JPH08242263A - 送信装置 - Google Patents
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Abstract
装置を実現する。 【構成】伝送信号x,yを、複素乗算器22において後
段の回路の非線形特性を補償するよう振幅、位相を調整
した後、D/A変換器42、QAM変調器42で搬送波
を変調し大電力増幅装置1で増幅して送信する送信装置
において、前記複素乗算器22の制御を2系統に行う。
制御データを格納した複素制御メモリ25を用い、一方
は該メモリ25から前記伝送信号の振幅で指定される番
地の制御値データα、βを読み出して制御する。他方は
誤差検出器31、制御更新メモリ30において前記伝送
信号と送信出力から振幅、位相誤差を検出して前記制御
値データの修正値α”、β”を算出し前記制御値データ
の記憶値を更新する。
Description
信分野及び放送分野において広範に利用可能な電力増幅
装置を具備する送信装置に関する。
波の伝搬距離を延ばすために送信出力を大電力化する必
要がある。例えば、静止衛生を用いる衛星通信システム
においては長大な伝搬路で生じる巨大な損失を補うため
に数KWもの大電力で電波を送信している。
終段の大電力増幅装置(HighPower Ampl
ifier :HPA部)は、通常、飽和領域で動作さ
るために非線形歪みを伴っていた。ところが、この非線
形歪みは単に信号波形を歪ませるに止まらず、混変調に
よる周波数帯域の広がりを生じ、高調波の発生により他
のシステムへの干渉を起こし多大の弊害を派生してい
た。このような電力増幅装置としてその弊害を防止する
ため非線形の増幅器を線形化して用いる技術が特開昭6
2−78902号公報に記載されている。
来の送信装置である。この送信装置は、大電力増幅装置
1の前段に可変減衰器7、可変位相器9を設け、遅延器
3を介して分岐した入力信号101と、方向性結合器2
を介して分岐した大電力増幅装置1の出力信号104と
を位相比較器8で位相比較し、その誤差により可変位相
器9を制御するとともに、前記入力及び出力信号につい
て2乗検波器4、5及び電圧差検出器6により電圧差を
検出して可変減衰器7を制御する構成を採っている。こ
の回路は帰還路により誤差を実測して補正するループバ
ック(loopBack)方式の構成により、位相比較
器8及び電圧差検出器6の各々の入力誤差信号が零に成
るような負帰還制御を行い、大電力増幅装置の出力信号
の振幅及び位相が入力信号のものと等しくなるように補
正するものである。
ものであるから、原理的には正確な線形化が可能である
はずであるが、実際は次のような欠点を有している。即
ち、ループバック制御は帰還路において信号の時間遅延
を生じるため、高速動作には本質的に適していない。そ
のため従来、高速通信システムにおいては帰還路を用い
ない構成として、大電力増幅装置の入力部に大電力増幅
装置と逆の非線形時性を有する非線形回路を挿入する構
成を取るプリディストーション(Predistort
ion)方式が利用されてきたが、これも回路各部の温
度の変動や回路特性の経時変化等により得られる線形化
特性に限界があった。
信装置に適用される従来のループバック制御方式の線形
化回路は高速動作に適さず、また従来のプリディストー
ション(Predistortion)方式のものも温
度や経時変化に対応可能なものではなかった。
し、高速通信に対し正確な線形化動作が行われるととも
に、動作環境の温度変動及び回路特性の経時変化の影響
を受けない線形化を実現可能とする送信装置を提供する
ことを目的とするものである。
するため、2系統の複素入力信号の振幅及び位相を調整
する複素乗算器と、前記複素乗算器の出力を周波数変換
する周波数変換装置と、前記周波数変換装置の出力を増
幅する電力増幅装置と、前記入力信号の振幅値に基づい
て読み出され周波数変換出力の位相及び振幅特性を補償
する、前記複素乗算器の制御値データが格納された記憶
装置と、前記入力信号、電力増幅装置の出力信号及び前
記制御値データとから出力信号の非線形歪みを検出し制
御値更新データを発生し前記記憶装置のデータを更新す
る更新装置とを具備することを特徴としている。また、
本発明は、2系統の複素入力信号としてベースバンド信
号が与えられ、周波数変換装置として搬送波を変調する
直交振幅変調装置を用いることを特徴としている。更
に、本発明は、前記更新装置において前記出力信号の原
信号と前記入力信号の比から振幅及び位相誤差を検出
し、前記制御値データの振幅及び位相制御値に前記振幅
誤差及び位相誤差に対応する値をそれぞれ乗算及び減算
して更新データを算出することを特徴としている。
図面を参照しながら説明する。図1は直交振幅変調信号
の増幅送信機に適用した本発明の一実施例のブロック図
である。同図において、本発明の送信装置の全体構成と
してはデイジタル信号処理部(Digital Sig
nal Processing:DSP部)11と、周
波数変換部(Frequency Conversio
n:F CONV部)12及び電力増幅部(TX AM
P部)1、2より構成されている。また、信号の変調増
幅系統としては、2系統の複素数のベースバンド変調信
号の波形整形用の送信デイジタルフィルタTXFIL2
1−1、TXFIL21−2と、該デイジタルフィルタ
出力の振幅及び位相を調整する複素乗算器22と、複素
乗算器22の出力をクロック信号発生器47からのクロ
ックによりアナログ信号に変換するD/A変換器41
と、D/A変換器41の出力で信号分岐器44を介して
供給される局部発振器(搬送派発振器)43からの搬送
波信号を直交振幅変調するQAM(Quadratur
e Amplitude Modulation)変調
器42と、QAM変調器42の出力を増幅送信する送信
電力増幅装置1から構成されている。
向性結合器2が設けられ増幅出力の一部が分岐され周波
数変換部12のQAM復調器45に供給されている。Q
AM復調器45は信号分岐器44を介して供給される局
部発振器(搬送波発振器)43からの搬送波信号により
増幅出力を直交検波(復調)し原信号の2系統の複素数
のベースバンド復調信号をアナログ信号として出力す
る。この信号はA/D変換器46においてクロック信号
発生器47からのクロックによりデイジタル信号に変換
されデイジタル信号処理部(DSP部)11に供給され
る。
説明する。デイジタルフィルタTXFIL21−1、T
XFIL21−2は、複素数である2つのベースバンド
の変調信号x,yを入力とし、波形整形されたデイジタ
ルの複素数の変調信号データx1、y1を出力する。振
幅検波器23は、前記変調信号データx1、y1の絶対
値(実数化値)を検出し、出力信号をスイッチ24に直
接及び遅延器28を介し遅延して送出する。遅延器28
は変調信号データx1、y1が増幅系統とフィードバッ
ク系を介して誤差検出器31に戻るまでの時間に相当す
る遅延を与えるもので、シフトレジスタ等で構成され
る。スイッチ24は、まずタイミング発生器32の制御
のもとで遅延のない前記絶対値信号を複素制御遅メモリ
25に送出する。複素制御値メモリ25には、例えばR
OM(読み出し専用メモリ)等が用いられ、前記QAM
変調器出力が受ける送信電力増幅装置1の非線形特性の
影響(振幅、位相歪み)を補償するための制御値データ
が記憶されている。スイッチ24から供給されるデータ
はそのアドレスデータとして機能し、タイミング発生器
32からの該データと同期した読出制御信号により、前
記変調信号データx1、y1の振幅値に対応した前記変
調信号データx1、y1に対する振幅及び位相の補償用
の制御値データα、βを出力端子Q1、Q2に読み出し
送出する。該制御値データα、βはタイミング発生器3
2による制御によりラッチ26を介して複素乗算器22
に印加され、送信電力増幅装置1の非線形特性の影響を
補償するように前記変調信号データx1、y1の振幅に
応じてその振幅及び位相を制御する。即ち、出力端子Q
1は振幅係数αを出力し前記変調信号データx1、y1
にこれを乗ずる。また、出力端子Q2は位相回転量βを
出力し前記複素数の変調信号データx1、y1の位相を
回転する。このようにして、複素乗算器22から出力さ
れた信号は予め調整されているため、QAM変調器から
の変調出力V3’が送信電力増幅装置1で増幅されたと
き生じる非線形歪みが補償される。
波器23、スイッチ24、複素制御値メモリ25及びラ
ッチ26から成る制御回路はフィードフォワード系を構
成することは明らかである。特に複素制御値メモリ25
には予め補償データが格納されており、このフィードフ
ォワード系の制御は高速データ等の広帯域信号を電力増
幅する場合に効果的である。しかしながら、回路各部及
び送信電力増幅装置1の非線形特性は動作温度、回路特
性の経時変化等、各種の変動要因が存在しており前記フ
ィードフォワード系の制御回路の構成のみでは十分安定
した補償を実現することは期待し難い。本発明は負帰還
構成をも採用し特に複素制御値メモリ25のデータを適
切な値に常に設定、修正できるように構成している。
力増幅装置1側から、QAM復調器45、A/D変換器
46を介して電力増幅出力の復調信号を帰還するのはこ
のための構成である。以下、フィードバック系の制御構
成の動作を説明する。
タ等で構成された遅延器27を介して誤差検出回路31
の一方の入力となり、また、前記電力増幅出力側からの
帰還信号x3,y3は他方の入力信号となる。遅延器2
7は遅延器28と同様に変調信号データx1、y1が増
幅系統とフィードバック系を介して誤差検出器31に戻
るまでの時間に相当する遅延を与えるものである。誤差
検出回路31は両入力(x1’,y1’)(x3,y
3)の振幅、位相の誤差信号の振幅誤差Δα、位相誤差
Δβを演算し制御値更新メモリ30に出力する。制御値
更新メモリ30においては、他の入力として、複素制御
値メモリ25の出力α、βをシフトレジスタ等の遅延器
29を介し遅延器27、28と同様の時間遅延した信号
α’、β’を入力し、前記誤差信号Δα、Δβとにより
制御値の修正値α”、β”を演算して出力し、複素制御
値メモリ25のデータの更新を行う。この場合の複素制
御値メモリ25の更新動作は、タイミング発生器32か
らの信号によりスイッチ24から遅延器28側の振幅デ
ータがアドレス信号として入力され、同時にタイミング
発生器32からの前記修正値の書換えを制御する書込制
御信号が入力されることにより行われる。この動作(繰
返し)は、変調信号入力と変調波の増幅出力から復調し
た信号との誤差の積分動作(誤差積分法)となるよう、
例えば後述するように前記誤差信号Δα、Δβに係数等
何らかの演算を施すことが望ましい。このような原理で
非線形歪みの発生を改善するフィードバック系を構成し
ている。以上のように信号の処理動作はクロック信号源
47を基準としたタイミング発生器からの信号によりデ
イジタル的に実行される。
2の具体的構成の一例としては、図4に示すような複素
乗算回路が採用できる。同図において乗算器50−1、
50−2は複素数x,yに振幅係数αを乗算し、また、
乗算器51−1、51−2、51−3、51−4、は、
サイン、コサイン格納ROMからのsinβ、cosβ
をその出力に乗算し、加算器54−1、54−2から
は、それぞれ、α(x1cosβ+y1sinβ)、α
(x1sinβ+y1cosβ)が出力され、結果的に
複素数で表記すると、(x1+jy1)αexpjβを
出力することなる。即ち、図2の回路は、入力変調信号
に対し振幅をα倍し、位相をβ量回転した信号を発生す
ることになる。
調器45の具体的構成の一例として図3のような変調、
復調回路が利用される。即ち、変調回路は2系統の変調
信号で搬送波とこれをπ/2ラジアン移相した搬送波で
ある直交関係の搬送波信号をそれぞれ乗算した後、合成
して被変調波を発生し、また、復調回路は、被変調波に
前記直交関係の搬送波信号を乗算して原信号の復調信号
を出力する構成を用いる。
装置の線形化の動作の原理を、以下詳細に説明する。
な振幅及び位相特性を有している。いま、送信電力増幅
装置TXAMP1の入力信号の振幅をA(t)、角周波
数をωiとすると、 V3 (t)=A(t)cos{ωit+φi(t)} (1) これに対して出力信号は、 V4 (t)=B(A(t))cos{ωit+φ(t)+θ(A(t))(2) と表わされる。ここで振幅B(A(t))、位相θ(A
(t))共に入力信号の振幅A(t)の非線形関数であ
る。
す、 B=GA (3) なる特性が理想特性である。ここでGは、増幅率であ
る。通常小振幅の入力信号に対しては、送信増幅装置は
線形特性を示す。即ち図4に示すようにA<A0 なる範
囲では振幅特性は線形、又は位相特性は、平坦(θ(A
(t)=0)である。入力信号の振幅を大きくしていく
と理想特性ならば、A=A1 なる点で飽和出力B2 に到
達するはずであるが、非線形特性のため実際は振幅を更
にA2 (A2>A1 )まで増大してはじめて、飽和振幅
B2 が得られる。
入ると同図に示すように、振幅A(t)に応じた送信電
力増幅装置TXAMP1固有の位相変動特性を示す。
置TXAMP1の非線形特性を補償するように入力信号
の振幅及び位相を振幅A(t)に応じて変えてやれば、
全体として線形特性を有する送信装置を実現することが
できる。そのために振幅制御係数α(A(t))(以下
α(A)と表記する。)と、位相制御量β(A(t))
(以下、β(A)と表記する。)を加えて、 V3 ’(t)=α(A)A(t)cos{ωit+φi(t)+β(A)} (4) なる信号を入力すると出力は、 V4 (t)=B(α(A)A(t))cos{ωit+φi(t)+β(A) +θ(α(A)A(t))} (5) となる。そこで、 β(α(A)A(t))=GA(t) (6) β(A)=−θ(α(A)A(t)) (7) となる様にα(A),β(A)を定めてやれば、式
(5)は、 V4 (t)=G・V3 (t) となり完全な線形増幅装置と等価に働く。問題は式
(6),(7)を満たすα(A),β(A)を求める方
法であるが、以下のような誤差積分法で求めることがで
きる。
AM)復調器45、A/D変換器46を介してデイジタ
ル信号処理(DSP)部に帰還される信号を V5 =γV4 (t−τ) (8) とする。但し、γは帰還路の振幅減衰率τは時間遅延で
ある。
は信号は複素ベースバンド信号であり、次式のように書
ける。 V5 =γB{α(A)A(t−τ)}・expj{φi(t−τ) +β(A)+θ(A(t−τ))} (5) 他方デイジタル信号処理(DSP)部の入力信号も同様
に複素表示すると、 V1 (t)=A(t)expjφi(t) (10) と書ける。遅延回路27の遅延量を丁度上の帰還路の時
間遅延に等しく設定し、誤差検出回路31において、複
素除算、
によりα(A)とβ(A)の更新値α(A)’、β
(A)’を発生する。
ープの安定性のためには 0<K<1 (16) であることが必要である。又mは振幅制御ループの利得
でありループの安定性のためには同じく 0<m<1 (17) であることが必要である。(14)、(15)式のα
(A)’、β(A)とα(A)’、β(A)との関係は
(12)、(13)式を参照すると、 が成り立つことから負帰還制御ループを構成することは
明らかである。
る。
の位相も Δβ(A)=β(A)+θ(Δα(A)A(t))=0 (26) となるため式(5)より送信電力増幅装置TXAMPI
の出力は V4 (t)=B(α(A)A(t))cos{ωi(t)+φi(t) +β(A)+θ(α(A)A(t)} =GA(t)cos{ωit+φi(t)} =G・V3 (t) (27) となり振幅、位相ともに完全に線形化される。本発明は
以上説明した原理により電力増幅装置等の非線形特性の
線形化補償が実現されるものである。
して使用した例を示す。同図において、ch1,ch
2,…chNは多チャンネルのベースバンド信号、又は
変調された被変調波信号であり、該多チャンネル信号を
周波数分割多重装置80(Frequency Div
ision Multiplex:FDM)により、2
系統の複素信号である周波数分割多重化信号に変換し、
原信号としてデイジタル信号処理部11に入力する。多
重化信号は該処理部11での信号処理後、周波数変換さ
れ大電力増幅装置1で共通に増幅されるが、増幅特性は
線形化されるため混変調等による隣接チャンネルへの干
渉の弊害等の発生が避けられ、特性の良い共通増幅を可
能とし良好な送信装置を実現できる。
処理部11においてデイジタル処理が行われることで説
明したが、このような方法に替えて、アナログ処理又は
A/D、D/A変換手段を利用しアナログ処理との複合
システムを採用することができることは明らかである。
償によれば、記憶装置を用いたフィードフォワード手段
を採用することにより、広帯域信号をも非線形歪みを排
除し大電力増幅を行うことを可能とするとともに、フィ
ードバック手段による記憶データの更新手段を組み合わ
せたことにより、正確な線形化特性を実現することが可
能である。
動作環境の温度変化、回路特性の経時変化、搬送波の位
相、周波数の変動等が生じても、全体の増幅特性の線形
性を常に良好な特性に維持することができ、この送信装
置を利用することによりデジタル及びアナログ無線通信
システムにおける伝送品質を充分に高めることができ
る。
処理に適し、デイジタル回路の特徴を活かし、動作が正
確で且つ小型軽量、低消費電力の送信装置を実現しうる
点でも効果が大である。
示す図である。
図である。
る。
Claims (3)
- 【請求項1】 2系統の複素入力信号の振幅及び位相を
調整する複素乗算器と、前記複素乗算器の出力を周波数
変換する周波数変換装置と、前記周波数変換置の出力を
増幅する電力増幅装置と、前記入力信号の振幅値に基づ
いて読み出され周波数変換出力の位相及び振幅特性を補
償する、前記複素乗算器の制御値データが格納された記
憶装置と、前記入力信号、電力増幅装置の出力信号及び
前記制御値データとから出力信号の非線形歪みを検出し
制御値更新データを発生し前記記憶装置のデータを更新
する更新装置とを具備することを特徴とする送信装置。 - 【請求項2】 2系統の複素ベースバンド入力信号の振
幅及び位相を調整する複素乗算器と、前記複素乗算器の
出力により搬送波を変調する直交振幅変調装置と、前記
直交振幅変調装置の出力を増幅する電力増幅装置と、前
記入力信号の振幅値に基づいて読み出され電力増幅装置
の位相振福特性による被変調波信号への影響を補償す
る、前記複素乗算器の制御用の制御値データが格納され
た記憶装置と、前記入力信号、電力増幅装置の出力信号
及び前記制御値データとから出力信号の非線形歪みを検
出し制御値更新データを発生して前記記憶装置のデータ
を更新する更新装置とを具備することを特徴とする送信
装置。 - 【請求項3】 前記更新装置は前記出力信号の原信号と
前記入力信号の比から振幅及び位相誤差を検出し、前記
制御値データの振幅及び位相制御値に前記振幅誤差及び
位相誤差に対応する値をそれぞれ乗算及び減算して更新
データを算出することを特徴とする請求項1又は2記載
の送信装置。
Priority Applications (4)
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---|---|---|---|
JP7045615A JP2967699B2 (ja) | 1995-03-06 | 1995-03-06 | 送信装置 |
DE69610004T DE69610004T2 (de) | 1995-03-06 | 1996-03-06 | Linearer Leistungsverstärker mit periodisch aktualisierten Amplituden- und Phasenkorrekturwerten |
EP96301531A EP0731556B1 (en) | 1995-03-06 | 1996-03-06 | High-power linear amplification using periodically updated amplitude and phase correction values |
US08/611,557 US5699383A (en) | 1995-03-06 | 1996-03-06 | High-power linear amplification using periodically updated amplitude and phase correction values |
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JP7045615A JP2967699B2 (ja) | 1995-03-06 | 1995-03-06 | 送信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH08242263A true JPH08242263A (ja) | 1996-09-17 |
JP2967699B2 JP2967699B2 (ja) | 1999-10-25 |
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JP (1) | JP2967699B2 (ja) |
DE (1) | DE69610004T2 (ja) |
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