JPH0752812B2 - 予歪回路 - Google Patents
予歪回路Info
- Publication number
- JPH0752812B2 JPH0752812B2 JP60098855A JP9885585A JPH0752812B2 JP H0752812 B2 JPH0752812 B2 JP H0752812B2 JP 60098855 A JP60098855 A JP 60098855A JP 9885585 A JP9885585 A JP 9885585A JP H0752812 B2 JPH0752812 B2 JP H0752812B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- field effect
- signal
- signals
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 15
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 14
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
- 238000011179 visual inspection Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 この発明は電力増幅器の直線度の向上に用いられる予歪
（プリデイストーシヨン）回路、特にそのマイクロ波周
波数で動作するものに関する。
（プリデイストーシヨン）回路、特にそのマイクロ波周
波数で動作するものに関する。
地上局の送信機や通信衛星に用いられる進行波管型また
は固定型のマイクロ波電力増幅器は極めて効率よく線形
増幅を行うのが理想的であるが、このような増幅器の性
能は非直線性によつて制限される欠点がある。マイクロ
波電力増幅器で発生される信号の振幅と位相の歪を減
じ、帆走波対相互変調歪生成物比（c/I比）を向上する
ため、普通増幅器を効率の損失を犠牲にして充分飽和以
下で動作させる。
は固定型のマイクロ波電力増幅器は極めて効率よく線形
増幅を行うのが理想的であるが、このような増幅器の性
能は非直線性によつて制限される欠点がある。マイクロ
波電力増幅器で発生される信号の振幅と位相の歪を減
じ、帆走波対相互変調歪生成物比（c/I比）を向上する
ため、普通増幅器を効率の損失を犠牲にして充分飽和以
下で動作させる。
例えば進行波管増幅器（以後TWTAと呼ぶ）または固体電
力増幅器（SSPAと呼ぶ）では、非直線性の原因に振幅非
直線性と位相非直線性の２つがある。位相非直線性によ
り生ずる相互変調歪は振幅非直線性により生ずる相互変
調歪と直交する。
力増幅器（SSPAと呼ぶ）では、非直線性の原因に振幅非
直線性と位相非直線性の２つがある。位相非直線性によ
り生ずる相互変調歪は振幅非直線性により生ずる相互変
調歪と直交する。
予歪法は多くの非直線性補償法の中で最良の１つであ
る。この技法では、TWTAやSSPAの入力信号に逆方向の振
幅および位相非直線性を加えてその出力の非直線性を相
殺する。相互変調歪生成物を実質的に減ずるため、予歪
回路は振幅と位相の双方の逆非直線性を生成する必要が
ある。従来法の予歪回路には一般に移相器、減衰器等の
複雑な関連回路と共に非線形素子としてダイオードまた
は金属半導体（MES）電界効果トランジスタ（FET）が用
いられている。
る。この技法では、TWTAやSSPAの入力信号に逆方向の振
幅および位相非直線性を加えてその出力の非直線性を相
殺する。相互変調歪生成物を実質的に減ずるため、予歪
回路は振幅と位相の双方の逆非直線性を生成する必要が
ある。従来法の予歪回路には一般に移相器、減衰器等の
複雑な関連回路と共に非線形素子としてダイオードまた
は金属半導体（MES）電界効果トランジスタ（FET）が用
いられている。
この発明は電力増幅器の入力信号をそれに印加する前に
歪ませる予歪回路に実施されるもので、この回路で導入
された予歪が電力増幅器がその信号に誘起する位相と振
幅の非線形歪を補償し、その非線形歪が入力信号電力の
関数となる。
歪ませる予歪回路に実施されるもので、この回路で導入
された予歪が電力増幅器がその信号に誘起する位相と振
幅の非線形歪を補償し、その非線形歪が入力信号電力の
関数となる。
この発明による予歪回路は、入力信号を互いに90°離相
した第１および第２の信号に電力分割する手段と、その
電力分割手段からの各離相信号をそれぞれ受けてそれぞ
れ出力信号を生成するようにされた第１および第２の能
動非線形手段と、この非線形手段からの出力信号を受
け、その非線形手段の生成する信号を位相的に組み合せ
る手段とを含み、その能動非線形手段はそれぞれその予
歪回路内に次段の電力増幅器の生ずる位相および振幅の
歪を補償する量の歪を導入するように選択されたバイア
ス電圧を受けるようになつている。
した第１および第２の信号に電力分割する手段と、その
電力分割手段からの各離相信号をそれぞれ受けてそれぞ
れ出力信号を生成するようにされた第１および第２の能
動非線形手段と、この非線形手段からの出力信号を受
け、その非線形手段の生成する信号を位相的に組み合せ
る手段とを含み、その能動非線形手段はそれぞれその予
歪回路内に次段の電力増幅器の生ずる位相および振幅の
歪を補償する量の歪を導入するように選択されたバイア
ス電圧を受けるようになつている。
第１図において破線ブロツク12に囲まれたこの発明によ
る予歪回路10は、線形増幅器14と進行波管増幅器（TWT
A）または固体電力増幅器（SSPA）16の直列回路を介し
て出力端子17に接続されている。これらの増幅器は通常
設計のものである。
る予歪回路10は、線形増幅器14と進行波管増幅器（TWT
A）または固体電力増幅器（SSPA）16の直列回路を介し
て出力端子17に接続されている。これらの増幅器は通常
設計のものである。
予歪回路10は入力端子20と出力端子22の間に接続され、
入力信号は端子20に印加される。回路10は端子20の信号
入力を位相差のある２つの出力信号に分割する手段24を
含み、例として90°ハイブリツド回路24が示されてい
る。この例示の90°ハイブリツド回路を用いると、それ
ぞれ０°と90°で示す２つの出力が同じ電力レベルにな
るが、不均等な電力分割も許容し得る。この90°ハイブ
リツド回路24の第４の端子は整合成端抵抗30を介して抵
抗接地され、その０°と90°の移相出力信号はそれぞれ
第１の２ゲートFET30のゲートG1と２ゲートFET32のゲー
トG1に結合されている。
入力信号は端子20に印加される。回路10は端子20の信号
入力を位相差のある２つの出力信号に分割する手段24を
含み、例として90°ハイブリツド回路24が示されてい
る。この例示の90°ハイブリツド回路を用いると、それ
ぞれ０°と90°で示す２つの出力が同じ電力レベルにな
るが、不均等な電力分割も許容し得る。この90°ハイブ
リツド回路24の第４の端子は整合成端抵抗30を介して抵
抗接地され、その０°と90°の移相出力信号はそれぞれ
第１の２ゲートFET30のゲートG1と２ゲートFET32のゲー
トG1に結合されている。
後程詳述するように、２ゲートFET30、32の目的は回路1
0内において入力信号に対する出力信号の位相と利得に
入力信号のレベルの関数としての非直線性を与えること
である。このFET30、32の代りに他の非線形能動装置を
適当な回路網と共に用いることもできるが、このような
２ゲートFETを用いたときの非直線性について特に良好
な制御が可能である。
0内において入力信号に対する出力信号の位相と利得に
入力信号のレベルの関数としての非直線性を与えること
である。このFET30、32の代りに他の非線形能動装置を
適当な回路網と共に用いることもできるが、このような
２ゲートFETを用いたときの非直線性について特に良好
な制御が可能である。
各FETのゲートG1は誘導子LGとコンデンサCGから成るバ
イアス回路網を介して可変バイアス電位源VG1（トラン
ジスタ30がVG1A、トランジスタ32がVG1B）に結合されて
いる。同様に各トランジスタ30、32の制御ゲートG2は同
様のバイアス回路網を介して可変バイアス電位源V
G2（トランジスタ30がVG2A、トランジスタ32がVG2B）に
結合されている。各トランジスタ30、32のドレンはドレ
ン電位源VDに誘導結合されると共に、それぞれ線路AA、
BBを介して同相コンバイナ40の入力に結合されている。
同相コンバイナ40は任意の通常設計のものでよく、その
出力が線路CCを介して予歪回路10の出力端子22に接続さ
れている。
イアス回路網を介して可変バイアス電位源VG1（トラン
ジスタ30がVG1A、トランジスタ32がVG1B）に結合されて
いる。同様に各トランジスタ30、32の制御ゲートG2は同
様のバイアス回路網を介して可変バイアス電位源V
G2（トランジスタ30がVG2A、トランジスタ32がVG2B）に
結合されている。各トランジスタ30、32のドレンはドレ
ン電位源VDに誘導結合されると共に、それぞれ線路AA、
BBを介して同相コンバイナ40の入力に結合されている。
同相コンバイナ40は任意の通常設計のものでよく、その
出力が線路CCを介して予歪回路10の出力端子22に接続さ
れている。
予歪回路10は入力端子20に印加された信号に減衰を与
え、この減衰が線形増幅器14によつて補償される。従つ
て理想通り線形増幅器14の出力に生ずる信号が端子20の
信号入力と実質的に同一振幅となるが、増幅器14によつ
て生ずる振幅および位相の歪と反対の振幅および位相の
歪が希望通り加わつて、理想状態では、予歪回路10と増
幅器16の組合せによる振幅および位相の歪はない。第１
図の回路の動作を次に第2a図、第2b図、第3a図、第3b
図、第4a図、第4b図および第５図について説明する。
え、この減衰が線形増幅器14によつて補償される。従つ
て理想通り線形増幅器14の出力に生ずる信号が端子20の
信号入力と実質的に同一振幅となるが、増幅器14によつ
て生ずる振幅および位相の歪と反対の振幅および位相の
歪が希望通り加わつて、理想状態では、予歪回路10と増
幅器16の組合せによる振幅および位相の歪はない。第１
図の回路の動作を次に第2a図、第2b図、第3a図、第3b
図、第4a図、第4b図および第５図について説明する。
第2a図は入出力電力を共通の横軸と縦軸にとつた３本の
曲線を示す。「増幅器」と添記した曲線は第１図の16の
ような代表的SSPAまたはTWTAの端子22の入力電力と端子
17の出力電位の関係を示す。この曲線は望み通りの直線
でないから非線形増幅器のものであることに注意すべき
である。「予歪回路」と添記した曲線は端子20の入力信
号と端子22の出力信号の関係を示し、これも設計によつ
て増幅器16の非直線性と逆向きの非直線性を有する。
「増幅器＋予歪回路」と添記した曲線は端子20の入力電
力と端子17の出力電力の関係を示すもので、電力増幅器
16の飽和点（３曲線の交点）付近まで本質的に直線を成
している。
曲線を示す。「増幅器」と添記した曲線は第１図の16の
ような代表的SSPAまたはTWTAの端子22の入力電力と端子
17の出力電位の関係を示す。この曲線は望み通りの直線
でないから非線形増幅器のものであることに注意すべき
である。「予歪回路」と添記した曲線は端子20の入力信
号と端子22の出力信号の関係を示し、これも設計によつ
て増幅器16の非直線性と逆向きの非直線性を有する。
「増幅器＋予歪回路」と添記した曲線は端子20の入力電
力と端子17の出力電力の関係を示すもので、電力増幅器
16の飽和点（３曲線の交点）付近まで本質的に直線を成
している。
同様に、第2b図は横軸と縦軸を共通にする３本の曲線を
示す。「増幅器」と添記した曲線は増幅器16の入力電力
とそれを通ることによる位相変化の関係を示すが、入力
電力の増大と共に位相差が負方向に増すことが判る。
「予歪回路」と添記した曲線は予歪回路10を入力端子20
から出力端子22まで通過した信号の位相変化を示すが、
増幅器16とは（後述のように）逆を向いている。すなわ
ち予歪回路は入力信号振幅の増大と共に信号の位相が正
方向に変る。最後に「増幅器＋予歪回路」と添記した曲
線は問題の入力電力レベル全体に亘つて望み通り零位相
差を示す直線を成している。
示す。「増幅器」と添記した曲線は増幅器16の入力電力
とそれを通ることによる位相変化の関係を示すが、入力
電力の増大と共に位相差が負方向に増すことが判る。
「予歪回路」と添記した曲線は予歪回路10を入力端子20
から出力端子22まで通過した信号の位相変化を示すが、
増幅器16とは（後述のように）逆を向いている。すなわ
ち予歪回路は入力信号振幅の増大と共に信号の位相が正
方向に変る。最後に「増幅器＋予歪回路」と添記した曲
線は問題の入力電力レベル全体に亘つて望み通り零位相
差を示す直線を成している。
増幅器の位相と電力の非直線性は入力電力のレベルが高
いほど極めて不都合な相互変調歪生成物を生ずる。この
生成物はある増幅器の動作周波数が変ると問題を生ずる
ため、増幅器をその最大増幅電位より実質的に低いレベ
ルで動作させるのが普通である。
いほど極めて不都合な相互変調歪生成物を生ずる。この
生成物はある増幅器の動作周波数が変ると問題を生ずる
ため、増幅器をその最大増幅電位より実質的に低いレベ
ルで動作させるのが普通である。
第3a図は非線形増幅器における相互変調歪の問題を示
す。増幅器の入力端子22に周波数f1、f2が印加されたと
仮定する。第3a図はＹ軸に振幅、Ｘ軸に周波数をとつて
ある。第３、第５および第７の相互変調歪生成物は図示
の通りで、例えば第３の生成物は周波数2f1−f2と2f2−
f1にあり、基本周波数と第２高調波との振幅差は搬送波
対相互変調歪を表わすC/第3IMDである。
す。増幅器の入力端子22に周波数f1、f2が印加されたと
仮定する。第3a図はＹ軸に振幅、Ｘ軸に周波数をとつて
ある。第３、第５および第７の相互変調歪生成物は図示
の通りで、例えば第３の生成物は周波数2f1−f2と2f2−
f1にあり、基本周波数と第２高調波との振幅差は搬送波
対相互変調歪を表わすC/第3IMDである。
これに比して第3b図は同じ２つの入力信号f1、f2を示す
が、ここでは予歪回路と電力増幅器の双方を通つてい
る。第3a図に比して第３、第５および第７の相互変調歪
生成物の値が基本信号f1、f2のそれより実質的に低く、
すなわち、C/第3IMCの比は第3a図に比して遥かに大き
い。
が、ここでは予歪回路と電力増幅器の双方を通つてい
る。第3a図に比して第３、第５および第７の相互変調歪
生成物の値が基本信号f1、f2のそれより実質的に低く、
すなわち、C/第3IMCの比は第3a図に比して遥かに大き
い。
第4a図はFET30、32のような２ゲートFETの利得をゲート
１のバイアスVG1とドレンバイアスVDを一定としたとき
制御ゲートG2に印加されるバイアスの関数として示す曲
線で、従つてFET30、32の利得はそれぞれVG2A、VG2Bを
調節することにより設定される。
１のバイアスVG1とドレンバイアスVDを一定としたとき
制御ゲートG2に印加されるバイアスの関数として示す曲
線で、従つてFET30、32の利得はそれぞれVG2A、VG2Bを
調節することにより設定される。
第4b図は２ゲートFETを通つた信号の位相変化をゲート
１のバイアスVG1とドレンバイアスVDを一定としたとき
制御ゲートG2に印加されるバイアスの関数として示す曲
線で、従つてVG2A、VG2Bを調節することにより、各FET
の利得が調節されるだけでなく、それを通る信号の位相
にも影響がある。VG2とVDを一定としたときのVG1（VG1A
およびVG1B）にも同様の曲線が当てはまる。
１のバイアスVG1とドレンバイアスVDを一定としたとき
制御ゲートG2に印加されるバイアスの関数として示す曲
線で、従つてVG2A、VG2Bを調節することにより、各FET
の利得が調節されるだけでなく、それを通る信号の位相
にも影響がある。VG2とVDを一定としたときのVG1（VG1A
およびVG1B）にも同様の曲線が当てはまる。
第５図はトランジスタ30、32のバイアス設定の効果を示
すベクトル図で、予歪回路の動作を最もよく表わしてい
る。端子20の入力信号のある値に対してトランジスタ30
（第１図）の出力の線路AAに生ずる信号の大きさと方向
を第５図にベクトルＡで示し、同様に端子20の特定入力
値に対するトランジスタ32の出力の線路BBに生ずる信号
の大きさと方向をベクトルＢで示す。トランジスタ30、
32の双方のゲート２のバイアスが相等しければ、両トラ
ンジスタのゲート１の信号入力は90°離相しているた
め、ベクトルＡ、Ｂは互いに直角関係にあるが、ゲート
G2のバイアスは非直線性に影響を及ぼすように不均等に
選ばれるため、ベクトルＡ、Ｂは互いに直角にならず第
５図のようになる。第５図のベクトルＣは同相コンバイ
ナ40によるベクトル和によつて得られる端子22（第１
図）の出力を表わす。
すベクトル図で、予歪回路の動作を最もよく表わしてい
る。端子20の入力信号のある値に対してトランジスタ30
（第１図）の出力の線路AAに生ずる信号の大きさと方向
を第５図にベクトルＡで示し、同様に端子20の特定入力
値に対するトランジスタ32の出力の線路BBに生ずる信号
の大きさと方向をベクトルＢで示す。トランジスタ30、
32の双方のゲート２のバイアスが相等しければ、両トラ
ンジスタのゲート１の信号入力は90°離相しているた
め、ベクトルＡ、Ｂは互いに直角関係にあるが、ゲート
G2のバイアスは非直線性に影響を及ぼすように不均等に
選ばれるため、ベクトルＡ、Ｂは互いに直角にならず第
５図のようになる。第５図のベクトルＣは同相コンバイ
ナ40によるベクトル和によつて得られる端子22（第１
図）の出力を表わす。
ベクトルＡ、Ｂを生成したものとは異るこれより大きい
値の入力信号が端子20に印加されると、第５図の破線
Ａ′で示す方向と大きさの信号がトランジスタ30の出力
に生ずる。同様に、端子20のその大きい入力信号による
トランジスタ32の大きい入力信号から生じる出力信号は
第５図に破線ベクトルＢ′で示されている。ベクトル
Ｃ′はベクトルＡ′、Ｂ′のベクトル和で、その与えら
れた大きな入力信号に対して端子22に生ずる信号であ
る。２つのトランジスタ30、32に導入された異る非直線
性のため、第５図にφAで示すＡ、Ａ′間の位相角の変
化が、端子20（第１図）の入力信号の任意の異る２つの
レベルに対するφBで示されるＢ、Ｂ′間の位相角の変
化に等しくない。
値の入力信号が端子20に印加されると、第５図の破線
Ａ′で示す方向と大きさの信号がトランジスタ30の出力
に生ずる。同様に、端子20のその大きい入力信号による
トランジスタ32の大きい入力信号から生じる出力信号は
第５図に破線ベクトルＢ′で示されている。ベクトル
Ｃ′はベクトルＡ′、Ｂ′のベクトル和で、その与えら
れた大きな入力信号に対して端子22に生ずる信号であ
る。２つのトランジスタ30、32に導入された異る非直線
性のため、第５図にφAで示すＡ、Ａ′間の位相角の変
化が、端子20（第１図）の入力信号の任意の異る２つの
レベルに対するφBで示されるＢ、Ｂ′間の位相角の変
化に等しくない。
第５図において、角φCは例示の異る入力信号に対する
端子22（第１図）の信号出力の位相変化を表わす。第５
図から明らかなように、ベクトルＣ、Ｃ′で表される出
力信号の大きさは一般に入力信号の異るレベルとの直接
関係を持たないが、むしろバイアス値VG1、VG2の関数で
ある各トランジスタ30、32の非直線性に影響される。
端子22（第１図）の信号出力の位相変化を表わす。第５
図から明らかなように、ベクトルＣ、Ｃ′で表される出
力信号の大きさは一般に入力信号の異るレベルとの直接
関係を持たないが、むしろバイアス値VG1、VG2の関数で
ある各トランジスタ30、32の非直線性に影響される。
各２ゲートFETのバイアス電圧VG1、VG2はそのFETの生成
する非直線性を決定し、またVG1A、VG2A、VG1BおよびV
G2Bの設定によつて予歪回路の生成する綜合非直線性が
決まる。その予歪回路の生成する非直線性の量と位相は
両FET30、32の両ゲートのバイアス電圧を変えることに
より変えることができる。バイアス電圧の設定を調節し
てTWTAまたはSSPA16のそれとは反対の異る振幅および位
相の非直線性を生ずることができ、従つて予歪回路10を
同調して異るTWTAまたはSSPAを直線化することができ
る。VG1A、VG1B、VG2A、VG2Bの値は装置の出力端子17の
結果を単に視測して、線形出力信号が得られるまでバイ
アス電圧を変えることにより経験的に設定する。例とし
て、ヒユーズ・エアクラフト（Hughes Aircraft）社の
17ワツトTWTA型式第1653号と日本電気製２ゲートFET型
式NE46385に対しては次のバイアス電圧を用いた。
する非直線性を決定し、またVG1A、VG2A、VG1BおよびV
G2Bの設定によつて予歪回路の生成する綜合非直線性が
決まる。その予歪回路の生成する非直線性の量と位相は
両FET30、32の両ゲートのバイアス電圧を変えることに
より変えることができる。バイアス電圧の設定を調節し
てTWTAまたはSSPA16のそれとは反対の異る振幅および位
相の非直線性を生ずることができ、従つて予歪回路10を
同調して異るTWTAまたはSSPAを直線化することができ
る。VG1A、VG1B、VG2A、VG2Bの値は装置の出力端子17の
結果を単に視測して、線形出力信号が得られるまでバイ
アス電圧を変えることにより経験的に設定する。例とし
て、ヒユーズ・エアクラフト（Hughes Aircraft）社の
17ワツトTWTA型式第1653号と日本電気製２ゲートFET型
式NE46385に対しては次のバイアス電圧を用いた。
VG1A＝−0.9V VG1B＝−1.2V VG2A＝−1.8V VG2B＝−2.5V VD＝4V 上記製品および電圧を用いて、飽和点またはその付近で
歪の第３相互変調歪生成物に５〜10cBの減少が得られ
た。
歪の第３相互変調歪生成物に５〜10cBの減少が得られ
た。
電力増幅器16の形式、必要な直線化の量およびそれと予
歪回路が働らく環境（制御された温度変動の大きい温
度）により、予歪回路の動的調節が望ましく、またはそ
れが必要なことがある。第６図は動的調節装置のあるこ
の方式の１つを示す。第６図の回路はその大部分が第１
図の回路と同じで、装置の入力端子20と出力端子17の間
に接続されている。入力端子20は90°ハイブリツド24に
接続され、その出力は２ゲートFET30、32に接続されて
いる。２つのFETのドレン端子は同相コンバイナ40に接
続され、コンバイナ40の出力端子22は線形増幅器14とTW
TAまたはSSPA16を介して装置の出力端子17に接続されて
いる。
歪回路が働らく環境（制御された温度変動の大きい温
度）により、予歪回路の動的調節が望ましく、またはそ
れが必要なことがある。第６図は動的調節装置のあるこ
の方式の１つを示す。第６図の回路はその大部分が第１
図の回路と同じで、装置の入力端子20と出力端子17の間
に接続されている。入力端子20は90°ハイブリツド24に
接続され、その出力は２ゲートFET30、32に接続されて
いる。２つのFETのドレン端子は同相コンバイナ40に接
続され、コンバイナ40の出力端子22は線形増幅器14とTW
TAまたはSSPA16を介して装置の出力端子17に接続されて
いる。
特にFETの非直線性の量はそのトランジスタの温度の関
数で、各トランジスタ30、32の非直線性は単にゲートG2
電圧の関数だけでなく、またそのトランジスタの温度の
関数でもある。この非直線性は、一般にTWTAまたはSSPA
が温度変化に対して別個に補正されるため、特に不都合
である。この無用の非直線性を補償するには、２つのト
ランジスタの各ドレンバイアス回路にで図示するサー
ミスタを挿入すればよい。このサーミスタを適当に選択
すれば温度による非直線性を実質的に補償するドレンバ
イアスが得られる。
数で、各トランジスタ30、32の非直線性は単にゲートG2
電圧の関数だけでなく、またそのトランジスタの温度の
関数でもある。この非直線性は、一般にTWTAまたはSSPA
が温度変化に対して別個に補正されるため、特に不都合
である。この無用の非直線性を補償するには、２つのト
ランジスタの各ドレンバイアス回路にで図示するサー
ミスタを挿入すればよい。このサーミスタを適当に選択
すれば温度による非直線性を実質的に補償するドレンバ
イアスが得られる。
第６図の回路では、トランジスタ32のゲートG2バイアス
が第１図の回路におけるように単に予め設定されるので
なく、入力電圧の関数として動的に決定される。このた
め結合器60が水晶検波器62に接続されて入力端子20に印
加されたRF信号を検波するようになつている。この検波
器62の出力は広帯域増幅器64に接続され、その増幅器64
の出力はトランジスタ32のゲートバイアス回路の抵抗6
6、68を含む抵抗回路網に結合されている。同様の回路
を接続してトランジスタ30のゲートG2バイアスに効果を
及ぼすこともできる。第６図の回路の動作は第１図の回
路と同様で第５図に示す通りであるが、各トランジスタ
30、32のドレンバイアスがその温度従つてサーミスタＴ
の温度の関数であり、トランジスタ32の非直線度が第１
図の場合のように一定でなく、水晶検波器62と増幅器64
の組合せにより電圧に変換される端子20の入力信号値の
関数である点が異ることはいうまでもない。
が第１図の回路におけるように単に予め設定されるので
なく、入力電圧の関数として動的に決定される。このた
め結合器60が水晶検波器62に接続されて入力端子20に印
加されたRF信号を検波するようになつている。この検波
器62の出力は広帯域増幅器64に接続され、その増幅器64
の出力はトランジスタ32のゲートバイアス回路の抵抗6
6、68を含む抵抗回路網に結合されている。同様の回路
を接続してトランジスタ30のゲートG2バイアスに効果を
及ぼすこともできる。第６図の回路の動作は第１図の回
路と同様で第５図に示す通りであるが、各トランジスタ
30、32のドレンバイアスがその温度従つてサーミスタＴ
の温度の関数であり、トランジスタ32の非直線度が第１
図の場合のように一定でなく、水晶検波器62と増幅器64
の組合せにより電圧に変換される端子20の入力信号値の
関数である点が異ることはいうまでもない。
第１図はこの発明の推奨実施例による予歪回路とこれに
続く補償すべき歪を持つ増幅回路の回路図、第2a図およ
び第2b図は第１図の予歪回路とこれに続く増幅回路の振
幅および位相の歪を表わす図表、第3a図および第3b図は
それぞれ電力増幅器だけの場合と増幅器にこの発明の推
奨実施例による予歪回路を組合せた場合との相互変調歪
を示す周波数図表、第4a図および第4b図はそれぞれ２ゲ
ートFETの利得および位相の変化を制御ゲートバイアス
信号レベルの関数として示す図表、第５図は第１図の予
歪回路の動作を説明するベクトル図、第６図はこの発明
の他の推奨実施例による予歪回路の回路図である。 10……予歪回路、16……電力増幅器、20……入力端子、
22……出力端子、24……電力分割手段、30、32……第１
および第２の非線形手段、40……信号組合せ手段。
続く補償すべき歪を持つ増幅回路の回路図、第2a図およ
び第2b図は第１図の予歪回路とこれに続く増幅回路の振
幅および位相の歪を表わす図表、第3a図および第3b図は
それぞれ電力増幅器だけの場合と増幅器にこの発明の推
奨実施例による予歪回路を組合せた場合との相互変調歪
を示す周波数図表、第4a図および第4b図はそれぞれ２ゲ
ートFETの利得および位相の変化を制御ゲートバイアス
信号レベルの関数として示す図表、第５図は第１図の予
歪回路の動作を説明するベクトル図、第６図はこの発明
の他の推奨実施例による予歪回路の回路図である。 10……予歪回路、16……電力増幅器、20……入力端子、
22……出力端子、24……電力分割手段、30、32……第１
および第２の非線形手段、40……信号組合せ手段。
Claims (6)
- 【請求項１】入力（20）に入力信号を受信する回路（1
0）が、（ａ）前記入力に結合され、前記入力信号を互
いに相対的に90°移相された第１および第２の信号に電
力分割する手段（24）と、（ｂ）前記第１および第２の
信号を受信して、それぞれの出力（Ｄ）に第３および第
４の信号を生じるように結合された第１および第２の能
動手段（30,32）であって、それぞれに印加されたバイ
アスに応答して前記第１および第２の信号の各々と前記
第３および第４の信号のそれぞれとの間に非線形な関係
を生じさせる該第１および第２の能動手段と、（ｃ）前
記能動手段の出力と前記回路の出力（22）との間に結合
され、前記回路の出力で第３および第４の信号のベクト
ル和を生じる手段（40）、とを有していて、前記回路
（10）にその出力信号（22で）を予め歪ませて、前記回
路（10）の出力信号が印加される電力増幅器によって別
に導入される増幅および位相の非線形歪を補うために、
前記第１および第２の能動手段（30,32）に個別にバイ
アス電圧（VG2A，VG2B）が印加されることを特徴とする
回路。 - 【請求項２】前記第１および第２能動手段が、それぞれ
第１および第２の２ゲート電界効果トランジスタを有
し、前記第１および第２の信号はそれぞれ前記第１およ
び第２の電界効果トランジスタのそれぞれの信号用ゲー
ト（G1）に結合され、前記第３および第４の信号が生じ
る前記第１および第２の電界効果トランジスタのそれぞ
れの出力端子（Ｄ）は信号組合せ手段（40）のそれぞれ
の入力（AA,BB）に結合されていて、前記個別のバイア
ス電圧が、それぞれ前記第１および第２の電界効果トラ
ンジスタの制御用ゲート（G2）に印加されることを特徴
とする特許請求の範囲１項記載の回路。 - 【請求項３】前記第１の電界効果トランジスタの制御用
ゲートに印加されるバイアス電圧が、前記第２の電界効
果トランジスタの制御用ゲートに印加されるバイアス電
圧と異なっている、特許請求の範囲２項記載の回路。 - 【請求項４】バイアス電圧（VG1A，VG1B）が前記第１お
よび第２の電界効果トランジスタのそれぞれの信号用ゲ
ート（G1）に印加され、前記第１の電界効果トランジス
タの信号用ゲートに印加されるバイアス電圧（VG1A）の
レベルが、前記第２の電界効果トランジスタの信号用ゲ
ートに印加されるバイアス電圧（VG1B）のレベルと異な
っていることを特徴とする特許請求の範囲２項または３
項に記載の回路。 - 【請求項５】前記電界効果トランジスタの一方（32）の
制御用ゲート（G2）に、変化しうるパラメータ（入力信
号電力）の関数である追加のバイアス電圧を印加する追
加の手段（60,62,64,66,68）を特徴とする特許請求の範
囲２項ないし４項のいずれかに記載の回路。 - 【請求項６】前記電界効果トランジスタの一方（30）の
出力端子（Ｄ）に直列に結合された追加バイアス手段
が、前記出力端子の電圧レベルを変化し得るパラメータ
（回路10の温度）の関数として調節することを特徴とす
る特許請求の範囲２項ないし５項のいずれかに記載の回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/608,415 US4564816A (en) | 1984-05-09 | 1984-05-09 | Predistortion circuit |
| US608415 | 1990-11-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60246107A JPS60246107A (ja) | 1985-12-05 |
| JPH0752812B2 true JPH0752812B2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=24436403
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60098855A Expired - Lifetime JPH0752812B2 (ja) | 1984-05-09 | 1985-05-08 | 予歪回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4564816A (ja) |
| JP (1) | JPH0752812B2 (ja) |
| CA (1) | CA1216638A (ja) |
| DE (1) | DE3516603A1 (ja) |
| FR (1) | FR2564260B1 (ja) |
| GB (1) | GB2158625B (ja) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4878030A (en) * | 1987-10-23 | 1989-10-31 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Linearizer for microwave amplifier |
| US5091919A (en) * | 1989-02-08 | 1992-02-25 | Nokia-Mobira Oy | Transmitter arrangement for digitally modulated signals |
| US5119392A (en) * | 1990-11-21 | 1992-06-02 | Gte Laboratories Incorporated | Second-order predistortion circuit for use with laser diode |
| US5146177A (en) * | 1991-08-30 | 1992-09-08 | General Electric Co. | Balanced reflective nonlinear processor using FETs |
| US5162748A (en) * | 1991-11-29 | 1992-11-10 | General Electric Company | Switchable FET distortion generator |
| US5258722A (en) * | 1991-12-13 | 1993-11-02 | General Instrument Corporation, Jerrold Comminications | Amplifier circuit with distortion cancellation |
| DE4210637A1 (de) * | 1992-03-31 | 1993-10-07 | Linde Ag | Verfahren zur Gewinnung von hochreinem Wasserstoff und hochreinem Kohlenmonoxid |
| US5394113A (en) * | 1992-08-28 | 1995-02-28 | Harris Corporation | High impedance low-distortion linear amplifier |
| FR2721156B1 (fr) * | 1994-06-13 | 1996-07-26 | Europ Agence Spatiale | Circuit de linéarisation à prédistorsion. |
| US5815038A (en) * | 1995-04-28 | 1998-09-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Distortion compensation circuit |
| DE19637582A1 (de) * | 1996-09-14 | 1998-03-19 | Daimler Benz Ag | Verstärkeranordnung hohen Wirkungsgrades |
| US6046635A (en) * | 1998-04-08 | 2000-04-04 | Powerwave Technologies, Inc. | Dynamic predistortion compensation for a power amplifier |
| US6133790A (en) * | 1998-09-17 | 2000-10-17 | Motorola, Inc. | In-line, unbalanced amplifier, predistortion circuit |
| US6064264A (en) * | 1998-09-23 | 2000-05-16 | Lucent Technologies Inc. | Backgate switched power amplifier |
| JP2000223960A (ja) * | 1999-02-01 | 2000-08-11 | Fujitsu Ltd | 歪み補償器 |
| US6255908B1 (en) | 1999-09-03 | 2001-07-03 | Amplix | Temperature compensated and digitally controlled amplitude and phase channel amplifier linearizer for multi-carrier amplification systems |
| US6239656B1 (en) * | 2000-01-31 | 2001-05-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power amplifier |
| GB0028713D0 (en) * | 2000-11-24 | 2001-01-10 | Nokia Networks Oy | Lineariser |
| US7058369B1 (en) | 2001-11-21 | 2006-06-06 | Pmc-Sierra Inc. | Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers |
| US7221907B2 (en) * | 2003-02-12 | 2007-05-22 | The Boeing Company | On orbit variable power high power amplifiers for a satellite communications system |
| JP4257971B2 (ja) * | 2003-03-27 | 2009-04-30 | 独立行政法人産業技術総合研究所 | 二重ゲート電界効果トランジスタのゲート信号印加方法 |
| US20060039498A1 (en) * | 2004-08-19 | 2006-02-23 | De Figueiredo Rui J P | Pre-distorter for orthogonal frequency division multiplexing systems and method of operating the same |
| US8391811B2 (en) * | 2009-12-30 | 2013-03-05 | Triquint Semiconductor, Inc. | Input-power overload-protection circuit |
| US9261609B2 (en) * | 2012-08-20 | 2016-02-16 | General Electric Company | Apparatus and methods for charge collection control in radiation detectors |
| JP2016213603A (ja) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | 富士通株式会社 | 無線通信装置 |
| CN110855251B (zh) * | 2019-09-09 | 2023-04-11 | 宁波大学 | 一种单路串联式模拟预失真系统 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE214167C (ja) * | 1970-09-23 | Communications Satellite Corp | ||
| US3777275A (en) * | 1972-01-31 | 1973-12-04 | Bell Telephone Labor Inc | Linear amplification with nonlinear devices |
| US3755754A (en) * | 1972-02-04 | 1973-08-28 | Varian Associates | Predistortion compensation for a microwave amplifier |
| US4109212A (en) * | 1976-10-29 | 1978-08-22 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Complementary distortion circuit |
| JPS5816802B2 (ja) * | 1978-04-17 | 1983-04-02 | ケイディディ株式会社 | 高周波増幅器の非線形補償回路 |
| JPS5516527A (en) * | 1978-07-19 | 1980-02-05 | Nec Corp | Ultra-high frequency amplifier |
| DE3002995C2 (de) * | 1979-02-13 | 1983-09-29 | Nippon Telegraph & Telephone Public Corp., Tokyo | Anpassbares Entzerrungssystem |
| US4291277A (en) * | 1979-05-16 | 1981-09-22 | Harris Corporation | Adaptive predistortion technique for linearizing a power amplifier for digital data systems |
| JPS5744047A (en) * | 1980-08-26 | 1982-03-12 | Mitsubishi Kensetsu Kk | Flooring of structure |
| US4401952A (en) * | 1981-07-20 | 1983-08-30 | Microsource, Inc. | Microwave switched amplifier/multiplier |
| US4462001A (en) * | 1982-02-22 | 1984-07-24 | Canadian Patents & Development Limited | Baseband linearizer for wideband, high power, nonlinear amplifiers |
| US4465980A (en) * | 1982-09-23 | 1984-08-14 | Rca Corporation | Predistortion circuit for a power amplifier |
-
1984
- 1984-05-09 US US06/608,415 patent/US4564816A/en not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-04-25 CA CA000480120A patent/CA1216638A/en not_active Expired
- 1985-05-08 GB GB08511628A patent/GB2158625B/en not_active Expired
- 1985-05-08 JP JP60098855A patent/JPH0752812B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-08 DE DE19853516603 patent/DE3516603A1/de active Granted
- 1985-05-09 FR FR858507021A patent/FR2564260B1/fr not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2564260B1 (fr) | 1992-08-07 |
| JPS60246107A (ja) | 1985-12-05 |
| GB2158625A (en) | 1985-11-13 |
| FR2564260A1 (fr) | 1985-11-15 |
| DE3516603C2 (ja) | 1988-06-30 |
| GB2158625B (en) | 1987-06-24 |
| DE3516603A1 (de) | 1985-11-14 |
| CA1216638A (en) | 1987-01-13 |
| US4564816A (en) | 1986-01-14 |
| GB8511628D0 (en) | 1985-06-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0752812B2 (ja) | 予歪回路 | |
| US4554514A (en) | Predistortion circuit with feedback | |
| US5365187A (en) | Power amplifier utilizing the vector addition of two constant envelope carriers | |
| US4453133A (en) | Active predistorter for linearity compensation | |
| US5570063A (en) | RF power amplifier with signal predistortion for improved linearity | |
| KR100374828B1 (ko) | 적응성 전치왜곡 송신기 | |
| US7626455B2 (en) | Distortion compensation apparatus | |
| US8736365B2 (en) | Broadband linearization module and method | |
| JPH0923119A (ja) | 先行歪み回路及びこの回路を使用する移動機 | |
| US4532477A (en) | Distortion compensation for a microwave amplifier | |
| JPH0654877B2 (ja) | 線形送信装置 | |
| US4857865A (en) | Self equalizing multi-stage radio frequency power amplifier | |
| JP3545125B2 (ja) | 歪み補償回路 | |
| JPH03145356A (ja) | 伝送チェインにおける非線形性を補正するディジタル方法及び該方法を実施するための装置 | |
| JP2002064340A (ja) | 高周波電力増幅器 | |
| KR100814322B1 (ko) | 선형성이 개선된 능동 스위칭 주파수 혼합기 | |
| JP3487060B2 (ja) | 歪補償回路 | |
| JPS61146004A (ja) | 線形化電力増幅装置 | |
| JPH0251287B2 (ja) | ||
| US6573792B1 (en) | Feedforward amplifier | |
| KR20070063110A (ko) | 고주파 증폭기의 비선형성을 보정하기 위한 장치 | |
| JP2000223960A (ja) | 歪み補償器 | |
| US4178555A (en) | Method of reducing distortion in electronic networks | |
| RU2692966C1 (ru) | Аналоговый предыскажающий линеаризатор для усилителя мощности | |
| JP3528414B2 (ja) | 歪補償回路 |