JP4051045B2

JP4051045B2 - 受信システムおよびシンボル復調回路

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Publication number: JP4051045B2
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Inventors: 浩久平山; 嘉彦竹内; 亨羽田; 幸治吹野; 良男宮沢
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Publication date: 2008-02-20
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Description

本発明は、シンボル復調回路およびそれを利用する受信システムに関する。

ディジタル位相変調を用いた無線システムにおいては、所定の周期でディジタル信号を特定の位相に対応付けたＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式などの変調方式が広く用いられている。ここでディジタル信号と対応付けた特定の位相値はシンボルと称され、そのシンボルが現れる周期の逆数は変調速度あるいはシンボル速度と称される。また、一般にこのような変調信号は周波数帯域制限を受けるため、特定の位相を呈する点であるシンボル点が１周期中に１点のみ現れる。

ディジタル無線システムの受信回路においては、変調信号から直交検波信号を生成する直交検波器と、直交検波信号からシンボルを検知することによりデジタル信号を生成するデジタル復調回路が用いられる。このディジタル復調回路の動作には、シンボル速度と同期したシンボル復調クロック信号が必要とされる。

シンボル復調クロック信号の生成には、直交検波信号の極性変化点や振幅のピーク点と、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌＯｓｃｌｌａｔｏｒ）が出力するクロック信号の位相を比較し、その比較結果に応じてフィードバックループ構成によりＶＣＯを制御するＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）方式によるシンボル同期回路が広く用いられている。

ディジタル復調回路については、以下の文献に開示されている。

斉藤洋一著「ディジタル無線通信の変復調」、（社）電子情報通信学会、１９９６年２月山本平一、加藤修三共著「ＴＤＭＡ通信」、（社）電子情報通信学会、１９８９年４月

上述したディジタル復調回路を用いる装置としては、図１０に示すようなアダプティブアレイアンテナ装置１がある。この装置では２系統のディジタル復調回路２６が用いられている。アダプティブ処理回路２２はサブ受信回路１８からの信号を復調した受信シンボルデータと、メイン受信回路２０からの信号を復調した受信シンボルデータとに基づいて、各々のアンテナ２８によって受信され増幅器３０によって増幅された信号の振幅および位相に対する重み付け係数Ｗ₁〜Ｗ₄を算出する。重み付け係数Ｗ₁〜Ｗ₄は重み付け回路３２により乗される。重み付けされた受信信号は加算器３４、分波器１６を介してメイン受信回路２０に入力される。本アダプティブアレイアンテナ装置１は、送信受信共用であり、送信信号は送信部１２から分波器１６に入力される。

この装置では、アダプティブ処理部１０とメイン受信部１４の各々には復調処理を行うディジタル復調回路２６が設けられるため、各々の回路にはシンボル復調クロック信号が必要とされる。そのため、メイン受信部１４とアダプティブ処理部１０の両者に上述したＰＬＬ方式などによるシンボル同期回路２４を設けているが、同一の回路を２つ用いることとなるため装置全体が大きくなるという問題があった。

そこで、アダプティブ処理部１０に用いるシンボル復調クロック信号としては、系の単純化の観点から、メイン受信回路２０に設けられたシンボル同期回路２４のものを利用することが考えられる。しかしながら、メイン受信部１４とアダプティブ処理部１０とは処理が独立しており、各ディジタル復調回路２６に入力される直交検波信号が受ける遅延量が異なるため、シンボル復調クロック信号をそのまま利用することは困難である。

ここで、アダプティブ処理部１０がメイン受信部１４のシンボル復調クロック信号を利用した場合に問題となるのはシンボル復調クロック信号の周波数偏差ではなく、位相偏差、すなわちシンボル点とのタイミングずれである。なぜなら、メイン受信回路２０のディジタル復調回路２６にはシンボル同期回路２４が設けられており、それが出力するシンボル復調クロック信号の周波数はシンボル速度に十分一致しているためである。したがって、アダプティブ処理部１０が利用するシンボル復調クロック信号と、アダプティブ処理部１０におけるディジタル復調回路２６に入力される直交検波信号とのタイミングを調整しさえすれば、当該シンボル復調クロック信号の利用が可能となる。

本発明はこのような課題に着目されてなされたものであり、周波数はシンボル速度と一致しているが、位相が直交検波信号におけるシンボル点間隔に合致していないようなクロック信号をシンボル復調クロック信号として用い、直交検波信号からシンボルデータを復調するシンボル復調回路を提供する。

本発明は、アンテナ部から受信された信号を検波して得られる検波信号を処理して第１のシンボルデータを抽出する第１の受信部と、前記第１の受信部とは別に設けられ、前記検波信号を処理して第２のシンボルデータを抽出する第２の受信部とを含み、前記第１のシンボルデータと前記第２のシンボルデータとに基づいて受信特性を適応的に変化させる受信システムであって、前記第１の受信部は、前記検波信号に基づいて、シンボル復調クロック信号を生成するシンボル復調クロック信号生成部と、前記シンボル復調クロック信号を用いて前記検波信号をシンボル復調処理し、これにより前記第１のシンボルデータを抽出する第１のシンボル復調処理部とを含み、前記第２の受信部は、前記シンボル復調クロック信号に基づいて前記検波信号をシンボル復調処理して前記第２のシンボルデータを抽出する第２のシンボル復調処理部と、前記第２のシンボル復調処理部によるシンボル復調条件を最適化するシンボル復調最適化部とを含むことを特徴とする。

また、本発明に係る受信システムにおいては、前記シンボル復調最適化部は、前記検波信号と前記シンボル復調クロック信号とのタイミングを変化させながら最適タイミングを特定する構成とすることが好適である。

また、本発明に係る受信システムにおいては、前記シンボル復調最適化部は、前記第２のシンボル復調処理部へ入力される信号を遅延させる遅延器と、前記遅延器における遅延量を変化させた場合における前記第２のシンボル復調処理部によるシンボル復調処理結果に基づいて、前記最適タイミングとして、前記遅延器における最適遅延量を特定する遅延制御器とを含む構成とすることが好適である。

また、本発明に係る受信システムにおいては、前記遅延制御器は、前記シンボル復調処理結果のばらつき度合いに基づいて前記最適遅延量を特定する構成とすることが好適である。

また、本発明に係る受信システムにおいては、前記シンボル復調処理結果のばらつき度合いは、前記シンボル復調処理結果から標本値を摘出して計算される分散に基づいて定義される構成とすることが好適である。

また、本発明は、変調信号を検波して得られる検波信号から、シンボル復調クロック信号に基づいてシンボルデータを復調するシンボル復調回路であって、前記検波信号の振幅値をシンボル復調クロック信号に基づいて摘出し、当該振幅値のばらつき度合いを算出するばらつき度合い算出回路と、前記ばらつき度合い算出回路が算出したばらつき度合いが最小となるよう、前記検波信号の遅延量を最適化する遅延量最適化回路とを備えることを特徴とする。

また、本発明は、変調信号を検波して得られる検波信号から、シンボル復調クロック信号に基づいてシンボルデータを復調するシンボル復調回路であって、前記検波信号を遅延させる遅延回路と、前記シンボル復調クロック信号の入力に基づいて、前記検波信号の振幅値を摘出する振幅値摘出回路と、前記振幅値のばらつき度合いを算出するばらつき度合い算出回路と、前記ばらつき度合い算出回路が算出したばらつき度合いが最小となるよう、前記遅延回路の遅延量の制御を行う遅延制御回路とを備え、前記振幅値摘出回路の出力を、前記検波信号から復調された、前記検波信号のシンボル同期点と同期したシンボルデータとして出力することを特徴とする。

また、本発明は、直交変調信号を直交検波して得られる直交検波信号から、シンボル復調クロック信号に基づいてシンボルデータを復調するシンボル復調回路であって、前記直交検波信号を遅延させる遅延回路と、前記シンボル復調クロック信号の入力に基づいて、前記直交検波信号の同相成分の振幅値である同相成分振幅値と前記直交検波信号の直交成分の振幅値である直交成分振幅値とを摘出する振幅値摘出回路と、前記同相成分振幅値の自乗と前記直交成分振幅値の自乗の和の平方根で定義される振幅値のばらつき度合いを算出するばらつき度合い算出回路と、前記ばらつき度合い算出回路が算出したばらつき度合いが最小となるよう、前記遅延回路の遅延量の制御を行う遅延制御回路とを備え、前記振幅値摘出回路が摘出した同相成分振幅値と直交成分振幅値とを、前記直交検波信号から復調された、前記直交検波信号のシンボル同期点と同期したシンボルデータとして出力することを特徴とする。

また、本発明に係るシンボル復調回路においては、前記遅延制御回路は、先に算出された第１のばらつき度合いと次に算出された第２のばらつき度合いとを比較し、比較結果に基づいて前記遅延回路の遅延量の増減を行う構成とすることが好適である。

また、本発明に係るシンボル復調回路においては、前記遅延回路においては、有限個数の遅延量の代表値が予め定められており、当該代表値のうち、前記ばらつき度合い算出回路が算出するばらつき度合いが最も小さくなる代表値を検索する手段を備える構成とすることが好適である。

また、本発明に係るシンボル復調回路においては、前記ばらつき度合いは、前記振幅値から標本値を摘出して計算される分散に基づいて定義される構成とすることが好適である。

本発明によれば、遅延量が不明な直交検波信号からシンボルデータを生成したり、複数のディジタル復調回路が設けられた系のそれぞれのディジタル復調回路に、互いに遅延量の異なる直交検波信号が入力される場合において、単一のシンボル同期回路から複数のディジタル復調回路にシンボル復調クロック信号を供給し、各々の直交検波信号からシンボルデータを生成することが可能となる。

本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。図１には本発明に係るシンボル遅延同期復調回路２を適用したアダプティブアレイアンテナ装置１を示す。メイン受信回路２０に後置されるディジタル復調回路２６には、当該ディジタル復調回路２６を動作させるためのＰＬＬ方式によるシンボル同期回路２４からシンボル復調クロック信号の供給を受けている。このシンボル同期回路２４は、メイン受信回路２０から出力される直交検波信号のシンボル速度とその周波数が一致し、その位相がシンボル点間隔に合致したシンボル復調クロック信号を生成する。ディジタル復調回路２６においては、このシンボル復調クロック信号を用いて復調信号であるシンボルデータを生成する。

アダプティブ処理部１０には、本発明に係るシンボル遅延同期復調回路２が備えられており、サブ受信回路１８から出力される直交検波信号からシンボルデータを復調する。

アダプティブ処理回路２２は、サブ受信回路１８が出力する直交検波信号から復調したシンボルデータと、メイン受信回路２０が出力する直交検波信号から復調したシンボルデータとに基づいて、各々のアンテナが受信した信号の振幅および位相を重み付け係数Ｗ₁〜Ｗ₄によって調整する。調整は各シンボルデータを用いたＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム等の周知のアルゴリズムを用い、アレイアンテナが有する指向性を送受信状態が良好となるように形成することで行うことができる。

アダプティブ処理部１０で用いるシンボル復調クロック信号は、メイン受信部１４が備えるシンボル同期回路２４からシンボル遅延同期復調回路２に供給される。図２にはシンボル遅延同期復調回路２の詳細な構成を示す。

ここで、シンボル遅延同期復調回路２の動作を説明する前に、当該回路によって同期をとり、シンボルデータを復調することが可能である変調信号およびそれを直交検波することで得られる直交検波信号について説明する。

本発明で取り扱う直交検波信号は、Ｉ信号、Ｑ信号と称される２チャンネルの信号をそれぞれ同相成分、直交成分として直交変調する変調信号に供されるものである。ここでは一例としてＱＰＳＫ信号を考える。Ｉ信号の振幅を横軸にとり、Ｑ信号の振幅を縦軸にとった場合、Ｉ、Ｑ信号で定まる座標点が時間と共に描く軌跡、いわゆるコンスタレーションは、図３のように必ず特定のＩ−Ｑ座標上でのシンボル点を通過する。なお、コンスタレーションは、変調信号の搬送波による位相変化を止めて考えたときの、当該変調信号の複素ベクトルの描く軌跡をも意味する。ここで各シンボル点に対してデジタル信号（０、０）、（０、１）、（１、０）、（１、１）を図３のように対応付けることとすれば、コンスタレーション上の軌跡がシンボル点を通過すると共にシンボル点に対応したディジタル信号が生成されることとなる。

図４はランダムなデータを変調した場合における、コンスタレーションの複素ベクトル絶対値の時間波形を示したものである。複素ベクトルの絶対値はＩ信号の自乗とＱ信号の自乗の和の平方根として求められる。図４よりシンボル周期毎に振幅が一定となるシンボル点が現れ、データ変化区間では大きく振幅が変動していることがわかる。ここで、データ変化区間が短いほど、コンスタレーション上におけるシンボル点での滞留時間が長くなり、振幅の度数分布はシンボル点に対応する振幅の頻度が最も高くなることとなる。

このように、一定の振幅値となるシンボル点がシンボル点間隔を以って現れ、シンボル点以外の点では振幅が変動するのは、この直交検波信号が周波数帯域制限を受けたものであることによる。ここで周波数帯域制限には、フィルタ等を用いて無線システムの周波数資源有効利用や信号間干渉を防止するもののみならず、回路の周波数特性によって必然的に受けるものも含まれる。

周波数帯域制限を受けていないＱＰＳＫ信号の場合、コンスタレーションは図３の特定シンボル点にのみ存在可能な点となり、コンスタレーション上のシンボル点を結ぶ軌跡は理論的には現れない。また、Ｉ、Ｑ信号の時間波形はデータ変化点において急峻に振幅が変化し、データ変化点間では一定の振幅となる矩形波となるため、シンボル点に代えてシンボル区間が定義される。しかしながら、上述のようにＩ，Ｑ信号は回路の周波数特性によって必然的に周波数帯域制限を受けることとなるので、現実にはシンボル区間ではなくシンボル点が現れると考えてよい。

本発明に係るシンボル遅延同期復調回路２は、帯域制限を受けたＱＰＳＫ信号の直交検波信号のように、所定の間隔でシンボル点が現れ、その点における振幅は一定であるが、シンボル点から外れた点における振幅は時間に対して常に変動するような検波信号の性質を利用するものである。具体的には、I信号の自乗とＱ信号の自乗の和の平方根で定義される振幅が変動しないようなタイミングを、直交検波信号の統計的な処理によって見いだすことで同期処理を行う。なお、このような性質を有する信号は、ＱＰＳＫ信号に限られず、ＢＰＳＫ信号、８ＰＳＫ信号等も考えられる。

次に、図２に示すシンボル遅延同期復調回路２の動作について説明する。Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれ遅延回路３６に入力され、時間遅延を受けた上でサンプルホールド回路３８に入力される。遅延回路３６は、外部からの信号によってその時間遅延量が制御できるようになっている。

サンプルホールド回路３８は、入力されたＩ、Ｑ信号のサンプリングを外部から供給されたシンボル復調クロック信号を用いて行い、当該クロック信号の周波数でＩ、Ｑ信号のサンプリング値を出力する。

振幅算出回路４０は、サンプルホールド回路３８が出力した、サンプリングされたＩ、Ｑ信号の振幅を算出する。すなわち、振幅をＡ_iとすれば、Ａ_i＝（Ｉ_i ²＋Ｑ_i ²）^1/2として振幅を求める。振幅算出回路４０が算出した振幅Ａ_iは分散算出回路４２に入力される。

分散算出回路４２は、シンボル復調クロック信号の周波数で逐次入力される振幅（Ａ₁、Ａ₂、Ａ₃・・・・・Ａ_n）の分散σ²を算出する。分散はσ²＝Σ（Ａ_i−ΣＡ_i／ｎ）²／ｎ＝ΣＡ_i ²／ｎ−（ΣＡ_i）²／ｎ²として求まり、振幅値Ａ_iが１つ入力される毎に標本としてＡ_iを新たに加え、それに対する分散を求める。このように分散は次々と更新されていくが、標本の数が上限に達した場合には、新たに入力される標本と、最も先に入力された標本が入れ替えられた上で分散が算出される。分散算出回路４２は、図５に示すような乗算器４８、合算器５０、除算器５２、加算器３４を具備する回路で構成することが好適である。

また、振幅算出回路と分散算出回路を一まとめにし、図６に示す振幅および分散算出回路４６を構成することができる。振幅および分散算出回路４６は、乗算器４８、合算器５０、除算器５２、加算器３４、開平器５４を具備する回路で構成することができる。

分散算出回路４２あるいは振幅および分散算出回路４６が算出した分散は、遅延制御回路４４に入力される。

遅延制御回路４４は、分散算出回路４２が算出した分散ができる限り小さくなるように、遅延回路３６の時間遅延量を制御する。例えば、ある時間遅延量を以って遅延回路３６を動作させたときの分散と、先の遅延量とは異なる時間遅延量を以って遅延回路３６を動作させたときの分散とを比較し、その比較値に基づいて時間遅延量を増減する制御などが考えられる。遅延量を増加させたときに分散が増加するようであれば、遅延量を減少させ、遅延量を減少させたときに分散が増加するようであれば、遅延量を増加させる。分散が小さくなったときは、遅延量の増減幅を小さくし、小刻みに遅延量の制御を行えば、やがては分散が最小となる時間遅延量に収束することとなる。

分散が最小となった状態が、シンボル復調クロック信号の位相と直交検波信号のシンボル点間隔とが合致した状態であることは、上述の変調信号の性質を考えれば明らかである。この分散が最小となった状態を維持しつつサンプルホールド回路３８の出力を順次出力していけば、直交検波信号に対するシンボルデータが得られる。

以上では、遅延回路３６の時間遅延量を連続的に制御する場合の実施形態について説明した。次に、第２の実施形態として遅延回路３６の時間遅延量を離散的に制御する構成について説明する。

図７は第２の実施形態におけるシンボル遅延同期復調回路２を示したものである。この構成では遅延回路３６が呈することのできる遅延量としてはｍ個の値を取り得るものとし、遅延制御回路４４に設けられている遅延量選択手段５６によってｍ個のうち１つの遅延量が選択される。ここでは、１つの遅延量の番号をｊとして表記する。ｊと遅延量との関係は、例えばｊ＝０に対応する遅延量をφ₀、任意のｊに対応する遅延量をφ_j、遅延量ステップをΔφとして、φ_j＝φ₀＋ｊΔφのように決定することができる。

遅延量選択手段５６は、まず１つ目の遅延量（ｊ＝０）を選択する。遅延回路３６はその選択に応じた遅延量を以って動作する。この動作状態で、分散算出回路４２は上述した場合と同様の処理によってｊ＝０に対する分散σ² （ｊ＝０）を求める。図６の構成においては、遅延制御回路４４は分散記憶手段５４を備えており、分散を遅延量に対応する番号ｊと共に記憶する。次に、同様の処理をｊ＝０からｊ＝ｍ−１の全てについて行い、全てのｊに対する分散を分散記憶手段５８に記憶する。

その後、遅延制御回路４４が備える最適遅延量検索手段６０が、分散記憶手段５８が記憶する分散のうち最小のものを検索し、その検索された分散に対応する遅延量の番号を遅延量指定手段６２に出力する。遅延量指定手段６２は、その番号に対応する遅延量を遅延量選択手段５６によって選択する。

図８には予め定められた離散的な遅延量が３３個ある場合、すなわちｍ＝３３の場合のｊ＝０からｊ＝ｍ−１に対する分散を表したものである。このグラフでは、ｊ＝１６において分散が最小になることがわかる。また、図９には第２の実施形態におけるシンボル遅延同期のフローチャートを示す。

本発明に係るシンボル遅延同期復調回路２を構成する各回路は、デジタル回路で構成することができる。ディジタル回路は入力されたディジタル信号を、それによって表された２進数に対する演算処理を施した上でディジタル信号として出力するものであり、演算処理は２進数の加算、減算、桁のシフト等に帰着される。２進数の演算処理は、各計算ステップ毎にスイッチング回路を対応付けて構成することも理論的には可能であるが、回路規模が大きくなり処理時間が長くなるため、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）によって構成することが好適である。ＤＳＰは予め作成されたプログラムによって動作する、基本的な演算処理を行う回路を備えたものである。乗算器と加減算器で構成される高速な積和演算器を有しており、各種の命令を原則として１命令１ステップで実行できるように構成されている。ＤＳＰを動作させるためにはプログラムが必要であり、各回路の動作に応じたプログラムは周知の技術によって作成される。

また、遅延回路３６は必ずしもディジタル回路で構成する必要はなく、アナログ回路で構成することもできる。この場合、サンプルホールド回路３８によって振幅値が摘出された後に初めてディジタル信号が現れることとなる。

なお、本実施形態におけるアダプティブアレイアンテナ装置１では、メイン受信機における遅延量とサブ受信機における遅延量が通常動作時において頻繁に変動するものではない。従って一度設定した遅延回路３６における遅延量を、遅延制御回路４４に記憶装置を設けて記憶させておき、温度変化、湿度変化などの環境変化を受けたときや、経年変化によって回路特性が変化したときに同期操作を再度行うような構成とすることが好適である。

本発明に係るシンボル遅延同期復調回路を用いたアダプティブアレイアンテナ装置を示す図である。本発明に係るシンボル遅延同期復調回路を示す図である。Ｉ信号およびＱ信号によるコンスタレーションを示す図である。コンスタレーションの複素ベクトル絶対値の時間変化を示す図である。分散算出回路の構成を示す図である。振幅および分散算出回路の構成を示す図である。本発明の第２の実施形態に係るシンボル遅延同期復調回路を示す図である。遅延量に対する分散を示す図である。本発明の第２の実施形態に係るシンボル遅延同期復調回路の動作の流れを示す図である。従来のアダプティブアレイアンテナ装置の構成を示す図である。

符号の説明

１アダプティブアレイアンテナ装置、２シンボル遅延同期復調回路、１０アダプティブ処理部、１２送信部、１４メイン受信部、１６分波器、１８サブ受信回路、２０メイン受信回路、２２アダプティブ処理回路、２４シンボル同期回路、２６ディジタル復調回路、２８アンテナ、３０増幅器、３２重み付け回路、３４加算器、３６遅延回路、３８サンプルホールド回路、４０振幅算出回路、４２分散算出回路、４４遅延制御回路、４６振幅および分散算出回路、４８乗算器、５０合算器、５２除算器、５４開平器、５６遅延量選択手段、５８分散記憶手段、６０最適遅延量検索手段、６２遅延量指定手段。

Claims

アンテナ部から受信された信号を検波して得られる検波信号を処理して第１のシンボルデータを抽出する第１の受信部と、
前記第１の受信部とは別に設けられ、前記検波信号を処理して第２のシンボルデータを抽出する第２の受信部とを含み、
前記第１のシンボルデータと前記第２のシンボルデータとに基づいて受信特性を適応的に変化させる受信システムであって、
前記第１の受信部は、前記検波信号に基づいて、シンボル復調クロック信号を生成するシンボル復調クロック信号生成部と、
前記シンボル復調クロック信号を用いて前記検波信号をシンボル復調処理し、これにより前記第１のシンボルデータを抽出する第１のシンボル復調処理部とを含み、
前記第２の受信部は、前記シンボル復調クロック信号に基づいて前記検波信号をシンボル復調処理して前記第２のシンボルデータを抽出する第２のシンボル復調処理部と、
前記第２のシンボル復調処理部によるシンボル復調条件を最適化するシンボル復調最適化部とを含むことを特徴とする受信システム。
請求項１に記載の受信システムであって、
前記シンボル復調最適化部は、前記検波信号と前記シンボル復調クロック信号とのタイミングを変化させながら最適タイミングを特定することを特徴とする受信システム。
請求項２に記載の受信システムであって、
前記シンボル復調最適化部は、前記第２のシンボル復調処理部へ入力される信号を遅延させる遅延器と、
前記遅延器における遅延量を変化させた場合における前記第２のシンボル復調処理部によるシンボル復調処理結果に基づいて、前記最適タイミングとして、前記遅延器における最適遅延量を特定する遅延制御器とを含むことを特徴とする受信システム。
請求項３に記載の受信システムであって、
前記遅延制御器は、前記シンボル復調処理結果のばらつき度合いに基づいて前記最適遅延量を特定することを特徴とする受信システム。
請求項４に記載の受信システムであって、
前記シンボル復調処理結果のばらつき度合いは、前記シンボル復調処理結果から標本値を摘出して計算される分散に基づいて定義されることを特徴とする受信システム。
変調信号を検波して得られる検波信号から、シンボル復調クロック信号に基づいてシンボルデータを復調するシンボル復調回路であって、
前記検波信号の振幅値をシンボル復調クロック信号に基づいて摘出し、当該振幅値のばらつき度合いを算出するばらつき度合い算出回路と、
前記ばらつき度合い算出回路が算出したばらつき度合いが最小となるよう、前記検波信号の遅延量を最適化する遅延量最適化回路とを備えることを特徴とするシンボル復調回路。
変調信号を検波して得られる検波信号から、シンボル復調クロック信号に基づいてシンボルデータを復調するシンボル復調回路であって、
前記検波信号を遅延させる遅延回路と、
前記シンボル復調クロック信号の入力に基づいて、前記検波信号の振幅値を摘出する振幅値摘出回路と、
前記振幅値のばらつき度合いを算出するばらつき度合い算出回路と、
前記ばらつき度合い算出回路が算出したばらつき度合いが最小となるよう、前記遅延回路の遅延量の制御を行う遅延制御回路とを備え、
前記振幅値摘出回路の出力を、前記検波信号から復調された、前記検波信号のシンボル同期点と同期したシンボルデータとして出力することを特徴とするシンボル復調回路。
直交変調信号を直交検波して得られる直交検波信号から、シンボル復調クロック信号に基づいてシンボルデータを復調するシンボル復調回路であって、
前記直交検波信号を遅延させる遅延回路と、
前記シンボル復調クロック信号の入力に基づいて、前記直交検波信号の同相成分の振幅値である同相成分振幅値と前記直交検波信号の直交成分の振幅値である直交成分振幅値とを摘出する振幅値摘出回路と、
前記同相成分振幅値の自乗と前記直交成分振幅値の自乗の和の平方根で定義される振幅値のばらつき度合いを算出するばらつき度合い算出回路と、
前記ばらつき度合い算出回路が算出したばらつき度合いが最小となるよう、前記遅延回路の遅延量の制御を行う遅延制御回路とを備え、
前記振幅値摘出回路が摘出した同相成分振幅値と直交成分振幅値とを、前記直交検波信号から復調された、前記直交検波信号のシンボル同期点と同期したシンボルデータとして出力することを特徴とするシンボル復調回路。
請求項７または請求項８に記載のシンボル復調回路であって、
前記遅延制御回路は、先に算出された第１のばらつき度合いと次に算出された第２のばらつき度合いとを比較し、比較結果に基づいて前記遅延回路の遅延量の増減を行うことを特徴とするシンボル復調回路。
請求項７または請求項８に記載のシンボル復調回路であって、
前記遅延回路においては、有限個数の遅延量の代表値が予め定められており、
当該代表値のうち、前記ばらつき度合い算出回路が算出するばらつき度合いが最も小さくなる代表値を検索する手段を備えることを特徴とするシンボル復調回路。
請求項６から請求項１０のいずれか１項に記載のシンボル復調回路であって、
前記ばらつき度合いは、前記振幅値から標本値を摘出して計算される分散に基づいて定義されることを特徴とするシンボル復調回路。