JPH04216217A - 非線形歪補償器 - Google Patents
非線形歪補償器Info
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- JPH04216217A JPH04216217A JP2402465A JP40246590A JPH04216217A JP H04216217 A JPH04216217 A JP H04216217A JP 2402465 A JP2402465 A JP 2402465A JP 40246590 A JP40246590 A JP 40246590A JP H04216217 A JPH04216217 A JP H04216217A
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は非線形歪補償器に係り、
特に、ディジタル伝送の変復調装置の振幅位相変調（Ｑ
ＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式、振幅変調（ＡＳＫ：Ａｍｐ
ｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ） 方式、及
び位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ） に用いる非線形歪補償器に関する。
特に、ディジタル伝送の変復調装置の振幅位相変調（Ｑ
ＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式、振幅変調（ＡＳＫ：Ａｍｐ
ｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ） 方式、及
び位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ） に用いる非線形歪補償器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来の歪補償器の一例の構成図
を示す。この歪補償器は入力、及び出力の２つのハイブ
リッド９０，９５、三次歪抽出回路９１、可変減衰器９
２、可変位相器９３、可変遅延線路９４より構成される
。この歪補償器は送信側に設けられ、送信機の３次歪に
プレディスト−ション法を適応した例である。３次歪と
は入力信号を３乗して出力される奇数歪であり、他に５
次歪，７次歪，…とあるが、最も歪が大きい３次歪を例
として用いる。
を示す。この歪補償器は入力、及び出力の２つのハイブ
リッド９０，９５、三次歪抽出回路９１、可変減衰器９
２、可変位相器９３、可変遅延線路９４より構成される
。この歪補償器は送信側に設けられ、送信機の３次歪に
プレディスト−ション法を適応した例である。３次歪と
は入力信号を３乗して出力される奇数歪であり、他に５
次歪，７次歪，…とあるが、最も歪が大きい３次歪を例
として用いる。
【０００３】この歪補償器に受信信号が入力されるとそ
の入力信号をハイブリッド９０で２つの信号に分岐し、
三次歪抽出回路９１、可変減衰器９２、可変位相器９３
を用いて、送信器で発生する歪の逆の歪を予め設定して
おきハイブリッド９５に注入することにより送信機での
歪の相殺を行う。
の入力信号をハイブリッド９０で２つの信号に分岐し、
三次歪抽出回路９１、可変減衰器９２、可変位相器９３
を用いて、送信器で発生する歪の逆の歪を予め設定して
おきハイブリッド９５に注入することにより送信機での
歪の相殺を行う。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、送信機での
歪の補償を行うために、被補償回路の動作レベルに応じ
て歪の補償量が変化する。従って、歪成分を抽出する動
作レベルが必要となるため、歪補償器を受信側に配置す
ることができない。
歪の補償を行うために、被補償回路の動作レベルに応じ
て歪の補償量が変化する。従って、歪成分を抽出する動
作レベルが必要となるため、歪補償器を受信側に配置す
ることができない。
【０００５】しかし、近年、符号誤り訂正能力の向上に
より、識別レベルを越えた受信信号も誤りなく識別でき
るようになった。このため、受信信号の入力を参照信号
として用いることにより、受信側でも歪成分の抽出が可
能となってきている。
より、識別レベルを越えた受信信号も誤りなく識別でき
るようになった。このため、受信信号の入力を参照信号
として用いることにより、受信側でも歪成分の抽出が可
能となってきている。
【０００６】さらに、従来の歪補償器はアナログ素子で
構成されていたために素子の周波数特性、温度特性等に
より、すべての周波数領域で特性を一定に保つことが困
難になる。また、非再生中継方式のような中間中継局を
持つ方式では増幅器の歪補償をディジタル信号処理で実
現することは不可能である。
構成されていたために素子の周波数特性、温度特性等に
より、すべての周波数領域で特性を一定に保つことが困
難になる。また、非再生中継方式のような中間中継局を
持つ方式では増幅器の歪補償をディジタル信号処理で実
現することは不可能である。
【０００７】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
ディジタル信号処理を適応することにより歪補償器を無
調整化し、さらに、中間中継局における増幅器及び受信
端局の非線形歪もあわせて、受信端局復調器において補
償可能とする非線形歪補償器を提供することを目的とす
る。
ディジタル信号処理を適応することにより歪補償器を無
調整化し、さらに、中間中継局における増幅器及び受信
端局の非線形歪もあわせて、受信端局復調器において補
償可能とする非線形歪補償器を提供することを目的とす
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理構成
図を示す。ディジタル変調信号を入力し入力変調信号を
検波し、検波信号を識別し、復調信号を出力する復調回
路において、検波信号を入力信号として受け、受信信号
の信号点距離及び位相又は信号点距離のみを出力する受
信信号点検出手段１１と、検波信号を入力信号として受
け、受信信号の信号点距離及び位相を制御信号に応じて
補正する信号点変換手段１２と、信号点変換手段１２の
出力信号を入力信号として受け、信号点変換手段１２の
出力の信号点距離及び位相又は信号点距離のみを出力す
る復調信号点検出手段１３と、受信信号点検出手段１１
からの出力と復調信号点検出手段１３からの出力を夫々
入力信号として受け、入力信号をある時間蓄積し、信号
点距離及び位相の補正量の最適値を受信信号点距離に対
する関数として求め、その関数から信号点変換手段１２
へ制御信号を出力する歪補正関数手段１４とを有する。
図を示す。ディジタル変調信号を入力し入力変調信号を
検波し、検波信号を識別し、復調信号を出力する復調回
路において、検波信号を入力信号として受け、受信信号
の信号点距離及び位相又は信号点距離のみを出力する受
信信号点検出手段１１と、検波信号を入力信号として受
け、受信信号の信号点距離及び位相を制御信号に応じて
補正する信号点変換手段１２と、信号点変換手段１２の
出力信号を入力信号として受け、信号点変換手段１２の
出力の信号点距離及び位相又は信号点距離のみを出力す
る復調信号点検出手段１３と、受信信号点検出手段１１
からの出力と復調信号点検出手段１３からの出力を夫々
入力信号として受け、入力信号をある時間蓄積し、信号
点距離及び位相の補正量の最適値を受信信号点距離に対
する関数として求め、その関数から信号点変換手段１２
へ制御信号を出力する歪補正関数手段１４とを有する。
【０００９】
【作用】本発明は受信信号点検出手段１１、復調信号点
変換手段１２、復調信号点検出手段１３、歪補正関数手
段１４を有する非線形歪補償器を受信側に配置して、受
信信号に対してディジタル信号処理を行い、信号点距離
及び位相に関する補正値の最適値を算出し、その結果に
基づいて非線形歪の補償を行うことにより、歪補償回路
を無調整化できる。
変換手段１２、復調信号点検出手段１３、歪補正関数手
段１４を有する非線形歪補償器を受信側に配置して、受
信信号に対してディジタル信号処理を行い、信号点距離
及び位相に関する補正値の最適値を算出し、その結果に
基づいて非線形歪の補償を行うことにより、歪補償回路
を無調整化できる。
【００１０】
【実施例】図２は本発明の一実施例の構成図を示す。本
実施例は振幅位相変調方式に対して適用した例を示す。 本実施例の非線形歪補償器は直交検波器２１、Ａ／Ｄ変
換器２２ａ，２２ｂ、受信信号点検出回路２３、信号点
変換回路２４、復調信号点検出回路２５、歪補正関数回
路２６により構成される。
実施例は振幅位相変調方式に対して適用した例を示す。 本実施例の非線形歪補償器は直交検波器２１、Ａ／Ｄ変
換器２２ａ，２２ｂ、受信信号点検出回路２３、信号点
変換回路２４、復調信号点検出回路２５、歪補正関数回
路２６により構成される。
【００１１】直交検波器２１は入力された受信信号を直
交検波する。その直交検波された検波信号はＩチャネル
、Ｑチャネル側に分かれ、それぞれ、分岐したアナログ
信号はＡ／Ｄ変換器２２ａ，２２ｂに供給され、ディジ
タル信号であるＩチャネル検波信号、Ｑチャネル検波信
号３２に変換される。Ｉチャネル検波信号３１、Ｑチャ
ネル検波信号３２は受信信号点検出回路２３に入力され
、距離ｒ及び位相θを計算される。
交検波する。その直交検波された検波信号はＩチャネル
、Ｑチャネル側に分かれ、それぞれ、分岐したアナログ
信号はＡ／Ｄ変換器２２ａ，２２ｂに供給され、ディジ
タル信号であるＩチャネル検波信号、Ｑチャネル検波信
号３２に変換される。Ｉチャネル検波信号３１、Ｑチャ
ネル検波信号３２は受信信号点検出回路２３に入力され
、距離ｒ及び位相θを計算される。
【００１２】図３は本発明の一実施例の受信信号点検出
回路２３の回路構成図を示す。Ｉチャネル検波信号３１
及び、Ｑチャネル信号３２は受信信号点検出回路２３内
の遅延回路１１０に供給され、後述する必要なクロック
数分遅延される。遅延回路１１０より出力されたＩチャ
ネル検波信号３１は計算回路１１１に供給され、θ＝ｔ
ａｎ −１（ＸＱ ／ＸＩ ）の計算式により位相θが
求められる。また、Ｑチャネル信号３２は計算回路１１
２に供給され、
回路２３の回路構成図を示す。Ｉチャネル検波信号３１
及び、Ｑチャネル信号３２は受信信号点検出回路２３内
の遅延回路１１０に供給され、後述する必要なクロック
数分遅延される。遅延回路１１０より出力されたＩチャ
ネル検波信号３１は計算回路１１１に供給され、θ＝ｔ
ａｎ −１（ＸＱ ／ＸＩ ）の計算式により位相θが
求められる。また、Ｑチャネル信号３２は計算回路１１
２に供給され、
【００１３】
【数１】
【００１４】の計算式により距離ｒが求められる。図４
は本発明の一実施例の振幅位相平面上での原点からの距
離及び位相を示す。図３で示した受信信号点検出回路２
３より出力された距離ｒ、及び位相θを示している。同
図中の黒い点はそれぞれ識別レベルにおける識別信号点
であり、ｘ軸はＩチャネルの振幅を示し、ｙ軸はＱチャ
ネルの振幅を示している。これにより受信信号点距離ｒ
と受信信号点位相θによる識別信号点は４０の位置にあ
ることになる。
は本発明の一実施例の振幅位相平面上での原点からの距
離及び位相を示す。図３で示した受信信号点検出回路２
３より出力された距離ｒ、及び位相θを示している。同
図中の黒い点はそれぞれ識別レベルにおける識別信号点
であり、ｘ軸はＩチャネルの振幅を示し、ｙ軸はＱチャ
ネルの振幅を示している。これにより受信信号点距離ｒ
と受信信号点位相θによる識別信号点は４０の位置にあ
ることになる。
【００１５】一方、信号点変換回路２４からのＩチャネ
ルの出力信号５１、Ｑチャネルの出力信号５２は復調信
号点検出回路２５に入力される。図５は本発明の一実施
例の復調信号点検出回路２５の構成図を示す。Ｉチャネ
ルの出力信号としてのＩチャネル復調信号５１、Ｑチャ
ネル出力信号としてのＱチャネル復調信号５２の２つの
信号は演算回路５３及び５４に入力される。演算回路５
３は復調信号点位相θＤ を以下の式により求め、計算
結果９２を歪補正関数回路２６に出力する。
ルの出力信号５１、Ｑチャネルの出力信号５２は復調信
号点検出回路２５に入力される。図５は本発明の一実施
例の復調信号点検出回路２５の構成図を示す。Ｉチャネ
ルの出力信号としてのＩチャネル復調信号５１、Ｑチャ
ネル出力信号としてのＱチャネル復調信号５２の２つの
信号は演算回路５３及び５４に入力される。演算回路５
３は復調信号点位相θＤ を以下の式により求め、計算
結果９２を歪補正関数回路２６に出力する。
【００１６】
【数２】
【００１７】演算回路５４は復調信号点距離ｒＤ を以
下の式により求め、計算結果９１を歪補正関数回路２６
に出力する。
下の式により求め、計算結果９１を歪補正関数回路２６
に出力する。
【００１８】
【数３】
この時、同一時刻における受信信号点と復調信号点の比
較を行うために図３に示すように受信信号点検出回路２
３に復調信号点変換回路２５での伝搬遅延時間分の遅延
回路１１０を設ける。
較を行うために図３に示すように受信信号点検出回路２
３に復調信号点変換回路２５での伝搬遅延時間分の遅延
回路１１０を設ける。
【００１９】図６は本発明の一実施例の歪補正関数回路
の構成図を示す。先ず、受信信号点検出回路２３からの
出力信号である。受信信号点距離ｒ７１はメモリ６１に
入力される。受信信号点位相θ７２と復調信号点位相θ
Ｄ ９２は減算回路６７に入力され、θ−θＤ の計算
が行われ、メモリ６３に出力される。復調信号点距離ｒ
Ｄ はメモリ６２に入力される。歪補正関数回路２６は
先ず、受信信号距離ｒに対する振幅成分についての変換
関数であるｇ（ｒ）、及び受信信号距離ｒに対する位相
成分についての変換関数であるｆ（ｒ）として予め予測
される関数を初期値として、ｇ（ｒ）関数にはｇ（ｒ）
関数係数ＲＡＭ６５を、ｆ（ｒ）関数にはｆ（ｒ）関数
ＲＡＭ６６を設定し、各々の係数ＲＡＭを与える。この
係数ＲＡＭ６５，６６に新たな係数の置き換えが行われ
るまで係数ＲＡＭ６５、６６の中に記憶させておく。入
力段に設けたメモリ６１，６２，６３には符号誤りの観
測されていない信号の位相差（θ−θＤ ）、距離成分
ｒ及びｒｎ をある一定時間に蓄積しておく。近似演算
回路６４はメモリに蓄えたデ−タより（ｒ，ｒＤ ）及
び（ｒ，θ−θＤ ）と言うデ−タを作成し、最小二乗
法等の近似計算で、 ｇ（ｒ）＝ｒ＋ａ１ ・ｒ３ ＋ｂ１ ・ｒ５ ＋
… … （４） ｆ（ｒ）＝ａ
２ ・ｒ３ ＋ｂ２ ・ｒ５ ＋…
… （５）を求める。式（４）、式（５）
のａ１ ，ｂ１ ，ａ２ ，ｂ２ を決定し、ＲＡＭの
係数を書換え、復調信号点変換回路２４に係数ｇ（ｒ）
１１１，ｆ（ｒ）１１２を出力する。
の構成図を示す。先ず、受信信号点検出回路２３からの
出力信号である。受信信号点距離ｒ７１はメモリ６１に
入力される。受信信号点位相θ７２と復調信号点位相θ
Ｄ ９２は減算回路６７に入力され、θ−θＤ の計算
が行われ、メモリ６３に出力される。復調信号点距離ｒ
Ｄ はメモリ６２に入力される。歪補正関数回路２６は
先ず、受信信号距離ｒに対する振幅成分についての変換
関数であるｇ（ｒ）、及び受信信号距離ｒに対する位相
成分についての変換関数であるｆ（ｒ）として予め予測
される関数を初期値として、ｇ（ｒ）関数にはｇ（ｒ）
関数係数ＲＡＭ６５を、ｆ（ｒ）関数にはｆ（ｒ）関数
ＲＡＭ６６を設定し、各々の係数ＲＡＭを与える。この
係数ＲＡＭ６５，６６に新たな係数の置き換えが行われ
るまで係数ＲＡＭ６５、６６の中に記憶させておく。入
力段に設けたメモリ６１，６２，６３には符号誤りの観
測されていない信号の位相差（θ−θＤ ）、距離成分
ｒ及びｒｎ をある一定時間に蓄積しておく。近似演算
回路６４はメモリに蓄えたデ−タより（ｒ，ｒＤ ）及
び（ｒ，θ−θＤ ）と言うデ−タを作成し、最小二乗
法等の近似計算で、 ｇ（ｒ）＝ｒ＋ａ１ ・ｒ３ ＋ｂ１ ・ｒ５ ＋
… … （４） ｆ（ｒ）＝ａ
２ ・ｒ３ ＋ｂ２ ・ｒ５ ＋…
… （５）を求める。式（４）、式（５）
のａ１ ，ｂ１ ，ａ２ ，ｂ２ を決定し、ＲＡＭの
係数を書換え、復調信号点変換回路２４に係数ｇ（ｒ）
１１１，ｆ（ｒ）１１２を出力する。
【００２０】ここで、受信信号（ＸＩ ，ＸＱ ）と復
調信号（ＤＩ ，ＤＱ ）は上記の関数ｇ（ｒ）、ｆ（
ｒ）を用いて以下の式によって表現される。
調信号（ＤＩ ，ＤＱ ）は上記の関数ｇ（ｒ）、ｆ（
ｒ）を用いて以下の式によって表現される。
【００２１】
【数４】
【００２２】これらの演算はすべて現状のディジタル信
号処理ディバイスを用いれば、リアルタイム処理が可能
である。
号処理ディバイスを用いれば、リアルタイム処理が可能
である。
【００２３】一般に非線形歪は増幅器において発生し、
振幅変換と位相変換で表せる２つの非線形を示す。また
、図７は本発明の一実施例の受信信号振幅と復調信号振
幅の関係を示す。図７において、ｘ軸は受信信号点距離
ｒを示し、ｙ軸は復調信号点距離ｒＤ を示す。同図中
、破線はアンプの理想的な特性を示しており、直線であ
る。一方、実線で示す関数ｇ（ｒ）は振幅の大きさに比
例して理想的な特性の直線との開きが大きくなる。
振幅変換と位相変換で表せる２つの非線形を示す。また
、図７は本発明の一実施例の受信信号振幅と復調信号振
幅の関係を示す。図７において、ｘ軸は受信信号点距離
ｒを示し、ｙ軸は復調信号点距離ｒＤ を示す。同図中
、破線はアンプの理想的な特性を示しており、直線であ
る。一方、実線で示す関数ｇ（ｒ）は振幅の大きさに比
例して理想的な特性の直線との開きが大きくなる。
【００２４】図８は本発明の一実施例の受信信号振幅と
受信−復調信号位相差の関係を示す。同図中、ｘ軸は受
信信号点距離ｒを示し、ｙ軸は位相Δθ＝θＤ −θの
値を示す。図７と同様に破線はアンプの理想的な特性で
あり、実線は関数ｆ（ｒ）の位相を示す。
受信−復調信号位相差の関係を示す。同図中、ｘ軸は受
信信号点距離ｒを示し、ｙ軸は位相Δθ＝θＤ −θの
値を示す。図７と同様に破線はアンプの理想的な特性で
あり、実線は関数ｆ（ｒ）の位相を示す。
【００２５】図９は本発明の一実施例の信号点変換回路
２４の構成図を示す。復調信号点変換回路１２は復調信
号点距離ｒＤ の計算回路４６、関数ｇ（ｒ）の演算回
路４７、関数ｆ（ｒ）の演算回路４８、乗算回路４１、
加算回路４２、減算回路４３、ｓｉｎ回路４４、ｃｏｓ
回路４５により構成される。
２４の構成図を示す。復調信号点変換回路１２は復調信
号点距離ｒＤ の計算回路４６、関数ｇ（ｒ）の演算回
路４７、関数ｆ（ｒ）の演算回路４８、乗算回路４１、
加算回路４２、減算回路４３、ｓｉｎ回路４４、ｃｏｓ
回路４５により構成される。
【００２６】この回路の信号はＩチャネル検波信号、及
びＱチャネルの検波信号はそれぞれ乗算回路４１に入力
される一方、復調信号点距離ｒＤ の計算回路４６に入
力され、以下の計算を行い、
びＱチャネルの検波信号はそれぞれ乗算回路４１に入力
される一方、復調信号点距離ｒＤ の計算回路４６に入
力され、以下の計算を行い、
【００２７】
【数５】
【００２８】演算回路４６の演算結果は関数ｇ（ｒ）演
算回路４７に入力される。演算回路４７にはまた、歪補
正関数回路２６の出力である係数ｇ（ｒ）１１１も同様
に入力されて、関数ｇ（ｒ）の演算が行われる。演算回
路４７の演算結果は関数ｆ（ｒ）演算回路４８に入力さ
れる一方、乗算回路４１にも入力される。また、関数ｆ
（ｒ）演算回路４８には歪補正関数回路２６の出力であ
る係数ｆ（ｒ）１１２が入力され、ｇ（ｒ）演算回路４
７からの出力値と共に演算され、その演算結果はｓｉｎ
回路４４、ｃｏｓ回路４５に入力され、演算結果はそれ
ぞれ、乗算回路４１に入力される。乗算回路４１からの
演算結果は加算回路４２に入力され、加算回路４２の演
算結果はＩチャネル信号変換出力として出力される。一
方、他の乗算回路４１からの演算結果は減算回路４３に
入力され、Ｑチャネル信号変換出力として出力される。
算回路４７に入力される。演算回路４７にはまた、歪補
正関数回路２６の出力である係数ｇ（ｒ）１１１も同様
に入力されて、関数ｇ（ｒ）の演算が行われる。演算回
路４７の演算結果は関数ｆ（ｒ）演算回路４８に入力さ
れる一方、乗算回路４１にも入力される。また、関数ｆ
（ｒ）演算回路４８には歪補正関数回路２６の出力であ
る係数ｆ（ｒ）１１２が入力され、ｇ（ｒ）演算回路４
７からの出力値と共に演算され、その演算結果はｓｉｎ
回路４４、ｃｏｓ回路４５に入力され、演算結果はそれ
ぞれ、乗算回路４１に入力される。乗算回路４１からの
演算結果は加算回路４２に入力され、加算回路４２の演
算結果はＩチャネル信号変換出力として出力される。一
方、他の乗算回路４１からの演算結果は減算回路４３に
入力され、Ｑチャネル信号変換出力として出力される。
【００２９】図９に示す信号点変換回路２４は受信信号
距離ｒに対する関数ｇ（ｒ）、関数ｆ（ｒ）の演算を行
い、上記の式に従って、振幅成分の補正及び位相成分の
補正を行った結果を出力することにより歪の補償を行う
ことができる。
距離ｒに対する関数ｇ（ｒ）、関数ｆ（ｒ）の演算を行
い、上記の式に従って、振幅成分の補正及び位相成分の
補正を行った結果を出力することにより歪の補償を行う
ことができる。
【００３０】図１０は本発明の一実施例の信号点の補正
を示す。同図中、黒い点は受信信号点を示し、白い点は
復調信号点を示す。同図中、受信信号点の黒い点の位置
より復調信号点の白い点の位置に関数ｇ（ｒ）およびｆ
（ｒ）を用いて補正を行うことにより歪補正が行われる
。
を示す。同図中、黒い点は受信信号点を示し、白い点は
復調信号点を示す。同図中、受信信号点の黒い点の位置
より復調信号点の白い点の位置に関数ｇ（ｒ）およびｆ
（ｒ）を用いて補正を行うことにより歪補正が行われる
。
【００３１】
【発明の効果】上述のごとく本発明によれば、上記の構
成の歪補償器を受信側に配置して回路構成を全てディジ
タル回路で実現することにより、歪を補正するための最
適値を算出して適切な補正が可能であり、回路の無調整
化が計ることができる。さらに、中間中継局における増
幅器及び受信端局の非線形歪も併せて受信端局の復調器
において補償可能であり、実用上極めて有用である。
成の歪補償器を受信側に配置して回路構成を全てディジ
タル回路で実現することにより、歪を補正するための最
適値を算出して適切な補正が可能であり、回路の無調整
化が計ることができる。さらに、中間中継局における増
幅器及び受信端局の非線形歪も併せて受信端局の復調器
において補償可能であり、実用上極めて有用である。
【図１】本発明の原理構成図である。
【図２】本発明の一実施例の構成図である。
【図３】本発明の一実施例の受信信号点検出回路の構成
図である。
図である。
【図４】本発明の一実施例の振幅位相平面上での原点か
ら距離及び位相を示す図である。
ら距離及び位相を示す図である。
【図５】本発明の一実施例の復調信号点検出回路の構成
図である。
図である。
【図６】本発明の一実施例の歪補正関数回路の構成図で
ある。
ある。
【図７】本発明の一実施例の受信信号振幅と復調信号の
振幅の関係を示す図である。
振幅の関係を示す図である。
【図８】本発明の一実施例の受信信号振幅と受信−復調
信号位相差との関係を示す図である。
信号位相差との関係を示す図である。
【図９】本発明の一実施例の信号点変換回路の構成図で
ある。
ある。
【図１０】本発明の一実施例の信号点の補正を示す図で
ある。
ある。
【図１１】従来の歪補償回路の一例の構成図である。
１１ 受信信号点検出手段
１２ 信号点変換手段
１３ 復調信号点検出手段
１４ 歪補正関数手段
２１ 直交検波器
２３ 受信信号点検出回路
２４ 信号点変換回路
２５ 復調信号点検出回路
２６ 歪補正関数回路
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル変調信号を入力し入力変調
信号を検波し、検波信号を識別し、復調信号を出力する
復調回路において、検波信号を入力信号として受け、受
信信号の信号点距離及び位相又は信号点距離のみを出力
する受信信号点検出手段と、検波信号を入力信号として
受け、該受信信号の信号点距離及び位相を制御信号に応
じて補正する信号点変換手段と、該信号点変換手段の出
力信号を入力信号として受け、該信号点変換手段の出力
の信号点距離及び位相又は信号点距離のみを出力する復
調信号点検出手段と、該受信信号点検出手段からの出力
と該復調信号点検出手段からの出力を夫々入力信号とし
て受け、該入力信号をある時間蓄積し、信号点距離及び
位相の補正量の最適値を受信信号点距離に対する関数と
して求め、その関数から前記信号点変換手段へ前記制御
信号を出力する歪補正関数手段とを有することを特徴と
する非線形歪補償器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2402465A JPH04216217A (ja) | 1990-12-14 | 1990-12-14 | 非線形歪補償器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2402465A JPH04216217A (ja) | 1990-12-14 | 1990-12-14 | 非線形歪補償器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04216217A true JPH04216217A (ja) | 1992-08-06 |
Family
ID=18512286
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2402465A Pending JPH04216217A (ja) | 1990-12-14 | 1990-12-14 | 非線形歪補償器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04216217A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08242263A (ja) * | 1995-03-06 | 1996-09-17 | Nec Corp | 送信装置 |
| JP2007043608A (ja) * | 2005-08-05 | 2007-02-15 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
| JP2012065008A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Sony Corp | 受信装置および方法、並びにプログラム |
| JP2012222558A (ja) * | 2011-04-07 | 2012-11-12 | Nec Corp | 復調制御装置、受信装置及び復調方法 |
| JP2018533863A (ja) * | 2015-09-10 | 2018-11-15 | クアルコム，インコーポレイテッド | 衛星通信におけるポストひずみ |
-
1990
- 1990-12-14 JP JP2402465A patent/JPH04216217A/ja active Pending
Cited By (6)
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