DE60218465T2

DE60218465T2 - Zusammengesetzter verstärker mit optimierter linearität und effizienz

Info

Publication number: DE60218465T2
Application number: DE60218465T
Authority: DE
Inventors: Richard Hellberg
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2001-05-18
Filing date: 2002-03-27
Publication date: 2007-11-29
Anticipated expiration: 2022-03-28
Also published as: EP1402625A1; SE0101774D0; US20040135630A1; DE60218465D1; US6897721B2; ATE355651T1; SE521268C2; SE0101774L; WO2002095933A1; EP1402625B1

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen zusammengesetzte Verstärker und insbesondere Techniken zum Optimieren der Linearität, sowie der Effizienz von solchen Verstärkern.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
In zellularen Basisstation bzw. Funkbasisstationen, Satellitenkommunikationssystemen, sowie anderen Kommunikations- und Ausstrahlungssystemen von heute, ist es oft wünschenswert, mehrere Funkfrequenz-(RF)-Kanäle simultan im gleichen Leistungsverstärker zu verstärken anstatt eines Verwendens eines bestimmten Leistungsverstärkers für jeden Kanal. Jedoch wird, wenn ein und der gleiche Leistungsverstärker für die simultane Verstärkung von mehreren RF-Kanälen verwendet wird, verteilt über eine ziemlich weite Bandbreite, einen hohen Grad an Linearität benötigt, so dass die Phasen und Amplituden von allen den Signalkomponenten erhalten bleiben in dem Verstärkungsprozess.
Falls die Linearität nicht adäquat ist, gibt es eine Cross-Modulation bzw. Kreuz-Modulation der simultan verstärkten Kanäle, was eine Interferenz in diesen und anderen Kanälen hervorruft. Die Nicht-Linearitäten manifestieren sich als Kreuz-Modulation von verschiedenen Komponenten des Signals, was zu einer Leckage von Signalenergie an ungewünschte Kanäle führt. Zusätzlich werden die Spektren der Signalkomponenten normal verbreitert, was eine zusätzliche Interferenz innerhalb der Kanäle oder in anderen Kanälen hervorruft.
Zusätzlich zu der Linearität ist eine der wichtigsten Eigenschaften eines Leistungsverstärkers die Effizienz. Die Effizienz muss hochgehalten werden, um den Bedarf für ein Kühlen, sowie den gesamten Leistungsverbrauch zu reduzieren, und zum Erhöhen der Lebenszeit des Verstärkers.
Deshalb muss das Problem eines Verbesserns der Linearität gelöst werden, ohne die Verstärkereffizienz aufzugeben.
Ein herkömmlicher Weg eines Erhöhens der Effizienz eines RF-Leistungsverstärkers ist das Verwenden des Doherty-Prinzips, wie in den Referenzen [1–7] beschrieben und entwickelt. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines herkömmlichen Doherty-Verstärkers. Der Doherty-Verstärker 100 ist ein sogenannter zusammengesetzter Verstärker oder Verbundverstärker, der in seiner Grundform zwei Unterverstärkerstufen, einen Hauptverstärker 110 und einen Nebenverstärker 120 umfasst. Der Nebenverstärker oder Hilfsverstärker 120 ist direkt mit der Last 130 verbunden, und der Hauptverstärker 110 ist mit der Last durch einen Impedanzinvertierer 140 verbunden, gewöhnlich in der Form einer Viertelwellenlängenübertragungsleitung oder eines gleichartigen konzentrierten Netzwerks (englisch: equivalent lumped network).
Bei niedrigen Ausgabepegeln ist nur der Hauptverstärker 110 aktiv. In diesem Bereich sieht der Hauptverstärker 110 eine höhere (transformierte) Lastimpedanz als die Impedanz bei der Leistungsspitze, was in einer erhöhten Effizienz resultiert. Die Eingabeantriebsanordnung 150 des Nebenverstärkers 120 ist mit einer nicht-linearen Antriebsfunktion f2(x) so konfiguriert, dass, wenn der Ausgangspegel über den sogenannten Übergangspunkt klettert (gewöhnlich die halbe maximale Ausgangsspannung), der Nebenverstärker einschreitet, in dem der Strom in die Last 130 getrieben wird. Durch die impedanzinvertierende Aktion der Viertelwellenlängenübertragungsleitung 140 wird die effektive Impedanz bei dem Ausgang des Hauptverstärkers 110 verringert, so dass der Hauptverstärker bei einer konstanten maximalen Spannung über dem Übergangspunkt gehalten wird. Der Schlüsselprozess des Doherty-Verstärkers tritt in dem Bereich auf, wo der Nebenverstärker 120 aktiv ist, und der Hauptverstärker 110 nahe der Maximalspannungsbedingung ist, was in einer hohen Gesamteffizienz resultiert.
Jedoch stellen herkömmliche Doherty-Verstärker nur eine befriedigende lineare Leistungsfähigkeit und Effizienz in einem relativ engen Frequenzband bereit. Der Viertelwellenlängenimpedanzinvertierer stellt eine Phasenverschiebung von 90 Grad nur bei einer einzelnen Frequenz bereit, und die Ausgabe eines praktischen Doherty-Verstärkers wird verzerrt bei Frequenzen, die von dieser sogenannten Mittelfrequenz wegliegen, wegen einer Reflektion des Ausgangsstroms des Nebenverstärkers bei dem Impedanzinvertierer. Verluste in den Transistoren, dem Impedanzinvertierer und den DC-Zuführnetzwerken, können auch zu einer unerwarteten Verzerrung beitragen. Zusätzlich zu diesen Verzerrungsquellen werden die Doherty-Verstärker in der Praxis immer an Nicht-Linearitäten leiden, die hervorgerufen werden durch nicht-lineare ausgabeparasitäre Elemente, wie zum Beispiel parasitäre Leitfähigkeiten und Kapazitäten, die im Allgemeinen als Parasität bzw. parasitär oder fremd bezeichnet werden.
Es ist im Allgemeinen bekannt, dass die Nicht-Linearitäten, die in Doherty-Verstärkern angetroffen werden, stark frequenzabhängig sind. Die Nicht-Linearitäten manifestieren sich sowohl als (modulierte) harmonische Obertöne und Intermodulationsprodukte. Die Intermodulationsprodukte sind die ernstesten für Kommunikationssysteme, da die harmonischen Obertöne ausgefiltert werden können, bevor das Signal die Antenne erreicht. Die Intermodulationsprodukte andererseits treten genau zwischen den gewünschten Signalen auf und können im Allgemeinen vor der Übertragung nicht herausgefiltert werden. Die komplexe Frequenzabhängigkeit macht es sehr schwierig die nicht-linearen Intermodulationsprodukte zu kompensieren, unter Verwendung der Vor-Entzerrung. Einfache Vor-Entzerrungs-Techniken können diese Nicht-Linearitäten nicht kompensieren. Tatsächlich wird ein sehr komplexer und daher teurer Vor-Entzerrer benötigt werden, der implementiert wird mit digitalen Signalverarbeitungs(DSP)-Techniken. Solch ein komplexer Vor-Entzerrer ist weiterhin schwer richtig anzupassen und wird im Allgemeinen nicht die Effizienz optimieren.
Daher besteht ein allgemeiner Bedarf nach einer verbesserten Technik eines Kompensierens von Nicht-Linearitäten in einem zusammengesetzten Verstärker.
IM ZUSAMMENHANG STEHENDE TECHNIK
Referenz [8] offenbart eine Schaltungstechnik zum Entfernen von nicht-linearer Kondensator-induzierter harmonischer Verzerrung in einem einzelnen Verstärker. Der Verstärkertransistor steht im Zusammenhang mit einer nicht-linearen Kapazität, die einen unerwünschten nicht-linearen Strom produziert. Ein zusätzlicher kompensierender Transistor, der eine ähnliche nicht-lineare Kapazität aufweist, wird zusammen verwendet mit einem Stromspiegel bzw. Current Mirror zum Produzieren eines Korrekturstroms, der den unerwünschten nicht-linearen Strom entfernt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Nicht-Linearität eines zusammengesetzten Verstärkers zu verbessern.
Es ist eine besondere Aufgabe der Erfindung, Nicht-Linearitäten in einem zusammengesetzten Verstärker zu kompensieren, speziell diese, die hervorgerufen werden durch Parasitäten in dem Verstärker.
Diese und andere Aufgaben werden gelöst durch die Erfindung, wie sie durch die begleitenden Patentansprüche definiert ist.
Die allgemeine Idee gemäß der Erfindung ist, ein nicht-lineares Verstärkerverhalten zu emulieren und kompensieren, basierend auf einem nicht-linearen Modell von einem parasitären Element, unter Verwendung eines linearen Modells des Ausgangsnetzwerks des zusammengesetzten Verstärkers, um eine richtige Anregung des nicht-linearen Modells bereitzustellen.
Eine sorgfältige Analyse des zusammengesetzten Verstärkers und der involvierten parasitären Elemente bzw. Parasitäten zeigt, dass die parasitären Elemente sehr stark abhängig sind von den Ausgangsknotenspannungen der Unterverstärker innerhalb des zusammengesetzten Verstärkers, und dass "ideale" Ausgangsknotenspannungen bestimmt werden können, basierend auf einem linearen Modell des Ausgangsnetzwerks des zusammengesetzten Verstärkers. Durch Bestimmen der Ausgangsknotenspannungen und unter Verwendung dieser als Eingabe in die jeweiligen Modelle der nicht-linearen, spannungsabhängigen parasitären Elemente werden passende Kompensationssignale emuliert. Die emulierten Kompensationssignale werden dann zusammengeführt in die Eingangssignale der jeweiligen Unterverstärker, was daher effektiv die Effekte der nicht-linearen parasitären Elemente kompensiert.
Es sollte verstanden werden, dass die Erfindung nicht begrenzt auf parasitäre Dinge oder parasitäre Elemente ist, aber verwendet werden kann zum Kompensieren irgendeines nicht-linearen Verstärkerverhaltens, das als ein nicht-lineares parasitäres Element moduliert werden kann.
Es wurde auch gezeigt, dass der nicht-lineare Ausgangsstrom des Neben-Unterverstärkers in einem Doherty-artigen zusammengesetzten Verstärker nicht nur eine gewünschte Spannung bei dem Haupt-Unterverstärker erzeugt, aber auch zu einer Verzerrung in der Ausgabe des zusammengesetzten Verstärkers führt, hauptsächlich aufgrund der Reflektion des nicht-linearen Ausgangsstroms des Nebenverstärkers bei dem Impedanzinvertierer. In vielen Fällen ist diese Verzerrung viel schlimmer als die Verzerrung, die durch nicht-lineare parasitäre Elemente hervorgerufen wird.
Deshalb wird, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, die vorgeschlagene Kompensationstechnik, basierend auf nicht-linearem Modellieren der parasitären Elemente kombiniert mit einer Technik für ein lineares Kompensieren der Verzerrung, die der nicht-lineare Ausgangsstrom des Nebenverstärkers bei der Ausgabe hervorruft. Bevorzugt wird der nicht-lineare Ausgangsstrom von dem Neben-Unterverstärker emuliert, basierend auf einem linearen Ausgangsnetzwerkmodell und zusammengeführt bzw. vereinigt in das Eingangsignal des Haupt-Unterverstärkers, womit die in großem Umfang auftretende Verzerrung, die hervorgerufen wird durch die Reflektion des nicht-linearen Ausgangsstroms bei dem Impedanzinvertierer effektiv kompensiert wird.
Die Erfindung bietet die folgenden Vorteile:

– verbesserte Linearität ohne Verzicht auf Verstärkereffizienz;
– Kompensation für komplizierte frequenzabhängige Nicht-Linearitäten; und
– einfache und effektive Implementierung.

Andere Vorteile, die bereitet werden durch die vorliegende Erfindung, werden ersichtlich beim Lesen der unteren Beschreibung der Ausführungsform der Erfindung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen derselben wird am Besten verstanden werden durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung, zusammengenommen mit den begleitenden Zeichnungen, in denen:
1 ein schematisches Blockdiagramm eines herkömmlichen Doherty-Verstärkers zeigt;
2 ein schematisches Blockdiagramm eines hohen Niveaus eines Funksenders zeigt, basierend auf einem zusammengesetzten Leistungsverstärker;
3 ein schematisches Hochfrequenzmodell eines Feldeffekttransistors (FET) zeigt, mit parasitären Elementen;
4 ein lineares Modell des Ausgangsnetzwerks eines Doherty-artigen zusammengesetzten Verstärkers darstellt;
5 ein schematisches Blockdiagramm eines zusammengesetzten Leistungsverstärkers mit nicht-linearer Kompensation für parasitäre Elemente zeigt, gemäß einer darstellenden Ausführungsform der Erfindung;
6 ein schematisches Blockdiagramm eines zusammengesetzten Leistungsverstärkers mit nicht-linearer Kompensation für parasitäre Elemente in Kombination mit einer Kompensation für den nicht-linearen Ausgangsstrom des Nebenverstärkers zeigt, gemäß einer darstellenden bzw. anschaulichen Ausführungsform der Erfindung; und
7 ein schematisches Blockdiagramm einer bevorzugten vereinfachten Implementierung eines zusammengesetzten Verstärkers zeigt, gemäß der gegenwärtig am meisten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
Zusammengesetzte Verstärker können in vielerlei Anwendungen in vielen Gebieten der Technik gefunden werden, wie zum Beispiel in der Verbraucherelektronik, Radartechnologie und Funkkommunikation. Im Folgenden wird die Erfindung mit Bezug auf eine bestimmte Anwendung in dem Gebiet der Funkkommunikation beschrieben. Es sollte daher verstanden werden, dass die Erfindung nicht darauf begrenzt ist, und dass andere Anwendungen auch möglich sind.
In einer typischen Funkanwendung, wie schematisch dargestellt in dem High-Level-Blockdiagramm bzw. höheren Blockdiagramm von 2, wird ein zusammengesetzter Leistungsverstärker angeordnet, in einem Funksender für eine simultane Verstärkung von mehreren Engbandkanälen. In einer sehr grundlegenden Realisierung umfasst der Sender 200 eine allgemeine Eingangseinheit 210 zum Kombinieren der Eingangssignale in ein komplexes Multikanalsignal, einen zusammengesetzten Leistungsverstärker (PA) 220 für simultane Verstärkung der mehreren Kanäle und ein Übertragungselement 230. Solch eine grundlegende Realisierung benötigt natürlich, dass die Eingangssignale modulierte RF-Signale sind innerhalb des gewünschten Zielfrequenzbands. Falls die Eingangssignale Basisbandsignale sind, wird auch eine Hochkonvertierung zu dem Funkfrequenzband benötigt. Der in 2 illustrierte Sender ist adaptiert für Verstärkung und Übertragung von beispielsweise mehreren FDMA/TDMA-Trägerwellen, aber kann leicht modifiziert werden zur Verstärkung und Übertragung einer Trägerwelle, auf der mehrere CDMA-Kanäle aufeinander sind oder für multiniveaulineare Modulationsformate.
Um die Phasen und Amplituden von allen Signalkomponenten in dem Verstärkungsprozess beizubehalten, und eine Leckage von interferierender Signalenergie zwischen den Kanälen zu verhindern, wird ein hoher Grad an Linearität in dem zusammengesetzten Verstärker benötigt. In dieser Hinsicht wurde herausgefunden, dass es besonders schwierig ist, diese Effekte von nicht-linearen parasitären Elementen in dem zusammengesetzten Verstärker zu eliminieren.
Im Allgemeinen führen nicht-lineare parasitär Elemente in einem zusammengesetzten Verstärker zu komplexen frequenzabhängigen Nicht-Linearitäten in der Ausgabe, die nicht kompensiert werden können durch einfache Vorverzerrungstechniken. Das Problem wird hauptsächlich hervorgerufen durch die Tatsache, dass einige Transistorknotenspannungen, speziell die Drain-(FET-Implementierung)- oder Kollektor-(BJT-Implementierung)-Spannungen der involvierten Transistoren benötigt werden, nicht-linear zu sein bei einem gewünschten nicht-linearem Formen, um die Effizienz zu maximieren, selbst wenn die zusammengesetzte Verstärkerausgabe perfekt linear sein sollte. Es wurde gezeigt, dass die parasitären Elemente stark abhängig sind von diesen Ausgangsknotenspannungen, und dass die Interaktionen dieser nicht-linearen Knotenspannungen mit den nicht-linearen parasitären Elementen in einem zusammengesetzten Verstärker starke frequenzabhängige Nicht-Linearitäten in der Ausgabe hervorrufen, sowie eine nicht-optimale Effizienz. Diese komplexe Frequenzabhängigkeit macht es sehr schwierig, die Nicht-Linearitäten unter Verwendung einer Vor-Entzerrung zu kompensieren.
3 zeigt ein schematisches Hochfrequenzmodell eines Feldeffekttransistors (FET), mit parasitären Elementen. Der Transistor 300 ist ein herkömmlicher FET mit einem Gate, Source und Drain-Anschluss. Die wichtigsten parasitären Elemente sind im Allgemeinen die Drain-Source-Kapazität C_DS und der Drain-Source-Widerstand R_DS, die Nicht-Linearitäten mit einer komplizierten Frequenzabhängigkeit in der Ausgabe hervorrufen, wenn sie mit der Drain-Source-Ausgabespannung V_DS interagieren.
Da die parasitären Elemente, wie oben beschrieben, abhängig sind von den Ausgangsknotenspannungen der Unterverstärker innerhalb des zusammengesetzten Verstärkers, ist es wünschenswert, das Spannungsverhalten an diesem Knoten zu analysieren. Für diesen Zweck wird ein lineares Modell des Ausgangsnetzwerks des zusammengesetzten Verstärkers verwendet.
4 stellt ein lineares Modell des Ausgangsnetzwerks eines Doherty-artigen zusammengesetzten Verstärkers dar. In diesem Modell des Ausgangsnetzwerks 400 wird der aktive Teil der Transistorausgabe von jedem der Unterverstärker 410, 420 modelliert als lineargesteuerter Stromgenerator. Die finiten Ausgangsleitfähigkeiten der Transistoren, zusammen mit möglichen Reaktanzen bzw. Blindwiderständen, werden zusammengenommen als z_p1 bzw. z_p2. Die Impedanzen, die dem Stromgeneratorausgangsknoten vorgelegt werden, werden definiert als:
Ähnlich werden die Trans-Impedanzen (die Spannung an dem inaktiven Verstärker ausgegeben in Ansprechen auf einen Ausgangstrom an dem aktiven Verstärker) definiert als:
Unter Annahme, dass alle Komponenten zumutbar linear sind, kann eine Superposition verwendet werden zum Analysieren dieses Modells. Von der zusammengesetzten Verstärkerausgangsspannung bei der Antenne 430 wird hier angenommen, dass sie die gleiche ist, wie die Ausgangspannung bei dem Nebenverstärker 420, obwohl in der Realität es ein Zuführkabel, Filter, etc. geben kann, die die tatsächliche Antenne und den Verstärkerausgang trennen. Der kombinierte Effekt von all diesen Elementen ist enthalten in der Antennen-(Ausgabe)-Impedanz, z_ANT. Die Transistorrückkopplungsimpedanzen (hauptsächlich aufgrund der Gate-Drain-Kapazitäten) werden vernachlässigt. Dies ist gültig, falls die Rückkopplung klein ist.
Basierend auf dem präsentierten linearen Modell des Ausgangsnetzwerks, können die Ausgangsknotenspannungen bestimmt werden zu: v1 = z11·i1 + z12·i2 (3) v2 = z22·i2 + z21·i1 (4)
Durch Anwenden der bestimmten Ausgangsknotenspannungen auf jeweilige Modelle von nicht-linearen spannungsabhängigen ausgangsparasitären Elementen kann das nicht-lineare Verhalten der parasitären Elemente in den entsprechenden Ausgaben emuliert werden. Durch Zusammenführen des emulierten Ausgangsverhaltens der parasitären Elemente in die jeweiligen Eingangssignale an die Unterverstärker, können die Effekte der nicht-linearen ausgangsparasitären Elemente kompensiert werden.
5 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines zusammengesetzten Leistungsverstärkers mit nicht-linearer Kompensation für parasitäre Elemente gemäß einer anschaulichen Ausführungsform der Erfindung. Der zusammengesetzte Verstärker 500 umfasst grundlegend einen Hauptverstärker 510, einen Nebenverstärker 520, eine Last 530 in der Form einer Antenne, einen Impedanzinvertierer 540 und eine Eingabeantriebsanordnung 550 für den Nebenverstärker. Um das nicht-lineare Verhalten der ausgangsparasitären Elemente, die in dem zusammengesetzten Verstärker vorliegen, zu eliminieren, wird ein Filternetzwerk 560 zusammen mit jeweiligen nicht-linearen parasitären Modellen 570, 575, eingeführt.
In dieser Ausführungsform wird das Filternetzwerk 560 implementiert gemäß den obigen Ausdrücken (3)–(4) mit den Filtern G₁₁–G₂₂, was die Impedanzen und Trans-Impedanzen des Ausgangsnetzwerks von 4 emuliert: G11 = z11 (5) G12 = z12 (6) G21 = z21 (7) G22 = z22 (8)
Das Filternetzwerk 560 bestimmt im Grunde nach die "idealen" (ohne nicht-lineare Parasitäten) Transistorausgangsknotenspannungen. Die bestimmten Ausgangsknotenspannungen werden dann angewendet auf die nicht-linearen Modelle 570 bzw. 575, um die Ströme durch die Parasitäten bzw. parasitären Elemente zu emulieren. Unter Verwendung der emulierten Ströme als Kompensationsströme und Hinzufügen dieser an die ursprünglichen Eingangsströme in die Hinzufügelemente 572, 577, werden die Effekte der nicht-linearen Parasitäten effektiv gelöscht bzw. entfernt. Um die ursprünglichen Stromsignale mit den emulierten Kompensationsströmen zu synchronisieren, werden Verzögerungselemente 580, 585 verwendet.
Diese Technik bietet einen relativ einfachen Weg zum Reduzieren komplizierter frequenzabhängiger Nicht-Linearitäten aufgrund von nicht-linearen Parasitäten in zusammengesetzten Verstärkern. Da die Technik basiert auf einem guten Wissen hinsichtlich wie zusammengesetzte Verstärker tatsächlich arbeiten, kann sie andere kompliziertere Linearisierungstechniken mit einfacheren und effektiveren Implementierungen ersetzen.
Die Modelle der nicht-linearen Parasitäten, nicht-lineares Modell 1 und nicht-lineares Modell 2, können realisiert werden als frequenzabhängige speicherlose Modelle, unter Verwendung einfacher Nachschau-Tabellen, basierend auf empirischen Messungen an realen Parasitäten bzw. parasitären Elementen, um das nicht-lineare Verhalten der Ausgangsparasitäten zu emulieren. Dieser Ansatz ist vollkommen sinnvoll, wenn die Ausgangsparasitäten hauptsächlich in der Form von (nicht-linearen) Leitfähigkeiten bestehen oder wenn die Bandbreite relativ klein ist. In den meisten Fällen können die frequenzabhängigen Nicht-Linearitäten in der Ausgabe minimiert werden durch vorsichtige Trennung der linearen und nicht-linearen Teile in dem Modell. Falls dies nicht ausreichend ist, werden frequenzabhängige adaptive Modelle verwendet. Jeder passende adaptive Algorithmus, wie zum Beispiel der gutbekannte LMS-(kleinste Schwankungsquadrate, Least Mean Square)-Algorithmus oder der RLS-(rekursive kleinste Quadrate, Recursive Least Square)-Algorithmus können verwendet werden zum Anpassen der nicht-linearen Modelle, so dass die Fehlerkomponente an der Ausgabe minimiert wird. Frequenzabhängige Modelle können auf die gleiche Art und Weise adaptiert werden, wobei daran gedacht werden sollte, dass diese Modelle eine Speicherkomponente enthalten, und im Allgemeinen als nicht-lineare oder lineare Filter gesehen werden können.
Obwohl es mehrere Ausgangsparasitäten geben kann, die die Linearität der Ausgabe beeinflussen, ist es möglich, ein Modell einer einzelnen Parasität zu verwenden, um das nicht-lineare Verstärkerverhalten bei einem gegebenen Knoten zu emulieren. Beispielsweise können alle nicht-linearen Parasitäten an einem Ausgangsknoten gruppiert werden in eine einzelne komplex gewertete Parasität. Alternativ wird nur die dominante Ausgangsparasität modelliert. Die Parasitäten, die gewöhnlich in der Praxis angetroffen werden, sind nicht-lineare Leitfähigkeiten und Kapazitäten, aber die Technik ist nicht begrenzt auf diese Parasitäten. Tatsächlich ist die Technik sogar nicht begrenzt auf Parasitäten, aber kann verwendet werden zum Kompensieren für irgendein nicht-lineares Verstärkerverhalten, das modelliert werden kann als eine nicht-lineare Parasität. Ein wichtiges Beispiel ist das Komprimierungsverhalten aufgrund von Saturierung, das größtenteils beschrieben werden kann durch eine nicht-lineare Drain-Source-Impedanz, wenn es auf den Effekt bei der Ausgabe ankommt.
Es ist weiterhin wichtig zu verstehen, dass die vorgeschlagene Kompensationstechnik nicht notwendigerweise verwendet werden muss in allen Zweigen des zusammengesetzten Verstärkers, aber angewandt werden kann auf nur einen einzelnen Zweig zum Kompensieren der nicht-linearen Parasitäten, die angetroffen werden in dem Unterverstärker dieses Zweigs. Dies ist besonders nützlich, falls die Parasitäten eines spezifischen Transistors dominanter sind im Erzeugen einer Verzerrung, als die Parasitäten von den anderen Transistoren in dem zusammengesetzten Verstärker. Die Kosten zur Implementierung der Technik können dann stark verringert werden, während die meisten Verzerrungen noch immer korrigiert werden.
Eine sorgfältige Analyse der Doherty-artigen zusammengesetzten Verstärker hat auch gezeigt, dass der nicht-lineare Ausgangsstrom des sogenannten Neben-Unterverstärkers nicht nur eine gewünschte Spannung an dem Haupt-Unterverstärker erzeugt, aber auch zu einer Verzerrung in der Ausgabe des zusammengesetzten Verstärkers führt, hauptsächlich aufgrund der Reflektion des nicht-linearen Ausgangsstroms bei dem Impedanzinvertierer. Der Impedanzinvertierer stellt eine Phasenverschiebung von 90 Grad bereit, nur bei einer einzelnen sogenannten Mittelfrequenz, und weist eine Wachsende-(hauptsächlich reaktive in dem verlustlosen Fall)-Impedanz bei Frequenzen auf, die weg von der Mittelfrequenz sind. In der Praxis wird es immer eine Reflektion des nicht-linearen Stroms von dem Nebenverstärker bei dem Impedanzinvertierer geben, da die lineare Ausgangsnetzwerksimpedanz z₂₂ (siehe 4) einen starken frequenzabhängigen reaktiven Teil in einer praktischen Realisierung aufweist. Dies bedeutet, dass die Ausgabe verzerrt wird bei Frequenzen, die weg von der Mittelfrequenz sind. Diese Verzerrung liegt selbst dann vor, wenn alle Komponenten linear und verlustlos sind, da es aufgrund der Reflektion des nicht-linearen Ausgangsstroms des Nebenverstärkers bei dem Impedanzinvertierer ist. Die resultierende Spannung zeigt sich als eine stark frequenzabhängige nicht-lineare Komponente in dem verstärkten Ausgangssignal.
Verluste in den Transistoren, Impedanzinvertierern und dem DC-Zuführnetzwerken führen auch zu unerwarteten Verzerrungen. Dies rührt daher, weil diese Verluste die Impedanz an dem Impedanzinvertierer, wie gesehen von dem Nebenverstärker, resistiv bzw. reell machen, im Gegensatz zu dem Kurzschlussstromkreis (eine verlustlose Viertelwellenlängenübertragungsleitung, geladen mit der infinitiven Impedanz eines Stromgenerators ist eine Kurzschlussschaltung bei einer Mittelfrequenz). Die Verzerrung in der Ausgabe, hervorgerufen durch diese Verluste, kommt von diesem Typ von Reflektion (aber jetzt resistiv anstatt von reaktiv) des nicht-linearen Stroms von dem Nebenverstärker bei dem Impedanzinvertierer, was die Frequenzabhängigkeitsverzerrung, die oben erwähnt wurde, hervorruft.
In vielen Fällen, speziell für breitbandlineare Anwendungen, ist diese Verzerrung viel ernster als die Verzerrung, die hervorgerufen wird durch nicht-lineare Parasitäten, und deshalb ist es sehr empfehlenswert, zu versuchen, auch für diesen Verzerrungstyp zu kompensieren. Die Erfindung schlägt eine lineare Technik zum Kompensieren für diese Verzerrung vor, die der nicht-lineare Ausgangsstrom des Nebenverstärkers an der Ausgabe hervorruft. Bevorzugt wird der nicht-lineare Ausgangsstrom von dem Nebenverstärker emuliert, basierend auf einem linearen Ausgangsnetzwerkmodell und zusammengeführt in das Eingangssignal des Haupt-Unterverstärkers, wodurch effektiv die Verzerrung kompensiert wird, die hervorgerufen wird durch die Reflektion des nicht-linearen Ausgangsstroms bei dem Impedanzinvertierer.
6 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines zusammengesetzten Leistungsverstärkers mit Kompensierung für Parasitäten in Kombination mit einer Kompensierung für den nicht-linearen Ausgangsstrom des Nebenverstärkers gemäß einer anschaulichen Ausführungsform der Erfindung. Der Leistungsverstärker 600, der in 6 gezeigt ist, ist ähnlich zu dem von 5, abgesehen von einem zusätzlichen Filternetzwerk 690 für lineare Kompensationen.
In der vorliegenden Lösung werden die Parasitäten an jedem Transistorausgangsknoten bevorzugt in zwei Teile geteilt, einen linearen Teil und einen restlichen nicht-linearen Teil. Alle nicht-linearen Teile der Parasitäten bei einem Knoten werden herkömmlich gruppiert in eine einzelne komplex gewertete nicht-lineare Parasität. Die nicht-lineare Parasität der Parasitäten bei jedem Knoten wird kompensiert auf die gleiche Art und Weise, wie oben beschrieben, mittels des Filternetzwerks 660 in Kombination mit den Modellen 670, 675 der nicht-linearen Teile der Parasitäten und der Hinzufügelemente 672, 677. Der Rest des Ausgangsnetzwerks des zusammengesetzten Verstärkers, einschließlich des linearen Teils der Parasitäten, wird modelliert und verwendet zum Berechnen linearer Kompensationen in dem zusätzlichen Filternetzwerk 690.
In einer reduzierten Realisierung wird das Filternetzwerk 690 bereitgestellt in der Form eines einzelnen Filterblocks H₁₂, welches ein kreuz-koppelnder Filter ist, der den nicht-linearen Ausgangsstrom des Nebenverstärkers kompensiert.
Unter weiterer Bezugnahme auf das lineare Ausgangsnetzwerkmodell von 4 wird die Nicht-Null-Impedanz z₂₂ jeden Strom i₂ von dem Nebenverstärker als eine Spannung reflektieren, und diese Spannung wird in der Ausgabe gefunden. Falls der Strom i₂ eine lineare Repräsentierung des gewünschten Signals war, würde dies kein Problem darstellen. Jedoch ist in einem Doherty- und ähnlichen Verstärkern, dieser Strom eine sehr nicht-lineare Funktion des gewünschten Signals, aufgrund der Eingangsantriebsfunktion f2(x). Die nicht-ideale Impedanz z₂₂ macht daher die Verstärkerausgabe nicht linear.
Durch ein Kreuz-Koppeln einer Kopie dieses nicht-linearen Signals (i₂, gefiltert durch Impedanz z₂₂) mit dem Hauptverstärker in Anti-Phase, wird die Verzerrung bei der Ausgabe effektiv gelöscht. Da die Trans-Impendanz z₂₁ der hauptlineare Kanal von dem Hauptverstärker zu der Ausgabe ist, wird die Kompensation zu der Eingabe des Hauptverstärkers linear transformiert in ein Löschungssignal in der Ausgabe, leicht gefiltert durch z₂₁. Der Filtereffekt der Trans-Impedanz z₂₁ sollte deshalb kompensiert werden in dem kreuz-gekoppelten Kompensationssignal für alles, um ein perfektes Löschen zu bewirken.
Daher kann das kreuz-koppelnde Filter H₁₂ in einer reduzierten Realisierung des Filternetzwerks 690 der 6 dargestellt werden durch: H12 = z22*z21 –1 (9)wobei "*" eine Multiplizierung in der Frequenzdomäne oder Konvolierung in der Zeitdomäne bezeichnet. Wie in 6 gesehen werden kann, wird das kreuz-gekoppelte Signal dann subtrahiert von dem Eingangssignal zum Hauptverstärker.
Alternativ kann, anstatt eines Kreuz-Koppelns der nicht-linearen Antriebsfunktion f2(x) durch ein kreuz-koppelndes Filter H₁₂, der gleiche Effekt erreicht werden durch Duplizieren der nicht-linearen Antriebsfunktion f2(x) in dem oberen Zweig zu dem Hauptverstärker, unter Verwendung des gleichen Filterblocks H₁₂ zur Kompensierung.
In einer mehr ausgearbeiteten Realisierung enthält das Filternetzwerk 690 auch Entzerrungsfilterblöcke H₁₁ und H₂₂, sowie eine Entzerrungsfilterfunktion in dem Filterblock H₁₂ zur Bereitstellung einer entzerrten Frequenzantwort. Da die primäre Funktion des Nebenverstärkers in einem Doherty-Verstärker ist, die Spannung an dem Hauptverstärker unter Saturierung zu halten, sollte die Frequenzabhängigkeit von allen Signalen bei der Ausgabe des Hauptverstärkers so flach (entzerrt) wie möglich sein.
Im Folgenden wird oft Bezug genommen auf Ströme, Impedanzen und Trans-Impedanzen, die ihren Ursprung haben in dem linearen Ausgangsnetzwerkmodell von 4, und die folgende Beschreibung zielt darauf ab, ein Verständnis bereitzustellen, wie diese Quantitäten verwendet werden können zum Bereitstellen einer optionalen Frequenzentzerrung in dem zusammengesetzten Verstärker von 6.
Für die lineare Komponente (die alle von i₁ von einen unkompensierten Verstärker darstellt), wird eine Entzerrung erreicht mittels eines Eingangsfilters mit der Frequenzcharakteristik von z₁₁ ^–1, das heißt dem inversen Filter der Impedanz, die an dem Ausgang des Hauptfilters gesehen wird.
Für die nicht-lineare Komponente, aufgrund von i₂, was gefiltert wird durch die Trans-Impedanz z₁₂, und den nicht-linearen Teil von i₁, der das kreuz-gekoppelte entzerrungs-löschende Signal darstellt, was gefiltert wird durch z₁₁, sollte die Gesamtheit eine flache Frequenzcharakteristik (nicht nur im Betrag, aber auch in der Phase) haben. Da die nicht-lineare Komponente gebildet wird durch zwei Teile, die unterschiedlich gefiltert werden, und die Vorraussetzung für Entzerrungslöschung an der Ausgabe einen gewissen Bezug auferlegt zwischen der Frequenzcharakteristik dieser Signale, sollten sie beide zusätzlich gefiltert werden durch das Inverse eines speziellen zusammengesetzten Filters. Unter der Annahme, dass die rohe nicht-lineare Funktion f2(x) gefiltert wurde durch z₂₂*z₂₁ ^–1 in H₁₂ für das kreuz-gekoppelte Teil von i₁ und durch nichts für das Nebenverstärkerteil (mit Ausnahme der Verstärkung), wird der gesamte zusammengesetzte nicht-lineare Teil repräsentiert durch:
Daher sollte die Extraentzerrungsfilterung bei diesen Signalen eine Frequenzantwort aufweisen, die definiert ist als das Inverse des zusammengesetzten Teils: (z12 – z22*z21 –1*z11)–1 (11)
Soweit wurde nichts gesagt über die Beträge der Ströme und Spannungen in dem System, abgesehen von ihrer Beziehung zueinander. Für den verlustlosen Fall und bei (nahe) der Mittelfrequenz der Viertelwellenlinie, genügen die traditionellen Doherty-Gleichungen. Zum Extrahieren der größten Leistung von den ausgewählten Transistoren sollten mindestens einer der Transistoren betrieben werden bei seinem Maximalstrom I_max. Die Spannungen bei der Spitzenleistung sollten auch die maximale erlaubte Spannung V_max (möglicherweise mit einem Sicherheitsabstand (sein). Für einen Verstärker der Klasse B ist die optimale Last R_opt V_max/I_max. Für einen idealen Doherty-Verstärker hängt die optimale Lastimpedanz ab von dem Übergangspunkt α, so dass R_o = R_opt(1 – α).
Für die Übergangspunkte α unter 0,5 sollte der Strom i₁ in dem idealen verlustlosen engbandigen Fall linear varieren mit der Signalamplitude und gleich sein zu I_max(1 – α) bei der Spitzenamplitude. Der Strom i₂ sollte anstatt dessen Null sein für Ausgangsspannungen unter dem Übergangspunkt, und sollte über dem Übergangspunkt variieren wie die (normalisierte) Amplitude minus α dividiert durch (1 – α). Dies bedeutet, dass der Nebenverstärker einen Strom I_max bei Spitzenamplitude zuführt. Für Übergangspunkte über 0,5 (was sehr unwahrscheinlich ist für optimierte Multi-Trägerfälle), würde i₁ anstatt dessen I_max bei Spitzenamplitude betragen, und i₂ würde maximal Imax(1 – α)/α sein.
Das Prozedere für den verlustreichen breitbandigen Fall ist komplizierter. Die Begrenzungen für die Ströme und Spannungen sind die gleichen, wie für den engbandigen verlustlosen Fall, aber die statistische Natur der breitbandigen Signale macht es schwer, analytische Ausdrücke für diese zu erhalten. Die Spannungen werden dann abhängen von der verwendeten Bandbreite, der Amplitudenverteilung und Phasenbeziehungen der individuellen Träger des Signals. Der verlustreiche engbandige Fall kann jedoch einen Startpunkt bereitstellen, von wo Anpassungen gemacht werden können für spezifisch auftretende Signale.
In dem verlustreichen Fall wird das Filter zum Erhalten des linearen Teils von i₁, wie angewandt auf das dimensionslose Eingangssignal x, V_max/α*z₁₁ ^–1 sein. Die physikalische Bedeutung dieses Filters ist, den Strom i₁ so zu generieren, dass die Spannung an dem Ausgang des Stromgenerators des Hauptverstärkers V_max erreicht bei der normalisierten Eingangsamplitude α, wenn die Impedanz, gesehen durch diesen Stromgenerator, z₁₁ ist. Wenn observiert in der Frequenzdomäne, ist der Ausdruck z₁₁ ^–1 (das inverse Filter der Impedanz z₁₁) gleich zu 1/z₁₁.
Die Filter, die angewandt werden auf die nicht-lineare Funktion f2(x), haben auch die Dimension des Stroms. In der Praxis wird dies erreicht durch Erzeugen der passenden Antriebsspannung an den Transistoren, die als Transleitfähigkeiten agieren, so dass das Endresultat die gewünschte Stromausgabe ist. In dem verlustlosen Fall, ohne Frequenzkompensierung, ist das Filter, angewandt auf f2(x) zum Erhalten von i₂ einfach eine Multiplizierung von j*I_max (90 Grad Phasenverschiebung). Die Maximalamplitude der Funktion f2(x) wird hier angenommen gleich Eins zu sein. Der Löschungsausdruck wird dann f2(x), gefiltert durch –j*I_max*z₂₂*z₂₁ ^–1. Die Kompensation (z₁₂ – z₂₂*z₂₁ ^–1*z₁₁)^–1 zum Erreichen einer frequenzunabhängigen nicht-linearen Spannung bei dem Hauptverstärker kann multipliziert werden zu diesen zwei Ausdrücken in normalisierter und dimensionsloser Form.
Der Ausdruck zum Erhalten des linearen Teils von i₁ kompensiert schon für Verluste. Die Ausdrücke für die nicht-linearen Teile müssen modifiziert werden, um dies zu tun. Da die Beziehung zwischen den zwei nicht-linearen Strömen schon eingerichtet ist, wird dies erreicht durch gleiches Modifizieren des Betrags (Verstärkung) der beiden Teile, so dass die Amplitude der Unterdrückungsspannung an dem Hauptverstärker die gleiche Neigung hat, wie der lineare Teil. Der Faktor zum Multiplizieren ist V_max dividiert durch (z₁₂ – z₂₂*z₂₁ ^–1*z₁₁)*j*I_max/(1 – α). Der Zähler und Nenner sind der Spannungsanstieg pro normalisierter Amplitude für die Spannung bei dem Hauptverstärker aufgrund des linearen Teils von i₁ und den nicht-linearen Strömen entsprechend. Der Nenner stellt den Spannungsanstieg dar, wenn der Strombetrag, abgeleitet von dem engbandigen verlustlosen Fall, verwendet wird. Eine Sache, die hier zu bemerken ist, ist dass die Kompensation (z₁₂ – z₂₂*z₂₁ ^–1*z₁₁)^–1 zum Erreichen einer frequenzunabhängigen nicht-linearen Spannung bei dem Hauptverstärker automatisch enthalten ist, in dieser "neuen" Kompensierung. Daher ist die Normalisierung tatsächlich im Nachhinein betrachtet nicht notwendig.
Die analytischen Ausdrücke zum Erhalten von i₂ und i₁ sind daher:
Wie vorher, stellt, falls die dimensionslosen Signale f2(x) und x dargestellt werden in der Zeit-Domäne, "*" eine Konvulierung in der Zeit-Domäne dar. Falls sie repräsentiert werden in der Frequenzdomäne, stellen die Symbole anstatt dessen eine Multiplizierung der Frequenzantworten dar, und die Multiplizierung mit inversen Filtern kann geschrieben werden als eine Teilung durch den Filter. Die j und –j Faktoren sind aus den Ausdrücken verschwunden, aber in der Realität werden die Phasen der Ströme ungefähr die gleichen, wie vorher. Die imaginären Einheiten werden nun verkörpert in den (z₁₂ – z₂₂*z₂₁ ^–1*z₁₁)^–1-Faktoren. Da z₁₂ (der größte Teil des Ausdrucks, mindestens nahe der Mittelfrequenz) hauptsächlich die Transformierung eines Stroms in eine Spannung über eine Viertelwellenleitung darstellt, beinhaltet dies eine 90 Grad Phasenverschiebung bei der Mittelfrequenz.
Dies bedeutet, dass die Filterblöcke H₁₁, H₁₂ und H₂₂ in dem Filternetzwerk 690 von 6 dargestellt werden können durch:
In der Realisierung von 6 werden die 1inearkompensierten Ausgangssignale des Filternetzwerks 690 als Eingaben in das Filternetzwerk 660 verwendet. Das Filternetzwerk 660 kooperiert mit den nicht-linearen Modellen 670, 675 zum Erzeugen der Kompensationsströme, die benötigt werden zum Kompensieren des nicht-linearen Teils der Parasitäten. Diese Kompensationsströme werden letztendlich zusammengeführt mit verzögerten Versionen der linearkompensierten Ausgangssignale des Filternetzwerks 690, um die Effekte des nicht-linearen Teils der Parasitäten zu löschen. Auf diese Weise werden große Doherty-spezifische Verzerrungskomponenten, wie zum Beispiel der nicht-lineare Ausgangsstrom des Nebenverstärkers, linear kompensiert, basierend auf einem linearen Modell des Ausgangsnetzwerks, während die Restverzerrung, hervorgerufen durch den nicht-linearen Teil der Parasitäten, kompensiert wird, basierend auf entsprechenden nicht-linearen Modellen der Parasitäten. Das Ergebnis wird ein zusammengesetzter Verstärker mit exzellenter Linearität und optimierter Effizienz sein.
Die vorgeschlagenen Linearisierungstechniken entfernen effektiv den herkömmlichen Kompromiss zwischen Linearität und Effizienz der Verstärker des Doherty-Typs, da sie simultan Linearität und Effizienz optimieren können. Ferner sind sie in der Lage zum Optimieren einer Linearität und Effizienz über große Bandbreiten mit beibehaltener Leistungsfähigkeit. Die Möglichkeit von breiteren relativen Bandbreiten und hoher Effizienz ermöglicht die Verwendung von zusammengesetzten Verstärkern in vorher unerreichten Gebieten. Beispielsweise führt die größere relative Bandbreite dazu, dass es möglich ist, die Doherty-Technik für Funksysteme bei niedriger Frequenz zu verwenden, oder hocheffiziente Verstärker für Gesamtsystembandbreiten herzustellen, anstatt kleinere Teile oder individuelle Kanäle. Selbst wenn ein kleinerer Bereich der Bandbreite tatsächlich verwendet wird, ermöglicht die Erfindung das Herstellen eines vereinheitlichten Verstärkers mit flexibler Platzierung der verwendeten Bandbreite oder Kanals innerhalb einer viel größeren Bandbreite. Dies impliziert geringere Herstellungskosten, da weniger Varianten hergestellt werden müssen.
Manchmal kann es von Nutzen sein, reduzierte Varianten von dem vorgeschlagenen zusammengesetzten Verstärker zu entwerfen, mit vereinfachten Filternetzwerkkonfigurationen. Beispielsweise kann, wenn die Spannung an dem Ausgangsknoten des Hauptverstärkers eine entzerrte Frequenzantwort aufweist, aufgrund der vorgeschlagenen Entzerrung, das lineare Ausgangsnetzwerkmodell vereinfacht werden zu dem Ausmaß, dass die ideale Spannung an dem Ausgangsknoten des Hauptverstärkers beschrieben werden kann durch eine einfache Kombination des Eingangssignals x und f2(x). In der Praxis bedeutet dies, dass die Filter G₁₁ und G₁₂ (Modelle der Impedanz z₁₁ und der Trans-Impedanz z₁₂) nicht benötigt werden, wenn die idealen Ausgangsknotenspannungen berechnet werden. Zusätzlich kann, in allen Fällen, wo die nicht-lineare Antriebsfunktion f2(x) nicht angesehen werden sollte als die Ausgabe des Nebenverstärkers, dieses A-Priori-Wissen auch verwendet werden, um die Anzahl der Filter zu verringern. Alle Pfade, die von f2(x) zu der Eingabe des nicht-linearen Modells des unteren Zweigs führen, können tatsächlich gelöscht werden. Diese zwei Ideen können kombiniert werden, dargestellt in 7, was in einer signifikant reduzierten Komplexität resultiert.
7 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer bevorzugten vereinfachten Implementierung eines zusammengesetzten Verstärkers gemäß der gegenwärtig am meisten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Der zusammengesetzte Verstärker 700 umfasst einen Hauptverstärker 710, einen Nebenverstärker 720, eine Antennenlast 730, einen Impedanzinvertierer 740, eine Eingangsantriebsanordnung 750 für den Nebenverstärker, passende nicht-lineare Modelle von Parasitäten 770, 775, einen Verzögerungsblock 780 und ein Filternetzwerk 790. Wie gesehen werden kann, weist das Filternetzwerk 790 eine viel einfachere Konfigurierung auf, als die Kombination der Filternetzwerke 660 und 690 in dem zusammengesetzten Verstärker von 6. Die Filterblöcke H₁₁, H₁₂ und H₂₂ werden definiert gemäß der Ausdrücke (15–17), um eine Löschung von Verzerrung bereitzustellen und eine entzerrte Frequenzantwort bereitzustellen. Aufgrund der Entzerrten Frequenzantwort der Ausgabe des Hauptverstärkers, kann die ideale Ausgangsknotenspannung des Hauptverstärkers bestimmt werden, als eine einfache Kombination des Eingangsignals x und f2(x) unter Verwendung des Hinzufügelements 782.
Das resultierende Signal wird verzögert durch den Verzögerungsblock 780, um den nicht-gefilterten Pfad mit den gefilterten Pfaden zu synchronisieren, und nachfolgend angewandt auf das nicht-lineare Modell 77, um den passenden Kompensationsstrom zu erzeugen. Der Kompensationsstrom wird letztendlich zusammengeführt mit dem linearkompensierten Signal von dem Filternetzwerk 790 in das Hinzufügelement 772, um ein entzerrtes und voll kompensiertes Eingangssignal in den Hauptverstärker 710 zu erzeugen. Die Konvulierung der Filterblöcke H₁₁ und G₂₁ wird nun als ein einzelnes Filter H₁₁*G₂₁ behandelt, was die ideale Ausgangsknotenspannung des Nebenverstärkers bestimmt, in Ansprechen auf das Eingangssignal x. Die bestimmte ideale Ausgangsknotenspannung wird dann angewandt auf das nicht-lineare Modell 775 zum Erzeugen des passenden Kompensationsstroms. Dieser Kompensationsstrom wird letztendlich zusammengeführt mit dem linearkompensierten Signal von dem Filterblock H₂₂ in dem Hinzufügelement 777, um ein entzerrtes und voll kompensiertes Eingangsignal für den Nebenverstärker 720 bereitzustellen. Das Beispiel, das in 7 dargestellt ist, zeigt, dass für einige der wichtigsten Fälle eine spezifische Implementierung sehr vereinfacht werden kann, verglichen zu der allgemeineren Lösung von 6.
Obwohl die Filternetzwerke, die oben beschrieben werden mit Bezug auf die 5–7, kompliziert erscheinen können, da sie zusammengesetzt sind von vielen frequenzabhängigen Impedanzen und Trans-Impedanzen, kann die Filterkomplexität auf mehrere Arten verringert werden. In einer digitalen Implementierung können die Filter zusammengesetzt werden von gemessenen Impedanzen durch Multiplizierung und Dividierung in der Frequenz-Domäne. Die dabei zusammengesetzten Filter können dann entweder direkt zum Filtern in der Frequenz-Domäne verwendet werden, oder konvertiert bzw. umgewandelt werden zu Zeit-Domäne-Filter. Ein Frequenz-Domäne-Fenster kann angewandt werden zum Begrenzen der Filter auf passende Bandbreiten. Typischerweise werden Filter als FIR-(finite Impulsantwort)-Filter für eine Flexibilität implementiert.
In der Praxis wird die Leistungsfähigkeit der beschriebenen Techniken abhängen von wie gut die Charakteristika des Doherty-Ausgangsnetzwerks bekannt sind. Ein Messen von Trans-Impedanzen in dem Ausgangsnetzwerk ist oft schwer, direkt auszuführen, da die (RF)-Spannungsprobe und der Stromeinführer immer Parasitäten aufweisen, die in Betracht gezogen werden müssen. Indirekt können Impedanzparameter (Z-Parameter) extrahiert werden durch Laufende-Wellen-Messungen (S-Parameter). Eine Kombinierung von verschiedenen Parametern, die leicht zu Messen sind, kann auch ausgewählt werden. Die benötigten Filter oder emulierende Netzwerke können dann entworfen werden, unter Verwendung extrahierter Impedanzen und Trans-Impedanzen.
Viele verschiedene Implementierungen sind möglich. Beispielsweise kann eine Digital- oder Analog-Signalverarbeitung verwendet werden, und die Verarbeitung kann ausgeführt werden mit einer Vielzahl von Techniken, bei Basisband, Zwischen- oder End-(RF)-Frequenzen.
Willkürliche Kombinationen von diesen können verwendet werden, indem die Bedingungen für eine Funktion mit einem leichten Weg eines Implementierens von dieser angepasst werden. Die Lösungen können statistisch verwendet werden, optimiert zur Zeit der Herstellung oder bei spezifischen Zeiten während der Wartung, oder dynamisch adaptiv für kontinuierliches Optimieren der Linearität und Effizienz des Verstärkers.
Die Erfindung kann mit den nicht-linearen Teilen der Parasitäten verwendet werden, die separiert sind von einem anderweitig linearen Netzwerk, wie oben beschrieben, oder mit den gesamten Parasitäten (einschließlich den linearen, sowie den nicht-linearen Teilen) separiert. Eine weitere Art dieser Idee, ist alle konduktiven bzw. leitenden Parasitäten von dem Rest des Ausgangsnetzwerk zu separieren.
Obwohl die Erfindung beschrieben wurde mit Bezug auf einen zwei-stufigen Doherty-artigen zusammengesetzten Verstärker, ist es ersichtlich, dass die Erfindung anwendbar ist auf zusammengesetzte Verstärker mit mehr als zwei Stufen, sowie auf andere Arten von zusammengesetzten Verstärkern, die einige oder alle der beschriebenen Charakteristiken teilen.
Die Ausführungsformen, die oben beschrieben wurden, sind nur als Beispiele gegeben, und es sollte verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung nicht begrenzt darauf ist. Weitere Modifizierungen, Veränderungen und Verbesserungen, die die zugrundeliegenden grundsätzlichen Prinzipien aufweisen, die hierin offenbart und beansprucht sind, sind im Umfang der Erfindung.
REFERENZEN

[1] F.H. Raab, "Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems", IEEE Trans. Broadcasting, Band BC-33, Nr. 3, Seiten 77–83, Sept. 1987.
[2] US Patent Nr. 5,420,541.
[3] US Patent Nr. 5,568,086.
[4] US Patent Nr. 5,786,727.
[5] US Patent Nr. 5,025,225.
[6] D. M. Upton et al. "A New Circuit Topology to Realize High Efficiency, High Linearity, and High Power Microwave Amplifiers", IEEE Proc. RAWCON'98.
[7] Die Internationale Patentanmeldung WO 97/20385.
[8] US Patent Nr. 4,999,585.

Claims

Linearisierungsverfahren für einen zusammengesetzten Verstärker (500; 600; 700) mit wenigstens zwei Unterverstärkern (510, 520; 610, 620; 710, 720), wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: für wenigstens einen Unterverstärker: Bestimmen eines Unterverstärker-Ausgangssignals auf der Grundlage eines linearen Modells des Ausgangsnetzwerkes des zusammengesetzten Verstärkers; und Emulieren und Kompensieren, in dem Eingangssignal zu dem Unterverstärker, eines nicht-linearen Verstärkerverhaltens auf der Grundlage eines nicht-linearen Modells eines Unterverstärkerstöreffekts unter Verwendung des bestimmten Unterverstärker-Ausgangssignals als Eingangswert in das Modell.
Linearisierungsverfahren nach Anspruch 1, wobei der Emulierungsschritt den Schritt des Bestimmens eines Kompensationssignals gemäß dem nicht-linearen Modell durch Anlegen des bestimmten Unterverstärker-Ausgangssignals als einen Eingangswert an das nicht-lineare Modell enthält; und der Kompensierungsschritt den Schritt des Einmischens des Kompensationssignals in das Unterverstärker-Eingangssignal enthält, um das nicht-lineare Verstärkerverhalten zu kompensieren.
Linearisierungsverfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Bestimmens eines Unterverstärker- Ausgangssignals wenigstens teilweise auf einer Interaktion zwischen zwei Unterverstärkern basiert.
Linearisierungsverfahren nach Anspruch 3, wobei die Interaktion durch eine Transimpedanz zwischen den zwei Unterverstärkern dargestellt wird.
Linearisierungsverfahren nach Anspruch 1, wobei das nicht-lineare Verstärkerverhalten das Kompressionsverhalten infolge einer Verstärkersättigung ist, wobei das Kompressionsverhalten als ein nicht-linearer Unterverstärkerstöreffekt modelliert ist.
Linearisierungsverfahren nach Anspruch 1, wobei die Schritte des Bestimmens eines Unterverstärker-Ausgangssignals und des Emulierens und Kompensierens eines nicht-linearen Verstärkerverhaltens für jeden Unterverstärker (510, 520; 610, 620; 710, 720) ausgeführt werden.
Linearisierungsverfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren des Weiteren die Schritte des Emulierens und Kompensierens, in dem Eingangssignal zu einem Haupt-Unterverstärker (510; 610; 710), des nicht-linearen Ausgangssignals eines Neben-Unterverstärkers (520; 620; 720) auf der Grundlage eines linearen Modells des Ausgangsnetzwerkes des zusammengesetzten Verstärkers umfasst.
Linearisierungsverfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren des Weiteren die Schritte des Entzerrens, für wenigstens einen der Unterverstärker, des Verstärkerfrequenzgangs umfasst.
Zusammengesetzter Verstärker (500; 600; 700) mit wenigstens zwei Unterverstärkern (510, 520; 610, 620; 710, 720), wobei der zusammengesetzte Verstärker Folgendes umfasst: für wenigstens einen Unterverstärker: ein Mittel (560; 660; 782, H₁₁*G₂₁) zum Bestimmen eines Unterverstärker-Ausgangssignals auf der Grundlage eines linearen Modells des Ausgangsnetzwerkes des zusammengesetzten Verstärkers; ein Mittel (570, 572, 575, 577; 670, 672, 675, 677; 770, 772, 775, 777) zum Emulieren und Kompensieren, in dem Eingangssignal zu dem Unterverstärker, eines nicht-linearen Verstärkerverhaltens auf der Grundlage eines nicht-linearen Modells eines Unterverstärkerstöreffekts unter Verwendung des bestimmten Unterverstärker-Ausgangssignals als Eingangswert in das Modell.
Zusammengesetzter Verstärker nach Anspruch 9, wobei das Emulationsmittel ein Mittel (570, 575; 670, 675; 770, 775) zum Bestimmen einen Kompensationssignals gemäß dem nicht-linearen Modell in Reaktion auf das bestimmte Unterverstärker-Ausgangssignal als einen Eingangswert in das nicht-lineare Modell enthält; und das Kompensationsmittel ein Mittel (572, 577; 672, 677; 772, 777) zum Einmischen des Kompensationssignals in das Unterverstärker-Eingangssignal enthält, um das nicht-lineare Verstärkerverhalten zu kompensieren.
Zusammengesetzter Verstärker nach Anspruch 9, wobei das Mittel zum Bestimmen eines Unterverstärker-Ausgangssignals wenigstens teilweise auf einer Interaktion zwischen zwei Unterverstärkern basiert.
Zusammengesetzter Verstärker nach Anspruch 11, wobei die Interaktion durch eine Transimpedanz zwischen den zwei Unterverstärkern dargestellt wird.
Zusammengesetzter Verstärker nach Anspruch 9, wobei der zusammengesetzte Verstärker des Weiteren ein Mittel (690; 790) zum Emulieren und Kompensieren, in dem Eingangssignal zu einem Haupt-Unterverstärker (610; 710), des nicht-linearen Ausgangssignals eines Neben-Unterverstärkers (620; 720) auf der Grundlage eines linearen Modells des Ausgangsnetzwerkes des zusammengesetzten Verstärkers umfasst.
Zusammengesetzter Verstärker nach Anspruch 9, wobei der zusammengesetzte Verstärker des Weiteren, für wenigstens einen der Unterverstärker, ein Mittel zum Entzerren des Verstärkerfrequenzgangs umfasst.
Sender (200) mit einem zusammengesetzten Leistungsverstärker (220; 500; 600; 700), der auf wenigstens zwei Unterverstärkern (510, 520; 610, 620; 710, 720) basiert, wobei der zusammengesetzte Leistungsverstärker Folgendes umfasst: für wenigstens einen Unterverstärker: ein Mittel (560; 660; 782, H₁₁*G₂₁) zum Bestimmen eines Unterverstärker-Ausgangssignals auf der Grundlage eines linearen Modells des Ausgangsnetzwerkes des zusammengesetzten Verstärkers; ein Mittel (570, 572, 575, 577; 670, 672, 675, 677; 770, 772, 775, 777) zum Emulieren und Kompensieren, in dem Eingangssignal zu dem Unterverstärker, eines nicht-linearen Verstärkerverhaltens auf der Grundlage eines nicht-linearen Modells eines Unterverstärkerstöreffekts unter Verwendung des bestimmten Unterverstärker-Ausgangssignals als Eingangswert in das Modell.
Sender nach Anspruch 15, wobei das Emulationsmittel ein Mittel (570, 575; 670, 675; 770, 775) zum Bestimmen eines Kompensationssignals gemäß dem nicht-linearen Modell in Reaktion auf das bestimmte Unterverstärker-Ausgangssignal als einen Eingangswert in das nicht-lineare Modell enthält; und das Kompensationsmittel ein Mittel (572, 577; 672, 677; 772, 777) zum Einmischen des Kompensationssignals in das Unterverstärker-Eingangssignal enthält, um das nicht-lineare Verstärkerverhalten zu kompensieren.
Sender nach Anspruch 15, wobei das Mittel zum Bestimmen, für wenigstens einen Unterverstärker, eines Unterverstärker-Ausgangssignals wenigstens teilweise auf einer Interaktion zwischen zwei Unterverstärkern basiert.
Sender nach Anspruch 17, wobei die Interaktion durch eine Transimpedanz zwischen den zwei Unterverstärkern dargestellt wird.
Sender nach Anspruch 15, wobei der zusammengesetzte Leistungsverstärker des Weiteren ein Mittel (690; 790) zum Emulieren und Kompensieren, in dem Eingangssignal zu einem Haupt-Unterverstärker (610; 710), des nicht-linearen Ausgangssignals eines Neben-Unterverstärkers (620; 720) auf der Grundlage eines linearen Modells des Ausgangsnetzwerkes des zusammengesetzten Verstärkers umfasst.
Sender nach Anspruch 15, wobei der zusammengesetzte Leistungsverstärker des Weiteren ein Mittel zum Entzerren, für wenigstens einen der Unterverstärker, des Verstärkerfrequenzgangs umfasst.