JPH0251287B2 - - Google Patents
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- JPH0251287B2 JPH0251287B2 JP55069011A JP6901180A JPH0251287B2 JP H0251287 B2 JPH0251287 B2 JP H0251287B2 JP 55069011 A JP55069011 A JP 55069011A JP 6901180 A JP6901180 A JP 6901180A JP H0251287 B2 JPH0251287 B2 JP H0251287B2
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- transistor amplifier
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(1) 発明の技術分野
本発明は高周波トランジスタ増幅器を用いた非
線形素子に関するものである。
線形素子に関するものである。
(2) 従来技術とその問題点
通常、高周波トランジスタ増幅回路は飽和出力
以降では出力振幅が一定になる入出力特性を示す
ため、振幅リミツタとしても使用することができ
る。特に近年開発されたGaAsMES FET（Metal
Semiconductor Field Effect Transistor）増幅
回路は、従来の振幅リミツタに比較すると振幅抑
圧度が大きく動作レベル範囲の広い振幅抑圧特性
と入力電力を変えたときの出力位相変化が小さい
入力電力対出力位相特性が得られることが知られ
ている。この場合に、一般には出力位相変化分を
示すのに好適なように入力電力対出力位相特性を
示す曲線上の各点の微分係数値をとつた振幅変調
−位相変調変換特性（以下AM−PM変換特性と
いう）が用いられている。しかし、従来の高周波
トランジスタ増幅回路は、高利得、広帯域あるい
は低雑音特性を得る条件のもとで設計されてお
り、AM−PM変換特性はそれぞれ異なつた特性
を示し、かつ異なつた周波数特性を有する場合が
多い。従つて、これらの高周波トランジスタ増幅
回路を振幅リミツタに使用する場合や高周波電力
増幅器の入出力非線形特性を補償するプリデイス
トーシヨン形非線形補償回路の非線形素子として
使用する場合には、そのAM−PM変換特性を前
者の場合には変動が小であり後者の場合には補償
対象の回路の非線形特性と逆の特性であるような
所要の特性に調整することが必要である。
以降では出力振幅が一定になる入出力特性を示す
ため、振幅リミツタとしても使用することができ
る。特に近年開発されたGaAsMES FET（Metal
Semiconductor Field Effect Transistor）増幅
回路は、従来の振幅リミツタに比較すると振幅抑
圧度が大きく動作レベル範囲の広い振幅抑圧特性
と入力電力を変えたときの出力位相変化が小さい
入力電力対出力位相特性が得られることが知られ
ている。この場合に、一般には出力位相変化分を
示すのに好適なように入力電力対出力位相特性を
示す曲線上の各点の微分係数値をとつた振幅変調
−位相変調変換特性（以下AM−PM変換特性と
いう）が用いられている。しかし、従来の高周波
トランジスタ増幅回路は、高利得、広帯域あるい
は低雑音特性を得る条件のもとで設計されてお
り、AM−PM変換特性はそれぞれ異なつた特性
を示し、かつ異なつた周波数特性を有する場合が
多い。従つて、これらの高周波トランジスタ増幅
回路を振幅リミツタに使用する場合や高周波電力
増幅器の入出力非線形特性を補償するプリデイス
トーシヨン形非線形補償回路の非線形素子として
使用する場合には、そのAM−PM変換特性を前
者の場合には変動が小であり後者の場合には補償
対象の回路の非線形特性と逆の特性であるような
所要の特性に調整することが必要である。
ところで、高周波トランジスタ増幅回路のAM
−PM変換特性が増幅回路の回路条件によつてど
のような非線形を呈するかについては未だ充分に
解明されていない。しかし、実験的にはトランジ
スタのバイアス回路、バイアス電圧および信号源
や負荷インピーダンスとの整合条件等によつて
AM−PM変換特性が異なることが知られている。
これは、高周波トランジスタ増幅回路のAM−
PM変換作用が、バイポーラトランジスタの場合
にはベース・エミツタ間接合容量の非線形や飽和
によるコレクタ領域の蓄積電荷により、また
FETの場合にはゲート接合の非線形や電子速度
の飽和等によるものであり、これらの影響の度合
いが増幅回路の動作条件や回路条件によつて異な
つてくるためと考えられる。従つて、増幅回路の
動作条件や回路条件によつて異なるAM−PM変
換特性をほぼ同一にする場合、または予め定めた
AM−PM変換特性に調整する場合には、AM−
PM変換特性を任意に変化することができる非線
形素子が必要となる。しかし、AM−PM変換特
性を任意に変化させて所望の状態に制御すること
ができる構成はまだ提案されていない。
−PM変換特性が増幅回路の回路条件によつてど
のような非線形を呈するかについては未だ充分に
解明されていない。しかし、実験的にはトランジ
スタのバイアス回路、バイアス電圧および信号源
や負荷インピーダンスとの整合条件等によつて
AM−PM変換特性が異なることが知られている。
これは、高周波トランジスタ増幅回路のAM−
PM変換作用が、バイポーラトランジスタの場合
にはベース・エミツタ間接合容量の非線形や飽和
によるコレクタ領域の蓄積電荷により、また
FETの場合にはゲート接合の非線形や電子速度
の飽和等によるものであり、これらの影響の度合
いが増幅回路の動作条件や回路条件によつて異な
つてくるためと考えられる。従つて、増幅回路の
動作条件や回路条件によつて異なるAM−PM変
換特性をほぼ同一にする場合、または予め定めた
AM−PM変換特性に調整する場合には、AM−
PM変換特性を任意に変化することができる非線
形素子が必要となる。しかし、AM−PM変換特
性を任意に変化させて所望の状態に制御すること
ができる構成はまだ提案されていない。
(3) 発明の目的
本発明の目的は、従来の高周波トランジスタ増
幅器の入力側または出力側あるいは双方にインピ
ーダンス調整回路を付加して入力電力対出力位相
特性すなわちAM−PM変換特性を変化すること
ができるようにした高周波トランジスタ増幅器を
用いた非線形素子を提供することである。
幅器の入力側または出力側あるいは双方にインピ
ーダンス調整回路を付加して入力電力対出力位相
特性すなわちAM−PM変換特性を変化すること
ができるようにした高周波トランジスタ増幅器を
用いた非線形素子を提供することである。
(4) 発明の構成
この目的を達成するために、本願第１の発明に
よる高周波トランジスタ増幅器を用いた非線形素
子は、高周波トランジスタ増幅器と、 前記高周波トランジスタ増幅器の入力側及び出
力側の少なくとも一方に配置された方向性結合器
と、 該方向性結合器の該入力側または該出力側から
みたアイソレーシヨン端子に前記高周波トランジ
スタ増幅器から前記入力側または前記出力側を見
た信号源または負荷インピーダンスを不整合にす
ることにより信号成分の反射波を予め生じさせる
ためのインピーダンス調整回路とを有し、 該インピーダンス調整回路により該反射波の振
幅及び位相を調整して入力電力対出力位相特性が
所望の非線形特性になるように構成されている。
よる高周波トランジスタ増幅器を用いた非線形素
子は、高周波トランジスタ増幅器と、 前記高周波トランジスタ増幅器の入力側及び出
力側の少なくとも一方に配置された方向性結合器
と、 該方向性結合器の該入力側または該出力側から
みたアイソレーシヨン端子に前記高周波トランジ
スタ増幅器から前記入力側または前記出力側を見
た信号源または負荷インピーダンスを不整合にす
ることにより信号成分の反射波を予め生じさせる
ためのインピーダンス調整回路とを有し、 該インピーダンス調整回路により該反射波の振
幅及び位相を調整して入力電力対出力位相特性が
所望の非線形特性になるように構成されている。
また、本願第２の発明による高周波トランジス
タ増幅器を用いた非線形素子は、縦続接続された
２個の方向性結合器もしくは４端子ハイブリツド
回路の一対の結合線路の双方にそれぞれ実質上均
等な増幅特性を有する高周波トランジスタ増幅器
を挿入して構成された平衡形高周波トランジスタ
増幅回路と、 前記方向性結合器もしくは４端子ハイブリツド
回路の入力側及び出力側アイソレーシヨン端子の
少なくとも一方に前記双方の高周波トランジスタ
増幅器の不平衡及び前記双方の高周波トランジス
タ増幅器から入力側または出力側を見た信号源ま
たは負荷インピーダンスの不整合による信号成分
を反射させるためのインピーダンス調整回路とを
有し、 該インピーダンス調整回路により該反射波の振
幅及び位相を調整して入力電力対出力位相特性が
所望の非線形特性になるように構成されている。
タ増幅器を用いた非線形素子は、縦続接続された
２個の方向性結合器もしくは４端子ハイブリツド
回路の一対の結合線路の双方にそれぞれ実質上均
等な増幅特性を有する高周波トランジスタ増幅器
を挿入して構成された平衡形高周波トランジスタ
増幅回路と、 前記方向性結合器もしくは４端子ハイブリツド
回路の入力側及び出力側アイソレーシヨン端子の
少なくとも一方に前記双方の高周波トランジスタ
増幅器の不平衡及び前記双方の高周波トランジス
タ増幅器から入力側または出力側を見た信号源ま
たは負荷インピーダンスの不整合による信号成分
を反射させるためのインピーダンス調整回路とを
有し、 該インピーダンス調整回路により該反射波の振
幅及び位相を調整して入力電力対出力位相特性が
所望の非線形特性になるように構成されている。
以下、本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例であり、１は入力端
子、２は方向性結合器、３は特に本発明の構成上
の主要部をなすインピーダンス調整回路、４は非
線形補償の対象となる従来の高周波トランジスタ
増幅器、５は整合負荷、６はインピーダンス調整
回路３を接続する方向性結合器２の結合端子、１
０は出力端子である。すなわち、第１図は、所要
の増幅特性が得られかつ信号源及び負荷インピー
ダンスとは整合条件を満たすような整合回路をト
ランジスタの入出力側に内蔵して構成されている
従来の高周波トランジスタ増幅器４には何ら手を
加えずに、増幅器４の出力から負荷側をみた負荷
インピーダンス特性、または、増幅器４の入力か
ら信号源を見た電源インピーダンス特性を、方向
性結合器２とインピーダンス整合回路３を用いて
変化することができるようにしたものである。
子、２は方向性結合器、３は特に本発明の構成上
の主要部をなすインピーダンス調整回路、４は非
線形補償の対象となる従来の高周波トランジスタ
増幅器、５は整合負荷、６はインピーダンス調整
回路３を接続する方向性結合器２の結合端子、１
０は出力端子である。すなわち、第１図は、所要
の増幅特性が得られかつ信号源及び負荷インピー
ダンスとは整合条件を満たすような整合回路をト
ランジスタの入出力側に内蔵して構成されている
従来の高周波トランジスタ増幅器４には何ら手を
加えずに、増幅器４の出力から負荷側をみた負荷
インピーダンス特性、または、増幅器４の入力か
ら信号源を見た電源インピーダンス特性を、方向
性結合器２とインピーダンス整合回路３を用いて
変化することができるようにしたものである。
次に、負荷インピーダンスの可変機構を第１図
により説明する。増幅器４の出力の大部分は出力
端子１０を経て負荷に供給されるが、その一部は
方向性結合器２の結合端子６を経て、インピーダ
ンス調整回路３に加わる。ここで、インピーダン
ス調整回路３のインピーダンスと増幅器４の出力
インピーダンスとが等しくなければ、インピーダ
ンス調整回路３に加わる増幅器４の出力の一部が
反射される。反射された電力の大部分は整合負荷
５で消費されるが、残りは再び増幅器４へ戻るこ
とになり、増幅器４からみた負荷インピーダンス
特性が変化する。すなわち、方向性結合器２の結
合度とインピーダンス調整回路３によつて、負荷
インピーダンス特性を任意に調整することができ
る。従つて、結合度が3dBであるハイブリツド回
路もここにいう方向性結合器２として用いること
ができる。一方、出力端子１０から増幅器４をみ
たインピーダンス特性は、インピーダンス調整回
路３が接続された方向性結合器２の結合端子６が
アイソレーシヨン端子となるため、増幅器４の出
力インピーダンスが一定であれば変化しない。逆
に、増幅器４から出力端子１０を見た場合のアイ
ソレーシヨン端子は、整合負荷５が接続されてい
る端子となる。従つて増幅器４と負荷との整合条
件は保持され、劣化しない。すなわち本発明によ
る非線形素子は、増幅器４と負荷との整合条件を
劣化させずに負荷インピーダンス特性のみを調整
して、高周波トランジスタ増幅器４を含む非線形
素子の入出力間の入力電力対出力特性すなわち
AM−PM変換特性を調整することができること
になる。
により説明する。増幅器４の出力の大部分は出力
端子１０を経て負荷に供給されるが、その一部は
方向性結合器２の結合端子６を経て、インピーダ
ンス調整回路３に加わる。ここで、インピーダン
ス調整回路３のインピーダンスと増幅器４の出力
インピーダンスとが等しくなければ、インピーダ
ンス調整回路３に加わる増幅器４の出力の一部が
反射される。反射された電力の大部分は整合負荷
５で消費されるが、残りは再び増幅器４へ戻るこ
とになり、増幅器４からみた負荷インピーダンス
特性が変化する。すなわち、方向性結合器２の結
合度とインピーダンス調整回路３によつて、負荷
インピーダンス特性を任意に調整することができ
る。従つて、結合度が3dBであるハイブリツド回
路もここにいう方向性結合器２として用いること
ができる。一方、出力端子１０から増幅器４をみ
たインピーダンス特性は、インピーダンス調整回
路３が接続された方向性結合器２の結合端子６が
アイソレーシヨン端子となるため、増幅器４の出
力インピーダンスが一定であれば変化しない。逆
に、増幅器４から出力端子１０を見た場合のアイ
ソレーシヨン端子は、整合負荷５が接続されてい
る端子となる。従つて増幅器４と負荷との整合条
件は保持され、劣化しない。すなわち本発明によ
る非線形素子は、増幅器４と負荷との整合条件を
劣化させずに負荷インピーダンス特性のみを調整
して、高周波トランジスタ増幅器４を含む非線形
素子の入出力間の入力電力対出力特性すなわち
AM−PM変換特性を調整することができること
になる。
一方、信号源インピーダンス特性に関しても第
１図に示すように、増幅器４から入力側をみた時
の方向性結合器２の結合端子６にインピーダンス
調整回路３を接続し、アイソレーシヨン端子に整
合負荷５を接続すれば、増幅器４の入力インピー
ダンス特性を変えることなく、信号源インピーダ
ンス特性のみを調整することができる。但し、方
向性結合器２を接続する前の増幅器４の入力側の
整合が完全な場合には、増幅器４からの反射波が
存在しないため、入力側にインピーダンス調整回
路３を設けても高周波トランジスタ増幅器を含む
非線形素子の入力電力対出力位相特性AM−PM
変換特性を変えることができない。しかし、実際
には完全な整合状態を満たしていることは少ない
ので、通常は増幅器４の入力側からの反射波が存
在している。従つて、入力側にインピーダンス調
整回路３を接続しても、本発明による効果を発揮
させることが可能である。
１図に示すように、増幅器４から入力側をみた時
の方向性結合器２の結合端子６にインピーダンス
調整回路３を接続し、アイソレーシヨン端子に整
合負荷５を接続すれば、増幅器４の入力インピー
ダンス特性を変えることなく、信号源インピーダ
ンス特性のみを調整することができる。但し、方
向性結合器２を接続する前の増幅器４の入力側の
整合が完全な場合には、増幅器４からの反射波が
存在しないため、入力側にインピーダンス調整回
路３を設けても高周波トランジスタ増幅器を含む
非線形素子の入力電力対出力位相特性AM−PM
変換特性を変えることができない。しかし、実際
には完全な整合状態を満たしていることは少ない
ので、通常は増幅器４の入力側からの反射波が存
在している。従つて、入力側にインピーダンス調
整回路３を接続しても、本発明による効果を発揮
させることが可能である。
第２図は高周波トランジスタ増幅器を用いた非
線形素子における入力電力対出力位相特性の測定
結果の一例を示したもので、曲線Ａは従来の6G
Hz帯FET増幅器（すなわち増幅器４）自体の特
性であり、曲線Ｂ、及びＣは本発明による方向性
結合器２とインピーダンス調整回路３を、出力側
に接続した場合に入力端子１と出力端子１０間に
形成される非線形素子の特性例である。なお、曲
線Ｂは増幅器４をその入力電力に関係なくその出
力位相が一定となるようにこの増幅器４の出力側
に配置したインピーダンス調整回路３で調整した
ものである。また曲線Ｃは、出力側に補償すべき
高周波電力増幅器が縦続接続されている場合（例
えば後述の第５図）に、高周波電力増幅器の入力
電力対出力位相特性と逆特性になるように調整し
たものである。飽和時入力は約10dBである。な
お、インピーダンス調整回路３を調整すると非線
形素子の最大出力は変化するが、振幅に関する非
線形には大きな変化はみられない。
線形素子における入力電力対出力位相特性の測定
結果の一例を示したもので、曲線Ａは従来の6G
Hz帯FET増幅器（すなわち増幅器４）自体の特
性であり、曲線Ｂ、及びＣは本発明による方向性
結合器２とインピーダンス調整回路３を、出力側
に接続した場合に入力端子１と出力端子１０間に
形成される非線形素子の特性例である。なお、曲
線Ｂは増幅器４をその入力電力に関係なくその出
力位相が一定となるようにこの増幅器４の出力側
に配置したインピーダンス調整回路３で調整した
ものである。また曲線Ｃは、出力側に補償すべき
高周波電力増幅器が縦続接続されている場合（例
えば後述の第５図）に、高周波電力増幅器の入力
電力対出力位相特性と逆特性になるように調整し
たものである。飽和時入力は約10dBである。な
お、インピーダンス調整回路３を調整すると非線
形素子の最大出力は変化するが、振幅に関する非
線形には大きな変化はみられない。
このように、本発明は、インピーダンス調整回
路３を調整することにより、入力電力値に関係な
しに出力位相が一定な入力電力対出力位相特性ま
たは被補償の高周波電力増幅器の入力電力対出力
位相特性と逆の入力電力対出力位相特性等のよう
に入力電力対出力位相特性が所望の非線形特性と
なるように調整することができるものである。
路３を調整することにより、入力電力値に関係な
しに出力位相が一定な入力電力対出力位相特性ま
たは被補償の高周波電力増幅器の入力電力対出力
位相特性と逆の入力電力対出力位相特性等のよう
に入力電力対出力位相特性が所望の非線形特性と
なるように調整することができるものである。
第３図に本発明による高周波トランジスタ増幅
器を用いた非線形素子の他の実施例を示す。一般
に、平衡形高周波トランジスタ増幅回路は、４端
子ハイブリツド回路７及び８の相位した端子間に
それぞれほぼ均等な増幅特性を有する２つの高周
波トランジスタ増幅器４を接続した場合、入出力
側のハイブリツド回路７及び８のアイソレーシヨ
ン端子１７は図示しない整合負荷で終端される。
従つて、これらのハイブリツド回路７，８及び増
幅器４の平衡状態と、それぞれの増幅器４の入出
力側の整合条件が完全に満足されている場合に
は、アイソレーシヨン端子１７には信号成分は現
われない。しかし、実際には前述した整合条件を
満たすことが不可能であるため、入力側ハイブリ
ツド回路７のアイソレーシヨン端子１７には、増
幅器４の入力側の不整合等による信号成分が生じ
る。また、出力側のハイブリツド回路８のアイソ
レーシヨン端子１７には、２つの増幅器４の不平
衡と出力側の不整合による信号成分が生じる。そ
のため、本発明に従つて、これらのハイブリツド
回路７，８のアイソレーシヨン端子１７にインピ
ーダンス調整回路３を付加することによつて、増
幅器４からみた信号源インピーダンス及び負荷イ
ンピーダンス特性を調整できることになる。ま
た、４端子ハイブリツド回路７，８の代わりに方
向性結合器を用いて平衡状態をくずすことによつ
て、これらのインピーダンス特性の可変範囲を拡
大することも可能である。
器を用いた非線形素子の他の実施例を示す。一般
に、平衡形高周波トランジスタ増幅回路は、４端
子ハイブリツド回路７及び８の相位した端子間に
それぞれほぼ均等な増幅特性を有する２つの高周
波トランジスタ増幅器４を接続した場合、入出力
側のハイブリツド回路７及び８のアイソレーシヨ
ン端子１７は図示しない整合負荷で終端される。
従つて、これらのハイブリツド回路７，８及び増
幅器４の平衡状態と、それぞれの増幅器４の入出
力側の整合条件が完全に満足されている場合に
は、アイソレーシヨン端子１７には信号成分は現
われない。しかし、実際には前述した整合条件を
満たすことが不可能であるため、入力側ハイブリ
ツド回路７のアイソレーシヨン端子１７には、増
幅器４の入力側の不整合等による信号成分が生じ
る。また、出力側のハイブリツド回路８のアイソ
レーシヨン端子１７には、２つの増幅器４の不平
衡と出力側の不整合による信号成分が生じる。そ
のため、本発明に従つて、これらのハイブリツド
回路７，８のアイソレーシヨン端子１７にインピ
ーダンス調整回路３を付加することによつて、増
幅器４からみた信号源インピーダンス及び負荷イ
ンピーダンス特性を調整できることになる。ま
た、４端子ハイブリツド回路７，８の代わりに方
向性結合器を用いて平衡状態をくずすことによつ
て、これらのインピーダンス特性の可変範囲を拡
大することも可能である。
第４図は第１図と第３図の実施例で用いるイン
ピーダンス調整回路３の具体例を示したものであ
り、６は前記の結合端子となる入力端子となる入
力端子、１１，１３は可変移相器、１２は可変減
衰器、９は開放端子または短絡端子を示す。すな
わち、移相器１１，１３の双方またはいずれか一
方の移相量及び可変減衰器１２の減衰量を調整す
ることによつて、入力端子６からみたインピーダ
ンス特性を変化することができる構成になつてい
る。移相器１１，１３は例えば可変長線路やバラ
クタダイオードによる移相器であり、可変減衰器
１２としては、通常の抵抗体を用いたものやPIN
ダイオードを用いて容易に構成することができ、
マイクロハイブリツド集積回路（MIC）化する
ことも可能である。
ピーダンス調整回路３の具体例を示したものであ
り、６は前記の結合端子となる入力端子となる入
力端子、１１，１３は可変移相器、１２は可変減
衰器、９は開放端子または短絡端子を示す。すな
わち、移相器１１，１３の双方またはいずれか一
方の移相量及び可変減衰器１２の減衰量を調整す
ることによつて、入力端子６からみたインピーダ
ンス特性を変化することができる構成になつてい
る。移相器１１，１３は例えば可変長線路やバラ
クタダイオードによる移相器であり、可変減衰器
１２としては、通常の抵抗体を用いたものやPIN
ダイオードを用いて容易に構成することができ、
マイクロハイブリツド集積回路（MIC）化する
ことも可能である。
第５図は、高周波電力増幅器１６の入出力非線
形特性を補償する従来のプリデイストーシヨン形
非線形補償回路１４の出力側に、本発明による高
周波トランジスタ増幅器を用いた非線形素子１５
を接続した場合の応用例を示す。即ち、１９は入
力端子、１４はプリデイストーシヨン形非線形補
償回路、１５は第１図又は第３図に示す本発明に
よる高周波トランジスタ増幅器を用いた非線形素
子（以下「本発明による非線形素子」と称す）、
１６はプリデイストーシヨン形非線形補償回路１
４及び本発明による非線形素子１５の補償対称と
なる高周波増幅器、２０は出力端子である。端子
１，１０は本発明による非線形素子１５の入力端
子と出力端子である。
形特性を補償する従来のプリデイストーシヨン形
非線形補償回路１４の出力側に、本発明による高
周波トランジスタ増幅器を用いた非線形素子１５
を接続した場合の応用例を示す。即ち、１９は入
力端子、１４はプリデイストーシヨン形非線形補
償回路、１５は第１図又は第３図に示す本発明に
よる高周波トランジスタ増幅器を用いた非線形素
子（以下「本発明による非線形素子」と称す）、
１６はプリデイストーシヨン形非線形補償回路１
４及び本発明による非線形素子１５の補償対称と
なる高周波増幅器、２０は出力端子である。端子
１，１０は本発明による非線形素子１５の入力端
子と出力端子である。
本発明による非線形素子１５を用いないで、進
行波管増幅器（TWTA）等のように飽和出力以
降では出力レベルが低下する特性を有する高周波
電力増幅器１６とこれと逆特性の入出力非線形特
性を有するプリデイストーシヨン形非線形補償回
路１４を単に縦続接続して総合での入出力特性を
線形にする非線形補償法では、飽和出力以降にお
いて出力振幅が低下することになる。そのため、
非線形補償回路１４の出力にリミツタを付加し
て、飽和出力以降の振幅低下を防ぐ回路構成が考
えられている。しかし、従来のリミツタは入力電
力対出力位相特性すなわちAM−PM変換特性を
変化することができないため、総合での飽和出力
以降のAM−PM変換特性まで調整することは困
難であつた。
行波管増幅器（TWTA）等のように飽和出力以
降では出力レベルが低下する特性を有する高周波
電力増幅器１６とこれと逆特性の入出力非線形特
性を有するプリデイストーシヨン形非線形補償回
路１４を単に縦続接続して総合での入出力特性を
線形にする非線形補償法では、飽和出力以降にお
いて出力振幅が低下することになる。そのため、
非線形補償回路１４の出力にリミツタを付加し
て、飽和出力以降の振幅低下を防ぐ回路構成が考
えられている。しかし、従来のリミツタは入力電
力対出力位相特性すなわちAM−PM変換特性を
変化することができないため、総合での飽和出力
以降のAM−PM変換特性まで調整することは困
難であつた。
これに対して本発明による非線形素子１５は、
振幅リミツタとして機能すると同時に、その入力
電力対出力位相特性すなわちAM−PM変換特性
も調整することができるため、非線形補償回路１
４の出力側増幅器として用いれば、総合での飽和
出力以降のAM−PM変換特性も容易に補償する
ことになる。また、本発明による非線形素子１５
は、高周波トランジスタ増幅器等のAM−PM変
換特性の補償器として使用することも可能であ
る。
振幅リミツタとして機能すると同時に、その入力
電力対出力位相特性すなわちAM−PM変換特性
も調整することができるため、非線形補償回路１
４の出力側増幅器として用いれば、総合での飽和
出力以降のAM−PM変換特性も容易に補償する
ことになる。また、本発明による非線形素子１５
は、高周波トランジスタ増幅器等のAM−PM変
換特性の補償器として使用することも可能であ
る。
(5) 発明の効果
以上説明したように、本発明による高周波トラ
ンジスタ増幅器を用いた非線形素子は、入力電力
に関係なく出力位相が一定なAM−PM変換特性
の振幅リミツタあるいは入力電力に対する出力位
相を任意に変化させるAM−PM変換特性の補償
器として使用することができ、MIC化が容易な
非線形素子を提供することが可能となる。
ンジスタ増幅器を用いた非線形素子は、入力電力
に関係なく出力位相が一定なAM−PM変換特性
の振幅リミツタあるいは入力電力に対する出力位
相を任意に変化させるAM−PM変換特性の補償
器として使用することができ、MIC化が容易な
非線形素子を提供することが可能となる。
第１図と第３図は本発明の実施例を示すブロツ
ク図、第２図は本発明および従来の高周波トラン
ジスタ増幅器を用いた非線形素子における入力電
力対出力位相特性図、第４図は本発明に用いるイ
ンピーダンス調整回路の１例を示す回路図、第５
図は本発明の応用例を示すブロツク図である。 １……入力端子、２……方向性結合器、３……
インピーダンス調整回路、４……高周波トランジ
スタ増幅器、５……整合負荷、６……結合端子、
７，８……ハイブリツド回路、９……開放端子又
は短絡端子、１０……出力端子、１１，１３……
可変移相器、１２……可変減衰器、１４……プリ
デイストレーシヨン形非線形補償回路、１５……
本発明による高周波トランジスタ増幅器を用いた
非線形素子、１６……高周波電力増幅器、１７…
…アイソレーシヨン端子、１９……入力端子、２
０……出力端子。
ク図、第２図は本発明および従来の高周波トラン
ジスタ増幅器を用いた非線形素子における入力電
力対出力位相特性図、第４図は本発明に用いるイ
ンピーダンス調整回路の１例を示す回路図、第５
図は本発明の応用例を示すブロツク図である。 １……入力端子、２……方向性結合器、３……
インピーダンス調整回路、４……高周波トランジ
スタ増幅器、５……整合負荷、６……結合端子、
７，８……ハイブリツド回路、９……開放端子又
は短絡端子、１０……出力端子、１１，１３……
可変移相器、１２……可変減衰器、１４……プリ
デイストレーシヨン形非線形補償回路、１５……
本発明による高周波トランジスタ増幅器を用いた
非線形素子、１６……高周波電力増幅器、１７…
…アイソレーシヨン端子、１９……入力端子、２
０……出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 高周波トランジスタ増幅器と、 前記高周波トランジスタ増幅器の入力側及び出
力側の少なくとも一方に配置された方向性結合器
と、 該方向性結合器の該入力側または該出力側から
みたアイソレーシヨン端子に前記高周波トランジ
スタ増幅器から前記入力側または前記出力側を見
た信号源または負荷インピーダンスを不整合にす
ることにより信号成分の反射波を予め生じさせる
ためのインピーダンス調整回路とを有し、 該インピーダンス調整回路により該反射波の振
幅及び位相を調整して入力電力対出力位相特性が
所望の非線形特性になるように構成されたことを
特徴とする高周波トランジスタ増幅器を用いた非
線形素子。 ２ 前記高周波トランジスタ増幅器を用いた非線
形素子が振幅リミツタであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の高周波トランジスタ増
幅器を用いた非線形素子。 ３ 縦続接続された２個の方向性結合部もしくは
４端子ハイブリツド回路の一対の結合線路の双方
にそれぞれ実質上均等な増幅特性を有する高周波
トランジスタ増幅器を挿入して構成された平衝形
高周波トランジスタ増幅回路と、 前記方向性結合器もしくは４端子ハイブリツド
回路の入力側及び出力側アイソレーシヨン端子の
少なくとも一方に前記双方の高周波トランジスタ
増幅器の不平衡及び前記双方の高周波トランジス
タ増幅器から入力側または出力側を見た信号源ま
たは負荷インピーダンスの不整合による信号成分
を反射させるためのインピーダンス調整回路とを
有し、 該インピーダンス調整回路により該反射波の振
幅及び位相を調整して入力電力対出力位相特性が
所望の非線形特性になるように構成されたことを
特徴とする高周波トランジスタ増幅器を用いた非
線形素子。 ４ 前記高周波トランジスタ増幅器を用いた非線
形素子が振幅リミツタであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の高周波トランジスタ増
幅器を用いた非線形素子。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6901180A JPS56165410A (en) | 1980-05-26 | 1980-05-26 | High frequency transistor amplifying circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6901180A JPS56165410A (en) | 1980-05-26 | 1980-05-26 | High frequency transistor amplifying circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56165410A JPS56165410A (en) | 1981-12-19 |
| JPH0251287B2 true JPH0251287B2 (ja) | 1990-11-07 |
Family
ID=13390215
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6901180A Granted JPS56165410A (en) | 1980-05-26 | 1980-05-26 | High frequency transistor amplifying circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56165410A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022506367A (ja) * | 2018-10-31 | 2022-01-17 | レオナルド・ユーケー・リミテッド | 無線周波数電力増幅器 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6631255B1 (en) * | 2000-06-28 | 2003-10-07 | Northrop Grumman Corporation | Multi-carrier receiver for a wireless telecommunication system |
| US6735421B1 (en) * | 2000-06-28 | 2004-05-11 | Northrop Grumman Corporation | Receiver including low noise amplifier and frequency down-converter for a wireless telecommunication system |
| SE516852C2 (sv) * | 2000-07-07 | 2002-03-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Sammansatt förstärkare, sändare med sådan förstärkare samt förfarande för att driva en dylik förstärkare resp. sändare |
| KR101907375B1 (ko) * | 2014-03-24 | 2018-10-12 | 어드밴스드 에너지 인더스트리즈 인코포레이티드 | 고효율 제너레이터 소스 임피던스의 제어를 위한 시스템 및 방법 |
| US10224184B2 (en) | 2014-03-24 | 2019-03-05 | Aes Global Holdings, Pte. Ltd | System and method for control of high efficiency generator source impedance |
-
1980
- 1980-05-26 JP JP6901180A patent/JPS56165410A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022506367A (ja) * | 2018-10-31 | 2022-01-17 | レオナルド・ユーケー・リミテッド | 無線周波数電力増幅器 |
| US12015380B2 (en) | 2018-10-31 | 2024-06-18 | Leonardo UK Ltd | Radio frequency power amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56165410A (en) | 1981-12-19 |
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