SE521268C2 - Sammansatt förstärkare med optimerad linjäritet och effektivitet - Google Patents

Description

30 521 268 2 Ett vanligt sätt att öka effektiviteten hos en RF-effektförstärkare är att använda Doherty- principen såsom beskrivs och utvecklas i referenserna [1-7]. Fig. 1 är ett schematiskt blockdiagram över en konventionell Doherty-förstärkare. Doherty-förstärkaren 100 är en så kallad sammansatt förstärkare som i sin mest grundläggande form innefattar två del- forstärkarsteg, en huvudförstärkare 110 och en hjälpförstärkare 120. Hjälpforstärkaren 120 är direkt ansluten till lasten 130 och huvudförstärkaren 110 är ansluten till lasten genom en impedansinverterare 140, vanligtvis i form av en överforingslinje med en kvarts våglängd eller ett motsvarande koncentrerat (eng. lumped) nät.

Vid låga utsignalsnivåer är endast huvudfórstärkaren 110 aktiv. I detta område ser huvudforstärkaren 110 en högre (omvandlad) lastimpedans än impedansen vid topp- effekt, vilket resulterar i ökad effektivitet. Hjälpförstärkarens 120 drivanordning 150 vid ingången är konfigurerad som en olinjär drivfunktion f2(x) så att när utsignalnivån överskrider den så kallade transitionspunkten (vanligtvis vid halva maximala utgångsspänningen) aktiveras hjälpförstärkaren, varvid den börjar att driva ström till lasten 130. Genom den impedansinverterande verkan hos överföringslinjen 140 med en kvarts våglängd reduceras den effektiva impedansen vid huvudforstärkarens 110 utgång, så att huvudförstärkaren hålls vid en konstant maximal spänning över transitionspunkten.

Doherty-forstärkarens huvudsakliga verkan sker i det område där hjälpforstärkaren 120 är aktiv och huvudforstärkaren 110 är nära sitt tillstånd med maximal spänning, vilket resulterar i hög total effektivitet.

Konventionella Doherty-förstärkare tillhandahåller emellertid endast tillfredställande linjär prestanda och effektivitet i ett relativt snävt frekvensband. Impedansinverteraren med en kvarts våglängd ger en fasforskjutriing på 90 grader endast vid en enda frekvens och utsignalen från en praktiskt realiserad Doherty-förstärkare kommer att förvrängas vid frekvenser bortom denna så kallade mittfrekvens på grund av en reflektion av hjälpförstärkarens utgångsström vid impedansinverteraren. Förluster i transistorema, impedansinverteraren och DC-matningsnäten kan också ge upphov till oväntad distorsion. Förutom dessa distorsionskällor, är Doherty-förstärkare i praktiken alltid lO 15 20 25 521 268 3 behäftade med olinjäriteter som orsakas av olinjära utgångsparasitelement såsom parasitkonduktanser och -kapacitanser, vanligtvis hänvisade till som parasiter.

Det är allmänt känt att de olinjäriteter som påträffas i Doherty-förstärkare är starkt frekvensberoende. Olinjäritetema kommer att yttra sig både som (modulerade) harmoniska övertoner och interrnoduleringsprodukter. Interrnoduleringsproduktema är de allvarligaste för kommunikationssystemen eftersom de harmoniska övertonema kan filtreras bort innan signalen når antennen. Intennoduleringsproduktema uppkommer å andra sidan mitt bland de önskade signalema och kan i allmänhet inte filtreras bort innan sändning. Det komplexa frekvensberoendet gör det mycket svårt att kompensera for de olinjära intermoduleringsprodukterna genom användning av fordistorsion. Enkla fordistorsionstekniker kan inte kompensera for dessa olinjäriteter. I själva verket krävs en mycket komplex och således dyr fordistorsionsenhet implementerad med digital Signalbehandling (DSP). En sådan komplex fordistorsionsenhet är dessutom svår att ställa in korrekt och kommer i allmänhet inte att optimera effektiviteten.

Följaktligen finns det ett allmänt behov av en förbättrad teknik for att kompensera for olinjäriteter i en sammansatt förstärkare.

RELATERAD TEKNIK Referens [8] visar en kretsteknik for eliminering av olinjär kondensatorinducerad hannonisk distorsion i en enda förstärkare. Förstärkartransistom är associerad med en olinjär kapacitans som genererar en oönskad olinj är ström. En ytterligare kompenserande transistor som har en liknande olinjär kapacitans används tillsammans med en strömspegel for att generera en korrigeringsström som eliminerar den oönskade olinjära strömmen. 10 15 20 25 30 u. u 1 t. .f f. .q . s» s i » i .i v = .. ~ = . . . . . . . qi ~ » n. ,= .. . - - f. _ . _ . 7- v » . - . f t s i. va.. 4 SAMMANFATTNING Det är ett allmänt syfte med den föreliggande uppfinningen att förbättra linjäriteten hos en sammansatt förstärkare.

Det är ett särskilt syfte med uppfinningen att kompensera för olinjäriteter i en sammansatt förstärkare, särskilt de som orsakas av parasiter i förstärkaren.

Dessa och andra syften uppnås genom uppfinningen såsom den definieras i de medföljande patentkraven.

Den allmänna idén enligt uppfinningen är att emulera och kompensera för ett olinjärt förstärkarbeteende baserat på en olinjär modell av en parasit genom användning av en linjär modell av den sammansatta förstärkarens utgångsnät för att tillhandahålla korrekt excitering av den olinj ära modellen.

En noggrann analys av den sammansatta förstärkaren och de involverade parasiterna visar att parasitema är starkt beroende av utgångsnodspänningarna hos delförstärkarna i den sammansatta förstärkaren och att “ideala” utgångsnodspänningar kan bestämmas baserat på en linjär modell av den sammansatta förstärkarens utgångsnät. Genom att bestämma utgångsnodspänningarna och använda dem som insignal till respektive modeller av olinjära, spänningsberoende parasiter emuleras lämpliga kompenseringssignaler. De emulerade kompenseringssignalerna slås därefter samman med respektive delförstärkares insignaler, vilket således effektivt kompenserar för de olinj ära parasiternas effekter.

Det bör förstås att uppfinningen inte är begränsad till parasiter utan kan användas för att kompensera för vilket olinjärt förstärkarbeteende som helst, vilket kan modelleras som en olinjär parasit. 10 l5 20 25 30 v" - - .w 1. m p» v. <- .ø t s - . s, s i f: v . ._ e. u s u s - . . ,-. - . -.=| n. .-.. t. s i . .u i . , . v. n s t u s I p v u » + ... .Vw v 5 Det har även visats att hjälpdelförstärkarens olinjära utgångsström i en sammansatt förstärkare av Doherty-typ inte bara genererar en önskad spänning vid huvud- delförstärkaren utan även leder till distorsion i den sammansatta förstärkarens utsignal, huvudsakligen på grund av reflektionen av hjälpförstärkarens olinjära utgångsström vid impedansinverteraren. I många fall är denna distorsion mycket allvarligare än den distorsion som orsakas av olinjära parasiter.

Enligt en föredragen utföringsforrn av uppfinningen kombineras därför den föreslagna kompenseringstekniken baserad på olinjär modellering av parasiter med en teknik för linjär kompensering för den distorsion som hjälpförstärkarens olinjära utgångsström orsakar vid utgången. Den olinjära utgångsströmmen från hjälpdelförstärkaren emuleras företrädesvis baserat på en linjär modell av utgångsnätet och slås samman med huvuddelförstärkarens insignal, vilket således effektivt kompenserar för denna storskaliga typ av distorsion som orsakas av reflektionen av den olinjär utgångsströmmen vid impedansinverteraren.

Uppfinningen erbjuder följande fördelar: - Ökad linjäritet, utan att detta åstadkoms på bekostnad av förstärkarens effektivitet; - Kompensering för komplicerade frekvensberoende olinj äriteter; samt - Enkel och effektiv implementering.

Andra fördelar som erbjuds av den föreliggande uppfinningen kommer att förstås vid läsning av den nedanstående beskrivningen av uppfinningens utföringsformer.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar med denna, kan bäst förstås genom hänvisningar till följande beskrivning läst tillsammans med de medföljande ritningama, i vilka: 10 15 20 25 30 5 21 2 6 3? ïfïï fi* i 6 Fig. 1 är ett schematiskt blockdiagram över en konventionell Doherty-förstärkare; Fig. 2 är ett schematiskt högnivåblockdiagram över en radiosändare baserad på en sammansatt effektförstärkare; Fig. 3 är en schematisk högfrekvensmodell av en fålteffekttransistor (FET), innefattande parasitelement; Fig. 4 illustrerar en linjär modell av utgångsnätet hos en sammansatt förstärkare av Doherty-typ; Fig. 5 är ett schematiskt blockdiagram över en sammansatt förstärkare med olinjär kompensering för parasiter enligt en belysande utföringsforin av uppfinningen; Fig. 6 är ett schematiskt blockdiagram över en sammansatt förstärkare med olinjär kompensering för parasiter i kombination med kompensering för hjälpförstärkarens olinj ära utgångsström enligt en belysande utföringsforrn av uppfinningen; samt Fig. 7 är ett schematiskt blockdiagram över en fördelaktig, förenklad implementering av en sammansatt förstärkare enligt den för närvarande mest föredragna utföiingsformen av uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING Av UPPFiNNiNGENs UTFÖRINGSFORMER Sammansatta förstärkare kan hittas i olika tillämpningar inom många olika teknikområden såsom konsumentelektronik, radarteknologi och radiokommunikation.

Nedan kommer uppfinningen att beskrivas med hänvisning till en särskild tillämpning inom radiokommunikationsområdet. Det bör emellertid förstås att uppfinningen inte är begränsad till denna tillämpning och att även andra tillämpningar är möjliga. 10 15 20 25 30 a »-f a 1 -s m m s; r ~ . t. . r. i , _. n r. . > r s 1 - z 1 m; L: ~. ~ u . »» - f . Y. »- 7 I en typisk radiotillämpning, såsom illustreras schematiskt i högnivåblockdiagrammet enligt Fig. 2, anordnas en sammansatt förstärkare i en radiosändare för samtidig förstärkning av flera smalbandiga kanaler. I en mycket grundläggande implementering innefattar sändaren 200 en allmän ingångsenhet 210 som kombinerar insignalema till en komplex flerkanalssignal, en sammansatt effektförstärkare (PA) 220 för samtidig förstärkning av de många kanalerna och ett sändarelement 230. En sådan grundläggande implementering kräver naturligtvis att insignalerna är modulerade RF- signaler inom det önskade målfrekvensbandet. Om insignalerna är basbandssignaler krävs även uppkonvertering till radiofrekvensbandet. Den sändare som illustreras i Fig. 2 är anpassad för förstärkning och sändning av till exempel flera FDMA-/TDMA- bärvågor men kan lätt modifieras för förstärkning och sändning av en bärarvåg på vilken flera CDMA-kanaler finns överlagrade, eller för linjära modulationsformat med flera nivåer.

För att bevara faserna och amplitudema för samtliga signalkomponenter i förstärkningsprocessen och för att förhindra att interfererande signalenergi läcker mellan kanalerna krävs en hög grad av linjäritet i den sammansatta förstärkaren. I detta avseende har det visat sig vara särskilt svårt att eliminera effekterna av olinjära parasiter i den sammansatta förstärkaren.

I allmänhet leder olinjära parasiter i en sammansatt förstärkare till komplexa, frekvensberoende olinjäriteter i utsignalen som inte kan kompenseras med enkla fördistorsionstekniker. Problemet orsakas huvudsakligen av det faktum att vissa transistomodspänningar, särskilt spänningama vid sänka (F ET-implementering) eller kollektor (BJT-implementering) i de berörda transistorerna, måste vara olinjära genom en önskad olinjär formning för att maximera effektivitet även när den sammansatta förstärkarens utsignal ska vara fullständigt linjär. Det har visats att parasiterna är starkt beroende på dessa utgångsnodspänningar och att dessa olinjära nodspänningars växelverkan med de olinjära parasitema i en sammansatt förstärkare kommer att orsaka starkt frekvensberoende olinjäriteter i utsignalen såväl som suboptimal 10 15 20 25 ~ --= v o i, t» v. t .. .W f . ,= 1 , u ~ . r . . . ~. . i s =s r i . .s f 1 Y » f. ,-.v 8 effektivitet. Detta komplexa frekvensberoende gör det mycket svårt att kompensera för olinjäriteterna med användande av fórdistorsion.

Fig. 3 är en schematisk högfrekvensmodell av en falteffekttransistor (FET), innefattande parasitelement. Transistorn 300 är en konventionell FET-transistor med grind, källa och sänka. De viktigaste parasitema är i allmänhet sänka-källa- kapacitansen CDs och sänka-källa-resistansen RDS, vilka orsakar olinjäriteter med ett komplicerat frekvensberoende i utsignalen när de växelverkar med sänka-källa- utgångsspänningen VDS.

Eftersom parasitema beror på utgångsnodspänningarna hos delförstärkarna i den sammansatta förstärkaren, vilket diskuterades ovan, är det önskvärt att analysera spänningsbeteendet vid dessa noder. För detta syfte används en linjär modell av den sammansatta förstärkarens utgångsnät.

Fig. 4 illustrerar en linjär modell av utgångsnätet hos en sammansatt förstärkare av Doherty-typ. I denna modell av utgångsnätet 400 modelleras den aktiva delen av transistorutgången hos vardera delförstärkare 410, 420 som en linjär, styrd strömgenerator. Transistoremas ändliga utgângskonduktanser, tillsammans med eventuella reaktanser, slås ihop för att bilda zp] respektive zpz. De impedanser som framförs till strömgeneratorernas utgångsnoder definieras som: Z :i Z :i <1) På liknande sätt definieras transimpedanserna (spänningen vid den inaktiva förstärkarens utgång i gensvar på en utgångsström vid den aktiva förstärkaren) som: 10 15 20 25 f- .. i., . s 1. ~= v- i. i - . i s. s n s 4 x . s .| » n. .._ .s f . = »- s - s . f» -u Z2l=_: Z =_: Under antagandet att alla komponenter år någorlunda linjära kan överlagring användas för att analysera denna modell. Utgångsspänningen från den sammansatta förstärkaren vid antennen 430 antas här vara samma som utgångsspänningen vid hjälpförstärkaren 420, fastän det i själva verket kan finnas en matningskabel, filter, etc. som separerar den aktuella antennen och förstärkarens utgång. Den kombinerade effekten av alla dessa element innefattas i anntenimpedansen (antennutgångsimpedansen), ZANT.

Transistoms återkopplingsimpedanser (huvudsakligen på grund av grind-sänka- kapacitanser) försumrnas. Detta är vålgrundat om återkopplingen är liten.

Baserat på den framställda linjära modellen av utgångsnätet kan utgångsnod- spänningama bestämmas som: V1=Z11'i1+Z12'i2 (3) V2 = 222 'i2 + 221 'in (4) Genom att påföra de bestämda utgångsnodspänningama till respektive modeller av olinjära spänningsberoende utgångsparasiter kan parasitemas olinjära beteende i de motsvarande utsignalema emuleras. Genom att slå samman parasitemas emulerade utsignalbeteende med de respektive insignalerna till delförstärkama kan man kompensera för effektema av olinjära utgångsparasiter.

Fig. 5 år ett schematiskt blockdiagram över en sammansatt effektförstärkare med olinjär kompensering för parasiter enligt en belysande utföringsform av uppfinningen.

Den sammansatta förstärkaren 500 innefattar huvudsakligen en huvudförstärkare 510, en hjälpförstärkare 520, en last 530 i fonn av en antenn, en impedansinverterare 540 10 15 20 25 30 521 26s§«r- 10 och en drivanordning 550 vid ingången för hjälpförstärkaren. För att emulera det olinjära beteendet hos utgångsparasiter som föreligger i den sammansatta förstärkaren införs ett ñlternät 560 tillsammans med respektive olinj ära parasitmodeller 570, 575.

I denna utforingsform implementeras filternätet 560 enligt uttrycken (3)-(4) ovan med filtren GH-GZ; som emulerar impedanserna och transimpedanserna i utgångsnätet enligt Fig. 4: G11=Z11 (5) G12=Z12 (6) Gz1=Zz1 (7) Gzz=Z2z (3) Filternätet 560 bestämmer huvudsakligen de “ideala” (utan olinjära parasiter) transistoremas utgångsnodspänningar. De bestämda utgångsnodspänningarna påförs därefter till de olinjära modellerna 570 respektive 575 för att emulera strömmama genom parasitema. Genom att använda de emulerade strömmama som kompenserings- strömmar och addera dem till de ursprungliga ingångsströmmarna i adderingselementen 572, 577 elimineras effekterna av de olinjära parasitema effektivt.

För att synkronisera de ursprungliga strömsignalema med de emulerade kompenseringsströmmarna används fórdröjningselement 580, 585. sätt att teknik erbjuder ett relativt enkelt frekvensberoende olinjäriteter som beror på olinjära parasiter i sammansatta Denna reducera komplicerade förstärkare. Eftersom tekniken baseras på ingående kunskap om hur sammansatta förstärkare verkligen fungerar kan den ersätta andra mer komplicerade linj äriseringstekniker med enklare och mer effektiva implementeringar.

Modellerna av de olinjära parasitema, olinjär modell 1 och olinjär modell 2, kan implementeras som frekvensoberoende minneslösa modeller genom användning av 10 15 20 25 521 2eafrf¿ ;¿»~«» ll enkla uppslagstabeller baserade på empiriska mätningar av verkliga parasiter för att emulera utgångsparasitemas olinjära beteende. Detta tillvägagångssätt är fullständigt rimligt när utgångsparasitema huvudsakligen är i form av (olinjära) konduktanser eller när bandbredden är relativt liten. I de flesta fall kan de frekvensberoende olinjäritetema i utsignalen minimeras genom noggrann separering av de linjära och olinjära delarna i modellen. Om detta inte är tillräckligt används frekvensberoende adaptiva modeller.

Fastän det kan finnas flera utgångsparasiter som påverkar utsignalens linjäritet är det möjligt att använda en modell av en enda parasit för att emulera det olinjära förstärkarbeteendet vid en given nod. Till exempel kan alla olinjära parasiter vid en utgångsnod grupperas till en enda komplexvärd parasit. Som ett alternativ modelleras endast den dominerande utgångsparasiten. De parasiter som i praktiken vanligtvis påträffas är olinjära konduktanser och kapacitanser, men tekniken är inte begränsad till dessa parasiter. I själva verket är tekniken inte heller begränsad till parasiter utan kan användas för att kompensera för vilket olinjärt förstärkarbeteende som helst, vilket kan modelleras som en olinjär parasit. Ett viktigt exempel är kompressionsbeteendet till följd av mättning som till största del kan beskrivas som en olinjär sänka-källa- impedans då det gäller dess effekt på utsignalen.

Det är vidare viktigt att förstå att den föreslagna kompenseringstekniken inte nödvändigtvis måste användas i alla grenar i den sammansatta förstärkaren utan kan tillämpas på endast en enda gren för att kompensera för de olinjära parasiter som påträffas i den grenens delförstärkare. Detta är särskilt användbart om en specifik transistors parasiter är mycket mer dominerande i genereringen av distorsion än parasiterna hos den eller de andra transistorema i den sammansatta förstärkaren.

Kostnaden för att implementera tekniken kan reduceras markant medan man fortfarande kan kompensera för den mesta distorsionen. 10 15 20 25 30 521 268 l2 En noggrann analys av sammansatta förstärkare av Doherty-typ har också visat att den så kallade hjälpdelförstärkarens olinjära utgångsström inte bara genererar en önskad spänning vid huvuddelförstärkaren utan även leder till distorsion i den sammansatta förstärkarens utsignal, huvudsakligen på grund av reflektion av den olinjära utgångsströmmen vid impedansinverteraren. Impedansinverteraren ger en fasförskjutning på 90 grader endast vid en enda så kallad mittfrekvens och har en växande impedans (framför allt reaktiv i det förlustfria fallet) vid frekvenser bort från denna mittfrekvens. I praktiken kommer det alltid att finnas en reflektion av den olinjära strömmen från hjälpförstärkaren vid impedansinverteraren eftersom utgångsnätets linjära impedans 222 (se Fig. 4) har en starkt frekvensberoende reaktiv del i en verklig implementering. Detta betyder att utsignalen kommer att förvrängas vid frekvenser utanför mittfrekvensen. Denna distorsion föreligger även om alla komponenter är linjära och förlustfria eftersom den beror på reflektionen av hjälpförstärkarens olinjära utgångsström vid impedansinverteraren. Den resulterande spänningen uppkommer som en starkt frekvensberoende olinjär komponent i den förstärkta utsignalen.

Förluster i transistorerna, impedansinverterarna och DC-matningsnäten ger också upphov till oväntad distorsion. Detta beror på att dessa förluster gör impedansen vid impedansinverteraren, sedd från hjälpförstärkaren, resistiv istället för den ideala kortslutningen (en förlustfri överföringslinje med en kvarts våglängd belastad med den oändliga impedansen hos en strömgenerator är en kortslutning vid mittfrekvensen). Den distorsion i utsignalen som orsakas av dessa förluster beror på samma typ av reflektion (men nu resistiv istället för reaktiv) av den olinjära strömmen från hjälpförstärkaren vid impedansinverteraren som orsakade den ovan nämnda frekvensberoende distorsionen.

I många fall, särskilt för linjära, bredbandiga tillämpningar, är denna distorsion mycket allvarligare än den distorsion som orsakas av olinjära parasiter och därför rekommenderas det starkt att även försöka kompensera för denna typ av distorsion.

Uppfinningen föreslår en linjär teknik för att kompensera för den distorsion som 10 15 20 25 30 521 26s;¿¿= 13 hjälpfórstärkarens olinjära utgångsström orsakar vid utgången. Den olinjära utgångsströmmen från hjälpfórstärkaren emuleras företrädesvis baserat på en linjär modell av utgångsnätet och slås samman med huvuddelförstärkarens insignal, vilket således effektivt kompenserar för den distorsion som orsakas av reflektionen av den olinj ära utgångsströmmen vid impedansinverteraren.

Fig. 6 är ett schematiskt blockdiagram över en sammansatt effektförstärkare med kompensering för parasiter i kombination med kompensering for hjälpfórstärkarens olinjära utgångsström enligt en belysande utfóringsforrn av uppfinningen. Den effektförstärkare 600 som visas i Fig. 6 liknar den i Fig. 5 förutom ett ytterligare filternät 690 för linjär kompensering.

I den föreliggande lösningen separeras parasitema vid varje transistorutgångsnod företrädesvis i två delar, en linjär del och en olinjär restdel. Alla olinjära delar av parasitema vid en nod grupperas lämpligen till en enda komplexvärd olinjär parasit. Den olinjära delen av parasitema vid vaije nod kompenseras för på samma sätt såsom beskrivits ovan med hjälp av filtemätet 660 i kombination med modellema 670, 675 av parasitemas olinjära delar, samt adderingselementen 672, 677. Resten av den sammansatta forstårkarens utgångsnät, inklusive den linjära delen av parasitema, modelleras och används for beräkning av linjära kompenseringar i det ytterligare filtemätet 690.

I en reducerad implementering tillhandahålls filternätet 690 i form av ett enda filterblock H12 som är ett korskopplat filter, vilket kompenserar för hjälpförstärkarens olinjära utgångsström.

Med hänvisning återigen till den linjära modellen av utgångsnätet i Fig. 4 kommer impedansen 222, som är skild från noll, att återspegla eventuell ström i2 från hjälp- förstärkaren som en spänning, och denna spänning kommer att återfinnas i utsignalen.

Om strömmen i2 var en linjär representation av den önskade signalen skulle detta inte 10 15 20 25 14 vara ett problem. I Doherty-förstärkare och liknande förstärkare är denna ström emellertid en mycket olinjär funktion av den önskade signalen på grund av driv- funktionen f2(x) vid ingången. Den icke-ideala impedansen z22 gör således fórstärkarens utsignal olinjär.

Genom korskoppling av en kopia av denna olinj ära signal (i2 filtrerad av impedansen z22) till huvudförstärkaren i antifas kommer distorsionen vid utgången att elimineras effektivt.

Eftersom transimpedansen z21 är den huvudsakliga linjära kanalen från huvudförstärkaren till utgången kommer kompenseringen till ingången av huvudförstärkaren att linjärt omvandlas till en elimineringssignal i utsignalen, något filtrerad av z21.

Transimpedansens z21 filtreringseffekt bör därför kompenseras för i den korskopplade kompenseringssignalen för att allt ska elimineras perfekt.

Det korskopplade filtret H12 kan således i en reducerad implementering av filtemätet 690 i Fig. 6 representeras av: H12 :Zzz *221-1 (9) där “*” betecknar multiplikation i frekvensdomänen eller faltning i tidsdomänen.

Såsom kan ses i Fig. 6 subtraheras den korskopplade signalen därefter från insignalen till huvudförstärkaren.

I stället för korskoppling av den olinjära drivfunktionen f2(x) genom ett korskopplingsfilter H12 kan som ett alternativ samma effekt åstadkommas genom att duplicera den olinjära drivfunktionen f2(x) i den övre grenen till huvudförstärkaren genom användning av samma filterblock H12 för kompensering.

I en mer detaljerad implementering innefattar filternätet 690 även utjämnande filterblock H11 och H22 såväl som en utjämnande filterfunktion i filterblocket H12 för 10 15 20 25 521 268 15 att tillhandahålla ett utjärnnat frekvenssvar. Eftersom grundfunktionen hos hjälpförstärkaren i en Doherty-förstärkare är att hålla spänningen vid huvudförstärkaren under mättning bör frekvensberoendet hos alla signaler vid huvudförstärkarens utgång vara så platt (utjämnat) som möjligt.

I det följ ande hänvisas ofta till strömmar, impedanser och transimpedanser som härrör från den linjära modellen av utgångsnätet i Fig. 4 och den följande beskrivningen strävar efter att ge en förståelse av hur dessa storheter kan användas för att tillhandahålla valfri frekvensutjärrming i den sammansatta förstärkaren enligt Fig. 6.

För den linjära komponenten (som utgör hela i] i en okompenserad förstärkare) uppnås utjämning med hjälp av ett ingångsfilter med frekvenskaraktäristik z] (I, d v s inversfiltret av den impedans som ses vid huvudförstärkarens utgång.

För den olinjåra komponenten som beror av i2, vilken filtreras genom transimpedansen zu och den olinjära delen av i, som representerar den korskopplade distorsionseliminerande signalen, filtrerad av zu, bör totalen ha en platt frekvenskaraktäristik (inte bara i storlek utan även i fas). Eftersom den olinjära komponenten bildas av två delar som filtreras olika och kravet för distorsionseliminering vid utgången föreskriver ett visst förhållande mellan dessa signalers frekvenskaraktäristik bör de båda filtreras ytterligare av inversen av ett speciellt sammansatt filter. Under antagandet att den råa olinjära funktionen f2(x) har filtrerats av zzfzzfl i H12 för den korskopplade delen av i] och av inget alls för hjälpförstärkarens del (förutom vad avser förstärkning), så representeras den totala sammansatta olinj åra delen av: f2(x)*Z|2 _f2(x)*Z22 *zu-l *zu = fzocyklzlz -222 *221-1 :(211) (10) k J k J f Ü i; -del korskopplad del sammansatt del 10 15 20 25 521 268 16 Den extra utjämningsfiltreringen till dessa signaler bör således ha ett frekvenssvar som definieras av inversen av den sammansatta delen: (212 "E22 *221-1 *full (11) Så långt har inget sagts om storlekama på strömmarna och spänningarna i systemet förutom deras förhållande till varandra. För det förlustfria fallet och vid (nära) mittfrekvensen av kvartsvåglängdslinjen är de traditionella Doherty-ekvationerna tillräckliga. För att extrahera den mesta effekten från de valda transistorema bör åtminstone en av transistorerna arbeta vid maximal ström lmax. Spänningarna vid toppeffekt bör också vara den maximalt tillåtna spänningen Vmax (möjligen med en säkerhetsmarginal). För en förstärkare av klass B år den optimala lasten Rop, lika med Vmax/Imax. För en ideal Doherty-förstärkare beror den optimala lastimpedansen på transitionspunkten ot, så att RO=R0p,(1 - ot).

För transitionspunkter ot under 0,5 bör strömmen i; i det ideala förlustfria smalbandiga fallet variera linjärt med signalamplituden och vara lika med Imax(l - ot) vid topp- amplituden. Strömmen i; bör istället vara noll för utgångsspänningar under transitions- punkten och, över transitionspunkten, variera som (den nonnaliserade) amplituden minus ot delat med (1 - ot). Detta betyder att hjälpförstärkaren levererar strömmen Imax vid toppamplituden. För transitionspunkter över 0,5 (vilket är mycket osannolikt för optimerade fall med flera bärvågor) skulle i; istället uppgå till lmax vid toppamplituden och i; skulle maximalt vara lika med lmax(l - ot)/ot.

F örfarandet för det bredbandiga fallet med förluster är mer komplicerat. Begränsningama för strömmama och spänningarna är de samma som för det förlustfria smalbandiga fallet, men de bredbandiga signalemas statistiska natur gör det svårt att erhålla analytiska uttryck för dem. Spänningama kommer då att bero på den använda bandbredden, amplitudfördelningen och fasförhållandena hos enskilda bärvågor i signalen. Det 10 15 20 25 30 17 bredbandiga fallet med förluster kan emellertid tillhandahålla en startpunkt från vilken anpassningar kan göras för de specifika signaler som påträffas.

I fallet med förluster kommer filtret för att erhålla den linjära delen av i1, såsom tillämpas på den dimensionslösa insignalen x, att vara VmaX/ot*211'1. Den fysikaliska betydelsen av detta filter är att generera strömmen i1 så att spänningen vid utgången hos huvudförstärkarens strömgenerator når Vmax vid den nomialiserade ingångsamplitudeii ot när den impedans som ses av denna strömgenerator är 211. Då den observeras i frekvensdomänen är termen 2114 (inversfiltret av impedansen 211) lika med 1/211.

De filter som tillämpas på den olinjära funktionen f2(x) har också dimensionen ström. I praktiken åstadkoms detta genom att generera den lämpliga drivspänningen till transistorema, vilka fungerar som transkonduktanser, så att slutresultatet är den önskade strömutsignalen. I det förlustfria fallet utan frekvenskompensering är det filter som tillämpas på f2(x) för att erhålla i2 helt enkelt en multiplikation med j*lma,1 (90 graders fasförskjutning). Den maximala amplituden av funktionen f2(x) antas här vara lika med ett. Elimineringstermen är då f2(x) filtrerad av -j*lm,,,1*222*221'1. Kompenseringen (212 - 222 *221'1*211)'1 för att åstadkomma en frekvensoberoende olinjär spänning vid huvudförstärkaren kan multipliceras med dessa två uttryck i nonnaliserad och dimensionslös form.

Uttrycket för att erhålla den linjära delen av i1 kompenserar redan för förluster.

Uttrycken för de olinjära delarna måste modifieras för att göra detta. Eftersom förhållandet mellan de två olinjåra strömmama redan har upprättats åstadkoms detta genom att modifiera storleken (förstärkningen) lika mycket på båda delama så att amplituden av undertryckningsspänningen vid huvudförstärkaren har samma lutning som den linjära delen. Den faktor som man ska multiplicera med är VmaX/ot delat med (212 - 222 *221'1*211)*j*Ima,1/(1 - ot). Täljaren och nämnaren är spänningsökningen per nonnaliserad amplitud för spänningen vid huvudförstärkaren till följd av den linjära Nämnaren strömmama. representerar delen av i1 respektive de olinjåra 10 15 20 521 26s3~j~ 18 spänningsökningen när den strömstorlek som härletts för det smalbandiga förlustfiia fallet används. En sak som är värd att notera här är att kompenseringen (z12 - z22*z21'l*z11)'l för att erhålla en frekvensoberoende olinjär spänning vid huvudförstärkaren är automatiskt innefattad i denna “nya” kompensering. Så här i efterhand är således nonnaliseringen faktiskt inte nödvändig.

De analytiska uttrycken för att erhålla i2 och i1 är således: _ V l _ (X _1 1 12=%_)Z12“Z11*Z22*Z21 *f2(x) - V <1" a) -1 *l -1 lronnjärdel = *ÄLTXZU "Z11*Z22 *221 I* 1222 *221 *fZÜQ (1244) utj ämriingsdel distorsionseliwminerande del V -1 ' _ InaX lrlinjäfdel _ Tfn * x eng” Precis som tidigare representerar faltning i tidsdomänen om de dimensionslösa signalema f2(x) och x framställs i tidsdomänen. Om de framställs i frekvensdomänen representerar symbolen istället multiplikation av frekvenssvar, och multiplikationen med inversfilter kan istället skrivas som en division med filtret. Faktorema j och -j har försvunnit från uttrycken men i verkligheten är strömmamas faser ungefär de samma som tidigare. De imaginära enheterna är nu inbakade i faktorema (z12 - z22 *z21'l*z11)'l.

Eftersom 212 (den största delen av uttrycket, åtminstone nära mittfrekvensen) huvudsakligen representerar omvandlingen av en ström till en spänning över en kvartsvåglängdslinje medför detta en fasförskjutning på 90° vid mittfrekvensen.

Detta betyder att filterblocken H11, H12 och H22 i filtemätet 690 i Fig. 6 kan representeras av: 10 15 20 25 521 268 19 V -1 H11: 211 ot H - med* 2)/ *H -1 1517 12 a l212 211*222*221 l *222*221 ( ' ) Vaxu a) -l l H22: m a 212 211*222*221 I implementeringen i Fig. 6 används filternätets 690 linjärt kompenserade utsignaler som insignaler till filternätet 660. Filtemätet 660 samverkar med de olinjära modellerna 670, 675 för att generera de kompenseringsströmmar som krävs för att kompensera för den olinjära delen av parasitema. Dessa kompenseringsströmmar slås slutligen samman med fördröjda versioner av filternätets 690 linjärt kompenserade utsignaler för att eliminera effektema av den olinj ära delen av parasitema. På detta sätt kompenseras storskaliga Doherty-specifika distorsionskomponenter, såsom hjälpförstärkarens olinjära utgångsström, linjärt baserat på en linjär modell av utgångsnätet medan den resterande distorsion som orsakas av den olinjära delen av parasiterna kompenseras baserat på respektive olinjära modeller av parasitema.

Resultatet blir en sammansatt förstärkare med utmärkt linjäritet och optimerad effektivitet.

De föreslagna linjäriseringsteknikerna avlägsnar effektivt den traditionella kompromissen mellan linjäritet och effektivitet i förstärkare av Doherty-typ eftersom de samtidigt kan optimera linjäritet och effektivitet. Dessutom kan de optimera linjäritet och effektivitet över stora bandbredder med bibehållen prestanda.

Möjligheten till bredare relativa bandbredder och högre effektivitet möjliggör användningen av sammansatta förstärkare i områden som tidigare varit utom räckhåll.

Till exempel möjliggör de bredare relativa bandbreddema användningen av Doherty- tekniken för radiosystem vid lägre frekvens eller för att framställa förstärkare med hög effektivitet för hela systembandbredder istället för mindre stycken eller enskilda kanaler. Även om ett mindre bandbreddsområde faktiskt används möjliggör uppfinningen framställningen av en enhetlig förstärkare med flexibel placering av den 10 l5 20 25 30 521 268 20 använda bandbredden eller kanalen inom en mycket större bandbredd. Detta medför en lägre tillverkningskostnad eftersom färre varianter måste tillverkas.

Ibland kan det vara användbart att konstruera reducerade varianter av den föreslagna sammansatta förstärkaren med förenklade filtemätskonfigurationer. Till exempel, när spänningen vid huvudförstärkarens utgångsnod har ett utjämnat frekvenssvar på grund av den föreslagna utj ämningen kan den linjära modellen av utgångsnätet förenklas till den grad att den ideala spänningen vid huvudförstärkarens utgångsnod kan beskrivas som en enkel kombination av insignalen x och f2(x). I praktiken betyder detta att filtren G11 och G12 (modeller av impedansen z11 och transimpedansen z12) inte behövs när de ideala utgångsnodspänningama beräknas. Dessutom, i alla fall där den olinjära diivfunktionen f2(x) inte ska ses vid hjälpförstärkarens utgång kan denna a-priori- kunskap även användas för att reducera antalet filter. Alla vägar som går från f2(x) till ingången av den lägre grenens olinjära modell kan faktiskt tas bort. Dessa två idéer kan kombineras såsom illustreras i Fig. 7, vilket resulterar i markant reducerad komplexitet.

Fig. 7 är ett schematiskt blockdiagram av en fördelaktig förenklad implementering av en sammansatt förstärkare enligt den för närvarande mest föredragna utföringsfonnen av uppfinningen. Den sammansatta förstärkaren 700 innefattar en huvudförstärkare 710, en hjälpförstärkare 720, en antennlast 730, en impedansinverterare 740, en drivanordning 750 vid ingången för hjälpförstärkaren, lämpliga olinjära modeller av parasiter 770, 775, ett fördröjningsblock 780 och ett filternät 790. Såsom kan ses har filternätet 790 en mycket enklare konfiguration än kombinationen av filtemäten 660 och 690 i den sammansatta förstärkaren enligt Fig. 6. Filterblocken H11, H12 och H22 definieras enligt uttrycken (15-17) for att tillhandahålla eliminering av distorsion och tillhandahålla ett utjämnat frekvenssvar. På grund av det utjämnade frekvenssvaret hos huvudförstärkarens utsignal kan huvudförstärkarens ideala utgångsnodspänning bestämmas som en enkel kombination av insignalen x och f2(x) genom användning av adderingselementet 782. Den resulterande signalen fórdröjs av fordröjningsblocket 780 10 15 20 25 30 521 268§Jf§if§f 21 for att synkronisera den icke-filtrerade vägen med de filtrerade vägama och anbringas därefter till den olinjära modellen 770 for att generera den lämpliga kompenserings- strömmen. Kompenseringsströmmen slås slutligen samman med den linjärt kompenserade signalen från filtemätet 790 i adderingselementet 772 for att generera en utj ämnad och fullständigt kompenserad insignal till huvudforstärkaren 710. Faltningen av filterblocken H11 och G21 behandlas nu som ett enda filter H11*G21, vilket bestämmer hjälpforstärkarens ideala utgångsnodspänning i gensvar på insignalen x. Den bestämda ideala utgångsnodspänningen anbringas därefter till den olinjära modellen 775 for att generera den lämpliga kompenseringsströmmen. Kompenseringsströmmen slås slutligen samman med den linjärt kombinerade signalen från frlterblocket H22 i adderingselementet 777 for att tillhandahålla en utjämnad och fullständigt kompenserad insignal till hjälpforstärkaren 720. Det exempel som illustreras i Fig. 7 visar att for vissa av de viktigaste fallen kan en specifik implementering forenklas avsevärt jämfört med den mer allmänna lösningen enligt Fig. 6.

Fastän de filtemät som beskrevs ovan med hänvisning till Fig. 5-7 kan verka komplicerade eftersom de byggs upp av flera frekvensberoende impedanser och transimpedanser kan filterkomplexiteten reduceras på flera sätt. I en digital implementering kan filtren byggas upp från uppmätta impedanser genom multiplikation och division i frekvensdomänen. De därigenom uppbyggda filtren kan sedan antingen användas direkt for filtrering i frekvensdomänen eller omvandlas till tidsdomänfilter. Ett frekvensdomänfonster kan tillämpas for att begränsa filtren till lämpliga bandbredder.

Filter implementeras typiskt sett som FIR-filter (Finite Impulse Response) av flexibilitetsskäl.

I praktiken kommer de beskrivna teknikemas prestanda att bero på hur väl Doherty- utgångsnätets karaktäristik är känd. Direkta mätningar av transimpedanser i utgångsnätet är ofta svåra att utfora eftersom spänningssonden (RF) och ströminjektom alltid kommer att ha parasiter som måste beaktas. Indirekt kan impedansparametrar (Z-parametrar) extraheras genom vågfortplantrringsmätningar (eng. travelling wave measurements) (S- 10 15 20 25 521 268 22 parametrar). En kombination av olika parametrar som är lätta att mäta kan också väljas.

De erfordrade filtren eller emulerade näten kan då konstrueras genom att använda extraherade impedanser och transimpedanser.

Många olika implementeringar är möjliga. Till exempel kan digital eller analog Signalbehandling användas och behandlingen kan utföras med flera olika tekniker, vid basbandsfrekvenser, intermediära frekvenser eller slutfrekvenser (RF-frekvenser).

Godtyckliga kombinationer av dessa kan användas, där man matchar kraven för en fimktion med ett lämpligt implementeringssätt. Lösningama kan användas statiskt, optimerade vid tidpunkten för tillverkningen eller vid specifika tidpunkter vid underhåll, eller dynamiskt adaptivt, för kontinuerlig optimering av förstärkarens linjäritet och effektivitet.

Uppfinningen kan användas med parasitemas olinjära delar separerade från ett annars linjärt nät såsom beskrivits ovan eller med hela parasiterna (innefattande såväl linjära som olinjära delar) separerade. En ytterligare variant av denna idé är att separera alla konduktiva parasiter från resten av utgångsnätet.

Fastän uppfinningen har beskrivits med hänvisning till en sammansatt tvåstegsförstärkare av Doherty-typ är det uppenbart att uppfinningen kan tillämpas på såväl sammansatta förstärkare med fler än två steg som andra typer av sammansatta förstärkare som delar vissa eller alla av de beskrivna egenskapema.

De utföringsformer som beskrivits ovan ges bara som exempel, och det bör inses att den föreliggande uppfinningen inte begränsas till dessa. Vidare modifieringar, förändringar och förbättringar, vilka bibehåller de grundläggande underliggande principer som visas och görs anspråk på häri, ligger inom omfattningen och andemeningen för uppfinningen. [2] [3] [4] [5] [6] [7] [S] 521 268 23 REFERENSER F. H. Raab, “Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems”, IEEE Trans.

Broadcasting, vol. BC-33, nr. 3, sidoma 77-83, sept. 1987.

US Patent 5 420 541.

US Patent 5 568 086.

US Patent 5 786 727.

US Patent 5 025 225.

D. M. Upton et al. “A New Circuit Topology to Realize High Efficiency, High Linearity, and High Power Microwave Amplifiers”, IEEE Proc. RAWCON”98.

Internationell patentansökan WO 97/20385.

US Patent 4 999 585.

Claims (20)

10 15 20 25 521 268 24 PATENTKRAV

1. Linjäriseringsforfarande for en sammansatt förstärkare (500; 600; 700) som uppvisar åtminstone två delforstärkare (510, 520; 610, 620; 710, 720), kännetecknat av att förfarandet innefattar stegen: for åtminstone en delfórstärkare: bestärrming av en utsignal från delfórstärkaren baserat på en linjär modell av den sammansatta forstärkarens utgångsnät; samt emulering av och kompensering fór, i insignalen till delforstärkaren, ett olinj ärt forstärkarbeteende baserat på en olinj är modell av en delfórstärkarparasit genom användning av den bestämda utsignalen från delfórstärkaren som insignal till modellen.

2. Linjäriseringsförfarandet enligt patentkrav 1, kännetecknat av att: emuleringssteget innefattar steget bestämning av en kompenseringssignal enligt den olinjära modellen genom att anbrínga den bestämda utsignalen från delforstärkaren som insignal till den olinjära modellen; samt kompenseringssteget innefattar steget sammanslagning av kompenseringssignalen med insignalen till delfórstärkaren for att kompensera för det olinjära fórstärkarbeteendet.

3. Linjäriseringsforfarandet enligt patentkrav 1 eller 2, kännetecknat av att steget bestämning av en utsignal från delforstärkaren är baserat åtminstone delvis på växelverkan mellan två delforstärkare.

4. Linjäriseringsforfarandet enligt patentkrav 3, kännetecknat av att växelverkan representeras av en transimpedans mellan de två delförstärkarna. 10 15 20 25 30 521 268 25

5. Linj äriseringsförfarandet enligt något av de föregående patentkraven, kännetecknat av att det olinjära förstårkarbeteendet är det kompressionsbeteende som uppstår till följd av förstärkarmättning, vilket kompressionsbeteende modelleras som en olinj är delförstärkarparasit.

6. Linj äriseringsförfarande enligt något av föregående patentkrav, kännetecknat av att stegen bestämning av en utsignal från delförstärkaren samt emulering av och kompensering för ett olinjårt förstärkarbeteende utförs för varje delförstårkare.

7. Linj äriseringsförfarandet enligt något av föregående patentkrav, kännetecknat av att förfarandet vidare innefattar stegen emulering av och kompensering för, i insignalen till en huvuddelförstårkare, den olinjära utsignalen från en hjälpdelförstårkare baserat på en linjär modell av den sammansatta förstärkarens utgångsnät.

8. Linj äriseringsförfarandet enligt något av föregående patentkrav, kännetecknat av att förfarandet vidare innefattar stegen utjämning, för åtminstone en av delförstärkama, av förstårkarfrekvenssvaret.

9. Sammansatt förstärkare (500; 600; 700) som uppvisar åtminstone två delförstärkare (510, 520; 610, 620; 710, 720), kännetecknad av att den sammansatta förstärkaren innefattar: för åtminstone en delförstärkare: organ (560; 660; 782, 790) för bestämning av en utsignal från delförstärkaren baserat på en linjär modell av den sammansatta förstärkarens utgångsnåt; samt organ för emulering av och kompensering för, i insignalen till delförstärkaren, ett olinj ärt förstårkarbeteende baserat på en olinj år modell av en delförstärkarparasit genom användning av den bestämda utsignalen från delförstärkaren som insignal till modellen. 10 15 20 25 30 521 268 26

10. Den sammansatta förstärkaren enligt patentkrav 9, kännetecknad av att: emuleringsorganet innefattar organ (570/575; 670/675; 770/775) för bestämning av en kompenseringssignal enligt den olinjära modellen, i gensvar på den bestämda utsignalen från delförstärkaren som insignal till den olinj ära modellen; samt kompenseiingsorganet innefattar organ (572/577; 672/677; 772/777) för sammanslagning av kompenseringssignalen med insignalen till delförstärkaren för att kompensera för det olinj ära förstärkarbeteendet.

11. ll. Den sammansatta förstärkaren enligt patentkrav 9 eller 10, kännetecknad av att organet för bestämning av en utsignal från delförstärkaren bestämmer utsignalen baserat åtminstone delvis på växelverkan mellan två delförstärkare .

12. Den sammansatta förstärkaren enligt patentkrav ll, kännetecknad av att växelverkan representeras av en transimpedans mellan de två delförstärkarna.

13. Den sammansatta förstärkaren enligt något av patentkraven 9- 12, kännetecknad av att den sammansatta förstärkaren vidare innefattar organ (H12) för emulering av och kompensering för, i insignalen till en huvuddelförstärkare, den olinjära utsignalen från en hjälpdelförstärkare baserat på en linjär modell av den sammansatta förstärkarens utgångsnät.

14. Den sammansatta förstärkaren enligt något av patentkraven 9-13, kännetecknat av att den sammansatta förstärkaren vidare innefattar, för åtminstone en av delförstärkama, organ (H11, H12, H22) för utjämning av förstärkarfrekvenssvaret.

15. Sändare uppvisande en sammansatt effektförstärkare (500; 600; 700) som baseras på åtminstone tvâ delförstärkare (510, 520; 610, 620; 710, 720), 10 15 20 25 30 521 268 __ _.. 27 kännetecknad av att den sammansatta effektforstärkaren innefattar: for åtminstone en delforstärkare: organ (560; 660; 782, 790) for bestämning av en utsignal från delforstärkaren baserat på en linjär modell av den sammansatta forstärkarens utgångsnät; samt organ for emulering av och kompensering for, i insignalen till delforstärkaren, ett olinj ärt forstärkarbeteende baserat på en olinjär modell av en delforstärkarparasit genom användning av den bestämda utsignalen från delforstärkaren som insignal till modellen.

16. Sändaren enligt patentkrav 15, kännetecknad av att: emuleringsorganet innefattar organ (570/575; 670/675; 770/775) for bestämning av en kompenseringssignal enligt den olinjära modellen, i gensvar på den bestämda utsignalen från delförstärkaren som insignal till den olinjära modellen; samt kompenseringsorganet innefattar organ (572/577; 672/677; 772/777) for sammanslagning av kompenseringssignalen med insignalen till delforstärkaren for att kompensera for det olinj ära forstärkarbeteendet.

17. Sändaren enligt patentkrav 15 eller 16, kännetecknad av att organet for bestämning, for åtminstone en delforstärkare, av en utsignal från delforstärkaren bestämmer utsignalen baserat åtminstone delvis på växelverkan mellan två delforstärkare.

18. Sändaren enligt patentkrav 17, kännetecknad av att växelverkan representeras av en transimpedans mellan de två delförstärkama.

19. Sändaren enligt något av patentkraven 15-18, kännetecknad av att den sammansatta förstärkaren vidare innefattar organ för emulering av och kompensering for, i insignalen till en huvuddelförstärkare, den olinjära 521 268 28 utsignalen från en hjälpdelíörstärkare baserat på en linjär modell av den sammansatta fórstärkarens utgångsnät.

20. Sändaren enligt något av patentkraven 15-19, kännetecknat av att den sammansatta förstärkaren vidare innefattar organ för utjämning, for åtminstone en av delfórstärkarna, av förstärkarfrekvenssvaret.