイト更新を行い（ステップＳ４）、等化
処理を行って（ステップＳ５）データ判定を行う（ステ
ップＳ６）。ステップＳ３において、既知のシンボルの
シンボル同期位置を検波していない場合は（ステップＳ
３、Ｎｏ）、ステップＳ４のウェイト更新を行わず、ス
テップＳ５の等化処理を行う。
【００５５】本実施の形態では、遅延素子間隔ｎＴの３
タップの構成について説明したが、タップ数は２タップ
以上であれば何タップであっても、構成上の問題はな
い。遅延素子間隔ｎＴは、通常１／２シンボル時間程度
が好ましいが、１／８サンプル以上１／２シンボル以下
であれば同様の効果が期待できる。
タップの構成について説明したが、タップ数は２タップ
以上であれば何タップであっても、構成上の問題はな
い。遅延素子間隔ｎＴは、通常１／２シンボル時間程度
が好ましいが、１／８サンプル以上１／２シンボル以下
であれば同様の効果が期待できる。
【００５６】実施の形態２．本実施の形態では、選択ダ
イバーシチ受信方式を用いる。図５は、本実施の形態に
係る選択ダイバーシチを用いた受信装置の構成例を示す
ブロック図である。図５において、図５に示されるよう
に、このブロック図は、アンテナ２０１，２０１Ａと、
検波部２０２，２０２Ａと、等化処理部２０３，２０３
Ａと、データ判定回路２０４と、パイロットシンボルパ
ターン発生回路２０５，２０５Ａと、差分器２０６，２
０６Ａと、フレーム／シンボル同期回路２０７，２０７
Ａと、ウェイト制御回路２０８，２０８Ａと、選択出力
回路３０１とから構成される。また、図５の２０１Ａ〜
２０３Ａ及び２０５Ａ〜２０８Ａは、図１の２０１〜２
０３及び２０５〜２０８と同様の構成である。
イバーシチ受信方式を用いる。図５は、本実施の形態に
係る選択ダイバーシチを用いた受信装置の構成例を示す
ブロック図である。図５において、図５に示されるよう
に、このブロック図は、アンテナ２０１，２０１Ａと、
検波部２０２，２０２Ａと、等化処理部２０３，２０３
Ａと、データ判定回路２０４と、パイロットシンボルパ
ターン発生回路２０５，２０５Ａと、差分器２０６，２
０６Ａと、フレーム／シンボル同期回路２０７，２０７
Ａと、ウェイト制御回路２０８，２０８Ａと、選択出力
回路３０１とから構成される。また、図５の２０１Ａ〜
２０３Ａ及び２０５Ａ〜２０８Ａは、図１の２０１〜２
０３及び２０５〜２０８と同様の構成である。
【００５７】なお、本実施の形態において、検波手段は
検波部２０２，２０２Ａであり、データ判定手段はデー
タ判定回路２０４であり、選択手段は選択出力回路３０
１である。また、本実施の形態において、シンボルパタ
ーンは少なくとも１つのパイロットシンボルからなるパ
イロットシンボルパターンである。
検波部２０２，２０２Ａであり、データ判定手段はデー
タ判定回路２０４であり、選択手段は選択出力回路３０
１である。また、本実施の形態において、シンボルパタ
ーンは少なくとも１つのパイロットシンボルからなるパ
イロットシンボルパターンである。
【００５８】次に、図５に示されるブロック図の動作に
ついて説明する。図１と同一符号は図１に示された対象
と同一又は相当物を示しており、ここでの説明を省略す
る。このブロック図は、実施の形態１で説明した図１の
ブロック図からデータ判定回路２０４を除いたものを２
つ並列に用意する。等化処理部２０３の等化出力Ｇ１
（ｔ）及び対応するフレーム／シンボル同期回路２０７
からのフレームタイミングとシンボルタイミング、等化
処理部２０３Ａの等化出力Ｇ２（ｔ）及び対応するフレ
ーム／シンボル同期回路２０７Ａからのフレームタイミ
ングとシンボルタイミングは、選択出力回路３０１へ出
力される。
ついて説明する。図１と同一符号は図１に示された対象
と同一又は相当物を示しており、ここでの説明を省略す
る。このブロック図は、実施の形態１で説明した図１の
ブロック図からデータ判定回路２０４を除いたものを２
つ並列に用意する。等化処理部２０３の等化出力Ｇ１
（ｔ）及び対応するフレーム／シンボル同期回路２０７
からのフレームタイミングとシンボルタイミング、等化
処理部２０３Ａの等化出力Ｇ２（ｔ）及び対応するフレ
ーム／シンボル同期回路２０７Ａからのフレームタイミ
ングとシンボルタイミングは、選択出力回路３０１へ出
力される。
【００５９】選択出力回路３０１は、等化処理部２０３
からの等化出力Ｇ１（ｔ）と等化処理部２０３Ａからの
等化出力Ｇ２（ｔ）のうち品質の高い方を選択し、選択
した等化出力とそれに対応するフレームタイミングとシ
ンボルタイミングをデータ判定回路２０４へ出力する。
データ判定回路２０４は、選択されたシンボルタイミン
グにおいて、送信ＱＡＭのシンボルマッピングのうち、
選択された等化出力に最も近い値を復調データとして外
部へ出力する。
からの等化出力Ｇ１（ｔ）と等化処理部２０３Ａからの
等化出力Ｇ２（ｔ）のうち品質の高い方を選択し、選択
した等化出力とそれに対応するフレームタイミングとシ
ンボルタイミングをデータ判定回路２０４へ出力する。
データ判定回路２０４は、選択されたシンボルタイミン
グにおいて、送信ＱＡＭのシンボルマッピングのうち、
選択された等化出力に最も近い値を復調データとして外
部へ出力する。
【００６０】本実施の形態では、選択ダイバーシチのブ
ランチ数を２本としたが、２本以上で構成しても良い。
ランチ数を２本としたが、２本以上で構成しても良い。
【００６１】実施の形態３．本実施の形態では、合成ダ
イバーシチ受信方式を用いる。図６は、本実施の形態に
係る合成ダイバーシチを用いた受信装置の構成例を示す
ブロック図である。図６に示されるように、このブロッ
ク図は、アンテナ２０１，２０１Ａと、検波部２０２，
２０２Ａと、等化処理部２０３，２０３Ａと、データ判
定回路２０４と、パイロットシンボルパターン発生回路
２０５と、差分器２０６と、フレーム／シンボル同期回
路２０７と、ウェイト制御回路２０８，２０８Ａと、加
算器４０１とから構成される。また、図６の２０１Ａ〜
２０３Ａ及び２０８Ａは、図１の２０１〜２０３及び２
０８と同様の構成である。
イバーシチ受信方式を用いる。図６は、本実施の形態に
係る合成ダイバーシチを用いた受信装置の構成例を示す
ブロック図である。図６に示されるように、このブロッ
ク図は、アンテナ２０１，２０１Ａと、検波部２０２，
２０２Ａと、等化処理部２０３，２０３Ａと、データ判
定回路２０４と、パイロットシンボルパターン発生回路
２０５と、差分器２０６と、フレーム／シンボル同期回
路２０７と、ウェイト制御回路２０８，２０８Ａと、加
算器４０１とから構成される。また、図６の２０１Ａ〜
２０３Ａ及び２０８Ａは、図１の２０１〜２０３及び２
０８と同様の構成である。
【００６２】なお、本実施の形態において、検波手段は
検波部２０２，２０２Ａであり、等化手段は等化処理部
２０３，２０３Ａであり、データ判定手段はデータ判定
回路２０４であり、シンボルパターン発生手段はパイロ
ットシンボルパターン発生回路２０５であり、誤差演算
手段は差分器２０６であり、シンボルパターン同期手段
はフレーム／シンボル同期回路２０７であり、ウェイト
更新手段はウェイト制御回路２０８，２０８Ａであり、
合成手段は加算器４０１である。また、本実施の形態に
おいて、シンボルパターンは少なくとも１つのパイロッ
トシンボルからなるパイロットシンボルパターンであ
る。
検波部２０２，２０２Ａであり、等化手段は等化処理部
２０３，２０３Ａであり、データ判定手段はデータ判定
回路２０４であり、シンボルパターン発生手段はパイロ
ットシンボルパターン発生回路２０５であり、誤差演算
手段は差分器２０６であり、シンボルパターン同期手段
はフレーム／シンボル同期回路２０７であり、ウェイト
更新手段はウェイト制御回路２０８，２０８Ａであり、
合成手段は加算器４０１である。また、本実施の形態に
おいて、シンボルパターンは少なくとも１つのパイロッ
トシンボルからなるパイロットシンボルパターンであ
る。
【００６３】次に、図６に示されるブロック図の動作に
ついて説明する。図６において、図１と同一符号は図１
に示された対象と同一又は相当物を示しており、ここで
の説明を省略する。アンテナ２０１で受信された受信信
号は、検波部２０２で直交検波され直交検波Ｉ，Ｑ信号
Ｒ１（ｔ）として等化処理部２０３とフレーム／シンボ
ル同期回路２０７とウェイト制御回路２０８へ出力され
る。一方、アンテナ２０１Ａで受信された受信信号は、
検波部２０２Ａで直交検波され直交検波Ｉ，Ｑ信号Ｒ２
（ｔ）として等化処理部２０３Ａとフレーム／シンボル
同期回路２０７とウェイト制御回路２０８Ａへ出力され
る。
ついて説明する。図６において、図１と同一符号は図１
に示された対象と同一又は相当物を示しており、ここで
の説明を省略する。アンテナ２０１で受信された受信信
号は、検波部２０２で直交検波され直交検波Ｉ，Ｑ信号
Ｒ１（ｔ）として等化処理部２０３とフレーム／シンボ
ル同期回路２０７とウェイト制御回路２０８へ出力され
る。一方、アンテナ２０１Ａで受信された受信信号は、
検波部２０２Ａで直交検波され直交検波Ｉ，Ｑ信号Ｒ２
（ｔ）として等化処理部２０３Ａとフレーム／シンボル
同期回路２０７とウェイト制御回路２０８Ａへ出力され
る。
【００６４】等化処理部２０３からの等化出力Ｇ１
（ｔ）と等化処理部２０３Ａからの等化出力Ｇ２（ｔ）
は、加算器４０１で加算され、その結果等化出力Ｇ１
（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）は、データ判定回路２０４と差分器
２０６へ出力される。
（ｔ）と等化処理部２０３Ａからの等化出力Ｇ２（ｔ）
は、加算器４０１で加算され、その結果等化出力Ｇ１
（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）は、データ判定回路２０４と差分器
２０６へ出力される。
【００６５】データ判定回路２０４は、フレーム／シン
ボル同期回路２０７からのシンボルタイミングにおい
て、送信ＱＡＭのシンボルマッピングのうち、等化出力
Ｇ１（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）に最も近い値を復調データとし
て外部へ出力する。
ボル同期回路２０７からのシンボルタイミングにおい
て、送信ＱＡＭのシンボルマッピングのうち、等化出力
Ｇ１（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）に最も近い値を復調データとし
て外部へ出力する。
【００６６】差分器２０６は、パイロットシンボルパタ
ーン発生回路２０５が出力した参照パイロットシンボル
パターンから等化出力Ｇ１（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）を減算し
た結果を、等化誤差Ｅ（ｔ）としてウェイト制御回路２
０８とウェイト制御回路２０８Ａへ出力する。
ーン発生回路２０５が出力した参照パイロットシンボル
パターンから等化出力Ｇ１（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）を減算し
た結果を、等化誤差Ｅ（ｔ）としてウェイト制御回路２
０８とウェイト制御回路２０８Ａへ出力する。
【００６７】フレーム／シンボル同期回路２０７は、Ｒ
１（ｔ）とＲ２（ｔ）を用いて最適なフレームタイミン
グ及びシンボルタイミングを検出し、フレームタイミン
グとシンボルタイミングをウェイト制御回路２０８とウ
ェイト制御回路２０８Ａとデータ判定回路２０４へ出力
する。
１（ｔ）とＲ２（ｔ）を用いて最適なフレームタイミン
グ及びシンボルタイミングを検出し、フレームタイミン
グとシンボルタイミングをウェイト制御回路２０８とウ
ェイト制御回路２０８Ａとデータ判定回路２０４へ出力
する。
【００６８】ウェイト制御回路２０８は、等化出力Ｇ１
（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）のフレームタイミングにおける等化
誤差Ｅ（ｔ）とＲ１（ｔ）とから最適なウェイトＷ０〜
Ｗ２を計算し、等化処理部２０３へ出力する。一方、ウ
ェイト制御回路２０８Ａは、等化出力Ｇ１（ｔ）＋Ｇ２
（ｔ）のフレームタイミングにおける等化誤差Ｅ（ｔ）
とＲ２（ｔ）とから最適なウェイトＷ０〜Ｗ２を計算
し、等化処理部２０３Ａへ出力する。
（ｔ）＋Ｇ２（ｔ）のフレームタイミングにおける等化
誤差Ｅ（ｔ）とＲ１（ｔ）とから最適なウェイトＷ０〜
Ｗ２を計算し、等化処理部２０３へ出力する。一方、ウ
ェイト制御回路２０８Ａは、等化出力Ｇ１（ｔ）＋Ｇ２
（ｔ）のフレームタイミングにおける等化誤差Ｅ（ｔ）
とＲ２（ｔ）とから最適なウェイトＷ０〜Ｗ２を計算
し、等化処理部２０３Ａへ出力する。
【００６９】本実施の形態では、合成ダイバーシチのブ
ランチ数を２本としたが、２本以上で構成しても良い。
ランチ数を２本としたが、２本以上で構成しても良い。
【００７０】また、本実施の形態では、ウェイト制御回
路が２つある場合について説明しているが、図７に示す
ようにウェイト制御回路は１つとしても良いことは言う
までもない。
路が２つある場合について説明しているが、図７に示す
ようにウェイト制御回路は１つとしても良いことは言う
までもない。
【００７１】
【発明の効果】以上に詳述したように本発明によれば、
ＰＳＩ変調方式を用いたＱＡＭ変調方式の復調処理にお
いて、複素ウェイトの更新が１フレームに一度、パイロ
ットシンボルパターン受信毎に行われることにより、フ
ェージング等の緩やかな受信伝搬路の変動に追従するこ
とができる。また、遅延素子間隔を１／２シンボルとす
ることにより、最小でシンボルレートの２倍のオーバー
サンプルレートとなり、ＤＳＰの信号処理量を大幅に削
減することができる。また、既知のシンボルパターンの
シンボル数を４以下とすることにより、情報伝送効率を
低下させることなくＤＳＰの信号処理量を大幅に削減す
ることができる。
ＰＳＩ変調方式を用いたＱＡＭ変調方式の復調処理にお
いて、複素ウェイトの更新が１フレームに一度、パイロ
ットシンボルパターン受信毎に行われることにより、フ
ェージング等の緩やかな受信伝搬路の変動に追従するこ
とができる。また、遅延素子間隔を１／２シンボルとす
ることにより、最小でシンボルレートの２倍のオーバー
サンプルレートとなり、ＤＳＰの信号処理量を大幅に削
減することができる。また、既知のシンボルパターンの
シンボル数を４以下とすることにより、情報伝送効率を
低下させることなくＤＳＰの信号処理量を大幅に削減す
ることができる。
【００７２】例えば、シンボルレート１０ｋｓｙｍ／ｓ
ｅｃの受信信号を処理する場合、参考文献１のオーバー
サンプルレートが３２０ｋＨｚであるのに対して、本発
明のオーバーサンプルレートは２０ｋＨｚであるため、
信号処理量は単純に１／１６倍で良いことになる。ま
た、受信のＡ／Ｄ変換におけるオーバーサンプルレート
の低減により、回路及び消費電力の大幅削減が可能とな
る。
ｅｃの受信信号を処理する場合、参考文献１のオーバー
サンプルレートが３２０ｋＨｚであるのに対して、本発
明のオーバーサンプルレートは２０ｋＨｚであるため、
信号処理量は単純に１／１６倍で良いことになる。ま
た、受信のＡ／Ｄ変換におけるオーバーサンプルレート
の低減により、回路及び消費電力の大幅削減が可能とな
る。
【図１】本実施の形態１に係るシングルブランチを用い
た受信装置の構成の一例を示すブロック図である。
た受信装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】等化処理部の構成の一例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】既知のパイロットシンボルのマッピング位置の
一例を示す図である。
一例を示す図である。
【図４】既知のシンボルのシンボル同期位置を検波する
毎にウェイト更新を行う動作を示すフローチャートであ
る。
毎にウェイト更新を行う動作を示すフローチャートであ
る。
【図５】本実施の形態２に係る選択ダイバーシチを用い
た受信装置の構成の一例を示すブロック図である。
た受信装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】本実施の形態３に係る合成ダイバーシチを用い
た受信装置の構成の一例を示すブロック図である。
た受信装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】実施の形態３においてウェイト制御回路を一つ
とした例を示すブロック図である。
とした例を示すブロック図である。
【図８】ＰＳＩ変調方式のフレームフォーマットを示す
図である。
図である。
【図９】パイロットシンボルと情報シンボルの関係を示
す図である。
す図である。
【図１０】従来のフェージング歪み補償のための回路構
成の一例を示す図である。
成の一例を示す図である。
【図１１】１６ＱＡＭにおける直交復調前の送信アイパ
ターンの一例を示す図である。
ターンの一例を示す図である。
【図１２】誤り率特性のシミュレーション結果の一例を
示す図である。
示す図である。
１０１，１０２ ｎサンプル遅延素子、１０３，１０
４，１０５ 複素ウェイト乗算器、１０６ 加算器、２
０１，２０１Ａ アンテナ、２０２，２０２Ａ検波部、
２０３，２０３Ａ 等化処理部、２０４ データ判定回
路、２０５，２０５Ａ パイロットシンボルパターン発
生回路、２０６，２０６Ａ 差分器、２０７，２０７Ａ
フレーム／シンボル同期回路、２０８，２０８Ａ ウ
ェイト制御回路、３０１ 選択出力回路、４０１ 加算
器。
４，１０５ 複素ウェイト乗算器、１０６ 加算器、２
０１，２０１Ａ アンテナ、２０２，２０２Ａ検波部、
２０３，２０３Ａ 等化処理部、２０４ データ判定回
路、２０５，２０５Ａ パイロットシンボルパターン発
生回路、２０６，２０６Ａ 差分器、２０７，２０７Ａ
フレーム／シンボル同期回路、２０８，２０８Ａ ウ
ェイト制御回路、３０１ 選択出力回路、４０１ 加算
器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 27/38 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｆターム(参考） 5K004 AA08 JB01 JH02 5K046 EE06 EE19 EE42 EE56 EF05 EF15 EF26 EF46 5K059 CC03 DD07 DD12 DD35 DD39
Claims (11)
- 【請求項１】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号を検波し
た検波信号に対して等化を行う等化装置であって、 前記検波信号に基づいて前記シンボルパターンを検出す
ることによりシンボルタイミングを再生するシンボルパ
ターン同期手段と、 前記検波信号から一定間隔で取り出した信号及びウェイ
トを乗算することにより等化信号を得る等化手段と、 前記シンボルパターンに等しい参照信号を発生するシン
ボルパターン発生手段と、 前記参照信号から前記等化信号を減算することにより等
化誤差を得る誤差演算手段と、 前記シンボルパターンのタイミングにおける前記検波信
号及び前記等化誤差に基づいてウェイトを更新するウェ
イト更新手段と、 を備えたことを特徴とする等化装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の等化装置であって、 前記ウェイト更新手段は、誤差電力最小アルゴリズムを
用いて前記ウェイトを更新することを特徴とする等化装
置。 - 【請求項３】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号をダイバ
ーシチ受信する受信装置であって、 前記送信信号を受信する複数のアンテナと、 対応する前記アンテナからの受信信号に対して直交検波
を行う複数の検波手段と、 対応する前記検波手段の出力を用いて等化を行う請求項
１又は請求項２に記載の複数の等化装置と、 複数の前記等化装置の出力を選択する選択手段と、 該選択手段の出力に基づいてデータを判定するデータ判
定手段とを備えることを特徴とする受信装置。 - 【請求項４】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号をダイバ
ーシチ受信する受信装置であって、 対応するアンテナからの受信信号に対して直交検波を行
う複数の検波手段と、 複数の前記検波信号に基づいて前記シンボルパターンを
検出することにより前記シンボルタイミングを再生する
シンボルパターン同期手段と、 対応する前記検波手段の出力から一定間隔で取り出した
信号及びウェイトを乗算することにより等化信号を得る
１つ以上の等化手段と、 複数の前記等化信号の出力を合成する合成手段と、 前記シンボルパターンに等しい参照信号を発生するシン
ボルパターン発生手段と、 前記参照信号から前記等化信号を減算することにより等
化誤差を得る誤差演算手段と、 前記シンボルパターンのタイミングにおいて、対応する
前記検波信号及び対応する前記等化誤差に基づいてウェ
イトを更新する１つ以上のウェイト更新手段と、 前記合成手段の出力に基づいてデータを判定するデータ
判定手段とを備えることを特徴とする受信装置。 - 【請求項５】 請求項４に記載の受信装置であって、 前記ウェイト更新手段は、誤差電力最小アルゴリズムを
用いて前記ウェイトを更新することを特徴とする受信装
置。 - 【請求項６】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号を検波し
た検波信号に対して等化を行う等化方法であって、 前記検波信号に基づいて前記シンボルパターンを検出す
ることによりシンボル同期位置の検波を行うステップに
おいて、 前記検波信号の同期位置を検波した場合には、ウェイト
更新を行い、前記ウェイト更新を基に等化処理を行い、 前記検波信号の同期位置を検波しない場合には、ウェイ
ト更新を行わず、等化処理を行うことを特徴とする等化
方法。 - 【請求項７】 請求項６に記載の等化方法であって、 前記ウェイト更新は、誤差電力最小アルゴリズムを用い
て前記ウェイトを更新することを特徴とする等化方法。 - 【請求項８】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号をダイバ
ーシチ受信する受信方法であって、 複数のアンテナにより前記送信信号を受信し、 対応する前記アンテナからの受信信号に対して複数の検
波手段により直交検波を行い、 対応する前記検波手段の出力を用いて行われる請求項６
又は請求項７に記載の等化方法であって、前記複数の検
波手段に対応する複数の前記等化方法により得られる処
理結果を選択し、 該選択された処理結果に基づいてデータを判定すること
を特徴とする受信方法。 - 【請求項９】 少なくとも１シンボルからなる既知のシ
ンボルパターンが周期的に挿入された送信信号をダイバ
ーシチ受信する受信方法であって、 複数のアンテナにより前記送信信号を受信し、 対応する前記アンテナからの受信信号に対して複数の検
波手段により直交検波を行い、 複数の前記検波信号に基づいて前記シンボルパターンを
検出することによりシンボル同期位置の検波を行うステ
ップにおいて、 前記検波信号の同期位置を検波した場合には、ウェイト
更新を行い、前記ウェイト更新を基にそれぞれ等化処理
を行い、それぞれの等化処理出力を合成し、 前記検波信号の同期位置を検波しない場合には、ウェイ
ト更新を行わず、それぞれ等化処理を行い、それぞれの
等化処理出力を合成することを特徴とする受信方法。 - 【請求項１０】 少なくとも１シンボルからなる既知の
シンボルパターンが周期的に挿入された送信信号をダイ
バーシチ受信する受信方法であって、 複数のアンテナにより前記送信信号を受信し、 対応する前記アンテナからの受信信号に対して複数の検
波手段により直交検波を行い、 複数の前記検波手段より出力される検波信号に基づいて
前記シンボルパターンを検出することによりシンボル同
期位置の検波を行うステップにおいて、 前記検波信号の同期位置を検波した場合には、それぞれ
対応したウェイト更新を行い、前記ウェイト更新を基に
それぞれ等化処理を行い、それぞれの等化処理出力を合
成し、 前記検波信号の同期位置を検波しない場合には、それぞ
れ対応したウェイト更新を行わず、それぞれ等化処理を
行い、それぞれの等化処理出力を合成することを特徴と
する受信方法。 - 【請求項１１】 請求項９又は請求項１０に記載の受信
方法であって、前記ウェイト更新は、誤差電力最小アル
ゴリズムを用いて前記ウェイトを更新することを特徴と
する受信方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001143878A JP2002344362A (ja) | 2001-05-14 | 2001-05-14 | 等化装置、受信装置、及び等化方法並びに受信方法 |
| EP01309122A EP1259040A3 (en) | 2001-05-14 | 2001-10-26 | Equalisation for QAM signals |
| US10/026,614 US20020167999A1 (en) | 2001-05-14 | 2001-12-27 | Equalizer, receiver, and equalization method and reception method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001143878A JP2002344362A (ja) | 2001-05-14 | 2001-05-14 | 等化装置、受信装置、及び等化方法並びに受信方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002344362A true JP2002344362A (ja) | 2002-11-29 |
Family
ID=18989945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001143878A Pending JP2002344362A (ja) | 2001-05-14 | 2001-05-14 | 等化装置、受信装置、及び等化方法並びに受信方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020167999A1 (ja) |
| EP (1) | EP1259040A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002344362A (ja) |
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| JP2012199959A (ja) * | 2003-02-18 | 2012-10-18 | Qualcomm Inc | 適応イコライザーを有した通信受信機 |
| US8885697B2 (en) | 2011-01-27 | 2014-11-11 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Reception device |
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|---|---|---|---|---|
| US7437135B2 (en) * | 2003-10-30 | 2008-10-14 | Interdigital Technology Corporation | Joint channel equalizer interference canceller advanced receiver |
| US8503580B2 (en) * | 2009-08-27 | 2013-08-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Soft value generation using serial localization with indecision |
| US8279916B2 (en) * | 2009-08-27 | 2012-10-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Equalization using serial localization with indecision |
| JP6369137B2 (ja) * | 2014-05-30 | 2018-08-08 | ソニー株式会社 | 送信装置、受信装置、および通信システム |
| CN104767577B (zh) * | 2015-03-12 | 2017-04-19 | 西安电子科技大学 | 一种基于过采样的信号检测方法 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3508172A (en) * | 1968-01-23 | 1970-04-21 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive mean-square equalizer for data transmission |
| US5283780A (en) * | 1990-10-18 | 1994-02-01 | Stanford Telecommunications, Inc. | Digital audio broadcasting system |
| JP2649766B2 (ja) * | 1993-01-20 | 1997-09-03 | 国際電信電話株式会社 | 等化後選択合成ダイバーシチ受信方式 |
| US5666378A (en) * | 1994-03-18 | 1997-09-09 | Glenayre Electronics, Inc. | High performance modem using pilot symbols for equalization and frame synchronization |
| CA2343153C (en) * | 1999-07-07 | 2005-04-05 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Receiver and an adaptive equalizer method |
| US6912250B1 (en) * | 1999-11-12 | 2005-06-28 | Cornell Research Foundation Inc. | System and methods for precursor cancellation of intersymbol interference in a receiver |
| US6650653B1 (en) * | 2000-01-19 | 2003-11-18 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Software-based digital receiver adaptable to multiple multiplexing schemes |
| JP2001320308A (ja) * | 2000-03-03 | 2001-11-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 適応等化装置および適応等化方法 |
| DE60137559D1 (de) * | 2000-03-27 | 2009-03-19 | Ntt Docomo Inc | Räumliche und Zeitliche Entzerrer und Entzerrungsverfahren |
| US6879630B2 (en) * | 2000-03-30 | 2005-04-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Automatic equalization circuit and receiver circuit using the same |
-
2001
- 2001-05-14 JP JP2001143878A patent/JP2002344362A/ja active Pending
- 2001-10-26 EP EP01309122A patent/EP1259040A3/en not_active Withdrawn
- 2001-12-27 US US10/026,614 patent/US20020167999A1/en not_active Abandoned
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|---|---|---|---|---|
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| JP4516900B2 (ja) * | 2005-08-05 | 2010-08-04 | 日本無線株式会社 | 振幅位相制御装置および受信システム |
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Also Published As
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|---|---|
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| US20020167999A1 (en) | 2002-11-14 |
| EP1259040A2 (en) | 2002-11-20 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040511 |
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