SE516852C2 - Sammansatt förstärkare, sändare med sådan förstärkare samt förfarande för att driva en dylik förstärkare resp. sändare - Google Patents

Description

lO 15 20 25 30 516 852 Ett sätt att öka en RF-effektförstärkares effektivitet är att använda Doherty- principen [1, 2, 3]. Doherty-förstärkaren använder i sin mest grundläggande form två förstärkarsteg, en huvud- och en hjälpförstärkare (även kallade bäzvågsförstärkare respektive toppförstärkare). Lasten kopplas till hjälpför- stärkaren och huvudförstärkaren kopplas till lasten genom en impedansin- verterare, vanligtvis en överföringslina med en kvarts våglängd eller ett motsvarande sammansatt nät.

Vid låga utsignalnivåer är endast huvudförstärkaren aktiv och hjälpförstärka- ren stängs av. I detta område ser huvudförstärkaren en högre (omvandlad) lastimpedans än impedansen vid toppeffekt, vilket ökar dess effektivitet i detta område. När utsignalnivån överskrider den så kallade Övergångspunkten (vanligtvis vid halva maximala utspänningen) blir hjälpförstärkaren aktiv och driver ström till lasten. Genom den impedansinverterande åtgärden hos överföringslinan med en kvarts våglängd minskar detta den effektiva impe- dansen vid huvudförstärkarens utgång, så att huvudförstärkaren hålls vid en konstant (topp-) spänning över Övergångspunkten. Resultatet är ett väsentli- gen linjärt förhållande mellan ut- och ineffekt med en signifikant högre effektivitet än en traditionell förstärkare. Övergångspunkten kan skiftas så att hjälpförstärkaren aktiveras vid en lägre» eller högre effektnívå. Detta kan användas för att öka effektiviteten för en speciñk typ av signal eller en specifik amplitudfördelning. När övergångs- punkten skiftas, skiftas effektdelningen mellan förstärkarna vid toppeffekt i enlighet därmed och även medeleffektförlusten i varje förstärkare ändras. Den senare effekten beror även på den specifika amplitudfördelningen.

Ett viktigt särdrag hos Doherty-förstärkare är att de till sin natur är bandbe- gränsade, eftersom det impedansinverterande nätet endast tillhandahåller 90 graders fasskifte vid en enstaka frekvens. Detta har effekten att Doherty- principen, dvs. undertryckandet av RF-spänningsökning vid huvudförstärka- ren över en viss övergångspunkt, fungerar dåligt (ineffektivt) utanför ett begränsat frekvensband. Detta beror på att undertryckandet kräver att lO 15 20 25 30 516 852 =eees=. spänningarna från huvudförstärkaren och hjälpförstärkaren ska vara i perfekt antifas vid huvudförstärkarens utgång. Eftersom nätet med en kvarts våg egentligen endast är ett fasskifte på en kvarts våg (90 grader) vid mittfrekven- sen, och kortare eller längre vid frekvenser under respektive över mittfrekven- sen, överträds detta krav mer och mer desto längre bort från impedansinver- terarens mittfrekvens man kommer.

SAMMANFATTNING Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är förbättring av effektivitet hos en sammansatt förstärkare som år försedd med ett Doherty-utgångsnät.

Effektiviteten ökas företrädesvis över ett bredare frekvensband.

Det angivna syftet uppnås i enlighet med de bifogade patentkraven.

Kortfattat förbättrar den föreliggande uppfinningen effektiviteten genom separat förfiltrering av insignalerna till effektförstärkarna på ett sådant sätt att de signaler som möts vid huvudförstärkarens utgång har samma frekvensbe- roende. Detta utförs företrädesvis genom användning av filter som represente- rar inverserna av effektförstärkarnas frekvensberoende impedans och trans- ' impedans, vilket därmed gör den sammansatta förstärkarens frekvensgensvan flackt över ett bredare frekvensband.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar med denna, kan bäst förstås genom hänvisningar till följande beskrivning läst tillsam- mans med de medföljande ritningarna, i vilka: Fig. 1 är ett förenklat blockdiagram över en Doherty-förstärkare; Fig. 2 är en modell av en Doherty-förstärkares utgångsnät; Fig. 3 är ett diagram som illustrerar frekvensberoendet hos transimpe- dansen mellan hjälp- och huvudförstärkaren; lO 15 20 25 30 516 852 4 Fig. 4 är ett förenklat blockdiagram över en belysande utföringsforrn av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinning- en; Fig. 5 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kerna hos en Doherty-förstärkare enligt känd teknik; Fig. 6 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kerna hos en sammansatt förstärkare i enlighet med utföringsformen i fig. 4; Fig. 7 är ett förenklat blockdiagram över en annan belysande utfö- ringsform av den sainrnansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 8 är ett förenklat blockdiagram över ytterligare en annan belysan- de utföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 9 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kerna hos en sammansatt förstärkare i enlighet med utföringsformen i fig. 7; Fig. 10 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kerna hos en sammansatt förstärkare i enlighet med utföringsformen i fig. 8; Fig. 11 är ett förenklat blockdiagram över ytterligare en belysande utföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den förelig- gande uppfinningen; Fig. 12 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristiz kerna hos en sammansatt förstärkare i enlighet med utföringsformen i fig. 1 1; samt Fig. 13 är ett blockdiagram över en belysande implementering av utföringsformen i fig. 11.

DETALJERAD BESKRIVNING Fig. 1 är ett förenklat blockdiagram över en Doherty-förstärkare. Den innefattar en huvudförstärkare 10 och en hjälpförstärkare 12. I-ljälpförstär- karens 12 utgång kopplas direkt till en last (antenn) 14, medan huvudför- stärkarens 10 utgång kopplas till hjälpförstärkarens 12 utgång över ett Doherty-utgångsnät som innefattar en överföringslina med en kvarts våg- 10 15 20 25 516 852 n c n -u c » u ø n ø u u u o o v n: 5 längd 16. På ingångssidan delas en RF-insignal x (radiofrekvensinsignal) upp i två grenar, en gren är avsedd för huvudförstärkaren 10 och en annan gren för hjälpförstärkaren 12. I-ljälpförstärkarens gren innefattar ett olinjärt funktionsblock 18, vilket omvandlar insígnalen x till f2(x) samt en fasskiftare 20, vilken skiftar insignalen till hjälpförstärkaren 12 med 90 grader. Som har indikerats av antennen 14 kan den sammansatta förstärkaren utgöra en del av en sändare, till exempel en sändare i en basstation i ett cellulårt mobilt radiokommunikationssystem.

Fig. 2 är en modell av en Doherty-förstärkares utgångsnät. I denna modell modelleras den aktiva delen av förstärkartransistorns utgångar som styrda linjära strömgeneratorer. Transistorernas ändliga utgångskonduktanser slås ihop tillsammans med möjliga reaktanser till zpi respektive zpz. De impedan- ser som framförs till varje strömgenerators utgångsnod definieras som: V1 V2 _ ._ 222 = _* i . 2 l1=0 På liknande sätt definieras transimpedansema, dvs. spänningen vid den, inaktiva förstärkarens utgång som gensvar på en utström vid den aktiva förstärkaren som: Antagandes att alla komponenter är någorlunda linjära kan överlagring användas för analysering av denna modell. Utspänningen från den samman- satta förstärkaren (vid antennen) antas här vara samma som utspänningen vid hjälpförstärkaren 12, fastän det i verkligheten kan finnas en matningska- bel, filter, etc. som separerar den aktuella antennen och förstärkarens utgång. 10 15 20 25 30 516 852 si' 6 Den kombinerade effekten av alla dessa element innefattas i anntenimpedan- sen (antennutgångsimpedansen), zANT.

I en ideal förlustfri Doherty-förstärkare påverkas både impedansen 211 och transimpedansen 212 av såväl en frekvensberoende reaktiv del som beror på transformatorn med en kvarts våg, vilken endast är en perfekt kvarts våglängd vid en enda frekvens, som av reaktiva komponenter av zp1, zpz och zANr. Impedansen 211 och transimpedansen 212 påverkas emellertid även av förluster som beror på att storleken på spänningen vid den motsatta termi- nalen sänks för en given strömstimuli. Transimpedansens 212 frekvensbero- ende illustreras i fig. 3, både för det förlustfria fallet och för förlustfallet (i fig. 3 är konstruktionsfrekvensen 1 GHz). Impedansen 211 skulle ha ett kvalita- tivt liknande frekvensberoende.

Eftersom hjälpförstärkarens 12 grundfunktion i en Doherty-förstärkare är att hålla spänningen vid huvudförstärkaren 10 under mättning bör fre- kvensberoendet hos alla signaler vid huvudförstärkarens 10 utgång P vara lika. Utsignalen från huvudförstärkaren 10 och den transformerade (av Z1) utsignalen från hjälpförstärkaren 12, vilken möter utsignalen från huvudför- stärkaren 10 vid P och håller förstärkaren 10 under mättning, bör således ' ha samma frekvensberoende och detta frekvensberoende bör företrädesvis* vara så flackt som möjligt. Utgången P är placerad precis vid effektförstärka- rens transistorkollektor. Detta kan uppnås genom förfiltrering av insignaler- na till förstärkarna 10 och 12 på ett sådant sätt att impedansens och transimpedansens kombinerade filtreringsåtgärder är samma för båda signalerna vid utgången P.

Fig. 4 illustrerar en belysande utföringsform av den föreliggande uppfinning- en som uppnår detta resultat. I denna utföringsform elimineras frekvensbe- roendet hos utsignalen från huvudförstärkaren 10 genom filtrering av insignalen med ett filter som har frekvenskarakteristiker enligt 2114, invers- filtret av impedansen sett vid huvudförstärkarens 10 utgång. På liknande sätt kan en utjämning av den transformerade utsignalen från hjälpförstärka- 10 15 20 O O CIO I I II I O! CI q. n.. Q !:I~oø e=:: ala; .~É 11,; I fi I I I I o o n o. o u nu» u o H0 'II 00 a I nu o unna o o n I Û I I I I O I I I I I I I l .g .t 7 ren 12 erhållas genom filtrering av dess insignal med ett filter som har frekvenskarakteristiker enligt z12'1, inversfiltret av transimpedansen mellan hjälpförstärkaren 12 och huvudförstärkaren 10. Termerna zu* och 212* är lika med 1/z11 respektive 1 /z12, när de observeras i frekvensdomänen.

De analytiska uttrycken för erhållande av i1 och i2 kan uttryckas som: 1.2 = *VmaXZIZ-l där f2(x) är en funktion som är O upp till övergángspunkten <1 OCh har därefter samma lutning som x, vilket illustreras i block 18.

Om de dimensionslösa signalerna f2(x) och x framställs i tidsdornänen betecknar ”*” faltning i tidsdomänen. Om de framställs i frekvensdomänen betecknar symbolen istället multiplikation av frekvensgensvar och multipli- kation med inversñlter kan istället skrivas som en division av filtret. Den härledda nätrnodellen visas i fig. 4. Filter 26 och 28 kan således represente- g faS QVI Filter 26: Vmax zU-l a Filter 28; - Vmaxzlg* Så här långt har endast optimeringen av spänningen vid huvudförstärkarens 10 utgång P studerats och uttryck för de optimala strömmarna har härletts.

Spänningsamplituden vid hjälpförstärkaren 12 har utelämnats i diskussio- nen. Detta beror delvis på att en fast hårdvaruuppställning har antagits, dvs. impedansen hos linan med en kvarts våg samt lasten har antagits vara fasta.

För ett förlustfritt system är detta inte' ett allvarligt problem, effekten av optimering för flackt gensvar och optimal amplitud vid huvudförstärkaren 10 10 15 20 25 30 516 852 8 är att utsignalen blir något frekvensberoende. När förluster beaktas kan emellertid effekten vara att den maximala spänningen vid hjälpförstärkaren 12 aldrig når Vmax, till och med vid maximala innivåer. Detta utgör ett allvarliga- re problem eftersom transistorerna då levererar mindre än maximal effekt till lasten (vid topputmatning), medan de fortfarande har samma matarspän- ning, och effektiviteten kommer att sjunka. Den enkla lösningen är antingen reducering av matarspänningen eller ökning av lastens impedans tills maximal spänning uppnås vid topputmatning (den senare lösnigen föredras eftersom denna plan ger högre effektivitet och mer tillgänglig uteffekt).

Kompenseringen för förluster kan också ha effekten att ingen transistor når Imax, vilket också medför att transistorerna inte utnyttjas fullt ut. Impedan- ser (last och lina med en kvarts våg) kan då vara tvungna att ändras för att använda den största möjliga uteffekten från transistorerna. Lika viktigt är det att hålla båda transistorerna i det säkra området så att de maximala strömmarna och spänningarna nås men inte överskrids. Notera att när impedansen ändras i kretsen är omkonstruering av kompenseringarna enligt den skildrade planen nödvändig. Om maximal effekt inte är ett konstruk- tionsmål kan kretsen även optimeras annorlunda, för att möta andra syften.

Effekten av kompenseringen i enlighet med utföringsformen i fig. 4 illustre- ' ras i fig. 5 och 6 med hänvisning till ett simulerat exempel med en signal_ med flera bärvågor.

I fig. 5 plottas de norrnaliserade storlekarna av spänningarna vid huvudßr- stärkaren 10 och hjälpförstärkaren 12 mot den önskade storleken (den normaliserade amplituden av x) för det okompenserade fallet (känd teknik).

Drivsignalerna har anpassats för att hålla båda spänningarna inom transisto- rernas linjära (omättade) område. Utsignalemas (spänning vid hjälpförstârka- ren 12) olika lutningar under och över övergångspunkten tyder på en statisk icke-linjaritet. De olika tjocklekarna på dessa kurvor tyder på ett nivåvarie- rande frekvensberoende. Spänningen vid huvudförstärkaren 10 är inte alls nära_den önskade konstanta nivån över övergångspunkten, vilket betyder att 10 15 20 25 516 852 , | . . o no ,. uno medeleffeküviteten kommer att vara låg (fastän fortfarande troligen bättre än för en klass B förstärkare).

De normaliserade storlekarna på spånningarna vid huvudförstärkaren 10 och hjälpförstärkaren 12 efter effektivitetsökning i enlighet med utföringsformen i fig. 4 illustreras i fig. 6. Kompensering av nätet för förluster har utförts genom ändring av överföringslinans samt lastens impedans.

I den utföringsforin som beskrevs med hänvisning till fig. 4 eliminerades frekvensberoendet hos de två signalerna som möts vid utgången P av utjämningsñlter på ingångssidan. Utjämning år emellertid inte strikt nöd- vändigt ur en effektivitetsökande synvinkel. Det väsentliga särdraget är istället att båda signalerna har samma frekvensberoende. Det finns andra sätt att åstadkomma detta. Två exempel illustreras i fig. 7 och 8. I båda exemplena utsätts endast en insignal för verklig filtrering, medan den andra insignalen endast omskalas med en konstant förstärkning.

I utföringsfonnen i fig. 7 utjåmnas hjälpförstärkarens gren av zi2'1 och filtreras därefter av zii för erhållande av samma frekvensberoende som huvudförstärkarens gren, vilken endast justeras med en konstant förstärk-V ning. Filterna 26 och 28 är således: Filter 26: Vma* 'k a Filter 28: -Vmax 'k'zll *Zlz-l där k är en konstant som väljs för att få spänningen vid huvudförstärkarens 10 utgångsnod lika med Vmax.

I utföringsformen i fig. 8 utjämnas huvudförstärkarens gren av z11* och filtreras därefter av zi2 för erhållande av samma frekvensberoende som l0 15 20 25 516 852 10 hjälpförstärkarens gren, vilken endast justeras med en konstant förstärk- ning. Filtema 26 och 28 är således: 1 Filter 26: Vm: 'k 212 * zl 1- Filter 28: - Vmax -k Fig. 9 och 10 illustrerar in- och utspänningskarakteristikerna hos utfö- ringsformerna i fig. 7 respektive 8. Som kan ses från dessa figurer är spänningen vid huvudförstärkaren 10 nåra- den önskade konstanta nivån över övergångspunkten, vilket betyder att medeleffektiviteten kommer att vara hög. Linjerna är som väntat något bredare jämfört med ñg. 6 på grund av den reducerade utjämningen.

I de utföringsformer som beskrevs med hänvisning till fig. 7 och 8 reduceras frekvensberoendet hos de två signalerna som möts vid utgången P delvis av utjämningsfilter på ingångssidan (ziíl respektive zirl). Utjämning är emellertid inte strikt nödvändigt ur en effektivitetsökande synvinkel, vilket nämndes tidigare. Det är således möjligt att eliminera inversñltren genom att endast betrakta det väsentliga särdraget att båda signalerna bör ha samma frekvensberoende. Ett exempel illustreras i fig. 11. I detta exempel innefattar båda ingångsgrenarna filter som emulerar den av den andra grenen utförda filtreringen och utsätter därmed varje gren för samma totalfilter.

I utföringsformen i fig. 11 filtreras således huvudförstärkarens gren med ett filter som har samma filterkarakteristiker som z12, medan hjälpförstärkarens gren filtreras av ett filter som har samma ñlterkarakteristiker som z11.

Filtema 26 och 28 är således: Fiuefzs; filx-'Ézlz (Z Filter28: -Vmax-k-zll 10 15 20 25 30 516 852 11 Fig. 12 illustrerar in- och utspänningskarakteristikerna hos utföringsformen i fig. 11. Som kan ses från denna figur är spänningen vid huvudförstärkaren 10 nära den önskade konstanta nivån över övergångspunkten, vilket betyder att medeleffektiviteten kommer att vara hög även i denna utföringsform.

Linjerna är som väntat något bredare jämfört med fig. 9 och 10 på grund av den eliminerade utjämningen.

Fig. 13 är ett blockdiagram över en belysande implementering av utförings- formen i fig. 11. Ett enkelt men elegant förfarande för erhållande av filtren z11 och 212 (filtrering med z12 kan erhållas genom att istället använda 221) är användning av kopior av ingångssidan på Doherty-utgångsnätet, vilka innehåller samma passiva kretselement som finns i det aktuella utgångsnä- tet. När ett sådant nät drivs av en strömgenerator (småsignalstransistor) på ingångssidan har utspänningen automatiskt det råtta frekvensberoendet.

Kravet för att detta ska fungera är att transistorutgångens parasitelement, impedansen hos linan med en kvarts våg samt antennätets impedans kan modelleras noggrant. En möjlighet är att skala impedansen hos alla element i nätet för att få mer realistiska värden och/ eller bättre spännings- och strömnivåer.

Om den olinjära funktionen f2(x) av RF-signalen framställs av en klass C förstärkare kan den även framställas genom att driva förstärkare G3 i klass C mod. Förstärkning till högre spänningar utförs företrädesvis i förförstärkarna till huvudförstärkaren 10 och hjälpförstärkaren 12. Antennätets impedans modelleras i detta fall av en resistans på 50 ohm med en parallellresonator, trimmad till mittfrekvensen. Förstärkaren G3 är en styrd strömgenerator.

Ingångsimpedansen hos (identiska) förstärkare G2 och G4 tillsammans med lämpliga ytterligare reaktanser emulerar antennätets impedans ZANT, och möjliga parasiter på utgången hos G3 innefattas i de motsvarande Zpz och Zpi. Förstärkare Gl tillhandahåller en anpassad förstärkning till huvudför- stärkaren 10. Effektförstärkarna innefattar nödvändiga ingångsanpassade nät och förförstärkare. 10 15 20 25 30 516 852 12 I praktiken kommer de beskrivna förfarandenas prestanda att bero på hur väl Doherty-utgångsnätets karakteristiker är kända. Mätning av transimpedanser i utgångsnätet är ofta svårt att utföra direkt eftersom (RF-) spänningsproben och ströminjektorn alltid kommer att ha parasiter som måste tas i beaktan- den. Indirekt kan impedansparametrar (Z-parametrar) extraheras genom vandringsvågmätningar (S-parametrar). En kombination av olika parametrar som är lätta att mäta kan även väljas. De erfordrade filtren eller de emulerade näten kan därefter konstrueras genom användning av extraherade impedan- ser och transimpedanser.

Förstärkningen hos den linjära vägen till huvudförstärkaren 10 kan anpassas (vid flera frekvenser för säkerställning av amplitudflackhet) genom observering av startpunkten för kompression i utgången för en huvudledning. Kompres- sion bör ske vid en effekt som motsvarar övergångspunkten om íQ(x) inaktive- TaS .

Optimal undertryckning av spänningsökningen vid huvudförstärkaren 10 över övergångspunkten kräver fas- och förstärkningsanpassning av den lirijära delen till den olinjära delen vid denna nod. Fasanpassningen eller elektrisk ' väglängdsskillnad bör vara tillräckligt korrekt (inom en bråkdel av en våg-_ längd) innan anpassning för att undvika lokala minimum vid flera våglängder bortom den korrekta.

Sondering av spänningen vid huvudförstärkaren 10 för flackhet över över- gångspunkten, istället för att endast observera effektiviteten, kan hjälpa för att uppnå maximal effektivitet. Sonden måste ha hög impedans för att undvika ökning av förlusterna eller på annat sätt skadligt påverkande av förhållandena i kretsen. Förutom det kan sondens impedans infogas i de effektivitetsökande kompenseringarna.

Många parametrar hos utgångsnätet och förstärkarna ändras långsamt på grund av åldrande, temperaturvariationer och andra miljöförändringar. Detta 10 15 20 25 30 on 00' i 516 852 13 betyder att förstärkarens effektivitet kan försämras från dess ursprungliga nivå. För att hantera detta problem kan filtren och förstärkningarna i nätet fås gensvara i realtid pä parametervariationerna.

De anpassningar som beskrevs i de föregående styckena kan automatiseras genom övervakning av utsignalen och möjligen spänningen vid huvudförstär- karen 10 och relatera detta till de signaler som matas in vid olika punkter i nätet. De uppmätta värdena kan därefter användas för ändring av ingångs- nätets parametrar. Ett alternativ är att införa speciella signaler som endast används för mätningar (pilotsignaler).

En fullständigt digital implementering av de effektivitetsökande teknikerna kommer att ha fördelar gentemot en analog implementering i att filtren kommer att vara mer tillgängliga för detaljerade anpassningar. En analog implementering är beroende av anpassningarna av kretselementen, men kretsen själv är svår att ändra under drift.

Eftersom mättning är ett något vagt definierat tillstånd, med ett övergångsom- råde i vilket effektförstärkaren varken är en ren strömkälla eller en hårt begränsad spänningskälla, kan lösningar hittas i vilka en effektförstärkare ' hålls något mättad över det “flacka” spänningsområdet. De förfaranden some framställs av den föreliggande uppfinningen kan användas för att styra denna mängd mättning mycket exakt så att effektiviteten ökas, mer än för en strikt omättad förstärkare, men distorsionen växer inte över en satt gräns.

Många olika implementeringar år möjliga. Digital eller analog Signalbehandling kan användas och processningen kan utföras med en mängd tekniker, vid basband, intermediära eller slutliga (RF-) frekvenser. Godtyckliga kombinatio- ner av dessa kan användas, vilka uppfyller behoven av en funktion med ett konventionellt sätt att implementera den. Lösningen kan användas statiskt, optimerad vid tillverkningen eller vid specifika tidpunkter under underhåll, eller dynamiskt adaptivt, för kontinuerlig optimering av förstärkarens effekti- vitet. 10 s 1 e 852 14 Det kommer att inses av fackmannen att olika modifikationer och ändringar kan göras av den föreliggande uppfinningen utan att avvika från dess ram, som definieras av de bifogade patentkraven.

REFERENSER [1] F. H. Raab, “Efficiency of Doherty RF Power Arnplifier Systems”, IEEE Trans. Broadcasting, vol. BC-33, nr. 3, sidorna 77-83, sept. 1987. [2] Amerikanskt patent US 5.420.541 (D. M. Upton et a1.). [3] Amerikanskt patent US 5.568.086 (J .J . Schuss et al.).

Claims (12)

10 15 20 25 30 516 852 f; 15 PATENTKRAV

1. Sammansatt förstärkare, innefattande en huvudeffektförstärkare och en hjälpeffektförstärkare, vilka kopplas till en last över ett Doherty-utgångsnät, kännetecknad av organ (26, 28) för förñltrering av insignaler till förstärkarna på ett sådant sätt att de signaler som möts vid huvudförstärkarens utgång har väsentligen samma frekvensberoende.

2. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 1, kännetecknad av ett förfilter till huvudförstärkaren som har samma frekvensberoende som inversen av den impedans (211) som utgängsnoden hos huvudförstärkarens strömgenerator utsätts för, och ett förfilter till hjälpförstärkaren som har samma frekvensbe- roende som inversen av transimpedansen (212) mellan hjälpförstärkaren och huvudförstärkaren.

3. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 1, kännetecknar! av ett förfilter till hjälpförstärkaren som har samma frekvensberoende som en filterkombi- nation som bildas av den impedans (211) som utgångsnoden hos huvudför- stärkarens strömgenerator utsätts för och inversen av transimpedansen (212) mellan hjälpförstärkaren och huvudförstärkaren.

4. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav l, kännetecknad av ett förfilter till huvudförstärkaren som har samma frekvensberoende som en filterkombi- nation som bildas av transimpedansen (212) mellan hjälpförstärkaren och huvudförstärkaren och inversen av den impedans (211) som utgångsnoden hos huvudförstärkarens strömgenerator utsätts för.

5. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 1, kännetecknad av ett förfilter till huvudförstärkaren som har samma frekvensberoende som transimpedan- sen (212) mellan hjälpförstärkaren och huvudförstärkaren, och ett förfilter till hjälpförstärkaren som har samma frekvensberoende som den impedans (211) som utgångsnoden hos huvudförstärkarens strömgenerator utsätts för. 10 15 20 25 30 516 852 16

6. Sändare med en sammansatt förstärkare, innefattande en huvudeffektför- stärkare och en hjälpeffektförstärkare, vilka kopplas till en last över ett Doherty-utgångsnät, kännetecknad av organ (26, 28) för förfiltrering av insignaler till förstärkarna på ett sådant sätt att de signaler som möts vid huvudförstärkarens utgång har väsentligen samma frekvensberoende.

7. Sändare enligt patentkrav 6, kännetecknad av ett förfilter till huvudför- stärkaren som har samma frekvensberoende som inversen av den impedans (z11) som utgångsnoden hos huvudförstärkarens strömgenerator utsätts för, och ett förñlter till hjälpförstärkaren som har samma frekvensberoende som inversen av transimpedansen (z12) mellan hjälpförstärkaren och huvudförstär- karen .

8. Sändare enligt patentkrav 6, kännetecknad av ett förfilter till hjålpförstär- karen som har samma frekvensberoende som en filterkombination som bildas av den impedans (z11) som utgångsnoden hos huvuclförstärkarens strömgene- rator utsätts för och inversen av transimpedansen (212) mellan hjälpförstärka- ren och huvudförstärkaren.

9. Sändare enligt patentkrav 6, kännetecknad av ett förfilter till huvudför- i stärkaren som har samma frekvensberoende som en ñlterkombination som bildas av transimpedansen (z12) mellan hjälpförstärkaren och huvudförstärka- ren och inversen av den impedans (z11) som utgångsnoden hos huvudförstär- karens strömgenerator utsätts för.

10. Sändare enligt patentkrav 6, kännetecknad av ett förfilter till huvudför- stärkaren som har samma frekvensberoende som transimpedansen (z12) mellan hjälpförstärkaren och huvudförstärkaren, och ett förfilter till hjälpför- stärkaren som har samma frekvensberoende som den impedans (z11) som utgångsnoden hos huvudförstärkarens strömgenerator utsätts för.

11. ll. Förfarande för att driva en sammansatt förstärkare, innefattande en huvudeffektförstärkare och en hjälpeffektförstärkare, vilka kopplas till en last lO 516 852 17 över ett Doherty-utgångsnåt, kännetecknat av förfiltrering av ingångssignaler till förstärkarna på ett sådant sätt att de signaler som möts vid huvudförstär- karens utgång har väsentligen samma frekvensberoende.

12. Förfarande för att driva en sändare, försedd med en sammansatt förstär- kare, innefattande en huvudeffektförstärkare och en hjålpeffektförstärkare, vilka kopplas till en last över ett Doherty-utgångsnät, kännetecknat av för-filtrering av ingångssignaler till förstärkarna på ett sådant sätt att de signaler som möts vid huvudförstärkarens utgång har väsentligen samma frekvensberoende.