JPH03145356A - 伝送チェインにおける非線形性を補正するディジタル方法及び該方法を実施するための装置 - Google Patents
伝送チェインにおける非線形性を補正するディジタル方法及び該方法を実施するための装置Info
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- JPH03145356A JPH03145356A JP2278834A JP27883490A JPH03145356A JP H03145356 A JPH03145356 A JP H03145356A JP 2278834 A JP2278834 A JP 2278834A JP 27883490 A JP27883490 A JP 27883490A JP H03145356 A JPH03145356 A JP H03145356A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
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- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/08—Modifications of modulator to linearise modulation, e.g. by feedback, and clearly applicable to more than one type of modulator
-
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
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-
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
-
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、伝送チェーンにおける非線形性を補正するデ
ィジタル方法と、該方法を実施するための装置とに係わ
る。
ィジタル方法と、該方法を実施するための装置とに係わ
る。
この方法は、例えば伝送チェーンにおける電力増幅器に
起因し得るような非線形性の影響を補償するのに有用で
ある。本発明は特に直角振幅変調（ｑへＨ型変調、例え
ば１６．６４または２５６ＱＡＩ４）に適用可能である
。
起因し得るような非線形性の影響を補償するのに有用で
ある。本発明は特に直角振幅変調（ｑへＨ型変調、例え
ば１６．６４または２５６ＱＡＩ４）に適用可能である
。
ｌ１左１遣
本発明の適用分野は大容量のポイントッーポイントディ
ジタル無線伝送に係わる。この種の伝送は、進行波管増
幅器または固体増幅器（例えばＡｓＧａ電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ） ）を使用する。
ジタル無線伝送に係わる。この種の伝送は、進行波管増
幅器または固体増幅器（例えばＡｓＧａ電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ） ）を使用する。
この種の伝送に使用される変調（１６ＱＡＭ、６４ＱＡ
Ｍ）では、伝送チェーンが優れた線形性を有することが
要求され、通常これは、増幅器をかなり過度に特定化す
ることにより得られる。
Ｍ）では、伝送チェーンが優れた線形性を有することが
要求され、通常これは、増幅器をかなり過度に特定化す
ることにより得られる。
例えば、固体増幅器は、
１６Ｑ八Ｍに対しては最高電力以下の６ｄＢから７ｄｌ
ｌで動作し、 ６４ＱＡＭに対しては最高電力以下の８ｄＢから１０ｄ
［ｌで動作し得る。
ｌで動作し、 ６４ＱＡＭに対しては最高電力以下の８ｄＢから１０ｄ
［ｌで動作し得る。
結果として電力増幅器の効率は特に悪く、例えば、
１６Ｑ八Ｈでは、消費電力＝４０Ｗ、出力電カー５Ｗで
あり、 ６４ＱＡＭテは、消費電力−９０１１１，出力電カー１
ｏ１１１テある。
あり、 ６４ＱＡＭテは、消費電力−９０１１１，出力電カー１
ｏ１１１テある。
本発明の目的は、上記種々の欠点を最小化することであ
る。
る。
光Ｊ）υ電力
従って本発明は、増幅器の非線形性の影響が、変調前の
ベースバンドの前面補償によって補償され、信号のディ
ジタル処理がリアルタイムで行われる、伝送チェーンに
おける非線形性を補正するディジタル方法を提供する。
ベースバンドの前面補償によって補償され、信号のディ
ジタル処理がリアルタイムで行われる、伝送チェーンに
おける非線形性を補正するディジタル方法を提供する。
特に本発明は、増幅器の非線形性の影響が変調前のベー
スバンドの前置補償によって補償され、信号のディジタ
ル処理がリアルタイムで行われるディジタル方法であっ
て、前記ディジタル処理が、補正されるべきベクトルに
与えられた２つの新たな軸を定義するカルテシアン座標
に適用され、第１の新たな軸が該ベクトルと共直線であ
り且つ第２の新たな軸が該ベクトルと直角である伝送チ
ェーンにおける非線形性を補正するディジタル方法を提
（共する。
スバンドの前置補償によって補償され、信号のディジタ
ル処理がリアルタイムで行われるディジタル方法であっ
て、前記ディジタル処理が、補正されるべきベクトルに
与えられた２つの新たな軸を定義するカルテシアン座標
に適用され、第１の新たな軸が該ベクトルと共直線であ
り且つ第２の新たな軸が該ベクトルと直角である伝送チ
ェーンにおける非線形性を補正するディジタル方法を提
（共する。
添付の図面を参照し、本発明の実施態様を実施例によっ
て説明する。
て説明する。
夫範１
第１図及び第２図は、伝送における前置補償系の効用を
示す。
示す。
第１図は、歪の存在下の所与の時点における伝送信号の
フレネル図であり、 ベクトルＲは目標ベクトルであり、 ベクトルＲ６は実際に伝送されるベクトルを示している
。
フレネル図であり、 ベクトルＲは目標ベクトルであり、 ベクトルＲ６は実際に伝送されるベクトルを示している
。
目標ベクトルの当初の位相及び振幅には歪が生じている
。
。
第２図は、歪んだ１６ＱＡＭの例を示す分布図（ｃｏｎ
ｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｄｉａｇｒａｍ）であって、「
＋」は所望の点であり、 「・」は実際に伝送される点である。
ｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｄｉａｇｒａｍ）であって、「
＋」は所望の点であり、 「・」は実際に伝送される点である。
伝送における増幅器飽和を補正する問題はよく知られて
おり、ディジタル分近及びアナログ分野いずれにおいて
も幾つかの適用の主題となっている。
おり、ディジタル分近及びアナログ分野いずれにおいて
も幾つかの適用の主題となっている。
アナログ補正器は、非線形素子１ｏの周囲に配備された
伸張器に基づいている。この一般原理は第３図のブロッ
ク図てまとめて表されている。第３図は、入力Ｅと出力
Ｓとの間にあって１つの入力で入力信号Ｅを受信し、も
う１つの入力で非線形素子１０を通過した後の同し信号
Ｅを受信する増幅器１１を示している。このような素子
１０によって与えられる補正は実際にはスカラーである
。
伸張器に基づいている。この一般原理は第３図のブロッ
ク図てまとめて表されている。第３図は、入力Ｅと出力
Ｓとの間にあって１つの入力で入力信号Ｅを受信し、も
う１つの入力で非線形素子１０を通過した後の同し信号
Ｅを受信する増幅器１１を示している。このような素子
１０によって与えられる補正は実際にはスカラーである
。
しかしながら、幾つかの多重経路系は、増幅前の信号の
振幅及び位相の両方の前＝補償を中間周波数（ＩＦ）ま
たはマイクロ波周波数のいずれかで提供することができ
る。
振幅及び位相の両方の前＝補償を中間周波数（ＩＦ）ま
たはマイクロ波周波数のいずれかで提供することができ
る。
第４図は、このような系に共通のブロック図である。こ
の図は３つの経路２０．２１及び２２を有しており、第
１の経路２０は第３の１８０°移相結合器２３を包含し
ている。結合器２３の２つの入力は、再入力に接続され
ている非線形素子２４を介して相互に接続されいる。従
って、これら再入力は、第１及び第２の移相結合器２５
及び２６を通るそれぞれＯ°移相経路を経た後の入力信
号Ｅを受信する。結合器２３の出力は、第４及び第５の
移相結合器２７及び２８を通る０°移相経路を介して出
力Ｓに接続されている。
の図は３つの経路２０．２１及び２２を有しており、第
１の経路２０は第３の１８０°移相結合器２３を包含し
ている。結合器２３の２つの入力は、再入力に接続され
ている非線形素子２４を介して相互に接続されいる。従
って、これら再入力は、第１及び第２の移相結合器２５
及び２６を通るそれぞれＯ°移相経路を経た後の入力信
号Ｅを受信する。結合器２３の出力は、第４及び第５の
移相結合器２７及び２８を通る０°移相経路を介して出
力Ｓに接続されている。
第２の経路２１は、第２の移相結合器２６の９０°出力
と第４の結合器２７へのＯ°大入力の間に配置されてい
る減衰器２９を包含している。第３の経路２２は、第１
の移相結合器２５の９０°出力と第５の移相結合器２８
の１８θ′入力との間に配置された９０°移相器３０を
包含している。
と第４の結合器２７へのＯ°大入力の間に配置されてい
る減衰器２９を包含している。第３の経路２２は、第１
の移相結合器２５の９０°出力と第５の移相結合器２８
の１８θ′入力との間に配置された９０°移相器３０を
包含している。
第１の経路２０は、第２の経路２１と加算されて絶対値
補正を与える前置補償ベクトルを生成する。
補正を与える前置補償ベクトルを生成する。
調整可能な移相の第３の経路２２と加算することは、位
相面直補償を最適化する役割を果たす。
相面直補償を最適化する役割を果たす。
中間周波数における欠点は、
特に入力移相結合器における補正通過帯域の動作周波数
に対する比に起因して通過帯域が制限されること、及び 位相と絶対値のパラメータとの間の相互従属性は、有効
な位相補正は不可能であることを意味することである。
に対する比に起因して通過帯域が制限されること、及び 位相と絶対値のパラメータとの間の相互従属性は、有効
な位相補正は不可能であることを意味することである。
マイクロ波周波数においては、種々の結合器の通過帯域
は問題ではないが、特定の欠点は、素子のコストが高い
、 収束させるのが難しい多数の調整が必要であり、これに
よってサーボ制御が不可能となることである。
は問題ではないが、特定の欠点は、素子のコストが高い
、 収束させるのが難しい多数の調整が必要であり、これに
よってサーボ制御が不可能となることである。
ディジタル補正もまた考えられる。この原理を使用する
前置補償系はベースバンドにおいて動作する。
前置補償系はベースバンドにおいて動作する。
第５図は、既存の系をまとめて表わすブロック図である
。ディジタルベースバンドＢＩＩＮは、得られたサンプ
ルを２つのディジタル−アナログ変換器３２及び３３に
与える変換テーブル３１によって処理される。これら２
つの変換器３２及び３３からの出力は２つのミクサ３４
及び３５にそれぞれ接続されており、ミクサ３４及び３
５自体は、局部発振器３７からの信号を受信するＯｏ及
び９０°結合器３６の２つの出力に接続されている。２
つのミクサ３４及び３５からの出力は、歪を生成する増
幅器３８にＯ°結合器３９を介して接続されている。番
号４０で示した部分は信号変調に対応する。
。ディジタルベースバンドＢＩＩＮは、得られたサンプ
ルを２つのディジタル−アナログ変換器３２及び３３に
与える変換テーブル３１によって処理される。これら２
つの変換器３２及び３３からの出力は２つのミクサ３４
及び３５にそれぞれ接続されており、ミクサ３４及び３
５自体は、局部発振器３７からの信号を受信するＯｏ及
び９０°結合器３６の２つの出力に接続されている。２
つのミクサ３４及び３５からの出力は、歪を生成する増
幅器３８にＯ°結合器３９を介して接続されている。番
号４０で示した部分は信号変調に対応する。
テーブルを使用するディジタル補正の原理は、１９８２
年４月２８日イ寸けの’Ｂｅ１ｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｅ
ｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ”に公開された＾、Ｍ、
５ａｌｅｈによる論文”Ｍａｔｒｉｘａｎａｌｙｓｉｓ
ｏｆ ｍ１ｌｄｌｙ ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ。
年４月２８日イ寸けの’Ｂｅ１ｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｅ
ｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ”に公開された＾、Ｍ、
５ａｌｅｈによる論文”Ｍａｔｒｉｘａｎａｌｙｓｉｓ
ｏｆ ｍ１ｌｄｌｙ ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ。
ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗ
ｉｔｈ ｍｅｍｏｒｙ”に記載されており、この原理は
、読取り／書込みメモリ（ＲＡＭ）内にロードされてお
り且つデータによってアドレス指定される値のテーブル
に基づいている。
ｉｔｈ ｍｅｍｏｒｙ”に記載されており、この原理は
、読取り／書込みメモリ（ＲＡＭ）内にロードされてお
り且つデータによってアドレス指定される値のテーブル
に基づいている。
前述の系におけるように、第５図のブロック図で表され
た系は、同じ発振器の２つの直角位相を変調するために
２つの経路を必要とする。
た系は、同じ発振器の２つの直角位相を変調するために
２つの経路を必要とする。
実行する系に従って、変換テーブルは、振幅のみか、位
相のみか、または振幅及び位相の両方を考慮する。この
系はその変換テーブルによって完全に定義され、そうし
て振幅及び位相の両方において増幅器の飽和曲線を十分
に補償することができる。
相のみか、または振幅及び位相の両方を考慮する。この
系はその変換テーブルによって完全に定義され、そうし
て振幅及び位相の両方において増幅器の飽和曲線を十分
に補償することができる。
しかしながらこの系は、
変換テーブルを使用するという原理は、系を所与の飽和
に特定化し、 テーブルは、固定された関数を定義するという欠点を有
する。熱ドリフ１−及び素子の老化という現象が生じた
ならば、どのみち、恐らくは異なるテーブルに切り換え
ること以外にはないが、これは必要とされるメモリ容量
を倍増し、サーボ制御は極めて困難であり且つテーブル
全部の内容が変更されねばならないので極めて低速であ
る。
に特定化し、 テーブルは、固定された関数を定義するという欠点を有
する。熱ドリフ１−及び素子の老化という現象が生じた
ならば、どのみち、恐らくは異なるテーブルに切り換え
ること以外にはないが、これは必要とされるメモリ容量
を倍増し、サーボ制御は極めて困難であり且つテーブル
全部の内容が変更されねばならないので極めて低速であ
る。
更に、電力供給の短時間動揺＜ｇｌｉｔｃｈ）に起因す
るメモリ内容の損失に対する迅速な救済法はなく、この
ことは系の使用可能度を低下させる。
るメモリ内容の損失に対する迅速な救済法はなく、この
ことは系の使用可能度を低下させる。
最後に、低速である上に、実行されるべきこのマトリッ
クス計算はメモリスペースもまた消費する。
クス計算はメモリスペースもまた消費する。
これに対して本発明の方法は、信号にリアルタイムのデ
ィジタル処理を実行する。従って本発明は、変換テーブ
ルの概念を排除する。ディジタル処理は、変調前のベー
スバンド信号に実施される。
ィジタル処理を実行する。従って本発明は、変換テーブ
ルの概念を排除する。ディジタル処理は、変調前のベー
スバンド信号に実施される。
入力信号は、シャノンの理論に従って抽出される。それ
よって信号をディジタル化したときに、抽出周波数が信
号通過帯域に含まれる最大周波数の２倍より小さいこと
が必要で、ディジタルフィルタリングが実施され得る（
この場合、各サンプルは多数のビットで定義される）。
よって信号をディジタル化したときに、抽出周波数が信
号通過帯域に含まれる最大周波数の２倍より小さいこと
が必要で、ディジタルフィルタリングが実施され得る（
この場合、各サンプルは多数のビットで定義される）。
飽和関数の一般形は公知である。非線形系の入力におけ
る振幅Ｒｉに対しては、任意の時点における出力は、 Ｒｏ＝ ａｏ＋ ａ１Ｒ１＋ ａ２Ｒ１２＋ ａ３Ｒｉ
’十’ ・・＋ ａｎＲｉ″の形層である。
る振幅Ｒｉに対しては、任意の時点における出力は、 Ｒｏ＝ ａｏ＋ ａ１Ｒ１＋ ａ２Ｒ１２＋ ａ３Ｒｉ
’十’ ・・＋ ａｎＲｉ″の形層である。
同じことが、入力に関する出力の移相についても言える
。即ち、 θ＝ｂｏ十す、Ｒｉ＋ｂＪｉ２＋ｂＪｉ’＋・・・＋ｂ
、、Ｒ−である。
。即ち、 θ＝ｂｏ十す、Ｒｉ＋ｂＪｉ２＋ｂＪｉ’＋・・・＋ｂ
、、Ｒ−である。
従って、更に２つの多項式：
％式％
を使用することにより、増幅器の上流で振幅及び位相を
補正することが可能である。
補正することが可能である。
この補正の原理は、第６図のブロック図にまとめられて
いる。
いる。
ディジタル処理において、多項式計算における係数８’
＋及びｂ′、は、例えば送信機の出力からのサーボ制御
ループによって任意に調整することができる。
＋及びｂ′、は、例えば送信機の出力からのサーボ制御
ループによって任意に調整することができる。
任意のベクトルは、変調によって定義される２つの軸に
沿ったカルテシアン８標ｘ１及びＹｌによって定義され
る。
沿ったカルテシアン８標ｘ１及びＹｌによって定義され
る。
第７図のベクトル図は、実施されるべき補正の１つの実
施例を示す。補正されるべきベクトルの絶対値はＲｉで
表されており、軸Ｏｘに対するその位相はφで表されて
いる。このベクトルに対する２つの新たな軸は、該ベク
トルと共直線をなす第１の軸θ′Ｆ１と、該ベクトルと
垂直をなす第２の軸θ′Ｆ２とで定義され得る。
施例を示す。補正されるべきベクトルの絶対値はＲｉで
表されており、軸Ｏｘに対するその位相はφで表されて
いる。このベクトルに対する２つの新たな軸は、該ベク
トルと共直線をなす第１の軸θ′Ｆ１と、該ベクトルと
垂直をなす第２の軸θ′Ｆ２とで定義され得る。
上記２つの新たな軸に関して、２つの補正が実施される
。即ち、 ［１（Ｒｉ）４′ｃｏｓθ′及びｆ２（Ｒｉ）４′ｓｉ
ｎθ′である。
。即ち、 ［１（Ｒｉ）４′ｃｏｓθ′及びｆ２（Ｒｉ）４′ｓｉ
ｎθ′である。
本発明の基本的概念は、く２つの座標変換テーブルを必
要とするであろう極座標への変換を避けるために）カル
テシアン座標を保存することであり、かかる２つの軸に
おける補正の意味を翻訳することである。
要とするであろう極座標への変換を避けるために）カル
テシアン座標を保存することであり、かかる２つの軸に
おける補正の意味を翻訳することである。
出〆った移相の角度の値は小さいので（この角度は、ｂ
ｌＢ圧縮点、即ち完全に線形であると仮定された振幅の
レスポンスを下まわる１ｄＢ点において５°を越えない
）、ｃｏｓθ′及びｓｉｎθ′に対して多項式展開を使
用することが可能となる。
ｌＢ圧縮点、即ち完全に線形であると仮定された振幅の
レスポンスを下まわる１ｄＢ点において５°を越えない
）、ｃｏｓθ′及びｓｉｎθ′に対して多項式展開を使
用することが可能となる。
ｆｌ（Ｒｉ）及びＲ２（Ｒｉ）は、固定ノ（シかし変更
可能な）係数を有する２つの多項式のままである。
可能な）係数を有する２つの多項式のままである。
固定軸ＯＸ及びＯＹに変換すると、これらの補正は、Ｘ
ｃ＝Ｒｉ ・ｃｏｓ［ｆｌ（ｆｔｉ）／Ｒｃ］ −
ト Ｒ１−５ｉｎ［ｒ２（Ｉｔｉ）／ＲｃコＸｉ［ｒｌ
（Ｒｉ）／Ｒｃ］＋ Ｙｉ［ｆｌ（Ｒｉ）／ＲｅコＹｃ
＝ Ｒｉ ・ｓｉｎ［ｆｌ（Ｒｉ）／Ｒｃ］ −Ｒｉ
−ｃｏｓ［ｆｌ（Ｒｉ）／Ｒｃ］ＹＩｆ １（Ｒｉ）／
Ｒｃ］ −Ｘｉ［ｆｌ（Ｒｉ）／ｌｌｃ］となり、これ
は、第８図のブロッック図３与える。
ｃ＝Ｒｉ ・ｃｏｓ［ｆｌ（ｆｔｉ）／Ｒｃ］ −
ト Ｒ１−５ｉｎ［ｒ２（Ｉｔｉ）／ＲｃコＸｉ［ｒｌ
（Ｒｉ）／Ｒｃ］＋ Ｙｉ［ｆｌ（Ｒｉ）／ＲｅコＹｃ
＝ Ｒｉ ・ｓｉｎ［ｆｌ（Ｒｉ）／Ｒｃ］ −Ｒｉ
−ｃｏｓ［ｆｌ（Ｒｉ）／Ｒｃ］ＹＩｆ １（Ｒｉ）／
Ｒｃ］ −Ｘｉ［ｆｌ（Ｒｉ）／ｌｌｃ］となり、これ
は、第８図のブロッック図３与える。
項Ｒｃは振幅に対応しており、［１（Ｒｉ）／Ｒｃ及び
ｆｌ（ｌｉ）／Ｒｅは無次元であることを表している。
ｆｌ（ｌｉ）／Ｒｅは無次元であることを表している。
このブロック図は、変調前の信号Ｘ及びＹを受信する、
補正されるべきベクトルの絶対値Ｒｉを決定するための
回路４２と、ｆｌ（Ｒｉ）及びｆｌ（Ｒｉ）を計算する
ための回路４３とを備えている。回路４３の２つの出力
は、［１（Ｒｉ）及びｆｌ（Ｒｉ）の２つの信号に対応
しており且つ各々が、その第２の入力が信号Ｘ及びＹを
受信する２つの乗算器４４及び４５（４６及び４７）の
入力の１つに接続されている（４４及び４６はＸを受信
し、４７及び４５はＹを受信する）。２つの乗算器４４
及び４７からの出力は加算回路４８の入力に接続されて
おり、加算回路４８の出力は、Ｘ経路のためのディジタ
ル−アナログ変換器に接続されている。
補正されるべきベクトルの絶対値Ｒｉを決定するための
回路４２と、ｆｌ（Ｒｉ）及びｆｌ（Ｒｉ）を計算する
ための回路４３とを備えている。回路４３の２つの出力
は、［１（Ｒｉ）及びｆｌ（Ｒｉ）の２つの信号に対応
しており且つ各々が、その第２の入力が信号Ｘ及びＹを
受信する２つの乗算器４４及び４５（４６及び４７）の
入力の１つに接続されている（４４及び４６はＸを受信
し、４７及び４５はＹを受信する）。２つの乗算器４４
及び４７からの出力は加算回路４８の入力に接続されて
おり、加算回路４８の出力は、Ｘ経路のためのディジタ
ル−アナログ変換器に接続されている。
２つの乗算器４６及び４５からの出力は減算器４９の及
び十の入力にそれぞれ与えられ、減算器４９の出力はＹ
経路のためのディジタル−アナログ変換器に接続されて
いる。
び十の入力にそれぞれ与えられ、減算器４９の出力はＹ
経路のためのディジタル−アナログ変換器に接続されて
いる。
第９図は、計算時間ゼロを仮定し、乗算器５０及び加算
器５１を使用することによりｆｌ及びｆｌかどのように
決定されるかを示している。
器５１を使用することによりｆｌ及びｆｌかどのように
決定されるかを示している。
この回路の入力Ｘｉ及びＹｉは、並列な複数のビット、
例えば１０個のビットを含むディジタル信号によって表
されるベクトルＲｉの座標である。定数ａｉ及びｂｉは
外部から変更され得る。
例えば１０個のビットを含むディジタル信号によって表
されるベクトルＲｉの座標である。定数ａｉ及びｂｉは
外部から変更され得る。
本発明の回路は以下の多数の長所を有する。即ち、
カルテシアン座標を処理することにより、補正されるべ
きベクトルの角度φを取り扱う必要性が排除され、 座標系の変更がないのて、補正処理の任意箇所で必要と
され得る任意の追加の処理をも組み込むことができ、 補正は信号経路において計算されないので、１に設定さ
れるａ’１項を除く補正多項式の全ての係数をゼロに設
定することにより、系を容易に且つ完全に中立化するこ
とができ、 多項式の係数は任意に変更することがてき、従って特に
、特性値におけるドリフトの現象を追跡するためにサー
ボ制御されるに適しており、動作な劣化させることなく
、ディジタルフィルタリング後に系を直接挿入すること
ができる。
きベクトルの角度φを取り扱う必要性が排除され、 座標系の変更がないのて、補正処理の任意箇所で必要と
され得る任意の追加の処理をも組み込むことができ、 補正は信号経路において計算されないので、１に設定さ
れるａ’１項を除く補正多項式の全ての係数をゼロに設
定することにより、系を容易に且つ完全に中立化するこ
とができ、 多項式の係数は任意に変更することがてき、従って特に
、特性値におけるドリフトの現象を追跡するためにサー
ボ制御されるに適しており、動作な劣化させることなく
、ディジタルフィルタリング後に系を直接挿入すること
ができる。
当然のこと本発明は好ましい実施例によってのみ説明及
び図示されており、本発明の諸素子は、本発明の範囲を
離れずとも等傷物によって置き換えることができるであ
ろう。
び図示されており、本発明の諸素子は、本発明の範囲を
離れずとも等傷物によって置き換えることができるであ
ろう。
第１図及び第２図は本発明の技術分野について説明する
図、第３図〜第５図は種々の従来の実施懇様の図、第６
区〜第９図は本発明の方法及び装置を示す図である。 １．２４・・・非線形素子、１１．３８・・・増幅器、
２０，２１．２２・・・経路、２３，２５，２６，２８
，２８，３６．３９・・・移相結合器、２９・・・減衰
器、３０・・・移相器、３１・・・変換器、３２．３３
・・・ディジタル−アナログ変換器、３４．３５・・・
ミクサ、３７・・・局部発振器、４４，４５．４６，４
７．５０・・・乗算器、４８．５１・・・加算回路、４
９・・・減算器。
図、第３図〜第５図は種々の従来の実施懇様の図、第６
区〜第９図は本発明の方法及び装置を示す図である。 １．２４・・・非線形素子、１１．３８・・・増幅器、
２０，２１．２２・・・経路、２３，２５，２６，２８
，２８，３６．３９・・・移相結合器、２９・・・減衰
器、３０・・・移相器、３１・・・変換器、３２．３３
・・・ディジタル−アナログ変換器、３４．３５・・・
ミクサ、３７・・・局部発振器、４４，４５．４６，４
７．５０・・・乗算器、４８．５１・・・加算回路、４
９・・・減算器。
Claims (4)
- （１）増幅器の非線形性の影響が変調前のベースバンド
の前置補償によって補償され、信号のディジタル処理が
リアルタイムで行われるディジタル方法であって、前記
ディジタル処理が、補正されるべきベクトルに与えられ
た２つの新たな軸を定義するカルテシアン座標に適用さ
れ、第１の新たな軸が該ベクトルと共直線であり且つ第
２の新たな軸が該ベクトルと直角であることを特徴とす
る伝送チェーンにおける非線形性を補正するディジタル
方法。 - （２）振幅及び位相の補正が、適用されるべき振幅Ｒ′
及び移相θ′に関する２つの多項式；Ｒ′＝ａ′０＋ａ
′＿１Ｒｉ＋・・・＋ａ′＿ｎＲｉ＾ｎθ′＝ｂ′０＋
ｂ′＿１Ｒｉ＋・・・＋ｂ′＿ｎＲｉ＾ｎ〔但し、Ｒｉ
は入力振幅である〕 を用いて増幅器の上流で実施される請求項１に記載の方
法。 - （３）前記多項式の係数が任意に変更可能である請求項
２に記載の方法。 - （４）変調前の信号Ｘ及びＹを受け取り、補正されるべ
きベクトルの絶対値を決定するための回路と、該回路に
後続しており、前記ベクトルに関して決定される２つの
軸に沿って適用されるべき２つの補正値（ｆ１（Ｒｉ）
及びｆ２（Ｒｉ））を計算するための回路とを備えてお
り、前記計算回路は、各々が２つの対応する乗算器の第
１の入力に接続されている２つの出力を有しており、前
記乗算器の第２の入力がそれぞれ前記変調前の信号Ｘ及
びＹを受け取り、２つの前記乗算器の出力は、その出力
がＸ経路のためのディジタル−アナログ変換器に接続さ
れている加算回路の入力に接続されており、他の２つの
前記乗算器の出力は、その出力がＹ経路のためのディジ
タル−アナログ変換器に接続されている減算器の入力に
接続されている請求項１に記載の方法を実施するための
装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8913604 | 1989-10-18 | ||
| FR8913604A FR2653282B1 (fr) | 1989-10-18 | 1989-10-18 | Procede de correction numerique de non linearite d'une chaine d'emission, et dispositif de mise en óoeuvre de ce procede. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03145356A true JPH03145356A (ja) | 1991-06-20 |
Family
ID=9386510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2278834A Pending JPH03145356A (ja) | 1989-10-18 | 1990-10-17 | 伝送チェインにおける非線形性を補正するディジタル方法及び該方法を実施するための装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5105446A (ja) |
| EP (1) | EP0423666B1 (ja) |
| JP (1) | JPH03145356A (ja) |
| CA (1) | CA2027890C (ja) |
| DE (1) | DE69017139D1 (ja) |
| FR (1) | FR2653282B1 (ja) |
| NO (1) | NO904469L (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE465494B (sv) * | 1990-01-22 | 1991-09-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare |
| GB9111926D0 (en) * | 1991-06-04 | 1991-07-24 | Nat Transcommunications Ltd | An improved method of video noise reduction using non-linear pre/de-emphasis |
| DE4120029A1 (de) * | 1991-06-18 | 1992-12-24 | Kolbe & Co Hans | Schaltung zur verringerung von intermodulation beim einsatz von halbleiterlasern fuer die optische nachrichtenuebertragungstechnik |
| GB2272589B (en) * | 1992-11-16 | 1995-11-29 | Linear Modulation Tech | Automatic calibration of the quadrature balance within a cartesian amplifier |
| SI9300025A (en) * | 1993-01-21 | 1994-09-30 | Spase Drakul | Digital communication system in n-dimensional vector space for transmission coded waveforms in bandlimited chanels |
| GB2301247A (en) * | 1995-05-22 | 1996-11-27 | Univ Bristol | A cartesian loop transmitter amplifier |
| GB2320827B (en) * | 1996-12-24 | 2000-11-01 | British Broadcasting Corp | Radio-frequency amplifiers |
| ES2321353T3 (es) | 1998-01-21 | 2009-06-04 | Nokia Corporation | Conformacion de impulsos para compensar la distorsion de un componente. |
| GB2333674B (en) * | 1998-01-21 | 2003-08-27 | Nokia Mobile Phones Ltd | A radio telephone |
| DE10012538C1 (de) * | 2000-03-15 | 2001-09-20 | Fraunhofer Ges Forschung | Digitaler I/Q-Modulator mit Vorverzerrung |
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| US7058369B1 (en) | 2001-11-21 | 2006-06-06 | Pmc-Sierra Inc. | Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers |
| AU2003235654A1 (en) * | 2002-01-18 | 2003-07-30 | Roke Manor Research Limited | Improvements in or relating to power amplifiers |
| GB0201134D0 (en) * | 2002-01-18 | 2002-03-06 | Roke Manor Research | Improvements in or relating to power amplifiers |
| US6812786B2 (en) * | 2002-04-11 | 2004-11-02 | Andrew Corporation | Zero-bias bypass switching circuit using mismatched 90 degrees hybrid |
| US6700439B2 (en) | 2002-04-11 | 2004-03-02 | Andrew Corporation | Zero-bias bypass switch |
| US6674335B1 (en) * | 2002-06-28 | 2004-01-06 | Qualcomm Incorporated | Blind linearization using cross-modulation |
| DE10252099B4 (de) * | 2002-11-08 | 2021-08-05 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. Kommanditgesellschaft | Messgerät und Verfahren zum Ermitteln einer Kennlinie einer Hochfrequenzeinheit |
| US7119588B2 (en) * | 2005-01-28 | 2006-10-10 | James Wayne Kelley | Circuit for multiplying continuously varying signals |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4291277A (en) * | 1979-05-16 | 1981-09-22 | Harris Corporation | Adaptive predistortion technique for linearizing a power amplifier for digital data systems |
| US4462001A (en) * | 1982-02-22 | 1984-07-24 | Canadian Patents & Development Limited | Baseband linearizer for wideband, high power, nonlinear amplifiers |
| US4554514A (en) * | 1984-12-21 | 1985-11-19 | Rca Corporation | Predistortion circuit with feedback |
| US4700151A (en) * | 1985-03-20 | 1987-10-13 | Nec Corporation | Modulation system capable of improving a transmission system |
| JPS62142440A (ja) * | 1985-12-17 | 1987-06-25 | Fujitsu Ltd | 変復調装置 |
| JPS6436153A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-07 | Nec Corp | Quadruple phase modulator |
| JPH0626352B2 (ja) * | 1987-11-20 | 1994-04-06 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | プログラマブル変調回路 |
| SE459774B (sv) * | 1987-11-27 | 1989-07-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning foer kompensering av fel upptraednnde i e n kvadraturmodulator |
-
1989
- 1989-10-18 FR FR8913604A patent/FR2653282B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-10-05 US US07/593,159 patent/US5105446A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-10-15 EP EP90119680A patent/EP0423666B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-15 DE DE69017139T patent/DE69017139D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-16 NO NO90904469A patent/NO904469L/no unknown
- 1990-10-17 CA CA002027890A patent/CA2027890C/fr not_active Expired - Fee Related
- 1990-10-17 JP JP2278834A patent/JPH03145356A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2653282B1 (fr) | 1994-07-22 |
| NO904469D0 (no) | 1990-10-16 |
| EP0423666A1 (fr) | 1991-04-24 |
| CA2027890C (fr) | 1994-01-11 |
| FR2653282A1 (fr) | 1991-04-19 |
| CA2027890A1 (fr) | 1991-04-19 |
| DE69017139D1 (de) | 1995-03-30 |
| US5105446A (en) | 1992-04-14 |
| EP0423666B1 (fr) | 1995-02-22 |
| NO904469L (no) | 1991-04-19 |
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