ES2298240T3 - Transmisor que incluye un amplificador compuesto. - Google Patents
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Abstract
Un amplificador compuesto que incluye un amplificador principal de potencia y un amplificador auxiliar de potencia, que están conectados a una carga por una red de salida de Doherty, caracterizado por medios de prefiltración (26, 28) para prefiltrar señales de entrada a uno o ambos de dichos amplificadores de potencia (10, 12) de tal modo que la acción de filtración combinada de la impedancia y la transimpedancia es la misma para las dos señales que se encuentran en la salida de dicho amplificador principal (10).
Description
Transmisor que incluye un amplificador
compuesto.
La presente invención se refiere a un
amplificador compuesto del tipo que incluye un amplificador
principal de potencia y un amplificador auxiliar de potencia, que
están conectados a una carga por una red de salida de Doherty. La
invención también se refiere a un transmisor que incluye un
amplificador de esa clase y a métodos para hacer funcionar un
amplificador y un transmisor de esta clase, respectivamente.
En estaciones base celulares, comunicaciones por
satélite y otros sistemas de comunicaciones y radiodifusión se
amplifican simultáneamente en el mismo amplificador de potencia
muchas portadoras de radiofrecuencia (RF), distribuidas en un gran
ancho de banda. El efecto sobre el amplificador de potencia es que
la potencia instantánea transmitida variará de modo muy amplio y
rápido. Esto se debe a que la suma de muchas portadoras de RF
independientes (es decir, una señal con múltiples portadoras)
tiende a tener gran relación de potencia de pico/potencia promedio.
También tiende a tener una distribución de amplitudes similar de
ruido Gaussiano con filtrado paso banda, que tiene una distribución
de Rayleigh.
Una dificultad fundamental de un amplificador de
potencia es la eficiencia. Un amplificador convencional de potencia
de clase B presenta una eficiencia máxima de conversión de potencia
de CC a RF cuando entrega a la carga su potencia de pico. Dado que
una distribución casi Rayleigh de amplitudes en la señal sumada
transmitida implica gran diferencia entre la potencia promedio y la
potencia de pico, al amplificar una señal de este tipo en un
amplificador convencional de clase B la eficiencia global es muy
baja. Para una señal con una distribución casi Rayleigh de 10 dB de
relación de potencia de pico/potencia promedio, la eficiencia de un
amplificador ideal de clase B sólo es del 28%, véase [1].
Un modo de aumentar la eficiencia de un
amplificador de potencia de RF es usar el principio de Doherty [1,
2, 3, 4]. El amplificador de Doherty en su forma básica usa dos
etapas amplificadoras, un amplificador principal y un amplificador
auxiliar (también llamados amplificador de portadora y de pico,
respectivamente). La carga está conectada al amplificador auxiliar
y el amplificador principal está conectado a la carga a través de
un inversor de impedancia, normalmente una línea de transmisión de
un cuarto de longitud de onda o una red concentrada
equivalente.
Con niveles bajos de salida sólo está activo el
amplificador principal y el amplificador auxiliar está desconectado.
En esta zona, el amplificador principal ve una impedancia de carga
(transformada) mayor que la impedancia en la potencia de pico, lo
cual aumenta su eficiencia en esta zona. Cuando el nivel de salida
sube por encima del denominado punto de transición (normalmente la
mitad de la tensión máxima de salida) el amplificador auxiliar se
convierte en activo, llevando corriente a la carga. Mediante la
acción inversora de impedancia de la línea de transmisión de un
cuarto de longitud de onda, eso disminuye la impedancia efectiva en
la salida del amplificador principal, de modo que el amplificador
principal se mantiene en una tensión constante (de pico) por encima
del punto de transición. El resultado es una relación de potencia de
entrada/salida sustancialmente lineal, con una eficiencia
significativamente mayor que la de un amplificador tradicional.
El punto de transición puede ser desplazado de
modo que el amplificador auxiliar actúe a un nivel de potencia
menor o mayor. Esto puede usarse para aumentar la eficiencia para un
tipo específico de señal o una distribución específica de
amplitudes. Cuando se desplaza el punto de transición, se desplaza
en consecuencia la división de potencia entre los amplificadores en
la potencia de pico y también cambia en cada amplificador la pérdida
de potencia promedio. El último efecto también depende de la
distribución específica de amplitudes.
Una característica importante de los
amplificadores de Doherty es que intrínsecamente son de banda
limitada, puesto que la red inversora de impedancia sólo
proporciona 90 grados de desplazamiento de fase a una sola
frecuencia. Esto tiene el efecto de que el principio de Doherty, es
decir, la supresión del aumento de la tensión de RF en el
amplificador principal por encima de cierto punto de transición,
trabaja mal (ineficientemente) fuera de una banda limitada de
frecuencia. Esto es debido a que la supresión requiere que las
tensiones del amplificador principal y del amplificador auxiliar
estén en perfecta oposición de fase en la salida del amplificador
principal. Dado que la red de cuarto de onda en realidad sólo es un
desplazamiento de fase de un cuarto de onda (90 grados) en la
frecuencia central y más corto o más largo en frecuencias inferiores
o superiores a la frecuencia central, respectivamente, cuanto más
se aleje de la frecuencia central del inversor de impedancia menos
se respeta aquel requisito.
Un objeto de la presente invención es aumentar
la eficiencia de un amplificador compuesto provisto de una red de
salida de Doherty. Preferiblemente la eficiencia se aumenta en una
banda de frecuencias más ancha.
El objeto expuesto se consigue según las
reivindicaciones adjuntas.
\global\parskip0.900000\baselineskip
Brevemente, la presente invención aumenta la
eficiencia prefiltrando por separado las señales de entrada a los
amplificadores de potencia de tal modo que las señales que se
encuentran en la salida del amplificador principal tienen la misma
dependencia de la frecuencia. Preferiblemente, esto se hace usando
filtros que representan las inversas de la impedancia y la
transimpedancia del amplificador de potencia dependientes de la
frecuencia, aplanando de este modo la respuesta en frecuencia del
amplificador compuesto en una banda de frecuencias más ancha.
La invención, junto con objetos y ventajas
adicionales de la misma, puede comprenderse mejor con referencia a
la siguiente descripción y los dibujos anejos, en los que:
la Fig. 1 es un diagrama de bloques simplificado
de un amplificador de Doherty;
la Fig. 2 es un modelo de la red de salida de un
amplificador de Doherty;
la Fig. 3 es un diagrama que ilustra la
dependencia de la frecuencia de la transimpedancia entre el
amplificador auxiliar y el amplificador principal;
la Fig. 4 es un diagrama de bloques simplificado
de una realización ejemplar del amplificador compuesto según la
presente invención;
la Fig. 5 es un diagrama que ilustra las
características de tensión de entrada/salida de un amplificador de
Doherty de la técnica anterior;
la Fig. 6 es un diagrama que ilustra las
características de tensión de entrada/salida de un amplificador
compuesto según la realización de la fig. 4;
la Fig. 7 es un diagrama de bloques simplificado
de otra realización ejemplar del amplificador compuesto según la
presente invención;
la Fig. 8 es un diagrama de bloques simplificado
de aún otra realización ejemplar del amplificador compuesto según
la presente invención;
la Fig. 9 es un diagrama que ilustra las
características de tensión de entrada/salida de un amplificador
compuesto según la realización de la fig. 7;
la Fig. 10 es un diagrama que ilustra las
características de tensión de entrada/salida de un amplificador
compuesto según la realización de la fig. 8;
la Fig. 11 es un diagrama de bloques
simplificado de una realización ejemplar adicional del amplificador
compuesto según la presente invención;
la Fig. 12 es un diagrama que ilustra las
características de tensión de entrada/salida de un amplificador
compuesto según la realización de la fig. 11; y
la Fig. 13 es un diagrama de bloques de una
implementación ejemplar de la realización de la fig. 11.
La Fig. 1 es un diagrama de bloques simplificado
de un amplificador de Doherty. Este incluye un amplificador
principal de potencia 10 y un amplificador auxiliar de potencia 12.
La salida del amplificador auxiliar 12 está conectada directamente
a una carga (antena) 14, mientras que la salida del amplificador
principal 10 está conectada a la salida del amplificador auxiliar
12 por una red de salida de Doherty que incluye una línea de
transmisión de un cuarto de longitud de onda 16. En el lado de
salida una señal de RF (radiofrecuencia) de entrada x se divide en
dos ramas, una rama destinada al amplificador principal 10 y otra
rama destinada al amplificador auxiliar 12. La rama del
amplificador auxiliar incluye un bloque de función no lineal 18,
que transforma la señal de entrada x en f2(x), y un
desfasador 20 que desplaza 90 grados la señal de entrada al
amplificador auxiliar 12. Como se indica con la antena 14, el
amplificador compuesto puede formar parte de un transmisor, por
ejemplo un transmisor de una estación base de un sistema celular de
radiocomunicaciones móviles.
La Fig. 2 es un modelo de la red de salida de un
amplificador de Doherty. En este modelo las partes activas de las
salidas del transistor del amplificador están modeladas como
generadores de corriente lineales controlados. Las conductancias
finitas de salida de los transistores, junto con posibles
reactancias, están concentradas como Zp1 y Zp2, respectivamente.
Las impedancias presentadas a cada nodo de salida del generador de
corriente se definen como:
\newpage
\global\parskip1.000000\baselineskip
De modo similar, las transimpedancias, es decir,
la tensión en la salida del amplificador inactivo en respuesta a
una corriente de salida en el amplificador activo, se definen
como:
Para analizar este modelo puede usarse la
superposición, suponiendo que todos los componentes son
razonablemente lineales. Aquí se supone que la tensión de salida en
el amplificador compuesto (en la antena) es la misma que la tensión
de salida en el amplificador auxiliar 12, aunque en realidad puede
haber un cable de alimentación, filtros, etc., que separen la
propia antena y la salida del amplificador. El efecto combinado de
todos estos elementos está incluido en la impedancia de antena
(salida) ZANT.
En un amplificador de Doherty ideal sin
pérdidas, tanto la impedancia z11 como la transimpedancia z12 están
afectadas por una parte reactiva dependiente de la frecuencia debido
al transformador de cuarto de onda, que sólo es un cuarto perfecto
de longitud de onda en una sola frecuencia, además de las
componentes reactivas de Zp1, Zp2 y ZANT. No obstante, la
impedancia Z11 y la transimpedancia Z12 también están afectadas por
pérdidas por el hecho de que la magnitud de la tensión en el
terminal opuesto disminuye para un estímulo de corriente dado. En
la fig. 3 se ilustra la dependencia de la frecuencia de la
transimpedancia Z12 tanto en el caso sin pérdidas como en el caso
con pérdidas (en la fig. 3 la frecuencia de diseño es 1 GHz). La
impedancia Z11 tendría una dependencia de la frecuencia
cualitativamente similar.
Dado que la función primaria del amplificador
auxiliar 12 en un amplificador de Doherty es mantener la tensión en
el amplificador principal 10 por debajo de la saturación, la
dependencia de la frecuencia de todas las señales en la salida P
del amplificador principal 10 debería ser la misma. Por lo tanto, la
señal de salida del amplificador principal 10 y la señal de salida
transformada (por Zi) del amplificador auxiliar 12, que encuentra
en P a la señal de salida del amplificador principal 10 y mantiene
el amplificador 10 por debajo de la saturación, deberían tener la
misma dependencia de la frecuencia, y esta dependencia de la
frecuencia preferiblemente debería ser lo más plana posible. La
salida P está situada justo en el colector del transistor del
amplificador de potencia. Esto puede conseguirse prefiltrando las
señales de entrada a los amplificadores 10 y 12 de tal modo que la
acción de filtración combinada de la impedancia y la transimpedancia
sea la misma para ambas señales en la salida P.
La Fig. 4 ilustra una realización ejemplar de la
presente invención que consigue este resultado. En esta realización
la dependencia de la frecuencia de la señal de salida del
amplificador principal 10 se elimina filtrando la señal de entrada
con un filtro que tiene las características de frecuencia de
Z11^{-1}, el filtro inverso de la impedancia vista en la salida
del amplificador principal 10. De modo similar, puede obtenerse una
ecualización de la señal transformada de salida del amplificador
auxiliar 12 filtrando su entrada con un filtro que tenga las
características de frecuencia de Z12^{-1}, el filtro inverso de la
transimpedancia entre el amplificador auxiliar 12 y el amplificador
principal 10. Los términos z11^{-1} y z12^{-1}, cuando se
observan en el dominio de la frecuencia, son iguales a 1/z11 y
1/z12, respectivamente.
Las expresiones analíticas de obtención de
i_{1} e i_{2} pueden expresarse como sigue:
donde f2(x) es una función
que es 0 hasta el punto de transición a, y después tiene la misma
pendiente que x, como se ilustra en el bloque
18.
Si las señales adimensionales f2(x) y x
se representan en el dominio del tiempo, "*" representa
convolución en el dominio del tiempo. Si se representan en el
dominio de la frecuencia, el símbolo a su vez representa
multiplicación de respuestas en frecuencia, y la multiplicación con
filtros inversos a su vez puede escribirse como una división por el
filtro. En la fig. 4 se muestra el modelo derivado de red. Por
consiguiente, los filtros 26 y 28 pueden representarse por:
Hasta este momento sólo se ha estudiado la
optimización de la tensión en la salida P del amplificador principal
10 y se han obtenido expresiones de las corrientes óptimas. La
amplitud de tensión en el amplificador auxiliar 12 se ha dejado
fuera de la discusión. Esto se debe en parte a que se ha supuesto un
sistema fijo de hardware, es decir, se han supuesto fijas la
impedancia de la línea de cuarto de onda y la carga. En un sistema
sin pérdidas esto no es ningún problema serio, el efecto de la
optimización de la respuesta plana y de la amplitud óptima en el
amplificador principal 10 es que en la señal de salida se consigue
una dependencia ligera de la frecuencia. No obstante, cuando se
consideran las pérdidas el efecto puede ser que la tensión máxima en
el amplificador auxiliar 12 nunca llegue a Vmáx, incluso con
niveles de entrada máximos. Esto constituye un problema más serio
porque entonces los transistores entregan a la carga menos de la
máxima potencia (en la salida de pico), mientras que aún tiene la
misma tensión de alimentación, y la eficiencia bajará. La solución
simple es reducir la tensión de alimentación o aumentar la
impedancia de carga hasta que se consiga la tensión máxima en la
salida de pico (la última solución es preferida, ya que este esquema
proporciona mayor eficiencia y más disposición de potencia de
salida). La compensación por las pérdidas también puede tener el
efecto de que ningún transistor alcance la Imáx, lo cual también
implica una infrautilización de los transistores. Entonces pueden
tener que cambiarse las impedancias (carga y línea de cuarto de
onda) con el fin de usar la máxima potencia de salida posible de
los transistores. Igualmente importante es mantener ambos
transistores en la zona segura, de manera que se consigan, pero no
se superen, las tensiones y corrientes máximas. Obsérvese que al
cambiar las impedancias en el circuito, es necesario rediseñar las
compensaciones según el esquema representado. Asimismo, si la
potencia máxima no es ningún objetivo del diseño, el circuito puede
optimizarse de modo diferente para satisfacer otros objetivos.
En las figs. 5 y 6 se ilustra el efecto de la
compensación según la realización de la fig. 4, con referencia a un
ejemplo simulado con una señal con múltiples portadoras.
En la fig. 5 se han representado las magnitudes
normalizadas de las tensiones en el amplificador principal 10 y el
amplificador auxiliar 12 como función de la magnitud deseada (la
amplitud normalizada de x) para el caso no compensado (técnica
anterior). Las señales de excitación se han ajustado para mantener
ambas tensiones dentro del intervalo lineal (no saturado) de los
transistores. Las diferentes pendientes de la señal de salida
(tensión en el amplificador auxiliar 12) por debajo y por encima del
punto de transición indican una alinealidad estática. Las
diferentes anchuras de estas curvas indican una dependencia de la
frecuencia de nivel variable. La tensión en el amplificador
principal 10 no está cerca del nivel constante deseado por encima
del punto de transición, lo cual significa que la eficiencia
promedio será baja (aunque probablemente mejor que la de un
amplificador de clase B).
En la fig. 6 se ilustran las magnitudes
normalizadas de las tensiones en el amplificador principal 10 y el
amplificador auxiliar 12 tras la elevación de la eficiencia según la
realización de fig. 4. La compensación de la red por las pérdidas
se ha realizado cambiando la impedancia de la línea de transmisión y
la impedancia de carga.
En la realización descrita con referencia a la
fig. 4, la dependencia de la frecuencia de las dos señales que se
encuentran en la salida P se eliminó ecualizando los filtros en el
lado de salida. No obstante, la ecualización no es estrictamente
necesaria desde el punto de vista de elevación de la eficiencia. En
su lugar, la característica esencial es que ambas señales tengan la
misma dependencia de la frecuencia. Hay otros modos de conseguir
esto. En las fig. 7 y 8 se ilustran dos ejemplos. En ambos ejemplos
sólo se somete una señal de entrada a un filtrado real, mientras
que la otra señal de entrada sólo se cambia de magnitud con una
ganancia constante.
En la realización de fig. 7 la rama del
amplificador auxiliar se ecualiza con Z12^{-1} y después se filtra
con Z11 para obtener la misma dependencia de la frecuencia que la
rama del amplificador principal, la cual sólo se ajusta con una
ganancia constante. Por lo tanto, los filtros 26 y 28 son:
donde k es una constante que se
selecciona para hacer la tensión en el nodo de salida del
amplificador principal 10 igual a
V_{máx}.
En la realización de la fig. 8 la rama del
amplificador principal se ecualiza con Z11^{-1} y después se
filtra con Z12 para obtener la misma dependencia de la frecuencia
que la rama del amplificador auxiliar, la cual sólo se ajusta con
una ganancia constante. Por lo tanto, los filtros 26 y 28 son:
Las Figs. 9 y 10 ilustran las características de
tensión de entrada/salida de las realizaciones de las figs. 7 y 8,
respectivamente. Como puede verse en estas figuras, la tensión en el
amplificador principal 10 está cerca del nivel constante deseado
por encima del punto de transición, lo cual significa que la
eficiencia promedio será alta. Como se esperaba, las líneas se han
ensanchado algo comparadas con las de la fig. 6 debido a que se ha
reducido la ecualización.
En las realizaciones descritas con referencia a
las figs. 7 y 8, la dependencia de la frecuencia de las dos señales
que se encuentran en la salida P se redujo parcialmente ecualizando
los filtros en el lado de salida (Z12^{-1} y Z11^{-1},
respectivamente). No obstante, como se ha indicado anteriormente, la
ecualización no es estrictamente necesaria desde el punto de vista
de elevación de la eficiencia. Por consiguiente, considerando
solamente la característica esencial de que ambas señales deberían
tener la misma dependencia de la frecuencia, es posible eliminar
los filtros inversos. En la fig. 11 se ilustra un ejemplo. En este
ejemplo ambas ramas de entrada incluyen filtros que emulan la
filtración producida por la otra rama, sometiendo de este modo a
cada rama al mismo filtro total.
Por tanto, en la realización de fig. 11 la rama
del amplificador principal se filtra con un filtro que tiene las
características de frecuencia de Z12, mientras que la rama del
amplificador auxiliar se filtra con un filtro que tiene las
características de frecuencia de Z11. Así pues, los filtros 26 y 28
son:
La Fig. 12 ilustra las características de
tensión de entrada/salida de la realización de la fig. 11. Como
puede verse en esta figura, la tensión en el amplificador principal
10 está cerca del nivel constante deseado por encima del punto de
transición, lo cual significa que la eficiencia promedio también
será alta en esta realización. Como se esperaba, las líneas se han
ensanchado algo más comparadas con las de las figs. 9 y 10 debido a
que se ha eliminado la ecualización.
La Fig. 13 es un diagrama de bloques de una
implementación ejemplar de la realización de la fig. 11. Un método
simple pero elegante de obtener los filtros Z11 y Z12 (la filtración
con Z12 puede obtenerse usando Z21 en su lugar) es usar copias en
el lado de entrada de la red de salida de Doherty que contengan los
mismos elementos de circuito pasivos que los que están presentes en
la red real de salida. Cuando una red de este tipo es excitada por
un generador de corriente (transistor de señal débil) en el lado de
salida, la tensión de salida tiene automáticamente la dependencia
correcta de la frecuencia. Para que esto funcione bien el requisito
es que los elementos parásitos de salida del transistor, la línea
de cuarto de onda y la impedancia de antena de la red puedan
modelarse con precisión. Una posibilidad es cambiar la magnitud de
la impedancia de todos los elementos de la red para conseguir
valores más realizables y/o mejores niveles de tensión y
corriente.
Si la función no lineal f2(x) de la señal
de RF es producida por un amplificador de clase C, también puede
ser producida por el amplificador de excitación G3 en modo de clase
C. La amplificación a mayor tensión se hace preferiblemente en los
preamplificadores del amplificador principal 10 y del amplificador
auxiliar 12. La impedancia de antena de la red en este caso está
modelada por una resistencia de 50 ohmios con un resonador en
paralelo sintonizado en la frecuencia central. El amplificador G3 es
un generador de corriente controlado. La impedancia de entrada de
los amplificadores (idénticos) G2 y G4 junto con reactancias
adicionales apropiadas emulan la impedancia de antena de la red
ZANT, y los posibles parásitos existentes en la salida de G3 están
incluidos en las Zp2 y Zp1 correspondientes. El amplificador G1
proporciona al amplificador principal 10 una ganancia de
igualación. Los amplificadores de potencia incluyen las redes de
entrada y los preamplificadores de igualación necesarios.
En la práctica, el resultado de los métodos
descritos dependerá de lo bien que se conozcan las características
de la red de salida de Doherty. Suele ser difícil medir directamente
las transimpedancias en la red de salida, ya que la sonda de
tensión (RF) y el inyector de corriente siempre tendrán parásitos
que deberán tenerse en cuenta. Indirectamente, los parámetros de
impedancia (parámetros de Z) pueden obtenerse propagando mediciones
de ondas (parámetros de S). También puede seleccionarse una
combinación de distintos parámetros que sean fáciles de medir.
Después pueden diseñarse los filtros o las redes de emulación
requeridos usando las impedancias y transimpedancias obtenidas.
La ganancia del recorrido lineal del
amplificador principal 10 puede ajustarse (en varias frecuencias
para asegurar la planicidad de la amplitud) observando el punto de
comienzo de la compresión en la salida de un amplificador
principal. La compresión debería ocurrir en una potencia
correspondiente al punto de transición, si f2(x) está
desactivada.
La supresión óptima de la subida de la tensión
en el amplificador principal 10 por encima del punto de transición,
requiere igualar la fase y la ganancia de la parte lineal a las de
la parte no lineal en este nodo. La igualación de fase, o la
diferencia de longitud del recorrido eléctrico, debería ser
suficientemente correcta (dentro de una fracción de una longitud de
onda) antes del ajuste, a fin de evitar mínimos locales en múltiples
longitudes de onda alejadas de la correcta.
Sondear la planicidad de la tensión en el
amplificador principal 10 por encima del punto de transición, en
vez de sólo observar la eficiencia, puede ayudar a conseguir la
máxima eficiencia. La sonda debe tener una impedancia elevada para
impedir que aumenten las pérdidas o afecte de alguna manera
perjudicialmente a las condiciones del circuito. Aparte de eso, la
impedancia de la sonda puede incorporarse en las compensaciones de
elevación de la eficiencia.
Muchos parámetros de la red de salida y de los
amplificadores van cambiando lentamente debido a su envejecimiento,
a las variaciones de temperatura y a otros cambios ambientales. Esto
quiere decir que la eficiencia del amplificador puede degradarse
respecto a su nivel inicial.
Para hacer frente a este problema, los filtros y
ganancias de la red pueden hacerse de modo que respondan en tiempo
real a las variaciones de los parámetros.
Los ajustes descritos en los párrafos previos
pueden automatizarse controlando la salida y tal vez la tensión en
el amplificador principal 10 y relacionándolo con las señales
introducidas en diversos puntos de la red. Los valores medidos
pueden usarse a continuación para cambiar los parámetros de la red
de entrada. Una alternativa es insertar señales especiales que se
usen solamente para mediciones (señales de prueba).
Una implementación totalmente digital de las
técnicas de elevación de la eficiencia tendrá ventajas sobre una
implementación analógica ya que los filtros estarán más accesibles
para efectuar ajustes detallados. Una implementación analógica se
basa en los ajustes de elementos de circuito, pero el propio
circuito es difícil de cambiar durante el funcionamiento.
Dado que la saturación es un estado definido
algo vagamente, con una zona de transición en la que el amplificador
de potencia ni es una fuente pura de corriente ni una fuente muy
limitada de tensión, pueden encontrarse soluciones en las que un
amplificador de potencia se mantenga ligeramente saturado en el
intervalo "plano" de tensión. Los métodos propuestos por la
presente invención pueden usarse para controlar muy precisamente ese
grado de saturación de modo que aumente la eficiencia, sobre la de
un amplificador estrictamente no saturado, pero sin que aumente la
distorsión por encima de un límite establecido.
Caben muchas implementaciones distintas. Puede
usarse un proceso analógico o digital de las señales y el proceso
puede realizarse con diversas técnicas, en frecuencias (RF) de banda
base, intermedias o finales. Pueden usarse combinaciones
arbitrarias de estas, cumpliendo los requisitos de una función con
un modo conveniente de implementarla. La solución puede usarse
estáticamente, optimizarse en el momento de la fabricación o en
momentos específicos durante el mantenimiento, o ser adaptiva
dinámicamente para optimizar de modo continuo la eficiencia del
amplificador.
Los expertos en la técnica entenderán que a la
presente invención pueden hacérsele diversos cambios y
modificaciones sin apartarse del alcance de la misma, el cual está
definido por las reivindicaciones adjuntas.
[1] F. H. Raab, "Efficiency of Doherty
RF Power Amplifier Systems", IEEE Trans. Broadcasting,
vol. BC-33, n.º 3, pp. 77-83, Sept.
1987.
[2] Patente de EE. UU. n.º 5.420.541 (D. M.
Upton et al.).
[3] Patente de EE. UU. n.º 5.568.086 (J. J.
Schuss et al.).
[4] Patente de EE. UU. n.º 6 085 074
Claims (7)
1. Un amplificador compuesto que incluye un
amplificador principal de potencia y un amplificador auxiliar de
potencia, que están conectados a una carga por una red de salida de
Doherty, caracterizado por medios de prefiltración (26, 28)
para prefiltrar señales de entrada a uno o ambos de dichos
amplificadores de potencia (10, 12) de tal modo que la acción de
filtración combinada de la impedancia y la transimpedancia es la
misma para las dos señales que se encuentran en la salida de dicho
amplificador principal (10).
2. El amplificador compuesto de la
reivindicación 1, caracterizado por un filtro previo a dicho
amplificador principal que tiene la misma dependencia de la
frecuencia que la inversa de la impedancia (z_{11}) presentada al
nodo de salida del generador de corriente del amplificador
principal, y un filtro previo a dicho amplificador auxiliar que
tiene la misma dependencia de la frecuencia que la inversa de la
transimpedancia (z_{12}) entre dicho amplificador auxiliar y
dicho amplificador principal.
3. El amplificador compuesto de la
reivindicación 1, caracterizado por un filtro previo a dicho
amplificador auxiliar que tiene la misma dependencia de la
frecuencia que una combinación de filtros formada por la impedancia
(z_{11}) presentada al nodo de salida del generador de corriente
del amplificador principal y la inversa de la transimpedancia
(z_{12}) entre dicho amplificador auxiliar y dicho amplificador
principal.
4. El amplificador compuesto de la
reivindicación 1, caracterizado por un filtro previo a dicho
amplificador principal que tiene la misma dependencia de la
frecuencia que una combinación de filtros formada por la
transimpedancia (z_{12}) entre dicho amplificador auxiliar y
dicho amplificador principal y la inversa de la impedancia
(z_{11}) presentada al nodo de salida del generador de corriente
del amplificador principal.
5. El amplificador compuesto de la
reivindicación 1, caracterizado por un filtro previo a dicho
amplificador principal que tiene la misma dependencia de la
frecuencia que la transimpedancia (z_{12}) entre dicho
amplificador auxiliar y dicho amplificador principal, y un filtro
previo a dicho amplificador auxiliar que tiene la misma dependencia
de la frecuencia que la impedancia (z_{11}) presentada al nodo de
salida del generador de corriente del amplificador principal.
6. Un transmisor que incluye un amplificador
compuesto según cualquiera de las reivindicaciones precedentes
1-5.
7. Un método de hacer funcionar un amplificador
compuesto que incluye un amplificador principal de potencia y un
amplificador auxiliar de potencia, que están conectados a una carga
por una red de salida de Doherty, caracterizado por
prefiltrar señales de entrada a uno o ambos de dichos amplificadores
de potencia (10, 12) de tal modo que la acción de filtración
combinada de la impedancia (z_{11}) y la transimpedancia
(z_{12}) es la misma para las dos señales que se encuentran en la
salida de dicho amplificador principal (10).
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