JP4516900B2 - 振幅位相制御装置および受信システム - Google Patents

Description

本発明は、入力された複素信号の振幅または位相の少なくともいずれかを制御して出力する装置に関する。

ディジタル無線通信においてはディジタル変調信号が広く用いられる。ディジタル変調信号は、１ビットあるいは複数ビットからなるディジタル符号を一単位としたシンボル符号を、所定の時間間隔を以て、搬送波の位相、その変化量、振幅等の物理量に対応付けたものである。ディジタル変調信号の方式については、シンボル符号を対応付ける搬送波の物理量によって様々なものが考えられており、例えば、シンボル符号を搬送波の位相に対応付けたＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式、シンボル符号を搬送波の振幅および位相に対応付けたＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式等がある。

ディジタル変調信号の変調成分信号は、実数部を同相成分信号（以下、Ｉ信号とする。）、虚数部を直交成分信号（以下、Ｑ信号とする。）とした複素Ｉ／Ｑ信号で表すことができる。複素Ｉ／Ｑ信号は複素平面上の複素ベクトルによって表すことができる。複素平面において複素ベクトルによって表される点は一般にシンボル点と称される。複素Ｉ／Ｑ信号の複素ベクトルによって表される点は、シンボル符号を搬送波の位相、その変化量、振幅等の物理量に対応付けた時間間隔、すなわちシンボル周期で離散的に変化する。

複素Ｉ／Ｑ信号を表す複素ベクトルの絶対値および偏角は、それぞれディジタル変調信号の振幅および位相に対応付けられる。本明細書においては、複素Ｉ／Ｑ信号を表す複素ベクトルの絶対値および偏角を、それぞれ複素Ｉ／Ｑ信号の振幅および位相と称し、これらを併せて振幅位相と称する。また、複素平面上でシンボル点を表す複素ベクトルの絶対値をシンボル点の絶対値と、シンボル点を表す複素ベクトルの偏角をシンボル点の位相と称する。

図３にディジタル無線通信で扱われる複素Ｉ／Ｑ信号の構成例を示す。複素Ｉ／Ｑ信号は単位フレーム２２が時系列で配列されたものである。単位フレーム２２は、参照符号フレーム２２ａと情報符号フレーム２２ｂを含んで構成される。受信装置は、時系列で連なる複数の単位フレーム２２のうち、予め割り当てられた単位フレーム２２を受信して復調を行う。

参照符号フレーム２２ａは、ディジタル符号列で表された参照符号を複素Ｉ／Ｑ信号の振幅または位相に対応付けた信号であり、情報符号フレーム２２ｂは、ディジタル符号列で表された情報符号を複素Ｉ／Ｑ信号の振幅または位相に対応付けたものである。ここで、参照符号は受信装置が受信動作に関する処理を行うための符号であり、情報符号は、音声、画像、プログラム、データベース等、送信装置から受信装置に送信される実質的な情報を含む符号である。

ディジタル変調信号には、送信元および受信側の装置の精度が不十分であること、電磁波の伝搬路の特性、妨害波が受信波に重畳されること等によって惹き起こされる振幅誤差、位相誤差、またはこれらの組み合わせの誤差（以下、振幅位相誤差とする。）が含まれる。そして、振幅位相誤差は複素Ｉ／Ｑ信号のシンボル点の絶対値の誤差またはシンボル点の位相の誤差となって現れ、ディジタル符号列の復号誤りの原因となる。したがって、ディジタル変調信号に含まれる振幅位相誤差が大きい程、抽出されるディジタル信号の誤り率が増加する傾向が強くなる。

誤り率は、受信装置の受信状態の良好度を示す指標となる。また、受信感度、妨害波耐性等の受信性能は誤り率によって評価することができる。例えば、受信信号電力が小さくなったときに誤り率が大きくなる傾向が弱い程、受信感度が良好であるといえる。また、ある一定電力の受信信号が受信されると共に妨害波が同時に受信されるという条件の下では、妨害波電力が大きくなったときに誤り率が大きくなる傾向が弱い程、妨害波耐性が良好であるといえる。

図４に従来技術における受信装置３の構成例を示す。受信装置３は、図３の複素Ｉ／Ｑ信号をなすＩ信号およびＱ信号によって直交変調されたディジタル変調信号を受信する。

受信装置３は、アンテナ１０、無線受信部１２、直交検波部１４、Ａ／Ｄ変換部１６、振幅位相制御部５０、符号検波部２０、タイミング同期部２４を備えて構成される。受信装置３は、ディジタル変調信号に含まれる振幅位相誤差の影響を低減し、誤り率が増大する傾向を抑制するために複素Ｉ／Ｑ信号の振幅位相を制御する振幅位相制御部５０を含んでいる。これによって、受信装置３の受信性能を良好にすることができる。

無線受信部１２は、アンテナ１０を介して受信したディジタル変調信号に対して高周波増幅、中間周波数への周波数変換、中間周波数増幅を施し、直交検波部１４に入力する。直交検波部１４は、入力されたディジタル変調信号からＩ信号およびＱ信号を抽出する。

直交検波部１４によって抽出されたＩ信号およびＱ信号は、Ａ／Ｄ変換部１６に入力される。Ａ／Ｄ変換部１６は、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれをシンボルクロック信号ＣＫに従って離散化する。そして、離散化されたＩ信号を実数部、離散化されたＱ信号を虚数部とした複素Ｉ／Ｑ信号を生成して振幅位相制御部５０、およびタイミング同期部２４に入力する。図４ではｊを虚数単位とし、複素Ｉ／Ｑ信号をＩ＋ｊＱと記載している。

タイミング同期部２４は、Ａ／Ｄ変換部１６が出力した複素Ｉ／Ｑ信号からシンボル周期を抽出し、これに同期したシンボルクロック信号ＣＫを生成する。タイミング同期部２４は、生成したシンボルクロック信号ＣＫを、Ａ／Ｄ変換部１６、振幅位相制御部５０、符号検波部２０に入力する。Ａ／Ｄ変換部１６、振幅位相制御部５０、符号検波部２０のそれぞれは、シンボルクロック信号ＣＫに従ったタイミングで動作する。

また、タイミング同期部２４は、参照符号フレーム２２ａに対応する複素Ｉ／Ｑ信号の波形パターンを記憶している。そして、Ａ／Ｄ変換部１６が出力した複素Ｉ／Ｑ信号と参照符号フレーム２２ａに対応する複素Ｉ／Ｑ信号との波形相関をとること等の方法で参照符号フレーム２２ａの入力が開始されるタイミングを検出する。タイミング同期部２４は、参照符号フレーム２２ａの入力が開始されるタイミングを検出したときには、参照符号フレーム２２ａの入力が開始されるタイミングを示すタイミング情報Ｔを、振幅位相制御部５０が備えるウェイト係数算出部２８に入力する。

振幅位相制御部５０は、入力された複素Ｉ／Ｑ信号の振幅位相の制御を行い、その複素Ｉ／Ｑ信号を符号検波部２０に入力する。振幅位相制御部５０には、一連の単位フレーム２２としての複素Ｉ／Ｑ信号が入力される。受信装置３は、予め割り当てられた単位フレーム２２のみを復調する。このため、振幅位相制御部５０は、割り当てられた単位フレーム２２が入力されるたびに新たに振幅位相の制御を行う。

振幅位相制御部５０は、予め複素平面上で定義された基準シンボル点に対する複素Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル点のずれを表す誤差信号を算出し、誤差信号が最小となるよう複素Ｉ／Ｑ信号の振幅位相の制御を行う。

振幅位相制御部５０は、乗算部２６、ウェイト係数算出部２８、加算部３０、極性反転部３２、信号選択部３４、硬判定部３６、参照信号生成部４０を備えて構成される。

振幅位相制御部５０へ入力された複素Ｉ／Ｑ信号は、乗算部２６およびウェイト係数算出部２８に入力される。

乗算部２６は入力された複素Ｉ／Ｑ信号にウェイト係数算出部２８から入力されたウェイト係数Ｗを乗じ、これを振幅位相制御部５０の出力信号Ｙとして出力する。出力信号Ｙは、加算部３０及び硬判定部３６に入力される。ウェイト係数Ｗは複素Ｉ／Ｑ信号の振幅位相の制御に用いられる複素数の係数である。ウェイト係数Ｗの絶対値は複素Ｉ／Ｑ信号の振幅を変化させる率を表し、その偏角は複素Ｉ／Ｑ信号の位相を変化させる角度を表す。したがって、乗算部２６においてウェイト係数Ｗが複素Ｉ／Ｑ信号に掛け合わされることによって、複素Ｉ／Ｑ信号の振幅位相をウェイト係数Ｗに応じて変化させることができる。

硬判定部３６は、出力信号Ｙからシンボル点の座標値を抽出し、抽出したシンボル点の座標値に対して硬判定を行い、硬判定に基づいて当該シンボル点の座標値を本来とるべき座標値に修正した硬判定信号Ｚを出力する。ここで、硬判定とは、判定しようとするシンボル点である被判定シンボル点の座標値に基づいて本来とるべき座標値を判定する処理をいう。その判定は、１つの区画が、変調方式によって定義されているシンボル点である基準シンボル点を１つ含むよう複素平面を区切り、１区画内に見いだされた被判定シンボル点は、その１区画内のいかなる位置に存在する場合であっても、１区画内で１つ定義されている基準シンボル点の位置に存在するものとみなすものである。例えば、図５の被判定シンボル点Ａは、区画（１，−３）内の１６ＱＡＭ変調方式では定義されていない位置に存在する。そこで、硬判定においては区画（１，−３）内に位置する被判定シンボル点Ａは、区画（１，−３）の基準シンボル点の座標点１−ｊ３に位置するものとみなされる。

参照信号生成部４０は、参照信号Ｖを信号選択部３４に入力する。参照信号Ｖは、参照信号生成部４０が記憶する参照符号に従ってその振幅と位相が変化する。この参照符号は、送信された参照符号フレーム２２ａに含まれる参照符号と同一のものであり、送信装置と受信装置３との間で予め定められた共通の符号が適用される。

信号選択部３４は、硬判定信号Ｚおよび参照信号Ｖの入力を受けて、ウェイト係数算出部２８から入力される切り換え情報Ｓに応じて硬判定信号Ｚまたは参照信号Ｖのいずれか一方を選択し、収束目標信号Ｒとして極性反転部３２に出力する。この収束目標信号Ｒは、出力信号Ｙの振幅位相の基準となる信号である。極性反転部３２は、収束目標信号Ｒに−１を乗じて極性を反転して加算部３０へ出力する。

加算部３０は、出力信号Ｙと極性が反転された収束目標信号Ｒとを加算し、誤差信号ｅとしてウェイト係数算出部２８に入力する。極性反転部３２において収束目標信号Ｒの極性は反転されているので、誤差信号ｅは、出力信号Ｙから収束目標信号Ｒを減算した信号となる。

ウェイト係数算出部２８は、誤差信号ｅと振幅位相制御部５０に入力された複素Ｉ／Ｑ信号とに基づいて、誤差信号ｅを最小値へ収束させる適応化アルゴリズムを実行する。これによって、振幅位相制御部５０の出力信号Ｙの振幅位相は、収束目標信号Ｒの振幅位相に収束する。適応化アルゴリズムとしては、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム等を適用することが可能である。ＬＭＳアルゴリズムは、次の（１）式から（３）式に示す漸化式で表せる。
（数１） Ｙ（ｉ）＝Ｘ（ｉ）・Ｗ（ｉ）^* （１）
（数２） Ｗ（ｉ＋１）＝Ｗ（ｉ）−μ・Ｘ（ｉ）・ｅ（ｉ）^* （２）
（数３） ｅ（ｉ）＝Ｘ（ｉ）・Ｗ（ｉ）^* −Ｒ（ｉ） （３）
ここに、Ｙ（ｉ）は振幅位相制御部５０の出力信号、μは収束性や追従性を決定するための任意の定数、Ｘ（ｉ）は振幅位相制御部５０の入力信号、Ｗ（ｉ）はウェイト係数、ｅ（ｉ）は誤差信号、Ｒ（ｉ）は収束目標信号である。右上に＊が付された変数は、その変数の複素共役変数であることを意味し、各変数の括弧内のｉは時間と共に増加する計算ステップを表す整数である。

計算ステップを表すｉは、入力される複素Ｉ／Ｑ信号のシンボル周期ごとに１だけ増加する。この場合、（１）式から（３）式で表されるＬＭＳアルゴリズムは、単位シンボル周期が経過するごとにアルゴリズムの単位計算ステップを実行することとなる。この点については、ＲＬＳアルゴリズム等他の適応化アルゴリズムにおいても同様である。つまり、適応化アルゴリズムを実行するステップは、シンボルクロック信号ＣＫに従い、複素Ｉ／Ｑ信号のシンボル点が現れるタイミングと同期させる。

ウェイト係数算出部２８が実行する適応化アルゴリズムは、参照符号フレーム２２ａが入力されているときと、情報符号フレーム２２ｂが入力されているときとでは、収束目標信号Ｒとして適用する信号を異にする。参照符号フレーム２２ａが入力されている間は、参照信号生成部４０が出力する参照信号Ｖを収束目標信号Ｒとして適応化アルゴリズムを実行する引き込み処理を行う。一方、情報符号フレーム２２ｂが入力されている間は、参照信号生成部４０が出力する参照信号Ｖを収束目標信号Ｒとして適応化アルゴリズムを実行する追従処理を行う。

なお、参照符号フレーム２２ａが入力されている状態から情報符号フレーム２２ｂが入力されている状態に移り変わるタイミングは、タイミング同期部２４から入力されるタイミング情報Ｔとシンボルクロック信号ＣＫに基づいて検出される。ウェイト係数算出部２８は、タイミング情報Ｔに基づいて参照符号フレーム２２ａの入力が開始されるタイミングを把握する。そして、参照符号フレーム２２ａの入力が開始された時からシンボルクロック信号ＣＫのパルス数を数え、その数が参照符号フレーム２２ａに含まれているシンボル点の数に達したときに、信号選択部３４が収束目標信号Ｒとして選択する信号を切り換えるための切り換え情報Ｓを信号選択部３４に入力する。信号選択部３４は、切り換え情報Ｓに従って２つの信号のうち一つを選択して出力する。

このように、参照符号フレーム２２ａが入力されている間には引き込み処理を行い、情報符号フレーム２２ｂが入力されている間には追従処理を行うのは次のような理由による。振幅位相制御部５０の処理を単純化するという観点からは、追従処理を行うのみとしたいところである。しかし、単位フレーム２２の入力が開始されて間もない時刻、すなわち参照符号フレーム２２ａの先頭が受信されて間もない時刻においては、振幅位相誤差を低減させるウェイト係数Ｗがまだ定まっていない。したがって、このような信号に対する硬判定信号Ｚを収束目標信号Ｒとして適応化アルゴリズムを実行したとしても、誤差信号ｅが短時間で収束する可能性は低い。そこで、参照符号フレーム２２ａが受信されている間には、ウェイト係数算出部２８から出力されるウェイト係数Ｗを十分収束させて出力信号Ｙの振幅位相を理想的な値に引き込む処理を行うことが好適となる。

そして、引き込み処理の後には、出力信号Ｙの振幅位相を理想的な値に維持する必要があるために追従処理が行われる。情報符号フレーム２２ｂが含む情報符号は、送信装置から受信装置３に送信される実質的な情報を含む符号であるため、参照符号のようにそれ自身が振幅位相の変化パターンに関する情報を有するものではない。しかし、情報符号フレーム２２ｂのシンボル点には、理想的には変調方式によって定められた位置に現れるという規則性があるため、追従処理は、この規則性を利用することとしている。すなわち、情報符号フレーム２２ｂのシンボル点の絶対値の誤差およびシンボル点の位相の誤差が、複素平面上の１区画の範囲内に収まっている限りにおいては、振幅位相制御部５０が出力する信号の振幅位相を理想的な値に引き込まれた状態を維持することができる。

符号検波部２０は、出力信号Ｙから、シンボル点の座標値を抽出し、抽出したシンボル点の座標値に基づいてシンボル符号からディジタル符号列を得て、これを時系列で配置したディジタル信号を出力する。

このように、受信装置３では、受信したディジタル変調信号に含まれる振幅位相誤差が、振幅位相制御部５０によって低減される。これによって、符号検波部２０から出力されるディジタル信号の誤り率は低減され受信性能を向上させることができる。

図４の振幅位相制御部５０には適応化アルゴリズムの収束性について次のような問題があった。

図３に示すディジタル変調信号の参照符号フレーム２２ａと情報符号フレーム２２ｂとでは変調方式を異なったものとすることが多い。それは、参照符号は受信装置が受信動作に関する処理を行うための符号であるため、参照符号に対しては受信動作に関する処理を行い易い変調方式が適用されることが望ましい一方、情報符号は送信装置から受信装置に送信される実質的な情報を含む符号であるため、情報符号に対しては単位時間当たりに伝送する情報量が多い変調方式を適用することが望ましいためである。

例えば、参照符号フレーム２２ａに対してはＰＳＫ変調方式を適用し、情報符号フレーム２２ｂに対してはＱＡＭ変調方式を適用する場合について考える。ＰＳＫ変調方式のシンボル点の絶対値は、すべてのシンボル点に対して同一であるため、参照符号フレーム２２ａが受信されているときには、複素Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル点の絶対値が適応化アルゴリズムの実行ステップごとに変動することはない。ところが、ＱＡＭ変調方式のシンボル点の絶対値は、すべてのシンボル点に対して同一ではないため、情報符号フレーム２２ｂが受信されているときには、複素Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル点の絶対値が適応化アルゴリズムの実行ステップごとに変動する。したがって、参照符号フレーム２２ａが受信されているときと、情報符号フレーム２２ｂが受信されているときとでは、入力される複素Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル点の絶対値または電力値の時間平均値が異なる可能性がある。ここで、シンボル点の絶対値の時間平均値とは、複素Ｉ／Ｑ信号がすべてのシンボル点を一様な頻度で示しているときのシンボル点の絶対値の時間平均値をいい、また、シンボル点の電力値の時間平均値とは、複素Ｉ／Ｑ信号がすべてのシンボル点を一様な頻度で示しているときのシンボル点の電力値の時間平均値をいう。

適応化アルゴリズムにおける新たなウェイト係数Ｗは、前ステップにおける入力信号に基づく補正量を用いて算出される。例えばＬＭＳアルゴリズムでは、（２）式の右辺の第２項が補正量であり、これは前ステップにおける入力信号Ｘに依存する。補正量が、適応化アルゴリズムの実行ステップが増加するに従って収束していくものであれば、振幅位相制御部５０の出力信号Ｙは振幅位相誤差の影響を低減した値に収束する。しかし、補正量の実行ステップの増加に対する変化の様子によっては、出力信号Ｙに含まれる振幅位相誤差の収束時間は大きく異なる。したがって、補正量は出力信号Ｙに含まれる振幅位相誤差を迅速に収束させるための最適な値を与えるよう定義されていることが好ましい。

図４の振幅位相制御部５０において、参照符号フレーム２２ａに対する変調方式と、情報符号フレーム２２ｂに対する変調方式を異なったものとした場合、上述のように、参照符号フレーム２２ａが受信されているときと、情報符号フレーム２２ｂが受信されているときとでは複素Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル点の絶対値または電力値の時間平均値が異なることが多い。一般的な適応化アルゴリズムでは当該時間平均値が異なると、補正量の時間平均値もまた異なる値となる。補正量そのものは実行ステップごとに異なる値を示すが、補正量の時間平均値は適応化アルゴリズムの収束性に影響を与える実効的な値を示すものであると考えられる。

したがって、参照符号フレーム２２ａから情報符号フレーム２２ｂへと切り換わる時に、複素Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル点の絶対値または電力値の時間平均値に隔たりがあることは補正量の隔たりがあることに等しいと考えられる。参照符号フレーム２２ａから情報符号フレーム２２ｂへの切り換わり時の補正量の等価的な隔たりがあまりにも大きいと、情報符号フレーム２２ｂが入力された当初において誤差信号ｅの絶対値が急激に増大し、その後の追従処理での収束時間が長くなってしまう。

このように、追従処理での収束性が劣化すると、受信装置３が出力するディジタル信号の誤り率が増大する傾向が強くなり、受信性能が劣化することとなる。この問題は、無線通信システムの通信容量を増大させるためＱＡＭ変調方式の多値化を図ると、より顕著なものとなる。

本発明は、このような課題に対してなされたものであり、入力される信号の変調方式が異なるものに切り換えられた場合においても迅速に振幅位相を制御することが可能な振幅位相制御装置を提供する。

本発明は、入力された複素信号の振幅または位相の少なくともいずれかを制御して出力信号とする振幅位相制御装置であって、振幅または位相の少なくともいずれかの基準となる基準信号に対する前記出力信号の差異を表す差異信号を生成する差異信号生成部と、入力された複素信号を、当該入力された複素信号の変調方式に応じて修正した修正入力信号を生成する修正入力信号生成部と、前記差異信号と前記修正入力信号とに基づいて、入力された複素信号の振幅または位相の少なくともいずれかを変化させる振幅位相変化部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る振幅位相制御装置においては、第１の変調方式の複素信号である第１複素信号と、第２の変調方式の複素信号である第２複素信号のいずれかが入力され、前記第２複素信号が入力されているときには、前記修正入力信号生成部は、第１複素信号の情報呈示値に基づく振幅の絶対値の時間平均値と第２複素信号の情報呈示値に基づく振幅の絶対値の時間平均値との比から計算された係数を前記入力された複素信号に乗ずることで、前記修正入力信号を生成する構成とすることが好適である。

また、本発明に係る振幅位相制御装置においては、第１の変調方式の複素信号である第１複素信号と、第２の変調方式の複素信号である第２複素信号のいずれかが入力され、前記第２複素信号が入力されているときには、前記修正入力信号生成部は、第１複素信号の情報呈示値に基づく電力の時間平均値と第２複素信号の情報呈示値に基づく電力の時間平均値との比の平方根から計算された係数を前記入力された複素信号に乗ずることで、前記修正入力信号を生成する構成とすることが好適である。

また、直交変調信号を受信する無線受信部と、前記無線受信部が受信した直交変調信号から同相成分信号と直交成分信号とを抽出する直交検波部と、前記同相成分信号と前記直交成分信号とから複素信号を生成する複素信号生成部と、前記複素信号からディジタル信号を抽出するディジタル復調部と、を備える受信システムにおいては、本発明に係る振幅位相制御装置を、前記ディジタル復調部に適用することが好適である。

本発明によれば、入力される信号の変調方式が異なるものに切り換えられた場合においても、迅速に振幅位相を制御することが可能な振幅位相制御装置を実現することができる。したがって、本発明に係る振幅位相制御装置を複数の異なる変調方式の信号を受信する受信装置に適用することで、変調方式が切り換えられたときに生じる出力信号の誤り率の増加を抑制することができる。

図１に本発明の実施形態に係る受信装置１の構成を示す。受信装置１は、アンテナ１０、無線受信部１２、直交検波部１４、Ａ／Ｄ変換部１６、振幅位相制御部１８、符号検波部２０、タイミング同期部２４を含んで構成される。図４の受信装置３と同一の構成部ついては同一の符号を付してその説明を簡略に行う。

無線受信部１２は、アンテナ１０を介して受信したディジタル変調信号に対して高周波増幅、中間周波数への周波数変換、中間周波数増幅を施し、直交検波部１４に入力する。直交検波部１４は無線受信部１２から入力された信号からＩ信号およびＱ信号を抽出し、Ａ／Ｄ変換部１６に入力する。Ａ／Ｄ変換部１６では、入力されたＩ信号、Ｑ信号のそれぞれをシンボルクロック信号ＣＫに従って離散化した複素Ｉ／Ｑ信号を生成し、振幅位相制御部１８に入力する。

振幅位相制御部１８は、乗算部２６および４４、ウェイト係数算出部２８、加算部３０、極性反転部３２、信号選択部３４、硬判定部３６、参照信号生成部４０、修正係数参照部４２を備えて構成される。図４の振幅位相制御部５０と同一の構成部については同一の符号を付してその説明を省略する。

図１の振幅位相制御部１８の構成のうち、図４の振幅位相制御部５０と異なる箇所は、修正係数参照部４２および乗算部４４に係る部分である。

修正係数参照部４２は、振幅位相制御部１８に入力される複素Ｉ／Ｑ信号、すなわち入力信号Ｘの変調方式に対応する修正係数を乗算部４４に入力する。乗算部４４は入力信号Ｘに修正係数参照部４２から入力された値を乗じて修正入力信号Ｘ_pとしてウェイト係数算出部２８に入力する。また、ウェイト係数算出部２８からは、切り換え情報Ｓが信号選択部３４のみならず修正係数選択部４２ａにも入力される。

図２に修正係数参照部４２の構成を示す。修正係数参照部４２は、修正係数選択部４２ａ、引き込み処理時修正係数生成部４２ｂ、追従処理時修正係数生成部４２ｃを備えて構成される。

ウェイト係数算出部２８から出力された切り換え情報Ｓは、修正係数選択部４２ａへ入力される。修正係数選択部４２ａは、切り換え情報Ｓに従って、引き込み処理時修正係数生成部４２ｂの出力値と追従処理時修正係数生成部４２ｃの出力値のいずれかを選択し、乗算部４４に入力する。

これによって、参照符号フレーム２２ａが振幅位相制御部１８に入力されている間は、引き込み処理時修正係数生成部４２ｂが生成した引き込み処理時修正係数α₁が乗算部４４に入力され、情報符号フレーム２２ｂが振幅位相制御部１８に入力されている間は、追従処理時修正係数生成部４２ｃが生成した追従処理時修正係数α₂が乗算部４４に入力される。

ここで、引き込み処理時修正係数α₁と追従処理時修正係数α₂との間には、次の（４）式の関係を持たせることが好適である。
（数４）α₂／α₁＝Ｈｎ／Ｈｍ （４）
ここに、Ｈｎは参照符号フレーム２２ａに適用される変調方式における、シンボル点の絶対値についての時間平均値（複素Ｉ／Ｑ信号がすべてのシンボル点を一様な頻度で示しているときのシンボル点の絶対値の時間平均値をいう。）、Ｈｍは情報符号フレーム２２ｂに適用される変調方式におけるシンボル点の絶対値についての時間平均値である。例えば、α₁＝１とすればα₂は、α₂＝Ｈｎ／Ｈｍのように決定される。また、引き込み処理時修正係数α₁と追従処理時修正係数α₂との間の関係は、（４）式の代わりに次の（５）式のように表すことができる。
（数５）α₂／α₁＝（Ｐｎ／Ｐｍ）^1/2 （５）
ここに、Ｐｎは参照符号フレーム２２ａに適用される変調方式における、シンボル点から算出される電力の時間平均値、Ｐｍは情報符号フレーム２２ｂに適用される変調方式における、シンボル点から算出される電力の時間平均値である。ここで、シンボル点から算出される電力とは、シンボル点の絶対値を電圧値または電流値としてシンボル点の電力を定義した場合において、複素Ｉ／Ｑ信号がすべてのシンボル点を一様な頻度で示しているときのシンボル点から算出される電力の時間平均値をいう。

引き込み処理時修正係数生成部４２ｂおよび追従処理時修正係数生成部４２ｃは、それぞれ理想的なシンボル点に基づいて予め算出された引き込み処理時修正係数α₁および理想的なシンボル点に基づいて予め算出された追従処理時修正係数α₂を予め記憶しておく構成とすることが好適である。

また、シンボル点から算出される電力の時間平均値を入力信号Ｘに基づいて測定する電力測定手段（図示せず。）を設け、電力測定手段が測定した結果に基づいて引き込み処理時修正係数α₁および追従処理時修正係数α₂を算出し、それぞれ引き込み処理時修正係数生成部４２ｂおよび追従処理時修正係数生成部４２ｃに入力する構成とすることも可能である。

乗算部４４は、入力信号Ｘに、修正係数参照部４２から入力された値を乗じた修正入力信号Ｘ_pをウェイト係数算出部２８に入力する。

本実施形態に係る振幅位相制御部１８は振幅位相制御部５０と同様、参照符号フレーム２２ａに対する複素Ｉ／Ｑ信号が入力されているときには引き込み処理を行い、情報符号フレーム２２ｂに対する複素Ｉ／Ｑ信号が入力されているときには追従処理を行う。引き込み処理においては、信号選択部３４は参照信号生成部４０が出力する参照信号Ｖを収束目標信号Ｒとして選択し、追従処理においては硬判定部３６が出力する硬判定信号Ｚを収束目標信号Ｒとして選択する。また、引き込み処理においては、修正係数参照部４２は引き込み処理時修正係数α₁を乗算部４４に入力し、追従処理においては、修正係数参照部４２は追従処理時修正係数α₂を乗算部４４に入力する。

ウェイト係数算出部２８は、修正入力信号Ｘ_pおよび誤差信号ｅに基づく適応化アルゴリズムを実行する。例えば、ＬＭＳアルゴリズムは、次の（６）式から（１０）式に示す漸化式で表される。
（数６） Ｙ（ｉ）＝Ｘ（ｉ）・Ｗ（ｉ）^* （６）
（数７） Ｗ（ｉ＋１）＝Ｘ（ｉ）−μＸ_p（ｉ）・ｅ（ｉ）^* （７）
（数８） ｅ（ｉ）＝Ｘ（ｉ）・Ｗ（ｉ）^*−Ｒ（ｉ） （８）
（数９） Ｘ_p（ｉ）＝α・Ｘ（ｉ） （９）
（数１０） α＝α₁（参照符号フレーム入力時），α₂（情報符号フレーム入力時）（１０）ここに、Ｙ（ｉ）は振幅位相制御部１８の出力信号、μは収束性や追従性を決定するための任意の定数、Ｘ（ｉ）は振幅位相制御部１８の入力信号、Ｗ（ｉ）はウェイト係数、ｅ（ｉ）は誤差信号、Ｒ（ｉ）は収束目標信号、Ｘ_p（ｉ）は修正入力信号である。右上に＊が付された変数は、その変数の複素共役変数であることを意味し、各変数の括弧内のｉは時間と共に増加する計算ステップを表す整数である。

次に、本実施形態によって振幅位相制御部１８の収束性が向上する原理について説明する。

本実施形態に係る受信装置１は、参照符号フレーム２２ａと情報符号フレーム２２ｂとで変調方式が異なるディジタル変調信号を受信する場合、参照符号フレーム２２ａから情報符号フレーム２２ｂへと切り換わった時に、入力される複素Ｉ／Ｑ信号が示すシンボル点の絶対値または電力値の時間平均値に隔たりが生ずることがある。この隔たりは、適応化アルゴリズムにおけるウェイト係数Ｗに対する補正量の隔たりに等価であると考えられる。

この補正量の等価的な隔たりがあまりにも大きいと、出力信号Ｙに含まれる振幅位相誤差の収束時間を長引かせることとなる。そこで、情報符号フレーム２２ｂに適用されている変調方式の複素Ｉ／Ｑ信号が入力されているときには、その隔たりの分だけウェイト係数Ｗの補正量を修正することとすれば、出力信号Ｙに含まれる振幅位相誤差の収束時間を短縮することができるといえる。補正量の等価的な隔たりは、参照符号フレーム２２ａの信号が示すシンボル点の絶対値の時間平均値に対する、情報符号フレーム２２ｂの信号が示すシンボル点の絶対値の時間平均値の比で表される。あるいは参照符号フレーム２２ａの信号が示すシンボル点から算出される電力の時間平均値に対する、情報符号フレーム２２ｂの信号が示すシンボル点から算出される電力の時間平均値の比の平方根で表される。そこで、参照符号フレーム２２ａから情報符号フレーム２２ｂへと切り換わった後には、この比の逆数を入力信号Ｘに乗ずることで補正量の隔たりを低減することができる。

本実施形態に係る振幅位相制御部１８は、このような原理に基づき、複素Ｉ／Ｑ信号のシンボル点の絶対値についての時間平均値、または複素Ｉ／Ｑ信号のシンボル点から算出される電力の時間平均値の平方根に反比例するよう入力信号Ｘの大きさを修正した修正入力信号Ｘ_pをウェイト係数Ｗの算出に適用するものである。

振幅位相制御部１８では、（４）式または（５）式に基づいて、参照符号フレーム２２ａが入力されているときと、情報符号フレーム２２ｂが入力されているときとで入力信号Ｘに乗ずる修正係数をそれぞれのフレームにおいて異なるものとする。これによって、参照符号フレーム２２ａから情報符号フレーム２２ｂへと切り換わる時のウェイト係数Ｗの補正量の等価的な隔たりを低減することができ、追従処理において出力信号Ｙに含まれる振幅位相誤差を迅速に収束させることができる。

以上のように、振幅位相制御部１８は複素Ｉ／Ｑ信号の振幅位相の制御を行い、その複素Ｉ／Ｑ信号を符号検波部２０に入力する。符号検波部２０は、入力された複素Ｉ／Ｑ信号からシンボル点の座標値を抽出し、抽出したシンボル点の座標値に基づいてシンボル符号からディジタル符号列を得て、これを時系列で配置したディジタル信号を出力する。

なお、ここでは情報符号フレーム２２ｂ内で同一の変調方式が適用されるものとして、振幅位相制御部１８の構成および動作について説明した。しかし、本発明の実施形態に係る振幅位相制御部１８は、情報符号フレーム２２ｂ内で同一の変調方式が適用される場合のみならず、情報符号フレーム２２ｂ内で変調方式が切り換えられる場合にも適用可能である。この場合、情報符号フレーム２２ｂ内で適用される複数の変調方式のそれぞれに対して、（４）式または（５）式と同様の定義の修正係数を算出し、情報符号フレーム２２ｂ内で変調方式が切り換わるたびに変調方式に応じた修正係数を選択する構成とすればよい。

本実施形態に係る受信装置１では、振幅位相制御部１８の収束性を良好にすることができるため、受信装置１が出力するディジタル信号の誤り率が増大する傾向を抑制し、受信性能を向上させることができる。

本発明の実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。 修正係数参照部の構成を示す図である。 受信装置が受信するディジタル変調信号の構成を示す図である。 従来技術による受信装置の構成を示す図である。 硬判定について説明する図である。

符号の説明

１，３ 受信装置、１０ アンテナ、１２ 無線受信部、１４ 直交検波部、１６ Ａ／Ｄ変換部、１８，５０ 振幅位相制御部、２０ 符号検波部、２２ 単位フレーム、２２ａ 参照符号フレーム、２２ｂ 情報符号フレーム、２４ タイミング同期部、２６，４４ 乗算部、２８ ウェイト係数算出部、３０ 加算部、３２ 極性反転部、３４ 信号選択部、３６ 硬判定部、４０ 参照信号生成部、４２ 修正係数参照部、４２ａ 修正係数選択部、４２ｂ 引き込み処理時修正係数生成部、４２ｃ 追従処理時修正係数生成部。

Claims (4)

1. 入力された複素信号の振幅または位相の少なくともいずれかを制御して出力信号とする振幅位相制御装置であって、
   振幅または位相の少なくともいずれかの基準となる基準信号に対する前記出力信号の差異を表す差異信号を生成する差異信号生成部と、
   入力された複素信号を、当該入力された複素信号の変調方式に応じて修正した修正入力信号を生成する修正入力信号生成部と、
   前記差異信号と前記修正入力信号とに基づいて、入力された複素信号の振幅または位相の少なくともいずれかを変化させる振幅位相変化部と、
   を備えることを特徴とする振幅位相制御装置。
2. 請求項１に記載の振幅位相制御装置であって、
   第１の変調方式の複素信号である第１複素信号と、第２の変調方式の複素信号である第２複素信号のいずれかが入力され、
   前記第２複素信号が入力されているときには、
   前記修正入力信号生成部は、第１複素信号の情報呈示値に基づく振幅の絶対値の時間平均値と第２複素信号の情報呈示値に基づく振幅の絶対値の時間平均値との比から計算された係数を前記入力された複素信号に乗ずることで、前記修正入力信号を生成することを特徴とする振幅位相制御装置。
3. 請求項１に記載の振幅位相制御装置であって、
   第１の変調方式の複素信号である第１複素信号と、第２の変調方式の複素信号である第２複素信号のいずれかが入力され、
   前記第２複素信号が入力されているときには、
   前記修正入力信号生成部は、第１複素信号の情報呈示値に基づく電力の時間平均値と第２複素信号の情報呈示値に基づく電力の時間平均値との比の平方根から計算された係数を前記入力された複素信号に乗ずることで、前記修正入力信号を生成することを特徴とする振幅位相制御装置。
4. 直交変調信号を受信する無線受信部と、
   前記無線受信部が受信した直交変調信号から同相成分信号と直交成分信号とを抽出する直交検波部と、
   前記同相成分信号と前記直交成分信号とから複素信号を生成する複素信号生成部と、
   前記複素信号からディジタル信号を抽出するディジタル復調部と、
   を備える受信システムであって、
   前記ディジタル復調部は、前記複素信号の振幅または位相の少なくともいずれかを制御する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の振幅位相制御装置を備えることを特徴とする受信システム。

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