JP4993836B2 - 複合増幅器を有する送信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
（技術分野）
本発明は、ドハティ出力回路網（Doherty output network）を介して負荷に接続される主電力増幅器及び補助電力増幅器を有するタイプの複合増幅器に関する。また、本発明は、かかる増幅器を有する送信機にも関し、さらに、かかる増幅器、送信機をそれぞれ動作させる方法にも関する。
【０００２】
（背景）
セルラーの基地局、衛星通信及び他の通信並びに放送のシステムにおいては、広範囲の帯域幅に亘って広がる多数の無線周波数（ＲＦ(radio frequency)）搬送波が同じ電力増幅器で同時に増幅される。電力増幅器に対しては、それによって瞬間的な送信電力が非常に大きな幅で非常に素速く変動することになるという結果を招く。これは、多数の独立したＲＦ搬送波の和（すなわち、マルチ−キャリア信号）が大きなピーク対平均電力比を有する傾向にあるためである。また、それは、レイリー分布を有する帯域通過フィルタリングされたガウス雑音と似たような振幅分布を有する傾向にもある。
【０００３】
電力増幅器において主に困難なところは効率である。在来のＢ級電力増幅器は、それが負荷に対してそのピーク電力を供給するときに最大のＤＣからＲＦへの電力変換効率を呈する。加え合わされた送信信号における振幅の準レイリー分布は平均電力とピーク電力の間に大きな差を伴うので、その信号を在来のＢ級増幅器で増幅する場合の全般的な効率は非常に低い。１０ｄＢのピーク対平均電力比を有する準レイリー分布した信号に対しては、理想的なＢ級増幅器でも効率は２８％にしかならない（［１］参照）。
【０００４】
ＲＦ電力増幅器の効率を増加させる１つの方法として、［１，２，３］のドハティ原理を利用することが挙げられる。ドハティ増幅器は、その基本的な形態として、２つの増幅器段である主増幅器と補助増幅器を用いる（主増幅器、補助増幅器は、それぞれキャリア増幅器、ピーキング増幅器とも呼ばれる。）。負荷は補助増幅器に接続され、主増幅器は、一般に四分の一波長伝送線路若しくは等価集中回路網からなるインピーダンス変換器を介して負荷に接続される。
【０００５】
低い出力レベルでは主増幅器だけが作動し、補助増幅器は遮断される。この領域においては、主増幅器から見た（変成された）負荷インピーダンスがピーク電力でのインピーダンスよりも高く、これによってこの領域における主増幅器の効率が増加する。出力レベルがいわゆる遷移点以上に（一般的には最大出力電圧の半分に）上昇すると、補助増幅器が作動する状態となり、負荷への電流を駆動する。四分の一波長伝送線路のインピーダンス変換動作を介することにより、これが主増幅器の出力における実効インピーダンスを低減し、主増幅器が遷移点以上で一定の（ピーク）電圧に保たれるようにする。その結果として、従来からの増幅器よりも極めて高い効率を有しつつ、出力対入力の電力の関係は実質的に線形になる。
【０００６】
遷移点は、より低い電力レベル若しくはより高い電力レベルで補助増幅器が利いてくるようにシフトすることができる。このことは、特定のタイプの信号や特定の振幅分布について効率を増加させるのに利用することができる。遷移点をシフトした場合には、それに応じてピーク電力における各増幅器間での電力分配がシフトし、かつ、それぞれの増幅器における平均電力損失も変化する。この後者の作用効果は、さらに、具体的な振幅分布にも依存する。
【０００７】
ドハティ増幅器の重要な特徴として、インピーダンス変換をする回路網がただ１つの周波数において９０度の位相シフトを与えるに過ぎないことから、ドハティ増幅器には固有の帯域制限があるという点が挙げられる。このため、制限された周波数帯域の範囲外では、ドハティ原理、すなわち、主増幅器における一定の遷移点を超えるＲＦ電圧上昇の抑圧が不完全に機能する（非効率的に機能する）結果を招く。これは、抑圧をするには主増幅器からの電圧と補助増幅器からの電圧が主増幅器の出力において完全に逆位相になっていることが要求されるためである。四分の一波長の回路網は、実際には、中心周波数で四分の一波長（９０度）の位相シフトをするに過ぎないものであって、中心周波数以下の周波数ではより短い位相シフトをし、中心周波数以上の周波数ではより長い位相シフトをするので、その要求は、周波数がインピーダンス変換器の中心周波数から離れれば離れるほどますます満たされないことになる。
【０００８】
（要約）
本発明の目的は、ドハティ出力回路網を備える複合増幅器の効率を高めることである。好ましくは、その効率をより広い範囲の周波数帯域に亘って増加させる。
【０００９】
ここにいう目的は、特許請求の範囲に基づいて達成される。
【００１０】
要するに、本発明は、主増幅器の出力において行き合う信号が同じ周波数依存性を有するものとなるように電力増幅器に対する入力信号に前置ないし事前のプレ−フィルタリングを別個に行うことによって効率を高める。これは、好ましくは、周波数に依存する電力増幅器のインピーダンス及びトランスインピーダンス（transimpedance）の逆数を示すフィルタを用いることによって行い、それによってより広い範囲の周波数帯域に亘って複合増幅器の周波数応答をフラットにする。
【００１１】
（図面の簡単な説明）
本発明は、そのさらなる目的や利点ないし有利な効果と共に、添付図面と併せて以下の説明を参照することによって最もよく理解することができる。添付図面において、
図１は、ドハティ増幅器の概略的なブロック図であり、
図２は、ドハティ増幅器の出力回路網のモデルであり、
図３は、補助増幅器と主増幅器の間のトランスインピーダンスの周波数依存性を例示した図であり、
図４は、本発明に基づく複合増幅器の代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図５は、従来技術によるドハティ増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図６は、図４の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図７は、本発明に基づく複合増幅器の別の代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図８は、本発明に基づく複合増幅器のさらに別の代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図９は、図７の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図１０は、図８の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図１１は、本発明に基づく複合増幅器のさらなる代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図１２は、図１１の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図１３は、図１１の実施形態の代表的な実現形態のブロック図である。
【００１２】
（詳細な説明）
図１は、ドハティ増幅器の概略的なブロック図である。このドハティ増幅器は、主電力増幅器１０と補助電力増幅器１２を有している。補助増幅器１２の出力は、負荷（アンテナ）１４に直接接続されているのに対し、主増幅器１０の出力は、四分の一波長伝送線路１６を含むドハティ出力回路網を介して補助増幅器１２の出力に接続されている。入力の側では、ＲＦ（Radio Frequency（無線周波数））の入力信号ｘが２つの枝に分岐されており、一方の枝が主増幅器１０のために使用され、他方の枝が補助増幅器１２のために使用されるものとなっている。補助増幅器用の枝には非線形機能ブロック１８と移相器２０が含まれており、非線形機能ブロック１８は、入力信号ｘをｆ２（ｘ）に変換し、移相器２０は、補助増幅器１２に対する入力信号を９０度だけシフトする。アンテナ１４によっても表されているように、この複合増幅器は、送信機の一部であってもよく、例えば、セルラー移動体無線通信システムにおける基地局内の送信機の一部であってもよい。
【００１３】
図２は、ドハティ増幅器の出力回路網のモデルである。このモデルにおいては、増幅器の各トランジスタ出力の作動部を線形制御される電流発生器としてモデル化してある。各トランジスタの有限な出力コンダクタンスは、存在し得るリアクタンスと共に、それぞれｚｐ１、ｚｐ２としてまとめてある。それぞれの電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスは、
【数１】
と定義される。同様に、トランスインピーダンス、すなわち、作動中の増幅器における出力電流に応じた作動中でない増幅器の出力における電圧は、
【数２】
と定義される。すべての構成要素が適度に線形であるものとすれば、このモデルを解析するのに重ね合せを利用することができる。ここでは、複合増幅器の（アンテナにおける）出力電圧が補助増幅器１２における出力電圧と同じであるものとするが、実際には実物のアンテナと増幅器出力を離隔する給電ケーブルやフィルタ等があり得る。それらのすべての要素による総合的な影響は、アンテナ（出力）インピーダンスｚＡＮＴに含まれる。
【００１４】
理想的で損失のないドハティ増幅器においては、ｚｐ１、ｚｐ２及びｚＡＮＴの無効分に加えて、ただ１つの周波数だけで完全な四分の一波長となる四分の一波長変成器に起因する周波数依存リアクタンスの無効部分により、インピーダンスｚ１１とトランスインピーダンスｚ１２の双方が影響を受ける。またその一方で、インピーダンスｚ１１とトランスインピーダンスｚ１２は、さらに、相対する端子における電圧の大きさが与えられる電流に刺激されて下がることに起因する損失によっても影響を受ける。図３においては、損失のないケースと損失の多いケースの双方について、トランスインピーダンスｚ１２の周波数依存性を例示してある（図３においては、設計上の周波数は１ＧＨｚとなっている。）。インピーダンスｚ１１は、定性的には類似した周波数依存性を有するものとなる。
【００１５】
ドハティ増幅器における補助増幅器１２の主な役割は主増幅器１０における電圧を飽和状態より低く保つことであるので、主増幅器１０の出力Ｐにおけるすべての信号の周波数依存性は同じでなければならない。すなわち、主増幅器１０からの出力信号と、Ｐにおいて主増幅器１０からの出力信号に行き合って増幅器１０を飽和状態より低く保つ（Ｚ１により）変成された補助増幅器１２からの出力信号は、同じ周波数依存性を有している必要があり、かつ、その周波数依存性は、好ましくは可能な限りフラットなものとなっている必要がある。出力Ｐの位置は、ちょうど電力増幅器トランジスタのコレクタのところ（右側）である。これは、インピーダンス及びトランスインピーダンスの組み合わされるフィルタリング作用が出力Ｐにおける双方の信号に対して同じになるように増幅器１０及び１２に対する入力信号に前置ないし事前のプレ−フィルタリングを行うことにより、実現することができる。
【００１６】
図４は、その作用効果を実現する本発明の代表的な実施形態を例示したものである。この実施形態においては、ｚ１１ −１の周波数特性を有するフィルタを用いて、すなわち、主増幅器１０の出力から見たインピーダンスの逆フィルタを用いて、入力信号をフィルタリングすることにより、主増幅器１０からの出力信号の周波数依存性を排除している。同様に、ｚ１２ −１の周波数特性を有するフィルタを用いて、すなわち、補助増幅器１２と主増幅器１０の間のトランスインピーダンスの逆フィルタを用いて、補助増幅器１２の入力をフィルタリングすることにより、変成される補助増幅器１２からの出力信号の等化を成し遂げることができる。周波数領域で見ると、ｚ１１ −１、ｚ１２ −１の項は、それぞれ１／ｚ１１、１／ｚ１２に等しい。
【００１７】
ｉ１及びｉ２を得るための解析式は、
【数３】
と表現することができる。ここで、ｆ２（ｘ）は、ブロック１８中に例示したように、遷移点αに至るまでは０であって、その後ｘと同じ傾きを有する関数である。
【００１８】
無次元信号のｆ２（ｘ）及びｘが時間領域で表されたものである場合には、“＊”の記号は時間領域での畳み込みを表す。それらが周波数領域で表されたものである場合には、この記号は、それに替わって周波数応答の掛け算を表し、その逆フィルタとの掛け算は、それに替えてフィルタでの割り算で表記することもできる。導き出される回路網のモデルは図４に示してある。これにより、フィルタ２６及び２８は、次式によって表すことができる。
【数４】
【００１９】
これまでのところ、主増幅器１０の出力Ｐにおける電圧の最適化だけを検討し、そして、最適な電流についての式を導出した。補助増幅器１２における電圧の振幅については、議論されていないまま残っている。こうしたことの理由の１つとして、固定的なハードウェア設定を想定したこと、すなわち、四分の一波長線路及び負荷のインピーダンスを一定と想定したことが挙げられる。損失のないシステムについては、これは深刻な問題ではなく、主増幅器１０における最適な振幅とフラットな応答のための最適化をすることにより、出力信号の周波数依存性が僅かなものになるという作用効果が得られる。しかし、損失を考慮する場合には、入力のレベルが最大であっても、補助増幅器１２における最大電圧が決してＶｍａｘには到達しないという結果にもなり得る。この場合、依然として同じ電源電圧を有していながらもトランジスタが（ピーク出力で）負荷に対して最大電力よりも少ない電力を供給し、そして効率が下がることになるので、かかる結果はより深刻な問題を引き起こす。簡単な解決策としては、電源電圧を減らすことや、最大電圧がピーク出力に達するまで負荷インピーダンスを増やすことが挙げられる（後者の解決策による方式は、より高い効率を与え、かつ、より多くの有能出力電力を与えるので、後者の解決策の方が好ましい。）。さらに、損失の補償は、いずれのトランジスタもＩｍａｘに到達しないという結果を招く場合もあり、かかる結果によってもトランジスタを十分に活用しきれないことになる。その場合には、トランジスタからの最大限の可能な出力電力を利用するためにインピーダンス（負荷及び四分の一波長線路）を変えなければならないときもある。また同時に、最大の電流及び電圧に到達はしてもこれらを超えることはないように、双方のトランジスタを安全な領域に保つことも重要である。回路内のインピーダンスを変える場合には、記述の方式による補償の再設計が必要となる点に注意されたい。さらに、最大の電力が設計上の目標でないときには、他の目的とするところを満たすように回路を別のやり方で最適化することもできる。
【００２０】
図５及び図６においては、マルチ−キャリア信号を用いてシミュレーションをした例に関して、図４の実施形態による補償の効果が例示されている。
【００２１】
図５においては、補償をしていないケース（従来技術）について、主増幅器１０及び補助増幅器１２における各電圧の正規化した大きさを、望まれる大きさ（ｘの正規化した振幅）に対してプロットしてある。駆動信号は、双方の電圧をトランジスタの線形な（飽和しない）レンジの範囲内に保つように調整されている。遷移点以下と遷移点以上で異なっている出力信号（補助増幅器１２における電圧）の傾きは、静的な非線形性を示している。これらの曲線の異なっている幅は、レベルに応じて変動する周波数依存性を示している。主増幅器１０における電圧は、遷移点以上で望まれる一定のレベルに全く近接しておらず、このことは、平均効率が低くなることを意味する（ただし、それでもＢ級増幅器の場合よりはおそらく効率は良好である。）。
【００２２】
図４の実施形態によって効率を引き上げた後の、主増幅器１０及び補助増幅器１２における電圧の正規化した大きさは、図６に例示してある。回路網における損失の補償は、伝送線路インピーダンス及び負荷インピーダンスを変えることによって実施してある。
【００２３】
図４を参照して説明した実施形態においては、出力Ｐで行き合う２つの信号の周波数依存性を入力側にある等化フィルタによって排除した。しかしながら効率を引き上げるという観点から見ると、必ずしも等化が必要なわけではない。むしろ本質的な特徴は、双方の信号が同じ周波数依存性を有することである。これを成し遂げるには別のやり方もある。２つの例を図７及び図８に示す。双方の例において、一方の入力信号だけは実際のフィルタリングの対象とされているが、他方の入力信号は一定の利得によってスケールを改めるだけになっている。
【００２４】
図７の実施形態において、補助増幅器用の枝は、ｚ１２ −１によって等化されてからｚ１１によってフィルタリングされており、一定の利得によって調整されるだけの主増幅器用の枝と同じ周波数依存性が得られるようになっている。すなわち、フィルタ２６とフィルタ２８は、
【数５】
となっている。ここで、ｋは、主増幅器１０の出力節点における電圧をＶｍａｘに等しくするように選択される定数である。
【００２５】
図８の実施形態において、主増幅器用の枝は、ｚ１１ −１によって等化されてからｚ１２によってフィルタリングされており、一定の利得によって調整されるだけの補助増幅器用の枝と同じ周波数依存性が得られるようになっている。すなわち、フィルタ２６とフィルタ２８は、
【数６】
となっている。
【００２６】
図９、図１０は、それぞれ、図７、図８の実施形態の入力−出力電圧特性を例示したものである。これらの図を見れば分かるように、主増幅器１０における電圧は、遷移点以上で望まれる一定のレベルに近接しており、このことは、平均効率が高くなることを意味している。予期されることだが、等化を減らしたために線が図６に比べて少し広がっている。
【００２７】
図７、図８を参照して説明した実施形態においては、出力Ｐで行き合う２つの信号の周波数依存性を入力側にある等化フィルタ（それぞれｚ１２ −１、ｚ１１ −１）によって部分的に低減した。しかし、上にも述べたように、効率を引き上げるという観点から見ると、必ずしも等化が必要なわけではない。したがって、双方の信号が同じ周波数依存性を有していなければならないという本質的な特徴だけを考えることにより、逆フィルタを排除することも可能である。一例を図１１に示す。この例においては、双方の入力の枝が他方の枝によって生じるフィルタリングをエミュレートするフィルタを含んでおり、それによってそれぞれの枝が全体として同じフィルタの作用を受けるものとなっている。
【００２８】
すなわち、図１１の実施形態においては、主増幅器用の枝がｚ１２の周波数特性を有するフィルタによってフィルタリングされ、その一方で補助増幅器用の枝がｚ１１の周波数特性を有するフィルタによってフィルタリングされる。したがって、フィルタ２６とフィルタ２８は、
【数７】
となっている。
【００２９】
図１２は、図１１の実施形態の入力−出力電圧特性を例示したものである。この図を見れば分かるように、主増幅器１０における電圧は、遷移点以上で望まれる一定のレベルに近接しており、このことは、この実施形態においても平均効率が高くなることを意味している。予期されることだが、等化を排除したために線が図９や図１０に比べて幾分多めに広がっている。
【００３０】
図１３は、図１１の実施形態の代表的な実現形態のブロック図である。フィルタｚ１１及びｚ１２を得るための簡単だが上質な方法（ｚ１２によるフィルタリングは、代わりにｚ２１を用いることによっても得られる。）としては、実際の出力回路網にあるのと同じ受動回路素子を含む、ドハティ出力回路網を入力側にコピーしたものを用いることが挙げられる。かかる回路網を入力側で電流発生器（小信号トランジスタ）によって駆動すると、出力電圧は自動的に正しい周波数依存性を有することになる。この機能をなすためには、トランジスタ出力寄生素子、四分の一波長線路及びアンテナ回路網インピーダンスを精確にモデル化できることが必要とされる。実現可能な手段としては、より実現可能な値並びに／又はより良好な電圧及び電流のレベルが得られるように回路網におけるすべての素子のインピーダンスをスケール調整することが挙げられる。
【００３１】
ＲＦ信号の非線形関数ｆ２（ｘ）をＣ級増幅器によって生成する場合には、それをＣ級モードの駆動増幅器Ｇ３によって生成することもできる。より高い電圧への増幅は、主増幅器１０及び補助増幅器１２に対しての前置増幅器で行うのが好ましい。アンテナ回路網インピーダンスは、このケースでは中心周波数に同調させた並列共振器を伴う５０オームの抵抗によってモデル化される。増幅器Ｇ３は、制御される電流の発生器である。（同一の）増幅器Ｇ２及びＧ４の入力インピーダンスは、適宜追加するリアクタンスと共に、アンテナ回路網インピーダンスＺＡＮＴをエミュレートし、また、Ｇ３の出力において寄生し得るものは、対応するＺｐ２及びＺｐ１に含まれている。増幅器Ｇ１は、主増幅器１０に対して整合する利得を与える。各電力増幅器は、必要な入力整合回路網及び前置増幅器を有している。
【００３２】
実際には、説明した方法の性能は、ドハティ出力回路網の特性がどの程度よく分かっているかによって決まることになる。出力回路網におけるトランスインピーダンスを測定することは、寄生するものとして考慮しなければならないものを（ＲＦの）電圧プローブや電流注入器が常に有していることになるので、直接行うのが困難である場合が多い。間接的には、進行波測定（Ｓ−パラメータ）によってインピーダンスパラメータ（Ｚ−パラメータ）を導出することができる。また、測定することが容易な異なるパラメータの組合せを選択することも可能である。必要とされるフィルタないしエミュレートする回路網は、その後で、導出されたインピーダンス及びトランスインピーダンスを用いて設計することができる。
【００３３】
主増幅器１０への線形な経路の利得は、本線に対する出力における圧縮の開始点を観測することによって（振幅のフラットさを確保するためにいくつかの周波数で）調整することができる。ｆ２（ｘ）の機能を作動させないことにすれば、遷移点に対応する電力で圧縮が起こるはずである。
【００３４】
遷移点以上での主増幅器１０における電圧上昇の最適な抑圧をするには、非線形な部分に対する線形な部分の位相及び利得の整合がその節点において必要である。位相の整合、すなわち、電気的な経路長の差は、調整の前に（波長の何分の１かの範囲内で）十分正確なものとし、正しい値から離れた多数の波長における極小値を回避する必要がある。
【００３５】
ただ効率を観測するのではなく、遷移点以上でのフラットさのために主増幅器１０における電圧をプローブで探査することは、最大の効率を達成するのに役立てることもできる。プローブは、損失を増大させたり、さもなければ回路内の状態に有害な影響を与えたりすることがないように、高いインピーダンスを有するものでなければならない。それとは別に、プローブのインピーダンスは、効率を引き上げる補償において取り入れることもできる。
【００３６】
時間の経過、温度の変動及び他の環境の変化により、出力回路網及び増幅器の多くのパラメータは徐々に変化していく。このため、増幅器の効率は、その当初の水準より劣化していくこともあり得る。この問題に対処するためには、パラメータの変動に対してリアルタイムで応答するように回路網におけるフィルタ及び利得を構成することもできる。
【００３７】
先の段落で述べた調整は、出力を監視すると共にできる限り主増幅器１０における電圧を監視することによって自動化することもでき、かつ、これを回路網における様々な地点で入力される信号と関連付けることもできる。そして、測定された値は、入力回路網のパラメータを変更するために利用することができる。他に採用し得る形態として、測定のためだけに利用する特別な信号（パイロット信号）を挿入することも挙げられる。
【００３８】
効率を引き上げる手法を完全にデジタルで実現する形態は、フィルタが精密な調整をより実現し易いものになるという点においてアナログでの実現形態よりも優れた利点を有する。アナログでの実現形態は回路素子の調整に頼るものとなるが、回路自体は動作中に変更するのが困難である。
【００３９】
電力増幅器が純粋な電流源でもなければ厳密に制限される電圧源でもなくなる遷移領域があることから、飽和状態は、ある程度定義が曖昧な状態である。このため、解決策は、「フラット」な電圧レンジを超える僅かに飽和した状態に電力増幅器が維持されるところに見出すことができる。本発明によって提案する方法は、その飽和の量を極めて精確に制御して、厳密には飽和していない増幅器の効率を上回って効率が増加するが、予め設定した限界以上に歪みが増大しないようにするのに利用することもできる。
【００４０】
実現形態としては、それぞれ異なる多数の形態を採用することが可能である。基底帯域周波数、中間周波数若しくは最終の（ＲＦ）周波数において、デジタル若しくはアナログの信号処理を利用することもでき、かつ、その処理は多種多様な手法によって実行することができる。それを実現する適切な形態による機能の要求に合わせて、それらの任意の組合せを利用することもできる。その解決策は、製造時若しくは保守中の特定の時点に最適化を行い、静的に利用することもでき、あるいは、増幅器の効率を継続的に最適化するために、動的に適応するものとすることもできる。
【００４１】
特許請求の範囲によって定められる本発明の範囲を逸脱することなく、本発明に対して様々な変形、変更、修正ないし改変をすることができるのは、当業者に理解されるところであろう。
【００４２】
（参考文献）
［１］ F. H. Raab,“Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems”, IEEE Trans. Broadcasting, vol. BC-33, no. 3, pp. 77-83, Sept. 1987.
［２］ US Patent No. 5.420,541 (D. M. Upton et al.).
［３］ US Patent No. 5,568,086 (J.J. Schuss et al.).
【図面の簡単な説明】
【図１】 ドハティ増幅器の概略的なブロック図である。
【図２】 ドハティ増幅器の出力回路網のモデルである。
【図３】 補助増幅器と主増幅器の間のトランスインピーダンスの周波数依存性を例示した図である。
【図４】 本発明に基づく複合増幅器の代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図５】 従来技術によるドハティ増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図６】 図４の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図７】 本発明に基づく複合増幅器の別の代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図８】 本発明に基づく複合増幅器のさらに別の代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図９】 図７の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図１０】 図８の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図１１】 本発明に基づく複合増幅器のさらなる代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図１２】 図１１の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図１３】 図１１の実施形態の代表的な実現形態のブロック図である。
（技術分野）
本発明は、ドハティ出力回路網（Doherty output network）を介して負荷に接続される主電力増幅器及び補助電力増幅器を有するタイプの複合増幅器に関する。また、本発明は、かかる増幅器を有する送信機にも関し、さらに、かかる増幅器、送信機をそれぞれ動作させる方法にも関する。
【０００２】
（背景）
セルラーの基地局、衛星通信及び他の通信並びに放送のシステムにおいては、広範囲の帯域幅に亘って広がる多数の無線周波数（ＲＦ(radio frequency)）搬送波が同じ電力増幅器で同時に増幅される。電力増幅器に対しては、それによって瞬間的な送信電力が非常に大きな幅で非常に素速く変動することになるという結果を招く。これは、多数の独立したＲＦ搬送波の和（すなわち、マルチ−キャリア信号）が大きなピーク対平均電力比を有する傾向にあるためである。また、それは、レイリー分布を有する帯域通過フィルタリングされたガウス雑音と似たような振幅分布を有する傾向にもある。
【０００３】
電力増幅器において主に困難なところは効率である。在来のＢ級電力増幅器は、それが負荷に対してそのピーク電力を供給するときに最大のＤＣからＲＦへの電力変換効率を呈する。加え合わされた送信信号における振幅の準レイリー分布は平均電力とピーク電力の間に大きな差を伴うので、その信号を在来のＢ級増幅器で増幅する場合の全般的な効率は非常に低い。１０ｄＢのピーク対平均電力比を有する準レイリー分布した信号に対しては、理想的なＢ級増幅器でも効率は２８％にしかならない（［１］参照）。
【０００４】
ＲＦ電力増幅器の効率を増加させる１つの方法として、［１，２，３］のドハティ原理を利用することが挙げられる。ドハティ増幅器は、その基本的な形態として、２つの増幅器段である主増幅器と補助増幅器を用いる（主増幅器、補助増幅器は、それぞれキャリア増幅器、ピーキング増幅器とも呼ばれる。）。負荷は補助増幅器に接続され、主増幅器は、一般に四分の一波長伝送線路若しくは等価集中回路網からなるインピーダンス変換器を介して負荷に接続される。
【０００５】
低い出力レベルでは主増幅器だけが作動し、補助増幅器は遮断される。この領域においては、主増幅器から見た（変成された）負荷インピーダンスがピーク電力でのインピーダンスよりも高く、これによってこの領域における主増幅器の効率が増加する。出力レベルがいわゆる遷移点以上に（一般的には最大出力電圧の半分に）上昇すると、補助増幅器が作動する状態となり、負荷への電流を駆動する。四分の一波長伝送線路のインピーダンス変換動作を介することにより、これが主増幅器の出力における実効インピーダンスを低減し、主増幅器が遷移点以上で一定の（ピーク）電圧に保たれるようにする。その結果として、従来からの増幅器よりも極めて高い効率を有しつつ、出力対入力の電力の関係は実質的に線形になる。
【０００６】
遷移点は、より低い電力レベル若しくはより高い電力レベルで補助増幅器が利いてくるようにシフトすることができる。このことは、特定のタイプの信号や特定の振幅分布について効率を増加させるのに利用することができる。遷移点をシフトした場合には、それに応じてピーク電力における各増幅器間での電力分配がシフトし、かつ、それぞれの増幅器における平均電力損失も変化する。この後者の作用効果は、さらに、具体的な振幅分布にも依存する。
【０００７】
ドハティ増幅器の重要な特徴として、インピーダンス変換をする回路網がただ１つの周波数において９０度の位相シフトを与えるに過ぎないことから、ドハティ増幅器には固有の帯域制限があるという点が挙げられる。このため、制限された周波数帯域の範囲外では、ドハティ原理、すなわち、主増幅器における一定の遷移点を超えるＲＦ電圧上昇の抑圧が不完全に機能する（非効率的に機能する）結果を招く。これは、抑圧をするには主増幅器からの電圧と補助増幅器からの電圧が主増幅器の出力において完全に逆位相になっていることが要求されるためである。四分の一波長の回路網は、実際には、中心周波数で四分の一波長（９０度）の位相シフトをするに過ぎないものであって、中心周波数以下の周波数ではより短い位相シフトをし、中心周波数以上の周波数ではより長い位相シフトをするので、その要求は、周波数がインピーダンス変換器の中心周波数から離れれば離れるほどますます満たされないことになる。
【０００８】
（要約）
本発明の目的は、ドハティ出力回路網を備える複合増幅器の効率を高めることである。好ましくは、その効率をより広い範囲の周波数帯域に亘って増加させる。
【０００９】
ここにいう目的は、特許請求の範囲に基づいて達成される。
【００１０】
要するに、本発明は、主増幅器の出力において行き合う信号が同じ周波数依存性を有するものとなるように電力増幅器に対する入力信号に前置ないし事前のプレ−フィルタリングを別個に行うことによって効率を高める。これは、好ましくは、周波数に依存する電力増幅器のインピーダンス及びトランスインピーダンス（transimpedance）の逆数を示すフィルタを用いることによって行い、それによってより広い範囲の周波数帯域に亘って複合増幅器の周波数応答をフラットにする。
【００１１】
（図面の簡単な説明）
本発明は、そのさらなる目的や利点ないし有利な効果と共に、添付図面と併せて以下の説明を参照することによって最もよく理解することができる。添付図面において、
図１は、ドハティ増幅器の概略的なブロック図であり、
図２は、ドハティ増幅器の出力回路網のモデルであり、
図３は、補助増幅器と主増幅器の間のトランスインピーダンスの周波数依存性を例示した図であり、
図４は、本発明に基づく複合増幅器の代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図５は、従来技術によるドハティ増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図６は、図４の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図７は、本発明に基づく複合増幅器の別の代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図８は、本発明に基づく複合増幅器のさらに別の代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図９は、図７の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図１０は、図８の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図１１は、本発明に基づく複合増幅器のさらなる代表的な実施形態の概略的なブロック図であり、
図１２は、図１１の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図であり、
図１３は、図１１の実施形態の代表的な実現形態のブロック図である。
【００１２】
（詳細な説明）
図１は、ドハティ増幅器の概略的なブロック図である。このドハティ増幅器は、主電力増幅器１０と補助電力増幅器１２を有している。補助増幅器１２の出力は、負荷（アンテナ）１４に直接接続されているのに対し、主増幅器１０の出力は、四分の一波長伝送線路１６を含むドハティ出力回路網を介して補助増幅器１２の出力に接続されている。入力の側では、ＲＦ（Radio Frequency（無線周波数））の入力信号ｘが２つの枝に分岐されており、一方の枝が主増幅器１０のために使用され、他方の枝が補助増幅器１２のために使用されるものとなっている。補助増幅器用の枝には非線形機能ブロック１８と移相器２０が含まれており、非線形機能ブロック１８は、入力信号ｘをｆ２（ｘ）に変換し、移相器２０は、補助増幅器１２に対する入力信号を９０度だけシフトする。アンテナ１４によっても表されているように、この複合増幅器は、送信機の一部であってもよく、例えば、セルラー移動体無線通信システムにおける基地局内の送信機の一部であってもよい。
【００１３】
図２は、ドハティ増幅器の出力回路網のモデルである。このモデルにおいては、増幅器の各トランジスタ出力の作動部を線形制御される電流発生器としてモデル化してある。各トランジスタの有限な出力コンダクタンスは、存在し得るリアクタンスと共に、それぞれｚｐ１、ｚｐ２としてまとめてある。それぞれの電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスは、
【数１】
【数２】
【００１４】
理想的で損失のないドハティ増幅器においては、ｚｐ１、ｚｐ２及びｚＡＮＴの無効分に加えて、ただ１つの周波数だけで完全な四分の一波長となる四分の一波長変成器に起因する周波数依存リアクタンスの無効部分により、インピーダンスｚ１１とトランスインピーダンスｚ１２の双方が影響を受ける。またその一方で、インピーダンスｚ１１とトランスインピーダンスｚ１２は、さらに、相対する端子における電圧の大きさが与えられる電流に刺激されて下がることに起因する損失によっても影響を受ける。図３においては、損失のないケースと損失の多いケースの双方について、トランスインピーダンスｚ１２の周波数依存性を例示してある（図３においては、設計上の周波数は１ＧＨｚとなっている。）。インピーダンスｚ１１は、定性的には類似した周波数依存性を有するものとなる。
【００１５】
ドハティ増幅器における補助増幅器１２の主な役割は主増幅器１０における電圧を飽和状態より低く保つことであるので、主増幅器１０の出力Ｐにおけるすべての信号の周波数依存性は同じでなければならない。すなわち、主増幅器１０からの出力信号と、Ｐにおいて主増幅器１０からの出力信号に行き合って増幅器１０を飽和状態より低く保つ（Ｚ１により）変成された補助増幅器１２からの出力信号は、同じ周波数依存性を有している必要があり、かつ、その周波数依存性は、好ましくは可能な限りフラットなものとなっている必要がある。出力Ｐの位置は、ちょうど電力増幅器トランジスタのコレクタのところ（右側）である。これは、インピーダンス及びトランスインピーダンスの組み合わされるフィルタリング作用が出力Ｐにおける双方の信号に対して同じになるように増幅器１０及び１２に対する入力信号に前置ないし事前のプレ−フィルタリングを行うことにより、実現することができる。
【００１６】
図４は、その作用効果を実現する本発明の代表的な実施形態を例示したものである。この実施形態においては、ｚ１１ −１の周波数特性を有するフィルタを用いて、すなわち、主増幅器１０の出力から見たインピーダンスの逆フィルタを用いて、入力信号をフィルタリングすることにより、主増幅器１０からの出力信号の周波数依存性を排除している。同様に、ｚ１２ −１の周波数特性を有するフィルタを用いて、すなわち、補助増幅器１２と主増幅器１０の間のトランスインピーダンスの逆フィルタを用いて、補助増幅器１２の入力をフィルタリングすることにより、変成される補助増幅器１２からの出力信号の等化を成し遂げることができる。周波数領域で見ると、ｚ１１ −１、ｚ１２ −１の項は、それぞれ１／ｚ１１、１／ｚ１２に等しい。
【００１７】
ｉ１及びｉ２を得るための解析式は、
【数３】
【００１８】
無次元信号のｆ２（ｘ）及びｘが時間領域で表されたものである場合には、“＊”の記号は時間領域での畳み込みを表す。それらが周波数領域で表されたものである場合には、この記号は、それに替わって周波数応答の掛け算を表し、その逆フィルタとの掛け算は、それに替えてフィルタでの割り算で表記することもできる。導き出される回路網のモデルは図４に示してある。これにより、フィルタ２６及び２８は、次式によって表すことができる。
【数４】
これまでのところ、主増幅器１０の出力Ｐにおける電圧の最適化だけを検討し、そして、最適な電流についての式を導出した。補助増幅器１２における電圧の振幅については、議論されていないまま残っている。こうしたことの理由の１つとして、固定的なハードウェア設定を想定したこと、すなわち、四分の一波長線路及び負荷のインピーダンスを一定と想定したことが挙げられる。損失のないシステムについては、これは深刻な問題ではなく、主増幅器１０における最適な振幅とフラットな応答のための最適化をすることにより、出力信号の周波数依存性が僅かなものになるという作用効果が得られる。しかし、損失を考慮する場合には、入力のレベルが最大であっても、補助増幅器１２における最大電圧が決してＶｍａｘには到達しないという結果にもなり得る。この場合、依然として同じ電源電圧を有していながらもトランジスタが（ピーク出力で）負荷に対して最大電力よりも少ない電力を供給し、そして効率が下がることになるので、かかる結果はより深刻な問題を引き起こす。簡単な解決策としては、電源電圧を減らすことや、最大電圧がピーク出力に達するまで負荷インピーダンスを増やすことが挙げられる（後者の解決策による方式は、より高い効率を与え、かつ、より多くの有能出力電力を与えるので、後者の解決策の方が好ましい。）。さらに、損失の補償は、いずれのトランジスタもＩｍａｘに到達しないという結果を招く場合もあり、かかる結果によってもトランジスタを十分に活用しきれないことになる。その場合には、トランジスタからの最大限の可能な出力電力を利用するためにインピーダンス（負荷及び四分の一波長線路）を変えなければならないときもある。また同時に、最大の電流及び電圧に到達はしてもこれらを超えることはないように、双方のトランジスタを安全な領域に保つことも重要である。回路内のインピーダンスを変える場合には、記述の方式による補償の再設計が必要となる点に注意されたい。さらに、最大の電力が設計上の目標でないときには、他の目的とするところを満たすように回路を別のやり方で最適化することもできる。
【００２０】
図５及び図６においては、マルチ−キャリア信号を用いてシミュレーションをした例に関して、図４の実施形態による補償の効果が例示されている。
【００２１】
図５においては、補償をしていないケース（従来技術）について、主増幅器１０及び補助増幅器１２における各電圧の正規化した大きさを、望まれる大きさ（ｘの正規化した振幅）に対してプロットしてある。駆動信号は、双方の電圧をトランジスタの線形な（飽和しない）レンジの範囲内に保つように調整されている。遷移点以下と遷移点以上で異なっている出力信号（補助増幅器１２における電圧）の傾きは、静的な非線形性を示している。これらの曲線の異なっている幅は、レベルに応じて変動する周波数依存性を示している。主増幅器１０における電圧は、遷移点以上で望まれる一定のレベルに全く近接しておらず、このことは、平均効率が低くなることを意味する（ただし、それでもＢ級増幅器の場合よりはおそらく効率は良好である。）。
【００２２】
図４の実施形態によって効率を引き上げた後の、主増幅器１０及び補助増幅器１２における電圧の正規化した大きさは、図６に例示してある。回路網における損失の補償は、伝送線路インピーダンス及び負荷インピーダンスを変えることによって実施してある。
【００２３】
図４を参照して説明した実施形態においては、出力Ｐで行き合う２つの信号の周波数依存性を入力側にある等化フィルタによって排除した。しかしながら効率を引き上げるという観点から見ると、必ずしも等化が必要なわけではない。むしろ本質的な特徴は、双方の信号が同じ周波数依存性を有することである。これを成し遂げるには別のやり方もある。２つの例を図７及び図８に示す。双方の例において、一方の入力信号だけは実際のフィルタリングの対象とされているが、他方の入力信号は一定の利得によってスケールを改めるだけになっている。
【００２４】
図７の実施形態において、補助増幅器用の枝は、ｚ１２ −１によって等化されてからｚ１１によってフィルタリングされており、一定の利得によって調整されるだけの主増幅器用の枝と同じ周波数依存性が得られるようになっている。すなわち、フィルタ２６とフィルタ２８は、
【数５】
【００２５】
図８の実施形態において、主増幅器用の枝は、ｚ１１ −１によって等化されてからｚ１２によってフィルタリングされており、一定の利得によって調整されるだけの補助増幅器用の枝と同じ周波数依存性が得られるようになっている。すなわち、フィルタ２６とフィルタ２８は、
【数６】
【００２６】
図９、図１０は、それぞれ、図７、図８の実施形態の入力−出力電圧特性を例示したものである。これらの図を見れば分かるように、主増幅器１０における電圧は、遷移点以上で望まれる一定のレベルに近接しており、このことは、平均効率が高くなることを意味している。予期されることだが、等化を減らしたために線が図６に比べて少し広がっている。
【００２７】
図７、図８を参照して説明した実施形態においては、出力Ｐで行き合う２つの信号の周波数依存性を入力側にある等化フィルタ（それぞれｚ１２ −１、ｚ１１ −１）によって部分的に低減した。しかし、上にも述べたように、効率を引き上げるという観点から見ると、必ずしも等化が必要なわけではない。したがって、双方の信号が同じ周波数依存性を有していなければならないという本質的な特徴だけを考えることにより、逆フィルタを排除することも可能である。一例を図１１に示す。この例においては、双方の入力の枝が他方の枝によって生じるフィルタリングをエミュレートするフィルタを含んでおり、それによってそれぞれの枝が全体として同じフィルタの作用を受けるものとなっている。
【００２８】
すなわち、図１１の実施形態においては、主増幅器用の枝がｚ１２の周波数特性を有するフィルタによってフィルタリングされ、その一方で補助増幅器用の枝がｚ１１の周波数特性を有するフィルタによってフィルタリングされる。したがって、フィルタ２６とフィルタ２８は、
【数７】
【００２９】
図１２は、図１１の実施形態の入力−出力電圧特性を例示したものである。この図を見れば分かるように、主増幅器１０における電圧は、遷移点以上で望まれる一定のレベルに近接しており、このことは、この実施形態においても平均効率が高くなることを意味している。予期されることだが、等化を排除したために線が図９や図１０に比べて幾分多めに広がっている。
【００３０】
図１３は、図１１の実施形態の代表的な実現形態のブロック図である。フィルタｚ１１及びｚ１２を得るための簡単だが上質な方法（ｚ１２によるフィルタリングは、代わりにｚ２１を用いることによっても得られる。）としては、実際の出力回路網にあるのと同じ受動回路素子を含む、ドハティ出力回路網を入力側にコピーしたものを用いることが挙げられる。かかる回路網を入力側で電流発生器（小信号トランジスタ）によって駆動すると、出力電圧は自動的に正しい周波数依存性を有することになる。この機能をなすためには、トランジスタ出力寄生素子、四分の一波長線路及びアンテナ回路網インピーダンスを精確にモデル化できることが必要とされる。実現可能な手段としては、より実現可能な値並びに／又はより良好な電圧及び電流のレベルが得られるように回路網におけるすべての素子のインピーダンスをスケール調整することが挙げられる。
【００３１】
ＲＦ信号の非線形関数ｆ２（ｘ）をＣ級増幅器によって生成する場合には、それをＣ級モードの駆動増幅器Ｇ３によって生成することもできる。より高い電圧への増幅は、主増幅器１０及び補助増幅器１２に対しての前置増幅器で行うのが好ましい。アンテナ回路網インピーダンスは、このケースでは中心周波数に同調させた並列共振器を伴う５０オームの抵抗によってモデル化される。増幅器Ｇ３は、制御される電流の発生器である。（同一の）増幅器Ｇ２及びＧ４の入力インピーダンスは、適宜追加するリアクタンスと共に、アンテナ回路網インピーダンスＺＡＮＴをエミュレートし、また、Ｇ３の出力において寄生し得るものは、対応するＺｐ２及びＺｐ１に含まれている。増幅器Ｇ１は、主増幅器１０に対して整合する利得を与える。各電力増幅器は、必要な入力整合回路網及び前置増幅器を有している。
【００３２】
実際には、説明した方法の性能は、ドハティ出力回路網の特性がどの程度よく分かっているかによって決まることになる。出力回路網におけるトランスインピーダンスを測定することは、寄生するものとして考慮しなければならないものを（ＲＦの）電圧プローブや電流注入器が常に有していることになるので、直接行うのが困難である場合が多い。間接的には、進行波測定（Ｓ−パラメータ）によってインピーダンスパラメータ（Ｚ−パラメータ）を導出することができる。また、測定することが容易な異なるパラメータの組合せを選択することも可能である。必要とされるフィルタないしエミュレートする回路網は、その後で、導出されたインピーダンス及びトランスインピーダンスを用いて設計することができる。
【００３３】
主増幅器１０への線形な経路の利得は、本線に対する出力における圧縮の開始点を観測することによって（振幅のフラットさを確保するためにいくつかの周波数で）調整することができる。ｆ２（ｘ）の機能を作動させないことにすれば、遷移点に対応する電力で圧縮が起こるはずである。
【００３４】
遷移点以上での主増幅器１０における電圧上昇の最適な抑圧をするには、非線形な部分に対する線形な部分の位相及び利得の整合がその節点において必要である。位相の整合、すなわち、電気的な経路長の差は、調整の前に（波長の何分の１かの範囲内で）十分正確なものとし、正しい値から離れた多数の波長における極小値を回避する必要がある。
【００３５】
ただ効率を観測するのではなく、遷移点以上でのフラットさのために主増幅器１０における電圧をプローブで探査することは、最大の効率を達成するのに役立てることもできる。プローブは、損失を増大させたり、さもなければ回路内の状態に有害な影響を与えたりすることがないように、高いインピーダンスを有するものでなければならない。それとは別に、プローブのインピーダンスは、効率を引き上げる補償において取り入れることもできる。
【００３６】
時間の経過、温度の変動及び他の環境の変化により、出力回路網及び増幅器の多くのパラメータは徐々に変化していく。このため、増幅器の効率は、その当初の水準より劣化していくこともあり得る。この問題に対処するためには、パラメータの変動に対してリアルタイムで応答するように回路網におけるフィルタ及び利得を構成することもできる。
【００３７】
先の段落で述べた調整は、出力を監視すると共にできる限り主増幅器１０における電圧を監視することによって自動化することもでき、かつ、これを回路網における様々な地点で入力される信号と関連付けることもできる。そして、測定された値は、入力回路網のパラメータを変更するために利用することができる。他に採用し得る形態として、測定のためだけに利用する特別な信号（パイロット信号）を挿入することも挙げられる。
【００３８】
効率を引き上げる手法を完全にデジタルで実現する形態は、フィルタが精密な調整をより実現し易いものになるという点においてアナログでの実現形態よりも優れた利点を有する。アナログでの実現形態は回路素子の調整に頼るものとなるが、回路自体は動作中に変更するのが困難である。
【００３９】
電力増幅器が純粋な電流源でもなければ厳密に制限される電圧源でもなくなる遷移領域があることから、飽和状態は、ある程度定義が曖昧な状態である。このため、解決策は、「フラット」な電圧レンジを超える僅かに飽和した状態に電力増幅器が維持されるところに見出すことができる。本発明によって提案する方法は、その飽和の量を極めて精確に制御して、厳密には飽和していない増幅器の効率を上回って効率が増加するが、予め設定した限界以上に歪みが増大しないようにするのに利用することもできる。
【００４０】
実現形態としては、それぞれ異なる多数の形態を採用することが可能である。基底帯域周波数、中間周波数若しくは最終の（ＲＦ）周波数において、デジタル若しくはアナログの信号処理を利用することもでき、かつ、その処理は多種多様な手法によって実行することができる。それを実現する適切な形態による機能の要求に合わせて、それらの任意の組合せを利用することもできる。その解決策は、製造時若しくは保守中の特定の時点に最適化を行い、静的に利用することもでき、あるいは、増幅器の効率を継続的に最適化するために、動的に適応するものとすることもできる。
【００４１】
特許請求の範囲によって定められる本発明の範囲を逸脱することなく、本発明に対して様々な変形、変更、修正ないし改変をすることができるのは、当業者に理解されるところであろう。
【００４２】
（参考文献）
［１］ F. H. Raab,“Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems”, IEEE Trans. Broadcasting, vol. BC-33, no. 3, pp. 77-83, Sept. 1987.
［２］ US Patent No. 5.420,541 (D. M. Upton et al.).
［３］ US Patent No. 5,568,086 (J.J. Schuss et al.).
【図面の簡単な説明】
【図１】 ドハティ増幅器の概略的なブロック図である。
【図２】 ドハティ増幅器の出力回路網のモデルである。
【図３】 補助増幅器と主増幅器の間のトランスインピーダンスの周波数依存性を例示した図である。
【図４】 本発明に基づく複合増幅器の代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図５】 従来技術によるドハティ増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図６】 図４の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図７】 本発明に基づく複合増幅器の別の代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図８】 本発明に基づく複合増幅器のさらに別の代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図９】 図７の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図１０】 図８の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図１１】 本発明に基づく複合増幅器のさらなる代表的な実施形態の概略的なブロック図である。
【図１２】 図１１の実施形態による複合増幅器の入力−出力電圧特性を例示した図である。
【図１３】 図１１の実施形態の代表的な実現形態のブロック図である。
Claims (12)
- ドハティ出力回路網を介して負荷に接続される、主電力増幅器及び補助電力増幅器と、
インピーダンス及びトランスインピーダンスの組み合わされるフィルタリング作用が前記主増幅器の出力において前記主増幅器からの出力信号と前記補助増幅器からの出力信号とに対して所定の周波数範囲に亘って同じになるように、前記主増幅器及び前記補助増幅器の一方または両方に対する増幅器入力信号をプレ−フィルタリングする手段と、
を有し、前記所定の周波数範囲に亘って、前記主増幅器の出力において、前記主増幅器からの出力信号の周波数依存性と、前記補助増幅器からの出力信号の周波数依存性が同じになる、
複合増幅器。 - 主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスの逆数と同じ周波数依存性を有する前記主増幅器に対してのプレ−フィルタと、前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンスの逆数と同じ周波数依存性を有する前記補助増幅器に対してのプレ−フィルタとを有する、請求項１記載の複合増幅器。
- 主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンス及び前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンスの逆数によって形成されるフィルタの組合せと同じ周波数依存性を有する前記補助増幅器に対してのプレ−フィルタを有する、請求項１記載の複合増幅器。
- 前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンス及び主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスの逆数によって形成されるフィルタの組合せと同じ周波数依存性を有する前記主増幅器に対してのプレ−フィルタを有する、請求項１記載の複合増幅器。
- 前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンスと同じ周波数依存性を有する前記主増幅器に対してのプレ−フィルタと、主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスと同じ周波数依存性を有する前記補助増幅器に対してのプレ−フィルタとを有する、請求項１記載の複合増幅器。
- ドハティ出力回路網を介して負荷に接続される、主電力増幅器及び補助電力増幅器と、
インピーダンス及びトランスインピーダンスの組み合わされるフィルタリング作用が前記主増幅器の出力において前記主増幅器からの出力信号と前記補助増幅器からの出力信号とに対して所定の周波数範囲に亘って同じになるように、前記主増幅器及び前記補助増幅器の一方または両方に対する増幅器入力信号をプレ−フィルタリングする手段と、
を有し、前記所定の周波数範囲に亘って、前記主増幅器の出力において、前記主増幅器からの出力信号の周波数依存性と、前記補助増幅器からの出力信号の周波数依存性が同じになる複合増幅器を有する送信機。 - 主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスの逆数と同じ周波数依存性を有する前記主増幅器に対してのプレ−フィルタと、前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンスの逆数と同じ周波数依存性を有する前記補助増幅器に対してのプレ−フィルタとを有する、請求項６記載の送信機。
- 主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンス及び前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンスの逆数によって形成されるフィルタの組合せと同じ周波数依存性を有する前記補助増幅器に対してのプレ−フィルタを有する、請求項６記載の送信機。
- 前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンス及び主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスの逆数によって形成されるフィルタの組合せと同じ周波数依存性を有する前記主増幅器に対してのプレ−フィルタを有する、請求項６記載の送信機。
- 前記補助増幅器と前記主増幅器の間のトランスインピーダンスと同じ周波数依存性を有する前記主増幅器に対してのプレ−フィルタと、主増幅器電流発生器の出力節点に対して現れるインピーダンスと同じ周波数依存性を有する前記補助増幅器に対してのプレ−フィルタとを有する、請求項６記載の送信機。
- ドハティ出力回路網を介して負荷に接続される、主電力増幅器及び補助電力増幅器を有する、複合増幅器を動作させる方法であって、
インピーダンス及びトランスインピーダンスの組み合わされるフィルタリング作用が前記主増幅器の出力において前記主増幅器からの出力信号と前記補助増幅器からの出力信号とに対して所定の周波数範囲に亘って同じになるように、前記主増幅器及び前記補助増幅器の一方または両方に対する増幅器入力信号をプレ−フィルタリングする過程を有し、前記所定の周波数範囲に亘って、前記主増幅器の出力において、前記主増幅器からの出力信号の周波数依存性と、前記補助増幅器からの出力信号の周波数依存性が同じになる、
方法。 - ドハティ出力回路網を介して負荷に接続される、主電力増幅器及び補助電力増幅器を有する、複合増幅器を備える送信機を動作させる方法であって、
インピーダンス及びトランスインピーダンスの組み合わされるフィルタリング作用が前記主増幅器の出力において前記主増幅器からの出力信号と前記補助増幅器からの出力信号とに対して所定の周波数範囲に亘って同じになるように、前記主増幅器及び前記補助増幅器の一方または両方に対する増幅器入力信号をプレ−フィルタリングする過程を有し、前記所定の周波数範囲に亘って、前記主増幅器の出力において、前記主増幅器からの出力信号の周波数依存性と、前記補助増幅器からの出力信号の周波数依存性が同じになる、
方法。
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