SE516847C2 - Sammansatt förstärkare samt sändare som innefattar en sådan förstärkare - Google Patents

Description

25 30 516 847 2 En RF-effektförstärkares linjaritet karakteriseras vanligtvis av dess AM-AM- (AM = amplitudmodulering) och AM-PM-distorsionskarakteristiker (PM = fasmodulering). lcke-linjariteter yttrar sig som korsblandning av olika signal- delar, vilket leder till läckage av signalenergi till oönskade frekvensband.

Linjariteten kan ökas genom begränsning av utsignalen till en mindre del av effektförstärkarens totala spänningsvängning. Detta reducerar emellertid förstärkarens effektivitet ytterligare. En effektförstärkares linjaritet reduceras även betydligt ifall förstärkaren mättas (utspänningen klipps av). Detta betyder att det inte är möjligt att öka effektiviteten genom att driva förstärka- ren till mättning, eftersom distorsionen då kommer att nå oacceptabla nivåer.

Ett sätt att öka en RF-effektförstärkares effektivitet är att använda Doherty- principen [1, 2, 3]. Doherty-förstärkaren använder i sin mest grundläggande form två förstärkarsteg, en huvud- och en hjälpförstärkare (även kallade bärvågsförstärkare respektive toppförstärkare). Lasten kopplas till hjälpför- stärkaren och huvudförstärkaren kopplas till lasten genom en impedansin- verterare, vanligtvis en överföringslina med en kvarts våglängd eller ett motsvarande sammansatt nät.

Vid låga utsignalnivåer är endast huvudförstärkaren aktiv och hjälpförstärka- ren stängs av. I detta område ser huvudförstärkaren en högre (omvandlad) lastimpedans än impedansen vid toppeffekt, vilket ökar dess effektivitet i detta område. När utsignalnivån överskrider den så kallade övergångspunkten (vanligtvis vid halva maximala utgångsspänningen) aktiveras hjälpförstärka- ren, varvid den driver ström till lasten. Genom den impedansinverterande åtgärden hos överföringslinan med en kvarts våglängd minskas den effektiva impedansen vid huvudförstärkarens utgång, så att huvudförstärkaren hålls vid en konstant (topp-) spänning över övergångspunkten. Resultatet är ett väsentligen linjärt förhållande mellan ut- och ingångseffekt men med en signifikant högre effektivitet än en traditionell förstärkare. Övergångspunkten kan skiftas så att hjälpförstärkaren aktiveras vid en högre eller lägre effektnivå. Detta kan användas för att öka effektiviteten för en 10 15 20 25 30 516 847 s specifik typ av signal eller en specifik amplitudfördelning. När övergångs- punkten skiftas, skiftas följaktligen effektdelningen mellan förstärkarna vid toppeffekt och även medeleffektförlusten i varje förstärkare ändras. Den senare effekten beror även på den specifika amplitudfördelningen.

Doherty-konceptet har utökats till flerstegsvarianter (mer än en hjälpförstär- kare) [1, 4, 5]. Detta medger att effektiviteten hålls hög över ett större område av uteffektnivåer och varierande amplitudfördelningar. Alternativt kan medeleffektiviteten för en specifik amplitudfördelning och en specifik effektni- vå göras högre.

Den ursprungliga Doherty-förstärkaren använde en överföringslina med en kvarts våglängd, kopplad direkt mellan utgångarna hos två förstärkare. RF- effekttransistorer enligt känd teknik kräver emellertid en mycket låg lastimpe- dans, vilket betyder att den ursprungliga Doherty-konfigurationens överfö- ringslina med en kvarts våglängd även måste konstrueras vid en motsvarande låg impedans. En lösning till detta problem ges i [3] och [6] och används i [7].

Denna lösning placerar impedansinverteraren mellan högre impedanspunkter som erhålls via enstaka eller flera impedanstransformatorer med en kvarts våglängd.

Doherty-förstärkarna är kända för att vara icke-linjära och att ha en linjaritet “omvänt proportionell mot deras effektivitet” [7], speciellt utanför ett smalt frekvensband. Försök har gjorts för att reducera distorsionen och för att öka den användbara bandbredden genom att parallellkoppla flera Doherty- förstärkare med olika mittfrekvenser för impedanserna, olika förspänningar för hjälpförstärkarna samt olika anpassade strukturer, för att “slumpa” intermoduleringsprodukterna så mycket som möjligt [7]. Denna teknik innefattar även komplicerad trimning av förspänningsniväer.

Detaljerad analys visar att en Doherty-förstärkare är icke-injär för alla utom mycket smala frekvensband, även när den tillverkas av ideala komponenter.

Resultaten visar vidare att förluster, som inte skulle påverka linjaritet i en lO 15 20 25 30 516 847 4 ordinarie klass B, A eller AB förstärkare, orsakar allvarlig icke-linjaritet i en Doherty-förstärkare. Vidare kan förluster minska effektiviteten mer i en Doherty-förstärkare än i en ordinarie förstärkare (fastän den resulterande effektiviteten fortfarande är högre för Doherty-förstärkaren), eftersom de förutom att endast tillföra förluster även kan få huvudförstärkarna att arbeta icke-optimalt. En mer detaljerad diskussion om dessa effekter kommer att ges nedan.

Ett annat viktigt särdrag är att Doherty-förstärkare till sin natur är bandbe- gränsade, eftersom det impedansinverterande nätet endast tillhandahåller 90 graders fasskifte vid en enstaka frekvens. Denna bandbegränsning har många effekter.

En viktig effekt är att utsignalen förvrängs vid frekvenser bortom mittfrekven- sen. Denna effekt som allvarligt begränsar användningen av Doherty- förstärkaren i linjära bredbandstillämpningar, beror på den växande (huvud- sakligen reaktiv i det förlustfria fallet) impedansen hos nätet med en kvarts våglängd vid frekvenser bortom mittfrekvensen. Denna distorsion finns föreliggande även om alla komponenter är linjära och förlustfria, eftersom den beror på reflektionen (på grund av att impedansen inte är noll) av den icke- linjära strömmen från hjälpförstärkaren vid impedansinverteraren. Den resulterande spänningen framträder som en starkt frekvensberoende icke- linjär komponent i den förstärkta utsignalen.

En annan effekt är att Doherty-principen, dvs. undertryckandet av RF- spänningsökning vid huvudförstärkaren över en viss övergångspunkt, funge- rar dåligt utanför ett begränsat frekvensband. Detta beror på att undertryck- andet kräver att spänningarna från huvudförstärkaren och hjälpförstärkaren ska vara i perfekt antífas vid huvudförstärkarens utgång. Eftersom nätet med en kvarts våg egentligen endast är ett fasskifte på en kvarts våg (90 grader) vid mittfrekvensen, och kortare eller längre vid frekvenser under respektive över mittfrekvensen, överträds detta krav mer och mer desto längre bort från impedansinverterarens mittfrekvens man kommer. 10 15 20 25 30 516 847 Vidare bandpassfiltreras utsignalen genom reflektioner från nätet med en kvarts våg. Även förluster i transistorerna, impedansinverterarna och DC-matningsnäten ger upphov till oväntad distorsion. Detta beror på att dessa förluster gör impedansen vid impedansinverteraren, sett från hjälpförstärkaren, resistiv istället för den ideala kortslutningen (en förlustfri överföringslina med en kvarts våglängd belastad med en strömgenerators oändliga impedans är en kortslutning vid mittfrekvens). En ändlig resistans vid såväl huvudförstärka- rens utgång som förluster i nätet med en kvarts våg kommer att orsaka distorsion. Den av dessa förluster orsakade distorsionen i utgången beror på samma typ av reflektion (men nu resistiv istället för reaktiv) av den icke-linjära strömmen från hjälpförstärkaren vid impedansinverteraren, som orsakar den tidigare nämnda frekvensberoende distorsionen.

Förluster kommer även möjligen att minska effektiviteten ytterligare, eftersom spänningen vid huvudförstärkaren inte kommer att vara maximal vid utnivåer över övergångspunkten. Detta problem kan reduceras genom tillhandahållan- de av mer ström från huvudförstärkaren. Spänningen vid huvudförstärkaren kommer då istället att styras av mättning, vilket kommer att leda till icke- linjaritet i utsignalen. Utsignalen kan återigen göras mer linjär (åtminstone minska amplituddistorsionen) genom försiktig justering av övergångspunkten och utströmmen från hjälpförstärkaren (genom justering av förspänningsni- vån och förstärkningen av drivsignalen). Denna sista effekt beror på den ökade impedansen vid hjälpförstärkarens utgång, vilket får hjälpförstärkaren att bidra med mer spänning till utgången för varje enhet ström som tillhanda- hålls. Trimningsförfarandet som alldeles nyss beskrevs fungerar endast i ett smalt band och reproduceras inte lätt eftersom det innefattar användning av den mättade icke-linjariteten, vars exakta form nu blir viktig. På grund av icke-linjär koppling till genererade övertoner kan förfarandet även ge en hög och oförutsägbar AM-PM-distorsion. 10 15 20 25 30 516 847 6 Den icke-linjära karakteristiken hos den ordinarie Doherty-förstärkaren, som är byggd och optimerad med de nämnda teknikerna, är mycket komplex. Det är en icke-linjaritet, vars AM-AM- och AM-PM-distorsion varierar starkt med frekvensen och har en frekvenskarakteristik (filterkarakteristik) som varierar icke-linjärt med arnplituden. Detta gör den mycket svårt att kompensera för genom tillämpning av fördistorsion. Eftersom förförvrängaren skulle vara tvungen att vara mycket komplex (och följaktligen implementerad med digitala signalbehandlingsmetoder) och en förförvrängare måste ha en ganska bred bandbredd jämfört med den redan distorsionsutvidgade signalen den bör kompensera för (eftersom inversfunktionen till distorsionsfunktionen är av högre grad än distorsionsfunktionen själv), skulle en sådan förförvrängare vara svår att bygga även för måttliga bandbreddssignaler.

Slutsatsen är att det nuvarande sättet att bygga Doherty-förstärkare endast kan tillhandahålla rimlig linjär prestanda och effektivitet i ett smalt band, och detta endast genom att vara beroende av mättningseffekter i huvudförstärka- ren. Dessutom är det inte lätt att kompensera för den icke-linjära karakteri- stiken i ett bredband genom användande av fördistorsion.

SAMMANFATTNING Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är förbättring av linjaritet hos en sammansatt förstärkare, försedd med ett Doherty-utgångsnät, företrädesvis över ett brett frekvensband.

Detta syfte uppnås i enlighet med de bifogade patentkraven.

Kortfattat subtraherar den föreliggande uppfinningen en icke-linjär funktion hos insignalen, vilken emulerar hjälpförstärkarens icke-linjära utström, från huvudförstärkarens drivsignal. Detta har fördelen att utsignalens icke-linjära komponent elimineras utan att förstärkareffektivitet offras. 10 15 20 25 30 516 847 7 Den icke-linjära funktionen kan erhållas frän en modell av hjälpförstärkarens strömfunktion (om hjälpförstärkaren alstrar den icke-linjära strömmen genom att arbeta i klass C), eller kan frambringas i förväg och användas, i förstärkt form, både som drivsignalen för hjälpförstärkaren (vilken då kan förspännas för linjär klass B eller AB drift) och för korskoppling genom filtret.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar med denna, kan bäst förstås genom hänvisning till följande beskrivning läst tillsammans med de medföljande ritningarna, ivilka: Fig. 1 är ett förenklat blockdiagram av en belysande utföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinning- en; Fig. 2 är en modell av en Doherty-förstärkares utgängsnät; Fig. 3 är ett diagram som illustrerar impedansens frekvensberoende sett vid hjälpförstärkarens utgång; Fig. 4 är ett diagram som illustrerar transimpedansens frekvensbero- ende mellan huvud- och hjälpförstärkaren; Fig. 5 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utföríngs- form av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 6 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kerna hos en Doherty förstärkare enligt känd teknik; Fig. 7 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kema hos en Doherty förstärkare i enlighet med den föreliggande uppfin- ningen; Fig. 8 är ett blockdiagram av ett Doherty-utgångsnät med LDMOS- transistorer och anpassning till 50 ohm; Fig. 9 är en modell av en flerstegs-Doherty-förstärkares utgångsnät; Fig. 10 är ett förenklat blockdiagram av en flerstegsutföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinning- en; 10 15 20 25 30 516 847 8 Fig. 1 1 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kerna hos en sammansatt flerstegsförstärkare i enlighet med den föreliggan- de uppfinningen; Fig. 12 är ett blockdiagram av en förenklad utföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 13 är ett diagram som illustrerar in- och utspänningskarakteristi- kerna hos den förenklade sammansatta förstärkaren i enlighet med fig. 12; Fig. 14 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utfö- ringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 15 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utfö- ringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 16 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utfö- ringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; samt Fig. 17 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utfö- ringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING Den föreliggande uppfinningens grundprinciper kommer nu att beskrivas med hänvisning till fig. 1-4.

Fig. 1 är ett förenklat blockdiagram av en belysande utföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen.

Denna utföringsform illustrerar den föreliggande uppfinningens grundprin- ciper. Den innefattar en huvudförstärkare 10 och en hjälpförstärkare 12.

Hjälpförstärkarens 12 utgång kopplas direkt till en last (antenn) 14, medan huvudförstärkarens 10 utgång kopplas till hjälpförstärkarens 12 utgång över ett Doherty-utgångsnät som innefattar en överföringslina med en kvarts våglängd 16. På ingångssidan delas en RF-insignal x (radiofrekvensinsignal) 10 15 20 25 516 847 9 upp i två grenar, en gren är avsedd för huvudförstärkaren 10 och en annan gren för hjälpförstärkaren 12. Hjälpförstärkarens gren innefattar ett icke- linjärt funktionsblock 18, vilket omvandlar insignalen x till f2(x) samt en fasskiftare 20 som skiftar insignalen till hjälpförstärkaren 12 med 90 grader.

Element 22 och 24 kommer att beskrivas nedan. Som har indikerats av antennen 14 kan den sammansatta förstärkaren vara en del av en sändare, till exempel en sändare i en basstation i ett cellulärt mobilradiokommunika- tionssystem.

Fig. 2 är en modell av en Doherty-förstärkares utgångsnät. I denna modell utformas den aktiva delen av förstärkartransistoms utgångar som styrda linjära strömgeneratorer. Transistoremas ändliga utgångskonduktanser slås ihop tillsammans med möjliga reaktanser till zpi respektive zp2. Impedanser- na, som framförs till varje strömgenerators utgångsnod, definieras som: V1 _V Z11=¿ 1 Transimpedansema, dvs. spänningen vid den inaktiva förstärkarens utgång som gensvar på en utström vid den aktiva förstärkaren, definieras på liknande sätt som: Överlagring kan användas för analysering av denna modell, antagandes att alla komponenter är någorlunda linjära. Utspänningen från den sammansatta förstärkaren (vid antennen) antas här vara samma som utspänningen vid hjälpförstärkaren 12, fastän det i själva verket kan finnas en matningskabel, ett filter, etc. som separerar den aktuella antennen och förstärkarens utgång. lO 15 20 25 30 516 847 s u v ø u ø nu 10 Den kombinerade effekten av alla dessa element innefattas i anntenimpedan- sen (antennutgångsimpedansen), ZANT.

I en ideal Doherty-förstärkare är ímpedansen 222 noll, dvs. en strömmatning från hjälpförstärkaren 12 orsakar inte en spänning i utgången. Detta beror på att en överföringslina med en kvarts våglängd som avslutas med en oändligt hög impedans omvandlas till en kortslutning. För en praktiskt användbar Doherty-förstärkare har denna impedans emellertid en resistiv del som inte är noll samt en starkt frekvensberoende reaktiv del. Den resistiva delen (som också är frekvensberoende) härstammar från huvudför- stärkarens 10 omvandlade ändliga utgångskonduktans. Den reaktíva delen kommer delvis från såväl möjliga reaktíva komponenter av 2p1 som de omvandlade zp2 och zmr. Även utan dessa reaktanser finns det emellertid en frekvensberoende reaktiv del på grund av transformatorn med en kvarts våg, vilken endast är en perfekt kvarts våglängd vid en enda frekvens. En jämfö- relse av storleken på 222 (normaliserad till en optimal lastresistans på l ohm) för det (ideala) förlustfria fallet och ett fall med stora förluster (både i överfö- ringslinan med en kvarts våglängd och i transistoms utgängskonduktans) ges i ñg. 3. Konstruktionsfrekvensen är 1 GHz och den reaktíva delen dominerar från 800 MHz till 1,2 GH2 i det förlustfria fallet. Den resistiva delen dominerar i förlustfallet. Transimpedanserna 221 och 212 (vilka är lika, på grund av reciprocitetsteoremet) påverkas också av förluster genom att överföringen, dvs. storleken på spänningen vid den motsatta terminalen för en given strömstimulus, minskar. Denna effekt kan ses i fig. 4.

Impedansen 222 som är skild från noll kommer att ”reflektera” eventuell ström í2 från hjälpförstärkaren 12 som en spänning, och denna spänning kommer att finnas i utgången. Om i2 var en linjär representation av den önskade signalen skulle detta inte vara ett problem. I Dohery-förstärkare och liknande förstärkare är denna ström emellertid en synnerligen icke-linjär funktion av den önskade signalen (på grund av funktionen f2(x)). Den icke- ideala ímpedansen 222 gör således förstärkarens utsignal icke-linjär. 10 15 20 25 30 516 847 .n nn 11 Den föreliggande uppfinningens idé är att i antifas korskoppla en kopia av denna icke-linjära signal (iz filtrerad av impedansen 222) till huvudförstärka- ren 10, för att effektivt eliminera distorsionen vid utgången. Eftersom transimpedansen z2i är den viktigaste linjära kanalen från huvudförstärka- ren 10 till utgången kommer kompenseringen till huvudförstärkarens 10 ingång att linjärt omvandlas (något filtrerad av zz 1) till en elimineringssignal i utgången. Den korskopplade kompenseringssignalen måste därför själv kompenseras för transimpedansens z2i filtereffekt för att allt ska elimineras perfekt. Ett korskopplingsfilter 22 i fig. 22 kan således representeras av: -i 222 *221 där “*” betecknar multiplikation i frekvensdomänen eller faltning i tidsdomâ- nen. Den korskopplade signalen subtraheras från insignalen till huvudför- stärkaren 10 i ett element 24. I en digital implementering är elementet 24 en adderare, i en analog implementering kan det realiseras som en hybrid.

När nu uppfinningens grundprincip har beskrivits kommer nu en utförings- form med ett utjämnat frekvensgensvar att beskrivas med hänvisning till fig. 5-7.

Eftersom hjälpförstärkarens 12 grundläggande funktion i en Doherty- förstärkare är att hålla spänningen vid huvudförstärkaren 10 under mättning bör frekvensberoendet hos alla signaler vid huvudförstärkarens 10 utgång vara så flackt som möjligt. För den linjära komponenten (vilken består av hela ii hos en okompenserad förstärkare) uppnås detta genom filtrering vid ingången av ett filter med frekvenskarakteristiken zirl, impedansens inversfilter sett vid huvudförstärkarens 10 utgång.

För den icke-linjära komponenten bör, på grund av i2 som filtreras genom transimpedansen zi2 och den icke-linjära delen av ii som representerar den korskopplade distorsionseliminerande signalen, vilken filtreras av zii, den 10 15 20 25 30 516 847 u a u n | u u o o o Q | c n n ø n nu 12 totala signalen ha en flack frekvenskarakteristik (inte bara i storlek utan även i fas). Eftersom den icke-linjära komponenten bildas av två delar som filtreras olika, och behovet av distorsionseliminering vid utgången föreskriver ett visst förhållande mellan dessa signalers frekvenskarakteristiker, bör de båda dessutom filtreras av inversen av ett speciellt sammansatt filter.

Antagandes att den obearbetade icke-linjära funktionen f2(x) har filtrerats av z22*z21'1 för den korskopplade delen av ii och inget för hjålpförstärkarens 12 del (förutom förstärkning), representeras den totala icke-linjära delen av: -l -1 f2(x)*2'12"f2(x)*Z22*Z21 *Z_11J=f2(x)*(212“Z22*Z21 *lg i2 del korskopplad del sammansatt filter Den extra utjåmningsfiltreringen till dessa signaler bör således ha ett fre- kvensgensvar som: -1 1 (212 "222 *221 *lill Så här långt har inget sagts om storlekarna på strömmarna och spånningarna i systemet förutom deras förhållande till varandra. För det förlustfria fallet och vid (nåra) mittfrekvensen hos linan med en kvarts våg är de traditionella Doherty-ekvationema tillräckliga. För extrahering av den mesta effekten från de valda transistorema bör åtminstone en av transistorema arbeta vid dess maximala ström Imax. Spänningarna vid toppeffekt bör också vara den maximalt tillåtna spänningen Vmax (möjligen med en säkerhetsmarginal). För en klass B förstärkare är den optimala lasten Rop: lika med Vmax/Imax. För en ideal Doherty-förstärkare beror den optimala lastimpedansen på övergångs- pUnktCn (L, Så. att Ro=Ropt(1 - (I).

För övergångspunkter a under 0,5 bör strömmen ii i det ideala förlustfria smalbandsfallet variera linjärt med signalamplituden och vara lika med Imaxfl -ot) vid toppamplituden. Strömmen i2 bör istället vara noll för utspän- ningar under övergångspunkten och variera som den (normaliserade) 10 15 20 25 30 516 847 u u c Q | o u c ø o n 13 arnplituden minus a dividerat med (1 - a) över övergångspunkten. Detta betyder att hjälpförstärkaren 12 levererar strömmen Imax vid toppamplitud.

För övergångspunkter över 0,5 (vilket är mycket osannolikt för optimerade fall med flera bärvågor) skulle i1 istället uppgå till Imax vid toppamplitud och iz skulle maximalt vara Imax(1 - a) /ot.

Förfarandet för förlust-, bredbandsfallet är mer invecklat. Begränsningarna för strömmarna och spänningarna är samma som för det förlustfria smalbands- fallet, men bredbandssignalernas statistiska karaktär gör det svårt att erhålla analytiska utryck för dem. Spänningarna kommer då att bero på den använda bandbredden, amplitudfördelningen samt fasförhållanden hos signalens enskilda bärvågor. Förlust-, smalbandsfallet kan emellertid tillhandahålla en startpunkt, varifrån anpassningar kan göras för de specifika påträffade signalerna.

I förlustfallet kommer filtret för erhållande av den linjära delen av i1, som tillämpad på den dimensionslösa insignalen x, att vara Vmax/ u*z11'1. Den fysikaliska betydelsen av detta filter är att generera strömmen i1 så att spänningen vid utgången hos huvudförstärkarens 10 strömgenerator når Vmax vid den normaliserade inamplituden a när impedansen, sedd vid denna strömgenerator, är z11. Termen z11'1, inversfiltret av impedansen zu, är lika med 1 /zii när den observeras i frekvensdomänen.

Filtrena, som tillämpas på den icke-linjära funktionen f2(x), har också dimen- sionen ström. I praktiken uppnås detta genom generering av den lämpliga drivspänningen till transistorerna som fungerar som transkonduktanser, så att slutresultatet är den önskade utströmmen. Filtret, som tillämpas på f2(x) för erhållande av iz, är i det förlustfria fallet utan frekvenskompensering helt enkelt en multiplikation med j*lmax (90 graders fasskifte). Den maximala amplituden av funktionen f2(x) antas här vara lika med ett. Eliminerings- termen är då f2(x) filtrerad av -j*lmax*z22*z21'1. Kompenseringen (212 - 222 *z21" 1*z11)'1 för att uppnå en frekvensoberoende icke-linjär spänning vid huvud- 10 15 20 25 516 847 14 förstärkaren 10 kan multipliceras till de två uttrycken i normaliserad och dimensionslös form.

Uttrycket för erhållande av den linjära delen av i1 kompenserar redan för förluster. Uttrycken för de icke-linjära delarna måste modifieras för att utföra detta. Eftersom förhållandet mellan de två icke-linjära strömmarna redan har upprättats, uppnås detta genom att modifiera storleken (förstärkningen) av båda delar lika mycket, så att arnplituden av undertryckningsspänningen vid huvudförstärkaren 10 har samma lutning som den linjära delen. Faktorn att multiplicera med år Vmax/ot dividerat med (z12 - z22 *z21'1*z11)*j*Imax/ (1 - a).

Täljaren och nämnaren är spänningsökningen per normaliserad amplitud för spänningen vid huvudförstärkaren 10 på grund av den linjära delen av i1 respektive de icke-linjära strömmarna. Nämnaren representerar spännings- ökningen när storleken på strömmen, härledd för det förlustfria smalbands- fallet, används. En sak att notera här är att kompenseringen (z12 - z22*z21' 1*z11)'1 för att uppnå en frekvensoberoende icke-linjär spänning vid huvud- förstärkaren 10 innefattas automatiskt i denna “nya” kompensering. Så här i efterhand inses det således att normaliseringen faktiskt inte är nödvändig.

De analytiska uttrycken för erhållande av i2 och ii är således: _ V (1- a) -1 -1 I2=_IIÄ___Z12"Z11*Z22*Z21 *f2(x) _ V 1- a -1 1 _ 'Licke-nnjäfdel = 'llåLg-'lxziz " 211 * 222 *221 * \Z22 *221 1 *f2(x) utj ämningsdel distorsionseliininerande del V 1 ' _ maX '_ l1,imjarae1-__a 211 *X Som tidigare, om de dimensionslösa signalerna f2(x) och x framställs i tidsdo- mänen betecknar “*” faltning i tidsdomänen. Om de framställs i frekvensdo- mänen betecknar symbolen istället multiplikation av frekvensgensvar, och 10 15 20 25 516 847 o Q u u u n nu 15 multiplikation med inversfilter kan istället skrivas som en division av filtret.

Faktorerna j och -j har försvunnit från uttrycken, men i verklighet är ström- marnas faser ungefär de samma som innan. Vad som har hänt är att de imaginära delarna är inbakade i faktorerna (ziz - z22 *z21*1*z11)'1. Eftersom z12 (den största delen av uttrycket, åtminstone nära mittfrekvensen) huvudsak- ligen betecknar omvandlingen av en ström till en spänning över en lina med en kvarts våg medför detta ett 90° fasskifte vid mittfrekvensen. Den härledda nätmodellen visas i fig. 5. Filter 22, 26 och 28 kan således representeras av: Vmax (1 - a) _ _ l Filter 22 : ----V'““ (1 _ a) a _] 1 ._ (Z1z“Z11*Z22*Z21 i *Z22*Z21 l Filter 26: Vma* zH-l a Så långt har endast optimeringen av spänningen vid huvudförstärkaren 10 och distorsionselimineringen i utsignalen studerats, och uttryck för de optimala strömmania har härletts. Spänningsaxnplituden vid hjälpförstårka- ren 12 har utelämnats i diskussionen. Detta beror delvis på att en fx hårdva- ruuppställning har antagits, dvs. impedansen hos linan med en kvarts våg samt lasten har antagits vara fixa. För ett förlustfritt system är detta inte ett allvarligt problem, effekten av optimering för flackt gensvar och optimal arnplitud vid huvudförstärkaren 10 är att utsignalen blir något frekvensbero- ende. När förluster beaktas kan emellertid effekten vara att den maximala spänningen vid hjälpförstärkaren 12 aldrig når Vmax, till och med vid maxi- mala innivåer. Detta utgör ett allvarligare problem eftersom transistorerna då levererar mindre än maximal effekt till lasten (vid topputmatning), medan de fortfarande har samma matarspänning, och effektiviteten kommer att sjunka. Den enkla lösningen år antingen reducering av matarspänningen eller ökning av lastens impedans tills maximal spänning uppnås vid topput- matning (den senare lösnigen föredras, eftersom denna plan ger högre 10 15 20 25 30 516 847 ua uno 16 effektivitet och mer tillgänglig uteffekt). Kompenseringen för förluster kan också ha effekten att ingen transistor når lmax, vilket också medför att transistorerna inte utnyttjas fullt ut. lmpedanser (last och lina med en kvarts våg) kan då vara tvungna att ändras för att använda den största möjliga uteffekten från transistorerna. Lika viktigt är det att hålla båda transistorerna i det säkra området, så att de maximala strömmarna och spänningarna nås men inte överskrids. Notera att när impedansen ändras i kretsen är omkonstruering av kompenseringarna enligt den skildrade planen nödvändig. Om maximal effekt inte är ett konstruktionsmål kan kretsen även optimeras på något annat sätt, för att möta andra syften.

Effekten av kompenseringarna i enlighet med den föreliggande uppfinningen illustreras i ñg. 6 och 7 med hänvisning till ett simulerat exempel med en signal med flera bärvågor. Signalen består av nio bärvågor inom 80 MHz bandbredd, centrerad vid l GHz.

I detta exempel finns förluster föreliggande både som förluster i överföringsli- nan med en kvarts våg och som konduktiva förluster vid transistoremas utgångar. I fig. 6 plottas de normaliserade storlekarna på spänningarna vid huvudförstärkaren 10 och hjälpförstärkaren 12 mot den önskade storleken (den normaliserade amplituden av x) för det okompenserade fallet (känd teknik). Drivsignalerna har anpassats för att hålla båda spänningarna inom transistorernas linjära (omättade) område. Utsignalemas olika lutningar (spänning vid hjälpförstärkaren 12) under och över övergångspunkten tyder på en statisk icke-linjaritet. De olika tjocklekarna på dessa kurvor tyder på ett nivåvarierande frekvensberoende. Spänningen vid huvudförstärkaren 10 är inte alls nära den önskade konstanta nivån över övergångspunkten, vilket betyder att medeleffektiviteten kommer att vara låg (fastän fortfarande troligen bättre än för en klass B förstärkare).

De normaliserade storlekarna på spänningarna vid huvudförstärkaren 10 och hjälpförstärkaren 12 efter distorsionseliminerande och effektivitetsökande korskoppling i enlighet med den föreliggande uppfinningen illustreras i fig. 7. 10 15 20 25 30 516 847 v o n n | n ø o n v u n n o u c | oo 17 Kompensering av nätet för förluster har utförts genom att ändra överföringsli- nans samt lastens impedans. Utspänningen kan ses vara linjär och spänning- en vid huvudförstärkaren 10 är klart nära Optimum för effektivitet. De bred- dade linjerna beror, för båda spänningarna, på bandbreddsbegränsningar, för den linjära delen på grund av Doherty-nätet och för de icke-linjära delarna på grund av den simulerade bandbredden på ungefär 400 MHz.

Ibland skiljer sig transistorernas optimala lastimpedanser markant från impedansema som är tillgängliga för lasten och linan med en kvarts våg.

Transistorernas inkapslas även ofta, vilket betyder att strömkällans utgång endast är indirekt tillgänglig. En Doherty-förstärkare kan fortfarande tillver- kas, genom att flytta linan med en kvarts våg till en punkt en eller två kvarts våglängder från transistom genom lämplig anpassning av näten [3, 6, 7].

Ett exempel på ett modifierat Doherty-nät som använder fälttransistorer (FET) uppbyggda av metalloxidhalvledare som diffunderat i sidled (LDMOS) visas i fig. 8 (för denna ansökans syfte kommer ett sådant utgångsnät fortfarande anses vara ett Doherty-utgångsnät). Det består av anpassningsnät av två- stegstyp närmast transistorema och av den ordinarie linan med en kvarts våg utanför anpassningsnäten. Varje anpassningsnät består av två pi- anpassningssektioner, i vilka kondensatorn Cmi utgör en del av både den första och den andra, möjligen symmetriska, sektorn. LDMOS-transistorns vanligtvis mycket stora utkapacitans CDs medför att anpassningssektorn närmast transistorn har en mycket låg impedans. Den andra sektorn omvandlar systemets impedans, vanligtvis i storleksordningen 50 ohm, ned till denna nivå. Anpassningen kan göras lika för båda grenar, om en lina med en kvarts våg kan tillverkas som har den lämpliga impedansen Zz.

Alternativt kan olika anpassningsnät användas beroende på vilka impedan- ser hos last och överföringslina som finns tillgängliga.

Det modifierade Doherty-nätet i fig. 8 har tre noder som är värda att analy- sera. Konstruktionen av den korskopplade distorsionseliminerade signalen börjar i detta fall genom identifiering av hur RF-strömmar från huvudför- 10 15 20 25 516 847 18 stärkarens 10 nod och hjälpförstärkarens 12 nod omvandlas till spänningar vid utgångsnoden. Detta ger ett förhållande mellan den korskopplade delen och den “direkta” delen, så att den korskopplade delen bör ha ett extra filter av -z02*z01'1, där: Den linjära delen av strömmen ii bestäms även för de modifierade näten från uttrycket x*Vmax/a*z11'1 som ger denna dels förstärknings- och filterkarakte- ristiker.

“Filterfaktorsumman” (212 - 202 * z11 * zørl) av de icke-linjära spänningarna vid strömgeneratorns utgång hos huvudförstärkarens 10, och “lika lutnings- kriteriet” ger de fullständiga uttrycken för de direkta och de korskopplade filtren. Förfarandet liknar det som härleddes för det enkla Doherty-nätet, förutom att de nya transimpedansema zoz och zoi används istället för z22 och zzi. Någonting att notera, särskilt för de modifierade näten, är att den snäva bandbredden kan orsaka problem för elimineringsoperationen. Eftersom (z12 - z02*z11*z01'1) kan ha nollställen inte särskilt långt från mittfrekvensen, kommer inversen av detta filter, vilken används på strömmarnas icke-linjära komponenter, att ha oändligt stor amplitud vid dessa punkter. Kompense- ringen (och följaktligen de icke-linjära signalernas bandbredd) måste därför begränsas till en tillräckligt smalare bandbredd än dessa “kompenserings- poler”. Förutom för dessa avseenden är de analytiska uttrycken för erhållan- de av i2 och elimineringstermen av i1 för den fullständigt kompenserade Doherty-förstärkaren: 10 15 20 25 19 _ V (l - a) _1 '-1 lz=_m%a__ Z12“Z11*Zo2*2'o1 *f2(x) . V (1-01) -1 “l -1 lricke-nnjaf 11.21 = “Äaxjffu _ 211 *Zoz *201 Q * (202 *Zol *fzÜg utj ämnšsdel distorsionseliiiiinerande del V 1 ' __ maX _ '1,1mjarde1-_"a 211 *x Spänningen vid hjälpförstärkaren 12 kommer att ha ett annat frekvensbero- ende för de linjära och icke-linjära delarna. Det är emellertid inte nödvändigt att kompensera för detta så länge som de maximala spänningarna och strömmarna inte överskrids, eftersom hjälpförstärkaren 12 inte är utgångsno- den. Riktlinjerna som beskrevs i anslutning till den enkla Doherty- förstärkaren, om maximering av den tillgängliga effekten genom att nå de maximala (säkra) strömmarna och spänningarna, men inte överskrida dem, gäller även för den modifierade Doherty-förstärkaren. Receptet är det samma; ändra lastens och överföringslinans impedanser tills de flesta spänningarna och strömmarna når sina maximala värden vid någon punkt i det önskade amplitudområdet.

En flerstegs-Doherty-förstärkare introducerar ytterligare en annan utmaning, eftersom ännu fler noder förekommer i systemet. Distorsionen bör vara minimal vid utgången och effektivitetsökning bör idealt optimera spänningsni- våerna över övergängspunkter för flera (alla utom den sista) förstärkare.

Grundreglerna som utarbetades tidigare gäller fortfarande, men kompromisser kan vara nödvändiga för att få bästa totalresultat. En sammansatt förstärkare av flerstegstyp som arbetar i enlighet med den föreliggande uppñnningens principer kommer nu att beskrivas med hänvisning till fig. 9-1 1.

Huvudegenskapen hos flerstegs-Doherty-förstärkare är att de har mer än en förstärkare (strömgenerator) kopplad med hög överföring (transimpedans) till utgången. Detta betyder att för linjär drift (dvs. utan mättnings- eller begräns- ningseffekter) består den linjära utspänningen till och med i en ideal flerstegs- 10 15 20 25 516 847 20 Doherty-förstärkare av två eller fler icke-linjära delar som kommer från olika förstärkare.

Två speciella anordningar är nödvändiga för att uppnå linjära utsignaler. För det första måste de icke-linjära signalema som används för undertryckning av spänningen vid den föregående (en lägre övergångspunkt) förstärkaren elimineras av en liknande filtrerad icke-linjär signal från en förstärkare med en hög transimpedans till utgången, vanligtvis den föregående förstärkaren själv. För det andra måste de icke-linjära delarna som tillsammans utgör den linjära utsignalen ha samma frekvensberoende och förstärkning, sett vid utgången.

Strömgeneratorerna som har en hög överföring till utgången har även hög överföring till varandra. Denna effekt är lika viktig för att hålla de lägre effektförstärkarna vid konstant spänning över övergångspunktema som den rätta “Doherty-effekten”.

Det allmänna fallet av flerstegs-Doherty-förstärkare kommer nu att belysas med en trestegsförstårkare som illustreras i fig. 9 och 10. I utgångsnätet i fig. 9 kommer följande definitioner att användas: Zn-m. Z22". . Z33-. .

-O z-O -0 1113- 12 3- 1312- Z _ _&11=O Z -Z __\i11=0 z _ __v:211=0 lz-Zzr. ._0 13-31-. ._0 23-Z32-. ._0 1213- 1312- 1312-- I fig. 10 antas alla de tre icke-linjära funktionerna fl (x), f2(x) och f3(x) av insignalen ha samma amplitudlutning som den normaliserade insignalen x (som har en lutning lika med 1). Dessa signalers faser är också identiska med insignalens x fas. u o n a a ø ø o o o a 10 15 20 25 30 516 847 nu oc: 21 Den första funktionen, fl (x) är lika med x under den andra övergångspunkten om. Över denna punkt har den samma fas som x och amplituden år lika med en konstant 012.

Den andra icke-linjära funktionen f2(x) är noll tills amplituden av x är vid ou, och dess amplitud ökar linjärt därifrån.

Den tredje funktionen f3(x) beter sig som den andra, men börjar öka över olz.

Den första och tredje funktion, adderade tillsammans, ger tillbaka insignalen x. Det sista påståendet (och allmänt att summan av varannan funktion ger tillbaka den linjära insignalen) år huvudkravct, även om de icke-linjära funktionerna är osammanhängande och/ eller utformade av polynom av inamplituden eller effekten. Utformningarna av signalerna som i första hand konstrueras för undertryckning av spänningar över övergångspunkter år endast viktiga till den omfattningen att de bör undertrycka spänningar tillräckligt väl.

Spänningen vid huvudförstärkaren 10 bör vara så konstant som möjligt vid alla nivåer över den första övergångspunkten ou. Som tidigare uppnås detta delvis genom inversfiltrering för impedansen sett vid denna effektförstärkare, genom tillämpning av Vmax/ ol1*z1l"1 på fl (x) för huvudförstärkarens ström.

För att uppnå en linjär utsignal måste strömmen från en andra hjälpförstär- kare l2b omvandlas till en signal med samma frekvensberoende vid ut- gångsnoden som den omvandlade strömmen från huvudförstärkaren lO.

Detta uppnås genom tillämpning av filter Vmax/ol1*zl1'1*z31*za3'1 på f3(x) för hjälpförstärkarens 12b ström, och ger upphov till olika frekvensberoende för spänningarna på grund av strömmar il och is vid huvudförstärkarens 10 nod. Eftersom detta orsakar ett icke-linjärt frekvensberoende vid denna nod måste en kompensering planeras, annars skulle det ökade förhållandet mellan topp- och medelspånning vid noden kunna skada effektiviteten. En kompensering kan finnas genom att vid huvudförstärkaren 10 ta skillnaden mellan frekvensberoendet av lä*z1s, optimerat för korrekt utsignal, och n v v I o n ø n n u 10 15 20 25 30 516 847 ~ n | - a c I u u u a n 22 frekvensberoendet av is*z13, optimerat för flackhet vid huvudförstärkaren 10.

Denna skillnad i filtrering vid huvudförstärkaren 10 är Vmax/ ot1*(1 - z13*za1*z11'1*zss'1), så funktionen f3(x) filtreras med denna funktion och infogas som en del av i2, vilken har hög överföring till huvudförstärkarens 10 nod. Eftersom denna icke-linjära signal skulle visa sig i utsignalen via den icke-ideala (idealt noll) transimpedansen zsz, måste den även tillämpas på en annan ström, företrädesvis í1, och både dessa två delar måste tillsammans elimineras vid hjälpförstärkarens 12b utgängsnod samt ha ett flackt gensvar vid huvudförstärkaren 10. Tillfogning (dvs. multiplicering) av det extra filtret za2*za1'1 till i1 delen samt filtret (z21 - z11*z32*za1'1)*1 till båda delarna löser detta.

Den icke-linjära funktionen f2(x), vilken idealt tillämpas endast på lb och endast undertrycker spänningsökning vid huvudförstärkaren 10, kommer rent praktiskt i det okompenserade fallet att ses vid utgången på grund av transimpedansen zsz. Kompenseringen för detta är samma som för den alldeles nyss beskrivna “differenstermskompenseringen”. Filtret med formen - Vmax/a1*(z21 - z11*zs2*zs1-1)'1 tillämpas på f2(x) för iz delen och samma ñlter, utan minustecknet, men med en tillfogad filtrering på za2*za1'1 tillämpas på f2(x) för i1 delen.

Det schematiska utseendet på det erhållna nätet, med filtren konstruerade av iab, där a,b=1, 2, 3, illustreras i ñg. 10, b betecknar funktionsnumret och a måleffektförstårkaren. Eftersom filtrens utsignaler (i denna modell) är strömmar är signalerna fn(x), där n=l, 2, 3, dimensionslösa, medan filtren har dimensionen ström.

Vad som just har beskrivits är en optimering endast av spänningen vid huvudförstärkaren 10. Detta är begripligt eftersom den bör ha en konstant amplitud för en större del av det dynamiska området än hjälpförstärkare 12a.

Spänningen vid hjälpförstärkaren 12a har inte tagits i beaktande, även om den idealt bör ha en flack spänningsamplitud för insignaler över den andra övergångspunkten om. Om förluster förekommer i kretsen kan impedanserna 10 15 20 25 30 516 847 .. u. u .. .In-Z.. 23 hos last och lina med en kvarts våg ändras och kan övergångspunkterna flyttas för maximering av effektiviteten. Om spänningen vid hjälpförstärkaren 12a inte har kompenserats kan förluster få dess idealt konstanta nivå över övergångspunkten att falla, till och med om “knät” kan fås att nå målet Vmax.

Detta visas i fig. 11.

En kompensering för hjälpförstärkaren 12a över den andra övergångspunkten kan hittas genom att ta summan av spänningsgensvaren för de icke-linjära funktionerna, som har lutning över denna punkt, dvs. f2(x) och f3(x), vid hjälpförstärkaren 12a. En funktion med detta amplitud- och frekvensgensvar matas därefter i antifas till hjålpförstärkarens 12a utgångsnod, genom att tillämpa funktionen f3(x) genom olika filter på strömmarna ii och ia.

Strömmen ii är huvudkanalen till hjälpförstärkaren 12a, och ia delen innefattas för eliminering av icke-linjariteten i utsignalen. Efter att förhål- landena för eliminering har upprättats (som tidigare) tillfogas den erhållna ñlterkvoten till ii delen och det sammansatta frekvensberoendet vid hjälpför- stärkarens 12a nod beräknas. Inversen av denna filterterm tillfogas därefter till båda delarna. Resultatet av dessa operationer är ett flackt område över den andra övergångspunkten för hjälpförstärkaren l2a, på bekostnad av flackheten vid huvudförstärkaren 10. För lågförlustkretsar försämras inte huvudförstärkaren 10 nodspänning mycket, men när förluster förekommer får den en stigande lutning över den andra övergångspunkten. Denna effekt reducerar troligen effektiviteten mer än vad som vinns genom att ha en optimal spänning hos hjälpförstärkaren l2a.

I de föregående exemplen har startpunkten varit att erhålla frekvensobero- ende linjära och icke-linjära spänningar vid huvudförstärkaren 10. Detta är bra för optimering av effektivitet eftersom den flacka delen av spänningsom- rådet kan hållas så nära maximumet som möjligt utan mättning. Det finns självfallet andra sätt att erhålla nära optimal drift som bättre kan passa en viss typ av implementering. Några av dessa kommer att diskuteras i de följande styckena. 10 15 20 25 30 516 847 ' ' ' ' ° I 0 I o n v v u 1 n - n a 24 Funktionsprincipen har beskrivits i termer av en dimensionslös normaliserad insignal och en “slutprodukt” i form av speciellt konstruerade strömutsignaler från effektförstärkarna. Transistorema och alla andra komponenter av ett verkligt förstärkarsystem har således bakats in i filterekvationema. I verklig- heten kan insignalen vara i en mängd olika former, och flera processteg kan i vissa implementeringar separera genereringen av de icke-linjära signalerna och tillämpningen av de korskopplade filtren från de aktuella effektförstärkar- na. Till exempel kan insignalen vara i en ren digital forrn och vid en låg frekvens om digital signalprocessning används för att forma drivfunktionerna.

Omvandlingen till spänningar för drivning av effekttransistorerna (vilka omvandlar deras inspänningar till styrda utströmmar) utförs därefter av en processkedja som innefattar digital till analog omvandling, blandare, filter samt förstärkare, tills drivsignalema till effektförstärkarna är vid den råtta frekvensen och i den rätta formen och storleken. De icke-linjära funktionerna och de korskopplade filtren kommer i detta fall implementeras helt och hållet i den digitala domänen och kan innefatta en kompensering för frekvensberoen- det hos uppkonverteringskedjan och kretsarna som anpassar transistorinsig- naler.

I andra varianter genomförs den icke-linjära processingen av icke-linjära kretsar vid den slutliga frekvensen eller vid en intermediär frekvens. En mängd olika sätt att genomföra detta finns tillgängliga, inklusive förspänning av lågeffekttransistorer för klass C drift, multiplikation med en “formningsfunktion” som härleds från RF-signalen samt multiplikation av den linjära signalen med en formningsfunktion som framställs vid basband. De korskopplade filtren kan då implementeras av sammansatta och/ eller distri- buerade filtertekniker, vilka har ström in/ spänning ut eller spänning in/ ström ut som avslutas dubbelt eller någon annan lämplig ñlterteknik som kan ge det rätta filtergensvaret över det önskade bandet. Samma gäller för filtren som inte korskopplas. 10 15 20 25 30 516 847 25 I alla varianter finns det några grundregler som gäller. För det första måste alla grenar ha anpassade fördröjningar, dvs. fas- och tidsförhållandena mellan de olika signalema mäste styras noga. Eftersom filter och icke-linjär process- ning har fördröjningar måste eventuella grenar utan en funktion (icke-linjär eller filter) kompenseras med en likvärdig fördröjning. De avsiktliga fördröj- ningarna som används för att upprätta önskade fasförhållanden mellan signaler (dvs. lina med en kvarts våg) behöver inte kompenseras för. För det andra måste arnplituden på alla signaler anpassas för att distorsionselimine- ring och effektivitetsökning ska fungera optimalt.

Fastän filtren kan tyckas vara komplicerade, eftersom de är uppbyggda av många frekvensberoende impedanser och transimpedanser, kan en imple- menterings komplexitet reduceras på många sätt. I en digital implementering kan filtren byggas upp av uppmätta impedanser genom multiplikation och division i frekvensdomänen. De därigenom uppbyggda filtren kan därefter antingen användas direkt för filtrering i frekvensdomänen eller konverteras till tidsdomänfilter. Ett frekvensdomänfönster kan tillämpas för begränsning av filtren till lämpliga bandbredder. Filter implementeras typsikt som FIR-filter (ändligt impulsgensvar) som har en längd om 20-40 tappar.

Som diskuterades i sammanfattningen kan hjälpförstärkarens icke-linjära utström modeleras separat för användning i korskopplingen, om hjälpförstär- karen alstrar den icke-linjära strömmen arbetandes i klass C. Hjälpförstärka- rens strömfunktion kan i detta fall inte filtreras godtyckligt, eftersom icke- linjariteten befinner sig i slutet av processkedjan (i effekttransistom själv). I sådana fall är all distorsionseliminering i den korskopplade vägen, både filtren och modellen av klass C förstärkarens icke-linjära funktion. Den linjära vägen (till huvudförstärkaren 10) kan självfallet även ha kompenseringsfiltrering i detta fall, vilket även vägen till hjälpförstärkaren 12 kan ha, speciellt för kompensering av de andra frekvensberoendena i denna väg.

Antennätets impedans, sett vid effektförstärkarens utgång, är i allmänhet inte känd i detalj när en förstärkare tillverkas. Den har emellertid en inverkan på 10 15 20 25 30 516 847 26 impedanserna i Doherty-utgångskretsen. Vissa förfaranden som kan använ- das för att få en mer känd impedans innefattar användning av en isolator i antennvägen, för att få en mer bredbandsresistiv karakteristik, eller införande av en resonator eller ett filter som har smalare bandbredd än antennätet, så att denna vägs impedans (vilken antas vara någorlunda känd redan i tillverk- ningssteget) dominerar istället för den aktuella antennimpedansen.

Ibland är det opraktiskt att implementera alla de filtren som behövs för optimal drift. Det finns även stora skillnader mellan filtren med avseende på hur mycket de bidrar till den totala prestandan (distorsionsreducering och effektivitet). Det kan därför vara användbart att konstruera reducerade varianter med utelämnade eller förenklade filter. Dessa reducerade varianter kan i allmänhet vara framgångsrika om några filter eller del av ett filter kan anses vara approximativt konstant över frekvensområdet av intresse. Filtrets förstärkning och fasvärde vid mittfrekvensen kan då användas istället för det fullständigt frekvensberoende filtret. För att eliminering av distorsion i utsig- nalen ska fungera ñnns det allmänt ett behov av en specifik filterkvot (vilket har beskrivits tidigare) mellan två grenar. Detta betyder att en invers av ett filter som kan vara svär att implementera, kan utelärnnas och filtret själv införs i den andra grenen. Båda grenarna måste då kompenseras för det ändrade filtrets förstärkning och fas (vid mittfrekvensen). En mycket reduce- rad variant kan hittas genom att helt och hållet utelärnna frekvensberoendet.

Detta kan möjligen vara användbart om frekvensområdet vid drift är ganska smalt eller om förluster dominerar alstringen av distorsion i utsignalen.

Ett enkelt men elegant förfarande för erhållande av filtren 221 och z22 är användning av kopior av ingångssidan av Doherty-utgångsnätet, vilka innehåller samma passiva kretselement som förekommer i det aktuella utgångsnätet. När ett sådant nät drivs av en strömgenerator (småsignals- transistor) på ingångssidan har utspänningen automatiskt det rätta fre- kvensberoendet. Kravet för att detta ska fungera är att transistorutgångens parasitelement, impedansen hos linan med en kvarts våg samt antennätets impedans kan modelleras noggrant. En möjlighet är att skala impedansen 10 15 20 25 30 516 847 n u n v ~ n . o r u r Q c | u o n ø nu 27 hos alla element i nätet för att få mer realistiska värden och/ eller bättre spännings- och strömnivåer.

Filtrering av z21 kan erhållas genom att istället använda z12. På detta sätt kan filtreringen av den icke-linjära signalen av båda impedanserna utföras med endast en kopia av utgångsnätet. Nackdelen är att lasten (över vilken spänningen erhålls) i detta fall är modellen av transistorns parasitelement.

Lasten, när z21 (och z22) används, är en modell av antennätets impedans parallellkopplad med modellen av utgångsparasiter hos hjälpförstärkarens 12 transistor. Antennimpedansen är mer känd, sprids inte så mycket mellan förstärkare samt har en lämpligare storlek än parasiterna. Småsignalsför- stärkare med en lämplig inimpedans hittas således lätt, vilka kan komplette- ras med reaktanser för att bilda en modell av antennätets impedans.

För en implementering som endast använder RF- / mikrovågstekniker kan den enkla Doherty-förstärkaren implementeras suboptimalt genom använd- ning av idéema från de föregående styckena. Suboptimaliteten kommer från omarrangering av ekvationerna för att göra inversñltren överflödiga, och kommer inte att signifikant försämra effektiviteten från den tidigare härledda optimala driften, vilket kommer att visas. Distorsionselimineringen vid utgången är fortfarande fullständig. Den icke-linjära funktionen kan (och antas i detta exempel) genereras av en klass C förstärkare med förspänning anpassad för en viss övergångspunkt.

Inversfiltret till z21 tas bort från den korskopplade vägen och detta filter själv införs istället i vägen till hjälpförstärkaren 12. Filtrets förstärkning och fas ersätts av dess värde vid mittfrekvensen. Inversen av det sammansatta filtret 212 - z22*z21'1*z11 i de direkta och korskopplade vägarna ersätts också av dess förstärknings- och fasvärden vid mittfrekvensen, vilket även filtrering med inversen av z11 i den linjära vägen till huvudförstärkaren 10 görs. Vad som återstår är endast grundñltreringen som krävs för perfekt distorsionselimi- nering vid utgången plus kompenseringsförstärkningar för maximering av effektiviteten under dessa (suboptimala) förhållanden. 10 15 20 25 30 516 847 28 En sådan förenklad krets visas schematiskt i fig. 12. Om den icke-linjära funktionen av RF-signalen, f2(x), produceras av en klass C förstärkare kan den även produceras genom att driva förstärkare G1 och G2 i klass C mod.

Det är meningen att signalnivåerna i elimineringsnäten ska vara låga för att minimera effektförbrukningen. Förstärkning till högre spänningar utförs företrädesvis i förförstärkarna till huvudförstärkaren 10 och hjälpförstärkaren 12.

Antennätets impedans modelleras i detta fall av en resistans på 50 ohm med en parallellkopplad resonator, trimmad till mittfrekvensen. Förstärkarna G1 och G2 är (identiska) styrda strömgeneratorer. Ingångsimpedansen hos (identiska) förstärkare G3 och G4 tillsammans med lärnpliga ytterligare reaktanser emulerar antennätets impedans ZANT, och möjliga parasiter på utgángarna hos G1 och G2 innefattas i de motsvarande Zpz och Zpi. Förstär- karen GO tillhandahåller en anpassad förstärkning, en fördröjning samt en fas för den linjära delen till huvudförstärkaren 10. Effektförstärkarna innefattar nödvändiga ingångsanpassade nät och förförstärkare.

När alla förstärkningar har anpassats optimalt och utgångsnätet, parasiterna samt antennätets impedans har emulerats korrekt av modeller av deras ingängssidor, kommer prestandan vara nära optimal. Spänningsstorlekarna vid huvudförstärkaren 10 och hjälpförstärkaren 12 illustreras i fig. 13 för den önskade situationen. Dessa kurvor har erhållits under samma förhållanden och med samma bandbredder som det fullständigt optimerade fallet som visas i fig. 7. Spänningsöverstigningen och -understigningen vid huvudförstärkaren 10 (tjockleken hos den flacka delen av kurvan) är endast marginellt större för det icke-optimal fallet, vilket betyder att effektiviteten endast har försämrats mycket lite. Ett ökat frekvensberoende hos utsignalen (spänning vid hjälpför- stärkaren 12) ses som en breddning av spänningskurvan, fastän amplitudde- len av denna är knappast noterbar i en spektralplot. 10 15 20 25 30 516 847 o 1 c e u o c c u o u 29 I praktiken kommer de beskrivna förfarandenas prestanda att bero på hur väl Doherty-utgångsnätets karakteristiker är kända. Mätning av transimpedanser i utgångsnätet är ofta svårt att utföra direkt, eftersom (RF-) spänningsproben och ströminjektorn alltid kommer att ha parasiter som måste tas i beaktan- den. Indirekt kan impedansparametrar (Z-parametrar) extraheras genom vandringsvågmätningar (S-parametrar). En kombination av olika parametrar som är lätta att mäta kan även väljas. De erfordrade ñltren eller de emulerade näten kan då konstrueras genom att extrahera impedanser och transimpe- danser.

De exakta värdena på transimpedanser och impedanser är svåra att erhålla och är i många fall inte viktiga i sig själva. Att ha korrekt kvot av två frekvens- gensvar och de korrekta förstärkningarna och faserna i de två vägarna till den gemensamma utgången är de viktigaste målen för att uppnå distorsionselimi- nering i utgången. På samma sätt är förstärknings- och fasanpassning av den linjära delen till de kombinerade icke-linjära delarna det viktigaste kriteriet vid optimering för flackhet över övergångspunkten. Antagandes att impedansema hos lasten och linan med en kvarts våg är korrekta kan amplituderna hos de flacka spänningsområdena och utspänningania då anpassas till maximala värden genom en vanlig förstärkningsanpassning.

Användandes filosofm i det föregående stycket kan en trimníngsplan planeras.

Kretsen kan optimeras för linjaritet och effektivitet genom införande av en signal vid olika punkter i kretsen och trimning tills eliminering eller ett annat mätbart förhållande förekommer. Elimineringen av distorsion i utgången kan hanteras först, genom användning av en bredbandstestsignal istället för f2(x).

För att genomföra detta under realistiska driftsförhållanden kan huvudför- stärkaren 10 samtidigt exciteras av en annan signal (som är lätt särskiljbar i utsignalen). Filtren, förstärkningarna samt faserna hos de två elimineringsvä- garna till utgången kan då trimmas eftersom de matas med samma signal.

Förstårkningen hos den linjära vägen till huvudförstärkaren 10 kan anpassas (vid flera frekvenser för att säkerställa amplitudflackhet) genom observering av 10 15 20 25 30 516 847 30 startpunkten av kompression i utgången för en huvudledning. Kompression bör ske vid en effekt som motsvarar övergångspunkten om f2(x) inaktiveras.

Det sista kriteriet, optimal undertryckning av spänningsökningen vid huvud- förstärkaren 10 över övergångspunkten, kräver fas- och förstärkningsanpass- ning av den linjära delen till den sammansatta icke-linjära delen vid denna nod. Ett sätt att göra detta är att observera spektral återväxt, möjligen med ett enkelt tvåtonstest, och anpassa tills detta minimeras. Andra sätt kan vara att anpassa fasen först genom eliminering i två vägar till utgången och därefter anpassa förstärkningarna, när man väl vet att fasen är korrekt. Ettdera sätt bör fasanpassningen eller elektrisk väglängdsskillnad vara tillräckligt korrekt (inom en bråkdel av en våglängd) innan anpassning för att undvika lokala minimum vid flera våglängder bortom den korrekta. Ett trimningsförfarande medan den spektrala återväxten observeras genom att använda en realistisk signal (bredbandssignal med flera bärvågor) medan man samtidigt håller reda på förstärkarens effekteffektivitet, kan även användas.

Sondering av spänningen vid huvudförstärkaren 10 för flackhet över över- gångspunkten, istället för endast observering av effektiviteten, kan även hjälpa för att uppnå maximal effektivitet. Sonden måste ha hög impedans för att undvika ökning av förlusterna eller på annat sätt skadlig påverkning av förhållandena i kretsen. Förutom det kan sondens impedans infogas i kom- penseringarna av distorsionseliminering och effektivitetsökning.

Många parametrar av utgångsnätet och förstärkarna ändras långsamt på grund av åldrande, temperaturvariationer och andra miljöförändringar. Detta betyder att förstärkarens distorsionseliminering och effektivitet kan försämras från dess ursprungliga nivå. För att hantera detta problem kan filtren och förstärkningama i elimineringsnätet och den linjära delen fås gensvara i realtid på parametervariationerna.

Anpassningarna, som beskrevs i de föregående styckena, kan automatiseras genom övervakning av utsignalen och möjligen spänningen vid huvudförstär- 10 15 20 25 30 516 847 31 karen 10 och relatera detta till signalerna som matas in vid olika punkter i nätet. De uppmätta värdena kan därefter användas för ändring av ingångs- nätets parametrar. Ett alternativ är att införa speciella signaler som endast används för mätningar (pilotsignaler). En pilotsignal som används för anpass- ning av elimineringen kommer själv att elimineras i utsignalen när ingångs- nätet har anpassats korrekt.

En fullständigt digital implementering av distorsionseliminerings- och effekti- vitetsökningsteknikema kommer att ha fördelar gentemot en analog imple- mentering i att filtren kommer att vara mer tillgängliga för detaljerade anpass- ningar. En analog implementering är beroende av anpassningarna av krets- elementen, men kretsen själv är svår att ändra under drift.

Genom hela denna text har det antagits att mättning är något att undvika och att Doherty-förfarandena bör användas med extra knep för att säkerställa att transistorerna hålls borta från mättning medan effektivitet maximeras och distorsion minimeras. Huvudskälet för detta är emellertid att mättningen av lågeffektsförstärkarna, speciellt huvudförstärkaren 10, annars kommer att ske just vid de effektnivåer där en signal med flera bärvågor statistiskt spendera sin mesta tid. Distorsionen i utgången på grund av icke-linjaritet i detta område är därför mycket stor. Standardeffektförstärkare drivs vanligtvis till mättning i toppen av deras uteffektområde för att få viss extra uteffekt och ökad medeleffektivitet. Distorsionen som kommer från detta år ganska liten för en förstärkare som drivs av en signal med flera bärvågor, eftersom sanno- likhetstätheten avtar exponentiellt mot det höga slutet av (den skenbara) Rayleigh-fördelningen av arnplitudnivåema. Liknande förfaranden kan användas för de förbättrade Doherty-förstärkarna genom modifiering av den icke-linjära strömmen för att ge en liknande spänningsökning på alla förstär- kare över kompression. Detta kommer delvis ta hand om sig själv när hjälp- förstärkaren 12 mättas så en avsiktlig modifiering är inte nödvändig. Den levererade strömmen kommer därefter reduceras med även en spänningsök- ning vid huvudförstärkaren 10 som ett resultat. Viss extra effekt, bättre medeleffektivitet samt något förvärrad distorsion kommer att vara resultatet. 10 15 20 25 30 516 847 32 Övergängspunkten kan självfallet även på motsvarande sätt ändras för att till fullo dra fördel av denna lösning. Under detta kompressionsområde kommer allt fortfarande vara linjärt och icke-mättat.

Eftersom mättning är ett något vagt definierat tillstånd, med ett övergångsom- råde i vilket effektförstärkaren varken är en ren strömkälla eller en hårt begränsad spänningskälla, kan lösningar hittas i vilka en effektförstärkare hålls något mättad över det “flacka” spänningsomrädet. Förfarandena som framställs av den föreliggande uppfinningen kan användas för att styra denna mängd mättning mycket exakt så att effektiviteten ökas, mer än för en strikt icke-mättad förstärkare, men distorsionen inte växer över en satt gräns.

Den föreslagna lösningen utesluter inte användningen av ytterligare linjarise- ringstekniker. Efter att effektiviteten har optimerats och den svåra frekvensbe- roende distorsionen and andra storskaliga Doherty-specifika distorsionspro- dukter har reducerats genom elimineringsförfarandet kan man vända sig till restdistorsionen som kommer från anordningsspecifika icke-linjariteter. Två populära förfarande för distorsionsreducering i RF- och mikrovågsförstärkare av bredbandstyp är framkopplingsförfarandet och fördistorsíonsförfarandet.

Som nämndes i bakgrunden kommer det reducerade frekvensberoendet och den storskaliga distorsionen att lätta behoven av de ytterligare linjariserings- teknikema.

Ett altemativ till linjariseringsloopar runt hela förstärkaren är att linjarisera utströmmen för varje transistor (effektförstärkare). Detta har den ytterligare fördelen att de ovan beskrivna förfarandenas distorsionselimineringsprestanda kan bli fullständigare eftersom strömgeneratoremas (transistorernas) icke- linjariteter annars kommer att tillföra distorsionsprodukter till spänningarna, som idealt bör elimineras i utgången. Eftersom dessa distorsioner i allmänhet inte har samma form, fastän de kan vara lika i storlek, kommer restdelen som inte kan elimineras fullständigt, att sätta en gräns på elimineringen av den Doherty-specifika distorsionen. 10 15 20 25 30 516 847 ss Traditionellt har Doherty-förstärkarna varit kända för att ha en linjaritet “omvänt proportionell mot deras effektivitet” [7]. Förfarandena som presente- ras i det föreliggande dokumentet avlägsnar denna kompromiss, eftersom de samtidigt kan optimera Doherty-förstärkarnas linjaritet och effektivitet. Vidare kan de göra detta över mycket stora bandbredder med bibehållen prestanda.

Lösningen är effektiv för alla typer av Doherty-förstärkare och för många typer av icke-idealiteter, både de som beror på smalbandsapproximationer och de som beror på linjära parasiter.

Möjligheten med bredare relativa bandbredder och högre effektivitet möjliggör användningen av (modifierade) Doherty-förstärkare i tidigare ouppnåeliga områden. Till exempel gör de bredare relativa bandbredderna det möjligt att använda Doherty-tekniken för radiosystem vid lägre frekvens, eller att tillverka förstärkare med hög effektivitet för hela systembandbredder istället för mindre bitar därav eller enskilda kanaler. Även om ett mindre område av bandbred- den faktiskt används möjliggör förfarandet tillverkningen av en enhetlig förstärkare med flexibel placering av den använda bandbredden eller kanalen inom en mycket större bandbredd. Detta medför en lägre tillverkningskostnad, eftersom färre varianter måste tillverkas.

Många olika implementeringar är möjliga. Digital eller analog Signalbehandling kan användas och behandlingen kan utföras med en mångfald av tekniker, vid basband, mellanfrekvenser eller slutliga (RF-) frekvenser. Godtyckliga kombi- nationer av dessa kan användas, vilka uppfyller behoven av en funktion med ett konventionellt sätt att implementera den. Lösningen kan användas statiskt, optimerad vid tillverkningen eller vid specifika tidpunkter under underhåll, eller dynamiskt adaptivt, för kontinuerlig optimering av förstärka- rens linjaritet och effektivitet.

I diskussionen ovan har det antagits att en korskopplad signal, som emulerar det icke-linjära beteendet hos hjälpförstärkarens 12 utström, subtraheras från insignalen till huvudförstärkaren 10. Som kommer att visas nedan med 10 15 20 25 30 516 847 34 hänvisning till fig. 14-17 är emellertid korskopplingen faktiskt inte strikt nödvändigt. Samma effekt kan uppnås på andra sätt.

Fig. 14 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utföringsform av den sammansatta förstärkaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen.

Denna utföringsform är ekvivalent med utföringsformen i ñg. 5. Skillnaden är att den icke-linjära funktionen 18 har duplicerats i den övre ingångsgrenen till huvudförstärkaren 10. Filtren är samma som i ñg. 5.

Fig. 15 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utföringsform av den sammansatta förstärkaren enligt den föreliggande uppfinningen. Denna utföringsforrn är en förenklad version av utföringsformen i fig. 14. I denna utföringsform utförs filtrering endast i den övre ingångsgrenen till huvudför- stärkaren 10. Dessutom är filtren proportionella mot: Filter I 222 *Z2l_l Filter I Zl 1-1 Fig. 16 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utföringsforrn av den sammansatta förstärkaren enligt den föreliggande uppfinningen. I denna utföringsforrn är det olika icke-linjära funktioner i de nedre och övre grenarna.

Den övre icke-linjära funktionen f1(x) i block 38 har två konstanta lutningar, en första lutning lika med 1 upp till övergängspunkten och en andra reduce- rad lutning som motverkar icke-linjariteten i den nedre grenen. Ett distor- sionseliminerande filter 40 är anordnat i den nedre grenen. Detta filter är proportionellt mot: -1 221 *222 Fig. 17 är ett förenklat blockdiagram av en annan belysande utföringsform av den sammansatta förstärkaren enligt den föreliggande uppfinningen. Denna 516 847 ss utföringsform, vilken är en i mer detalj genomförd version av utföringsformen i fig. 16, har ett filter 42 i den övre grenen och ett filter 44 i den nedre grenen.

Filtren är proportionella mot: . _1 _ Fllter44: 22] *222 *Zll l Filter 42: zlfl Det kommer att inses av fackmannen att olika modifikationer och ändringar kan göras av den föreliggande uppfinningen utan att avvika från dess omfattning, som definieras av de bifogade patentkraven. 10 15 [1] [2] [3] [4] i5l [6] [7] 516 847 36 REFERENSER F. H. Raab, “Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems”, IEEE Trans. Broadcasting, vol. BC-33, nr. 3, sidorna 77-83, sept. 1987.

Amerikanskt patent US 5.420.541 (D. M. Upton et al).

Amerikanskt patent US 5.568.086 (J .J . Schuss et a1.).

Amerikanskt patent US 5.786.727 (B.E. Sígmon).

Amerikanskt patent US 5.025.225 (Tajima et a1.).

D. M. Upton et al. “A New Circuit Topology to Realize High Efficiency, High Linjarity, and High Power Microwave Amplifiers”, IEEE Proc.

RAWCON'98. wo 97/20385 (J. F. Long).

Claims (12)

10 15 20 25 30 516 847 37 PATENTKRAV

1. Sarnmansatt förstärkare som innefattar en huvudeffektförstärkare och en hjälpeffektförstärkare, vilka kopplas till en last över ett Doherty-utgångsnät, kännetecknar! av: organ (18, 22, 24; 38, 40, 44) för emulering av och kompensering för det icke-linjära beteendet hos hjälpeffektförstärkarens (12) utström i insignalen till huvudförstärkaren (10).

2. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 1, kännetecknad av organ (22, 26, 28; 42, 44) för utjämning av den sammansatta förstärkarens frekvensgen- SVaI' .

3. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 1 eller 2, kännetecknad av organ (22, 24) för korskoppling och subtrahering av en filtrerad version av hjälpförstärkarens (12) insignal från huvudförstärkarens (10) insígnal.

4. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 3, kännetecknad av ett kors- kopplingsfilter som emulerar hjälpförstärkarens (12) impedans (z22) och kompenserar för transimpedansen (z21) mellan huvud- och hjälpförstärkaren.

5. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 3, kännetecknad av ett kors- kopplingsñlter som emulerar transirnpedansen (zoz) från hjålpförstärkaren (12) till utgångsnoden och kompenserar för transimpedansen (zo1) från huvudför- stärkaren till utgångsnoden.

6. Sammansatt förstärkare enligt patentkrav 4 eller 5, kännetecknad av filter (22, 26, 28; 42, 44) på ingångssidan för utjämning av huvud- och hjälpför- stärkarens frekvensgensvar.

7. Sändare med en sammansatt förstärkare som innefattar en huvudeffektför- stårkare och en hjälpeffektförstärkare, vilka kopplas till en last över ett Doherty-utgångsnät, kännetecknad av: 10 15 20 25 516 847 ss organ (18, 22, 24; 38, 40, 44) för emulering av och kompensering för det icke-linjära beteendet hos hjälpeffektförstärkarens (12) utström i insignalen till huvudförstärkaren (10).

8. Sändare enligt patentkrav 7, kännetecknad av organ (22, 26, 28; 42, 44) för utjämning av den sammansatta förstärkarens frekvensgensvar.

9. Sändare enligt patentkrav 7 eller 8, kännetecknar! av organ (22, 24) för korskoppling och subtrahering av en filtrerad version av hjälpförstärkarens (12) insignal från huvudförstärkarens (10) insignal.

10. Sändare enligt patentkrav 9, kännetecknad av ett korskopplingsfilter som emulerar hjälpförstärkarens (12) impedans (222) och kompenserar för transim- pedansen (221) mellan huvud- och hjälpförstärkaren.

11. 1 1. Sändare enligt patentkrav 9, kännetecknad av ett korskopplingsfilter som emulerar transimpedansen (zoz) från hjälpförstårkaren (12) till utgångsnoden och kompenserar för transírnpedansen (zoi) från huvudförstärkaren till utgångsnoden.

12. Sändare enligt patentkrav 10 eller 11, kännetecknad av filter (22, 26, 28; 42, 44) på ingångssidan för utjämning av huvud- och hjälpförstärkarens frekvensgensvar.