DE102004023480B4

DE102004023480B4 - Digitale Vorverzerrung zur Linearisierung von Leistungsverstärkern mit Asymmetrie-Eigenschaften

Info

Publication number: DE102004023480B4
Application number: DE102004023480.9A
Authority: DE
Inventors: George P. Vella-Coleiro
Original assignee: Andrew AG; Andrew LLC
Current assignee: Commscope Technologies AG; Commscope Technologies LLC
Priority date: 2003-06-27
Filing date: 2004-05-12
Publication date: 2016-09-15
Anticipated expiration: 2024-05-13
Also published as: CN100566312C; US20040264597A1; GB2403358A; US7251293B2; KR20050001446A; GB0410876D0; CN1578284A; KR101024829B1; GB2403358B; DE102004023480A1

Abstract

Verfahren zum Abschwächen von Störanteilen in einem verstärkten Signal durch Anwenden einer Vorverzerrung, deren Amplitude frequenzabhängig ist, auf ein Eingangssignal (I, Q), um ein vorverzerrtes Signal (I', Q') zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal auf einen Verstärker gegeben wird, um das verstärkte Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störanteile im verstärkten Signal abschwächt, wobei das vorverzerrte Signal erzeugt wird durch: (a) Erzeugen (514–520) eines ersten frequenzabhängigen Vorverzerrungssignals entsprechend einer ersten Menge von Frequenzkomponenten (Ip, Qp nach 5) für das Eingangssignal; (b) Erzeugen (522–528) eines zweiten frequenzabhängigen Vorverzerrungssignals entsprechend einer zweiten Menge von Frequenzkomponenten (In, Qn nach 5) für das Eingangssignal, wobei die erste Menge von Frequenzkomponenten sich von der zweiten Menge von Frequenzkomponenten unterscheidet; und (c) Zusammenführen (512) der ersten und zweiten frequenzabhängigen Vorverzerrungssignale, um das vorverzerrte Signal zu erzeugen, wobei: die erste Menge Frequenzkomponenten (Ip, Qp nach 5) den positivfrequenten Komponenten des Eingangssignals entspricht, wobei die positiven Frequenzkomponenten Frequenzen entsprechen, die höher sind als eine Mittenfrequenz des Eingangssignals; und die zweite Menge Frequenzkomponenten (In, Qn nach 5) den negativfrequenten Komponenten des Eingangssignals entspricht, wobei die negativen Frequenzkomponenten Frequenzen entsprechen, die niedriger sind als eine Mittenfrequenz des Eingangssignals;

Description

Verwandte Anmeldungen
Die vorliegende Anmeldung ist eine CIP-Erweiterung der US-Patentanmeldung 10/607 924 vom 27. Juni 2003 Anwaltsakte Nr 1052.024.
Der Gegenstand der vorliegenden Anmeldung ist auch verwandt mit dem (a) der US-Patentschrift US 7409007 vom 14. September 1999, Anwaltsakte, Anwaltsakte Johnson 6-1-17 (der '490-Anmeldung), (b) der US-Patentschrift US 7248642 vom 5. Februar 2002, Anwaltsakte 00001, (c) der US-Patentschrift US 7197085 vom 22. Mai 2002, Anwaltsakte 00008 (die '446 Anmeldung), (d) der US-Patentanmeldung US 2003-0169829 vom 22. Mai 2002, Anwaltsakte 000009 (der '289 Anmeldung) und (e) der US-Patentanmeldung US 2003-0227981 vom 13. August 2002.
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft die Signalverarbeitung und insbesondere das Vorverzerren von Signalen für die Übertragung zum Abschwächen von Störanteilen vor der Übertragung bspw. in einem Funkübertragungsnetz
Hintergrund der Erfindung
Moderne Funkübertragungsnetze setzen komplexe Modulationsverfahren ein, die eine straffe Kontrolle von Störanteilen (auch als ”Außerbandstrahlungen” bezeichnet) erfordern, um eine Beeinträchtigung von Nachbarträgern zu vermeiden und die Vorgaben von Regulierungsbehörden (bspw. FCC) und Normungsinstanzen (bspw. ITU) zu erfüllen. Eine Quelle von Störanteilen ist der Sendeverstärker der Basisstation, mit dem die Signale vor dem Abstrahlen als Funk-(bspw. HF-)Signale an Mobileinheiten in einem Funkübertragungsnetz – bspw. einem zellulären Sprach- und/oder Datennetz – verstärkt werden. Bekannte Störunterdrückungsverfahren konnten zwar die geltenden Forderungen erfüllen. Neue Entwicklungen in Funkübertragungsnetzen (bspw. der Universal Mobile Telecommunication Service (UMTS)) verschärfen jedoch die Forderungen an den Sendeverstärker der Basisstation und machen es vorteilhaft, dessen Störanteile noch weiter abzuschwächen.
In der US 6,194,942 B1 wird ein Vorverzerrerschaltkreis beschrieben, der einen ersten Splitter aufweist, der ein Eingangssignal in einen ersten und einen zweiten elektrischen Pfad aufspaltet. Des Weiteren weist der Vorverzerrerschaltkreis einen ersten Verbinder auf, zur Erzeugung eines Hauptsignals aus dem primären elektrischen Pfad und einem vorverzerrten Signal aus dem zweiten elektrischen Pfad. Dieses Haupt-Signal wird zur Modulation einer nicht-linearen Vorrichtung mit vorhersagbaren Vorverzerrer-Charakteristiken verwendet.
In der US-Patentschrift mit der Publikationsnummer US 2003/0030487 A1 wird ein verstärkender Linear-Schaltkreis beschrieben, der einen Signal-Auslöschungs-Schaltkreis und einen Verzerrer-Auslöschungs-Schaltkreis aufweist, wobei beide eine Vorrichtung zur Signaleinstellung für jeweils mehrere Zweige (N, M ≥ 1) aufweisen. Der Linearisierer hat eine Steuerung, um die M- bzw. N-Zweige des Signaleinstellers adaptiv zu steuern. Hierbei weist die Steuerung jeweils nur einen Monitor auf, um die Signale der M- bzw. N-Zweige zu überwachen.
In der Patentschrift WO 03/085822 A1 wird ein Vorverzerrer beschrieben, der ein Eingangssignal verzerrt, bevor es auf einen Verstärker gegeben wird, um Störemissionen im verstärkten Signal zu reduzieren. Der Vorverzerrer implementiert eine invertierte Version des Verstärkermodells, das sowohl die frequenzunabhängigen (F1) Charakteristiken des Verstärkers als auch die frequenzabhängigen (Fd) Charakteristiken des Verstärkers beschreibt.
In der Patentschrift GB 2 384 377 A wird ein RFIC beschrieben, der die Hüllenfrequenz- und/oder Trägerfrequenz-Abhängigkeit von Intermodulationsprodukten der dritten Ordnung kompensiert. Die frequenzabhängige Kompensation reduziert hierbei den Fehler in der Leistungsspitze und erhöht dadurch die Effizienz eines Fehlerverstärkers in einer vorwärtsgekoppelten Leistungs-Verstärkeranordnung. Der Vorverzerrer kann so angeordnet sein, dass Kompensationterme der dritten und fünften Ordnung bereitgestellt werden oder das zwei Kompensationsterme der dritten Ordnung bereitgestellt werden, die mit einem Gleichmacher-Verzögerungszweig verbunden sind, um einem Speichereffekt des Leistungsverstärkers entgegenzuwirken.
In der EP 1 463 198 A2 wird ein linearer Leistungsverstärker beschrieben. Hierbei wird ein Transmissionssignal und ein Pilotsignal durch einen digitalen Vorverzerrer vorverzerrt, wobei ein Potenzreihen-Modell angewendet wird und die vorverzerrten Ausgangssignale durch einen Digital-/Analog-Konverter in ein analoges Signal konvertiert werden. Das Analogsignal wird mittels eines Frequenzkonverters in ein Radiofrequenzsignal konvertiert, durch einen Docherty-Verstärker in der Leistung verstärkt und dann ausgesendet. Das Pilotsignal wird durch ein Pilotsignal-Extraktor aus dem Ausgang des Docherty-Verstärkers ausgeschnitten, und das ausgeschnittene Pilotsignal wird durch einen Frequenzkonverter in ein Basisbandsignal herabkonvertiert. Das genannte Basisband-Pilotsignal wird dann mittels eines Analog-/Digitalwandlers in ein digitales Pilotsignal konvertiert. Eine Kontrolleinheit detektiert ungeradzahlige Verzerrungskomponenten aus dem digitalen Pilotsignal und steuert, basierend auf den detektierten Ergebnissen, die Parameter des digitalen Vorverzerrers.
In der EP 1 280 273 A2 wird ein digitaler Breitbandvorverzerrungslinearisierer für einen nicht-linearen Verstärker beschrieben. Ein Vorverzerrer-System umfasst eine digitale Verarbeitungskomponente zur Signalkompensation (DCSP), welche ein Breitband-Eingangstransmissions-Signal vorverzerrt, um frequenz- und zeitabhängige AM-AM und AM-PM Verzerrungscharakteristiken eines nichtlinearen Verstärkers zu kompensieren. Um das Eingangstransmissions-Signal vorzuverzerren, erzeugt ein Adressschaltkreis digital eine Reihe von Datenstrukturindizes aus dem Eingangstransmissions-Signal und diese Reihe von indizierten Kompensationsparametern werden in einen Kompensations-Schaltkreis geladen, der das Eingangstransmissions-Signal digital vorverzerrt.
Hierbei ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Komponente eines Vorverzerrer-Signal zu erzeugen, dessen Amplitude frequenzabhängig ist, um Störsignale in einem nachfolgend verstärkten Signal zu minimieren. Die Aufgabe der Erfindung wird durch die Kombination der Merkmale der Ansprüche 1 und 5 gelöst.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Andere Aspekte, Besonderheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung, den Ansprüchen und den beigefügten Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen ähnliche oder identische Elemente bezeichnen.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines Systems nach dem (frequenzunabhängigen) Vorverzerrungsverfahren der US-Patentschrift US 7409007 ;
2 ist ein Blockschaltbild des digitalen Vorverzerrers der 1;
3 ist ein Blockschaltbild einer beispielhaften FPGA-Realisierung des Indexberechnungsmoduls, des Verzögerungsblocks, der Aufsuchtabelle und des Ausgangsmoduls der 2;
4 ist ein Blockschaltbild einer beispielhaften Einkanal-Einfachumsetzung-Realisierung des Empfängers der 1;
5 ist ein Blockdiagramm eines Vorverzerrers mit zwei asymmetrischen Filtern;
6A–B zeigen die (Wirk- und die Blindkomponenten) der Impulsantwort eines repräsentativen FIR-Filters, das nur die positiven Frequenzkomponenten eines Signals durchlässt;
7A–B zeigen die Wirk- und die Blindkomponenten der Impulsantowrt eines repräsentativen FIR-Filters, das nur die negativen Frequenzkomponenten eines Signals durchlässt; und
8–9 sind Blockschaltbilder von Vorverzerrern mit nur einem asymmetrische Filter.
Ausführliche Beschreibung
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung richten sich auf Verfahren, die Störemissionen in Funkübertragungsnetzen auf Werte abschwächen, die derzeitige Forderungen erfüllen. Insbesondere geht es bei Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung um die Anwendung der Vorverzerrung auf ein Eingangssignal zwecks Erzeugung eines vorverzerrten Signals, das, wenn bspw. auf einen Verstärker gegeben, verringerte Störanteile im resultierenden verstärkten Signal ergibt, wobei der Verstärker Asymmetrie-Eigenschaften (bspw. eine Asymmetrie der Störanteile auf Frequenzen unter bzw. über der Mittenfrequenz) hat.
Vorverzerrung gem. US-Patentschrift US 7409007
Die US-Patentschrift US 7409007 (welche der vorveröffentlichten Patentanmeldung EP 1 085 668 A2 entspricht) beschreibt ein Verfahren zum Abschwächen von Störantei- len mittels Vorverzerrung, das seinerzeit ausreichte, geltende Bestimmungen und Standards zu erfüllen. Nach dieser Anmeldung wendet man eine Vorverzerrung mit frequenzunabhängiger Amplitude und Phase auf ein Eingangssignal an, um ein vorverzerrtes (Haupt-)Signal zu erzeugen, das, wenn danach mit einem Verstärker verstärkt, geringere Störanteile aufweist. Nach Ausführungsformen der US-Patentanmeldungen US 2003-0169829 and der Patentschrift US 7197085 wird eine Vorverzerrung mit frequenzabhängiger Amplitude – und vorzugsweise auch Phase – angewandt, um ein zusätzliches (d. h. sekundäres) Vorverzerrungssignal zu erzeugen, das, wenn mit den vorverzerrten Signal gem. Patentschrift US 7409007 zusammengefügt, die Störanteile im verstärkten Signal weiter reduzieren kann. Im folgenden Abschnitt wird das Vorverzerrungsverfahren der US-Patentschrift US 7409007 beschrieben. Danach folgt eine Beschreibung von möglichen Realisierungen einer Vorverzerrrungskomponente, deren Amplitude und Phase frequenzabhängig sind und die vorzugsweise mit dem Vorverzerrungsverfahren der US-Patentschrift US 7409007 kombiniert werden, aber nicht kombiniert zu werden brauchen, um Störanteile in Übertragungsnetzen weiter zu reduzieren.
Das in der US-Patentschrift US 7409007 beschriebene Vorverzerrungsverfahren reduziert die Nebenkanalleistung in Funkübertragungsnetzen. Insbesondere beschreibt diese Anmeldung ein Verfahren zum digitalen und adaptiven Vorverzerren eines Ausgangssignals, bei dem auf das Signal, bevor man es bspw. auf den Ausgangsverstärker einer Basisstation gibt, eine Korrektur angewandt wird derart, dass diese gleich und entgegengesetzt mindestens eines Teils der vom Verstärker erwarten Störungen ist. Die Korrektur hebt mindestens einen Teil der Verstärkerverzerrungen auf, so dass man einen Basisstation-Sender erhält, dessen Übertragungsverhalten linearer ist als als ein entsprechender Sender ohne eine solche Vorverzerrung. Unter diesen Umständen wird die Nebenkanalleistung (d. h. die Störanteile) auf wünschenswerte Weise verringert.
1 zeigt das Blockschaltbild eines Systems 10 mit dem in der US-Patentschrift US 7409007 beschriebenen Vorverzerrungsverfahren. Das System 10 weist einen digitalen Vorverzerrer 12, der die Gleichphasen- und die Quadraturkomponente (I bzw. Q) eines digitalen Basisband-Eingangssignals aufnimmt, einen IQ-Modulator 14 hinter dem Vorverzerrer 12, einen Verstärker 16 hinter dem Modulator 14 und einen Empfänger 18 auf, der über einen Koppler 17 an den Ausgang des Verstärkers 16 gelegt ist, um ein Regelsignal abzuleiten, das zum Vorverzerrer 12 zurück geführt wird. Diese Systemteile sind so konfiguriert, dass sie das digitale Basisband-Eingangssignal (bspw. ein CDMA-(”code division multiple access”), Breitband-CDMA-, TDMA-(”time division multiple access”) oder EDGE-Signal (”enhanced data rates through global system for mobile communications evolution”) oder ein anderes Signal vorzugsweise mit einem erheblichen Verhältnis der Spitzen- zur Durchschnittsleistung) aus einer Übertragungseinrichtung (bspw. einer Basisstation zum Aussenden von Kommunikationsdaten per Funk), das als Eingangssignal (I, Q) an den Vorverzerrer 12 gelegt wird, einer Korrektur unterziehen. Das System 10 beinhaltet auch eine adaptive Rückkopplung über den Empfänger 18, um die Korrektur zu optimieren.
Insbesondere wird nach diesem Vorverzerrungsverfahren ein digitales Basisband-Signal einer Korrektur unterworfen, bevor es an den Eingang eines Verstärkers 16 gelegt wird, so dass die Korrektur den vom Verstärker 16 erzeugten Verzerrungen mindestens teilweise entgegenwirkt. Die Korrektur und ein Teil der Verstärkerverzerrungen heben einander also auf und das resultierende System zeigt ein lineareres Übertragungsverhalten. Um die Präzision und die geringen Kosten von digitalen Schaltungen auszunutzen, führt im System 10 der digitale Vorverzerrer 12 die Korrektur vorzugsweise im Basisband durch, bevor der Modulator 14 das Signal zur Verstärkung und Aussendung auf die HF-Funkfrequenz umsetzt.
Nach diesem Vorverzerrungsverfahren verzerrt der Vorverzerrer 12 sowohl die Amplitude als auch die Phase des Eingangssignals als Funktion der Signalleistung (aber unabhängig von der Frequenz). Da sich sowohl die Amplitude als auch die Phase mit der momentanen Leistung (d. h. der Hüllkurvenleistung) ändern, bedarf der Vorverzerrer 12 für seine Arbeit einer genauen Beschreibung des Amplituden- und Phasengangs des Verstärkers gegenüber der Leistung. Wie unten beschrieben ist, liegt die funktionale Darstellung der Korrekturen (als Funktion der Leistung) in Form von Polynomgleichungen vor, aus denen vorzugweise eine Aufsuchtabelle abgeleitet wird.
Insbesondere besteht das digitale Basisbandsignal aus diskreten Zeitabtastwerten der Gleichphasen- und der Quadraturkomponenten (I bzw. Q), die nach der Digital/Analog-Wandlung (nicht gezeigt) auf den Vektor-IQ-Modulator 14 gegeben werden, um ein HF-Signal zu erzeugen, das an den Verstärker 16 geht. Jeder Abtastwert lässt sich komplex als (I + jQ) notieren, wobei j die Quadratwurzel von (–1) ist. Die Vorverzerrung im Vorverzerrer 12 lässt sich mit den Gln. (1)–(3) wie folgt darstellen: I' + jQ' = (I +jQ)(A + jB) (1) wobei I' = IA – QB (2) Q' = QA + IB (3) und I' und Q' die vorverzerrten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignale aus dem Vorverzerrer 12 und A and B Vorverzerrungsparameter und abhängig von der momentanen Hüllkurvenleistung des mit I, Q dargestellten Eingangssignals sind. Zweckmäßigerweise speichert man unterschiedliche Werte der Parameter A, B in einer (wie unten beschrieben generierten) Aufsuchtabelle ab, deren Index die momentane Hüllkurvenleistung (I² + Q²) ist.
Die 2 zeigt ein Blockschaltbild des digitalen 12 der 1 nach dem Vorverzerrungsverfahren der US-Patentschrift US 7409007 . Wie in 2 gezeigt, weist der Vorverzerrer 12 ein Entzerrungsfilter 20 zur Aufnahme des Signals aus der oben beschriebenen Gleichphasen- und Quadraturkomponente auf. Das Entzerrungsfilter ist aus dem Stand der Technik bekannt und betrieblich mit einem Begrenzermodul 22 verbunden, das das Signal auf einen vorbestimmte Schwellenwert begrenzt. Das Ausgangssignals des Begrenzermoduls 22 wird auf ein Tiefpassfilter 24 gegeben, das die beim Begrenzen erzeugten hochfrequenten Anteile ausfiltert.
Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 24 geht auf ein Abtastmodul 26, das ein aufwärts abgetastetes Signal (bspw. mit von 2× auf 8× vervierfachter Abtastrate) auf ein Indexberechnungsmodul 28 gibt, das aus der Summe der Quadrate der Gleichphasen- und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals einen Indexwert berechnet. Das Indexberechnungsmodul 28 ist an eine Aufsuchtabelle 30 angeschlossen, in der die Parameter A und B gespeichert sind. Die A- und B-Werte werden auf Grund des berechneten Indexwertes abgerufen.
Die Vorverzerrungsparameter A und B der Aufsuchtabelle 30 werden aus einem Satz Polynomgleichungen abgeleitet, die die zum Linearisieren der Verstärkercharakterik benutzten Korrekturen eng approximieren. In Folge der komplexen Natur dieser Charakteristik von Verstärkern – bspw. AB-Verstärkern – erhält man vorteilhafte Ergebnisse, wenn man ein Paar Polynomgleichungen für den Parameter B verwendet, während für den Parameter A eine einzige Polynomgleichung ausreicht. (Näherungsweise lässt sich sagen, dass der Parameter A die Amplitudenverzerrung, der Parameter B aber die Phasenverzerrung des Verstärkers korrigiert.) Diese Polynomgleichungen lassen sich entsprechend den Gln. (4)–(7) wie folgt schreiben: A = C₀ + C₁P + C₂P² + C₃P³ für A ≤ A_m (4) ansonsten A = A_m (5) B = C₄P + C₅P² + C₆P³ for P ≤ P_b (6) B = (B_b1 – B_b2) + C₇P + C₈P² + C₉P³ für P > P_b (7) wobei P = (I² + Q²) der Augenblickswert der Hüllkurvenleistung ist. A_m ist ein dem Parameter auferlegter Maximalwert, der verhindern soll, dass der Verstärker tief in die Sättigung angesteuert wird. Ein typischer A_m-Wert ist 2; er kann aber von den Entwurfsdetails abhängen. P_b ist ein Knickpunkt, an dem der Parameter B zwischen den Gln. (6) und (7) übergeht. P_b ist ein optimierbarer Parameter, dessen Wert man mit dem Optimierungsalgorithmus erhält. Der Wert variiert von Verstärker zu Verstärker, kann aber auch mit der Temperatur variieren. B_b1 und B_b2 sind die Werte des Parameters B bei P = P_b in den Gln. (6) bzw. (7). Der erste Term auf der rechten Seite der Gl. (7) soll die Gln. (6) und (7) bei P = P_b stetig machen. C₀ bis C₉ sind Koeffizienten zur Übertragungsfunktion eines bestimmten Verstärkers und können sich mit der Temperatur, der Alterung der Verstärkerbauteile usw. verändern. Wie bei P_b findet der Optimierungsalgorithmus für die Koeffizienten C₀ bis C₉ Werte, die optimierte Resultate ergeben.
Es ist natürlich einzusehen, dass unter geeigneten Umständen für sowohl den Parameter A als auch den Parameter B zwei Polynomgleichungen verwendbar sind. Weiterhin ist in vielen Fällen möglich, aus den Gln. (4) und (6) höhere als den linearen P-Term auszuschließen, so dass man Gleichungen (4')–(7') wie folgt erhält: A = C₀ + C₁P für P ≤ P_b (4') A = (A_b1 – A_b2) + C₂P + C₃P² + C₄P³ für P > P_b (5') B = C₅P für P ≤ P_b (6') B = (B_b1 – B_b2) + C₆P + C₇P² + C₈P³ für P > P_b (7') wobei A_b1 und A_b2 die Werte des Parameters A bei P = P_b mit den Gln. (4') bzw. (5') sind. Wie oben, Lässt sich der Wert des Parameters A auf ein Maximum A_m begrenzen. Außerdem kann, wenn erforderlich, der Knickpunkt P_b, wo der Übergang von einer auf die andere Polynomgleichung stattfindet, für die A-Gleichungen einen anderen Wert haben als für die B-Gleichungen.
Um die zeitliche Veränderlichkeit der Koeffizienten (bspw. C₀–C₉ in den Gln. (4)–(7)) zu berücksichtigen, wird in dieser Vorverzerrungstechnik ein adaptives Verfahren eingesetzt, bei dem die Werte der Koeffizienten mindestens intermittierend optimiert (bzw. bearbeitet) werden, um minimierte bzw. reduzierte Störanteile beizubehalten. Wie die 1 zeigt, tastet ein Koppler 17 am Ausgang des Verstärkers 16 das Ausgangssignal ab; der Empfänger 18, der auf den Frequenzbereich abgestimmt ist, in dem die Störemissionen reduziert oder minimiert werden sollen, erzeugt eine zur Empfangsleistung proportionale Spannung. Es lassen sich mehrere Empfänger einsetzen, um die Störemissionen bei mehr als einer Frequenz zu erfassen, oder ein einzelner Empfänger kann die interessierenden Frequenzen sequentiell abfragen. Die bei den verschiedenen Frequenzen erhaltenen Spannungen werden dann zu einer einzigen Größe zusammengefasst, deren Wert reduziert oder minimiert werden soll. Wird mit zwei Frequenzen gearbeitet, was generell genügt, lassen die resultierenden Spannungen V₁ und V₂ sich nach Gleichung (8) wie folgt zusammenfassen: V = V₁ + V₂ + |(V₁ – V₂)| (8) wobei |(V₁ – V₂)| der Absolutwert von (V₁ – V₂) ist. Diese Verwendung eines Absolutwerts bewirkt, dass sowohl V₁ als auch V₂ reduziert bzw. minimiert werden und man nicht nur die Summe beider Werte erhält. Bei Nutzung nur der ersten beiden Terme der rechten Seite der Gl. (8) würde der Algorithmus u. U. ein falsches Optimum finden, indem er eine Spannung sehr klein und die andere sehr groß macht. Eine Alternative zur Gl. (8) ist V = max(V₁, V₂), wobei max verlangt, den größeren der Werte zu wählen.
Ein geeigneter Algorithmus zum Auffinden der Koeffizientenwerte, die V und damit die Störanteile reduzieren bzw. minimieren, ist der bekannte Simplex-Algorithmus aus dem Aufsatz von Neider und Mead, ”A Simplex Method For Function Minimization,” in Computer Journal, Vol. 7, pp. 308–313 (1965), der durch die Bezugnahme als Teil der vorliegenden Anmeldung gelten soll. Wie unten beschrieben, wird der Algorithmus in modifizierter Form implementiert.
Wie noch die 2 zeigt, implementiert auf Grund des Rückkoppelsignals aus dem Empfänger 18 der 1 das Verarbeitungsmodul 32 den modifizierten Simplex-Algorithmus zum Aktualisieren der in der Tabelle 30 gespeicherten Werte der Parameter A, B. Es ist einzusehen, dass das Verarbeitungsmodul 32 in unterschiedlicher Form vorliegen kann – bspw. als Mikroprozessor, als digitaler Signalprozessor oder als Prozessoreinheit mit FPGA-Schaltungen. Es ist auch einzusehen, dass der Simplex-Algorithmus sich auf beliebige geeignete Weise implementieren lässt, die Hard- und Software geeignet kombiniert einsetzt, wie sich für den Fachmann bei der Lektüre des vorliegenden Textes ergibt. Natürlich sollte der zum Implementieren des Algorithmus eingesetzte Schaltkreis (hier das Modul 32) eine ausreichende Speicherkapazität zur Aufnahme des Codes und der Daten enthalten, die zum Abarbeiten des Algorithmus erforderlich sind.
Bei jeder Iteration werden die mit dem Algorithmus abgeleiteten Koeffizientenwerte in den oben angegebenen Gleichungen für A und B zum Generieren einer Tabelle verwendet, die der Algorithmus für die nächste Iteration benutzt. Man lässt dabei den Algorithmus stetig durch- oder wenigstens intermittierend laufen, so dass die Koeffizientenwerte zeitliche Änderungen wiedergeben.
Der Simplex-Optimierungsalgorithmus von Nelder und Mead war gedacht, durch mathematische Berechnungen erhaltene Funktionswerte zu minimieren oder zu reduzieren. Ein wichtiger Aspekt dieser Arbeitsweise ist, dass man beim Wiederholen einer Berechnung den gleichen Funktionswert erhält – dies im Gegensatz zu Messungen an arbeitender Hardware, wo Rauschen, Störungen und Schwankungen die Messwerte unvermeidlich verändern. Der Unterschied ist folgenschwer, wenn versucht wird, den Simplex-Algorithmus in Echtzeit auf arbeitende Hardware anzuwenden.
Das Wesen des Simplex-Algorithmus ist, dass bei jeder Iteration die Menge der Koeffizienten, die dem schlechtesten Funktionswert zugeordnet sind, durch eine neue Menge ersetzt wird, die einen besseren Funktionswert ergibt. Dieser neue Wert kann besser sein als der bis dahin beste erreichte Funktionswert oder auch nicht; mit fortlaufendem Algorithmus wird jedoch erwartet, dass man immer bessere Funktionswerte erhält. Es sei angenommen, dass man als Ergebnis von Störungen und Fluktuationen in den Messungen einen außergewöhnlich guten, aber falschen Wert erhält. Sind nachfolgend erhaltene Werte allesamt schlechter als der falsche Wert, konvergiert der Algorithmus zu diesem falschen Wert. In seiner herkömmlichen Form ist folglich der Algorithmus nicht besonders brauchbar in Situationen, in denen die zu optimierende oder zu bearbeitende Größe – wie im vorliegenden Fall – erheblich schwankt.
Um diese Schwierigkeit zu umgehen, wird der Simplex-Algorithmus in modifizierter Form eingesetzt. Am Ende jeder Iteration wird der vorherige Bestwert durch einen besseren Wert ersetzt und geht der Algorithmus zur nächsten Iteration weiter. Ergibt eine Iteration jedoch keinen neuen Bestwert, wird der vorhandene Bestpunkt erneut bewertet und der vorherige durch den neuen Wert ersetzt. Der Algorithmus kann sich also von Falschdaten aus fluktuierenden Messungen ”erholen”. Diese Fluktuationen können zu einer größeren Anzahl von Iterationen führen, um einen Sollpunkt (der ein Optimum sein kann) zu erreichen, verhindern aber nicht, dass der gewünschte Punkt überhaupt erreicht wird.
Eine andere Modifikation des Simplex-Algorithmus befähigt ihn, stetig durchzuarbeiten, um Änderungen der Verstärkercharakteristik aus Temperaturschwankungen, der Alterung von Bauteilen oder anderen Störungen nachzulaufen. Bei der herkömmlichen Implementierung des Algorithmus wird ein Aussprungkriterium (gewöhnlich bezüglich der anteiligen Variation der Funktionswerte zwischen dem schlechtesten und dem besten Punkt des Simplex) aufgestellt; der Algorithmus endet, wenn das Kriterium erfüllt ist. Mit zunehmender Annäherung an den Soll- bzw. Optimalpunkt reduziert der Algorithmus die Größe des Simplex, der beim Erreichen des Sollpunkts typischerweise sehr klein geworden ist. Ist dies der Fall, kann der Algorithmus auf Änderungen der Verstärkereigenschaften nicht mehr reagieren.
In bevorzugten Implementierungen wird die Größe des Simplex daran gehindert, zu klein zu werden, indem man sie zu Beginn jeder Iteration mit einem Wert – bspw. einem vorgegebenen Minimum – vergleicht und die Größe auf diesen Wert anhebt, wenn sie unter ihn reduziert worden war. Der Wert wird derart gewählt, dass er groß genug ist, damit der Algorithmus mit Änderungen der Verstärkercharakteristik mitlaufen kann, aber nicht so groß gewählt, dass der Soll- bzw. Optimalpunkt nicht erreichbar ist. Ein geeigneter Wert ist ein solcher, bei dem der Wert jedes Koeffizienten am schlechtesten Punkt des Simplex vom entsprechenden Wert am Bestpunkt um 5% bis 10% differiert.
Wie die 2 weiter zeigt, ist der Ausgangs des Abtastmoduls 26 auch an eine Verzögerungsstufe 34 und deren Ausgang an ein Ausgangsmodul 36 gelegt, das mit den Werten der Parameter A, B aus der Aufsuchtabelle 30 und dem verzögerten, aufwärts abgetasteten Signals aus der Verzögerungsstufe 34 ein Ausgangssignal erzeugt Die von der Stufe 34 erzeugte Verzögerung ist vorzugsweise äquivalent der bei der Signalverarbeitung in den Modulen 28 und 30 entstehenden, so dass die entsprechenden Werte von (I und Q) und (A und B) am Modul 36 gleichzeitig ankommen.
3 zeigt ein Blockschaltbild einer beispielhaften FPGA-Implementierung 300 des Indexberechnungsmoduls 28, der Verzögerungsstufe 34, der Aufsuchtabelle 30 und des Ausgangsmoduls 36 der 2. Die Datenwege I, Q werden in den Multiplizierern 302 und 304 unabhängig zu I² bzw. Q² quadriert. Diese beiden Werte werden vom Addiererblock 306 addiert, um eine Indexadresse für die Aufsuchtabelle 30 zu bilden, die in 3 die Form von zwei separaten Dualport-RAM-Speicherblöcken 308 und 310 annimmt, die die Parameter A bzw. B enthalten. Die Parameter aus den Speicherblöcken werden von den Multiplizierern 312, 314, 316, 318 mit den verzögerten I- und Q-Werten zu vier Werten I × A, I × B, Q × A und Q × B multipliziert. Diese werden durch den Addierer- und den Subtraktorblock 320 bzw. 322 zu (IA – QB) bzw. (QA + IB) verknüpft und als I' und Q' ausgeben.
Eine weitere Schaltung 324 lädt unter Verwendung von Standard-Speicherschnittstellensignalen die Dualport-Speicherblöcke 308 und 310 mit Parameterdaten aus dem Verarbeitungsmodul 32. Die Verwendung von Dualport-Speichern ermöglicht eine Echtzeit-Aktualisierung der Aufsuchtabellen, ohne den Zugriff des Vorverzerrungsprozesses auf Parameterwerte zu stören.
Eine Tabellenkonfiguration ist nicht nötig, wo bspw. das Verarbeitungsprozess schnell genug arbeitet, um die Parameter A, B sofort bei Bedarf bereit zu stellen. Dann berechnet das Verarbeitungsmodul die jeweiligen Koeffizienten und danach die Parameter A, B nach Wunsch oder Bedarf, ohne sie in einer Aufsuchtabelle abzulegen.
Wie wiederum die 1 zeigt, dient der Empfänger 18 im digitalen adaptiven Rückkopplungszweig zum Messen der HF-Leistung innerhalb einer schmalen Bandbreite bei einer bestimmten Frequenz. Diese Abstimmfrequenz unterscheidet sich bspw. von der Haupt-CDMA-Trägerfrequenz und ist eine Frequenz, bei der der Optimierungsalgorithmus die Störanteile minimieren soll.
Die 4 zeigt ein Blockschaltbild eines beispielhaften Einkanalempfängers 18 mit Einfachüberlagerung nach 1. In dieser Ausführungsform weist der Empfänger 18 einen Frequenz-Synthesizer 50 auf, der auf einen Mischer 52 arbeitet. Der Ausgang des Mischers 52 ist an ein Tiefpassfilter 54 und dieses an eine Zwischenfrequenz-(ZF)-Kette 56 gelegt. Das Ausgangssignal der ZF-Kette 56 geht an einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 58, dessen Ausgangssignal an das Verarbeitungsmodul 32 oder 2 geführt ist. Drei wichtige Frequenzen in 4 sind die HF-Frequenz, auf der die Nebenkanalleistung gemessen werden soll, die Zumischfrequenz (LO), die zum Abstimmen des Empfängers nach Bedarf geändert wird, sowie die Zwischenfrequenz (ZF), die festliegt. Die Zumischfrequenz LO ergibt sich aus LO = HF – ZF.
Insbesondere wird, wie in 1 gezeigt, das HF-Eingangssignal des Empfängers 18 mit einem Koppler 17 am Ausgang des Leistungsverstärkers 16 abgenommen. Dieses breitbandige HF-Signal wird mit dem Mischer 52 zur Zwischenfrequenz (ZF) herab gemischt, wobei ZF = HF – LO gilt. Die Zumischfrequenz LO für den Mischer 52 wird von einem PLL-Frequenzsynthesizer 50 erzeugt; sie wird mit (digitalen) Abstimmbefehlen aus einem Mikroprozessor (bspw. dem Verarbeitungsmodul 32 der 2) eingestellt.
Das Tiefpassfilter 54 dient zum Ausfiltern der (RF + LO)-Produkte sowie der HF- und LO-Durchstreuung und höherfrequenter Produkte aus dem Mischer 52. 4 zeigt die ZF-Kette 56 des Empfängers als einzelnen Block. In einer Ausführung weist die ZF-Kette 56 Verstärker und ein schmales Bandpassfilter auf, das gewährleistet, dass die gemessene Leistung in der Tat die auf der Abstimmfrequenz ist und keine Anteile bspw. des CDMA-Trägers enthält. Die ZF-Kette 56 gibt ein der empfangenen Signalstärke entsprechendes Spannungssignal (RSSI) ab, das der ZF-Leistung proportional ist, die ihrerseits proportional der HF-Leistung ist. Die Spannung RSSI wird vom ADC 58 abgetastet; das resultierende digitalisierte Signal RSSI ist ein digitales Wort (das das Leistungsniveau auf der Abstimmfrequenz darstellt), das von dem im Verarbeitungsmodul 32 der 2) implementierten Optimierungsalgorithmus verwendet wird.
In einigen Implementierungen überwacht der Optimierungsalgorithmus die Störanteile bei mehreren Frequenzen; dann kann der Einkanalempfänger der 4 auf jede dieser Frequenzen abgestimmt werden. Dieses Abstimmen kann mit einer der folgenden ähnlichen Arbeitsweise erfolgen:

• Ein Mikroprozessor (bspw. das Verarbeitungsmodul 32) sendet einen Abstimmbefehl an den Frequenz-Synthesizer, der die Zumischfrequenz LO und damit die Abstimmfrequenz des Empfängers einstellen soll.
• Der Mikroprozessor wartet, bis die Phasenregelschleife (PLL) und das Signal RSSI den eingeschwungenen Zustand erreicht haben.
• Der Mikroprozessor liest den digitalisierten RSSI-Wert. Wird mit einem RSSI-Mittelwert gearbeitet, können mehrere Ablesungen erfolgen.
• Diese Schritte werden für die nächste Frequenz wiederholt.

Die Vorverzerrungstechnik der US-Patentschrift US 7409007 war dazu gedacht, mindestens einige der Nichtlinearitäten des Verstärkers durch Vorverzerren sowohl der Amplitude (primär mit dem Parameter A) als auch der Phase (primär mit dem Parameter B) des Basisbandsignals zu korrigieren. Es gibt jedoch Anwendungen, in denen die Eigenschaften des Signals (Verhältnis der Spitzen- zur Durchschnittsleistung nahe 1 wie in einem Einkanal-TDMA-System) eine wesentliche Expansion der Amplitude nicht zulassen, so dass die Amplituden-Nichtlinearitäten des Verstärkers sich nicht so vollständig korrigieren lassen, wie erwünscht wäre. In solchen Anwendungen erreicht man eine erhebliche Verbesserung, indem man die Phase (über den Parameter B) so stark wie möglich und die Amplitude teilweise durch einen geeigneten Ansatz für den Wert A_m korrigiert.
Frequenzabhängige Amplituden- und Phasen-Vorverzerrung
Wie oben beschrieben, lassen sich mit der Vorverzerrungstechnik der US-Patentschrift US 7409007 die Störanteile erheblich abschwächen; oft wird jedoch beobachtet, dass noch restliche Störanteile vorliegen. Versuche, diese restlichen Störanteile durch Modifizieren der Koeffizienten in den Gln. (4)–(7) (oder in den Gln. (4')–(7')) zu reduzieren, ergeben eine asymmetrische Situation, in der ein Abschwächen der Störanteile auf der niederfrequenten Seite eines Übertragungskanals einhergeht mit einer Zunahme der Störanteile auf der hochfrequenten Seite des Kanals und umgekehrt, so dass man insgesamt das Verhalten eher verschlechtert als verbessert.
Nach Ausführungsformen der US-Patentanmeldungen US 2003-0169829 und US 7197085 wird auch eine frequenzabhängige Amplituden- und Phasenvorverzerrung angewandt, um Störanteile auf ein niedrigeres Niveau abzuschwächen als man mit der frequenzunabhängigen Vorverzerrungstechnig der US-Patentschrift US 7409007 erreicht.
Die von einem Verstärker erzeugten Verzerrungen lassen sich als aus zwei Teilen bestehend betrachten. Der erste Teil, der unabhängig von der Signalbandbreite ist und auf den sich die US-Patentschrift US 7409007 sowie andere herkömmliche frequenzunabhängige Vorverzerrungstechniken richten, hängt mit der Krümmung der Übertragungsfunktion des Verstärkers zusammen, die zu AM-AM-(Amplitude-zu-Amplitude)- sowie AM-PM-(Amplitude-zu-Phase)-Verzerrungen führt. Die Vorverzerrung der US-Patentschrift US 7409007 arbeitet wirkungsvoll auf diesen Teil der Verstärkerverzerrungen, indem sie die Krümmung der Übertragungsfunktion korrigiert.
Der zweite Teil der Verstärkerverzerrungen ist für schmalbandige Signale vernachlässigbar, wird aber mit zunehmender Bandbreite immer wichtiger. Dieser Teil der Verstärkerverzerrungen hat eine zum Abstand von der Trägerfrequenz proportionale Amplitude und eine Phasenverschiebung von ±90° beiderseits der Trägerfrequenz. Da diese Eigenschaften denen eines Differentiators entsprechenn, lässt sich eine Korrektur dieses Teils der Verzerrungen des Verstärkers mit einem Differenzierfilter erreichen.
Die Kombination dieser beiden Korrekturen lässt sich mit Gleichung (9) ausdrücken wie folgt: I' + jQ' = (I + jQ)(A + jB) + d{(I +jQ)(X + jY)}/dt (9) wobei I und Q die Gleichphasen- und die Quadraturkomponente des Eingangssignals vor der Vorverzerrung, I' und Q' die entsprechenden Komponenten nach der Vorverzerrung, j die Quadratwurzel von (–1) und A, B, X und Y, bei denen es sich um Funktionen der Momentanleistung P (P = I² + Q²) handelt, Vorverzerrungsparameter sind. Das Symbol d/dt bezeichnet die Ableitung nach der Zeit. Der erste Term auf der rechten Seite der Gl. (9) stellt den bandbreiteunabhängigen, der zweite Term den bandbreiteabhängigen Teil der Vorverzerrung dar.
Nach Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird die Gl. (9) durch die Gleichung (10) ersetzt wie folgt: I' + jQ' = (I + jQ)(A + jB) + P[d{(I + jQ)(T + jU)}/dt] + N[d{(I + jQ)(V + jW)}/dt] (10) in der T, U, V, and W Funktionen der Leistung P sind, P eine Operation (bspw. ein Filter), die nur die Spektrumskomponenten positiver Frequenz durchlässt, und analog N eine Operation darstellt, die nur die Spektrumskomponenten negativer Frequenz durchlässt. (In dieser Beschreibung gelten ”positive” und ”negative” Frequenzen für die Basisband-Darstellung des Signals. In Domänen außerhalb des Basisbands (bspw. HF) sind positive Frequenzen höher und negative Frequenzen niedriger als die Mittenfrequenz.) Durch Trennen der positiven von den negativen Frequenzen und Anwenden unterschiedlicher Funktionen der Leistung P (d. h. T, U für die positiven und V, W für die negativen Frequenzen) lassen sich problemlos Asymmetrien der Verstärkercharakteristik erfassen, die ansonsten nur schwer korrigierbar wären.
Implementierungsabhängig lassen die Operationen P und N sich auf verschiedene Art und Weise unter Anwendung von Fourier- oder Hilbert-Transformation oder von Filtern durchführen. Filter sind dabei bevorzugt, da sie sich gut in ein FPGA (”field programmable gate array”, frei programmierbares Gatearray) oder einen ASIC (”application specific integrated circuit”, anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis) aufnehmen lassen.
Frequenzabhängige Vorverzerrung in der Basisbanddomäne mit zwei asymmetrischen Filtern
Die 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Hardware-Implementierung (bspw. FPGA, ASIC oder DSP (”digital signal processor”, digitale Signalverarbeitungseinheit) eines Vorverzerrers 500, der mit zwei asymmetrischen Filtern (520 und 528) arbeitet. Der Vorverzerrer 500 entspricht einer durchgehend digitalen Basisband-Implementierung der Gl. (10). Gem. Gl. (10) erzeugt der Vorverzerrer 500 ein (frequenzunabhängiges) Haupt-Vorverzerrungssignal, wie in der Patentschrift US 7409007 beschrieben (entsprechend dem ersten Term auf der rechten Seite der Gl. (10)) sowie zwei sekundäre Vorverzerrungssignale (ein Vorverrzerrungssignal positiver Frequenz entsprechend dem zweiten Term auf der rechten Seite der Gl. (10) und ein Vorverzerrungssignal negativer Frequenz entsprechend dem dritten Term auf der rechten Seite der Gl. (10)), deren Amplituden und Phasen frequenzabhängig sind. Das Haupt- und die beiden sekundären Vorverzerrungssignale werden zusammengeführt, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen, das an einen Verstärker gelegt wird. Im Vorverzerrer 500 wird die Vorverzerrung auf ein digitales Eingangssignal in der Basisband-Domäne angewandt, wo in der digitalen Domäne differenziert und gefiltert wird.
Insbesondere werden Kopien der digitalen Basisband-Eingangssignale (I und Q) an sowohl das Indexberechnungsmodul 502 als auch die Verzögerungsstufe 504 gelegt. Das Indexberechnungsmodul 502 erzeugt das digitale Indexsignal (I² + Q²) (entsprechend der Leistungs des Eingangssignals aus I und Q); Kopien des Index werden an die Aufsuchtabellen 506, 514 und 522 gelegt. Die der Aufsuchtabelle 506 entnommenen Werte A, B werden in einem komplexen Multiplizierer 508 mit den verzögerten Daten I, Q aus der Verzögerungsstufe 504 multipliziert, um den ersten Term auf der rechten Seite der Gl. (10) zu erzeugen. Das komplexe Produkt geht an den Verzögerungsblock 510, das resultierende verzögerte Produkt an den Kombinierer 512.
Der Zweck der Verzögerungsblöcke 504, 510 ist, zwischen den verschiedenen Signallaufzweigen Synchronizität zu gewährleisten. Insbesondere kompensiert der Verzögerungsblock 504 die Verzögerung im Indexberechnungsblock 502, der Block 510 die Verzögerung, die die Differenzierfilter 518, 526 sowie die P- und N-Filter 520, 528 beitragen.
Die der Aufsuchtabelle 514 entnommenen T- und U-Werte werden im komplexen Multiplizierer 516 mit den verzögerten I- und Q-Daten aus dem Verzögerungsblock 504 multipliziert. Das resultierende komplexe Produkt geht auf ein differenzierendes Filter 518, das es zeitlich differenziert, und die resultierenden differenzierten Signale auf das positivfrequente (P)-Filter 520, das nur die positivfrequenten Komponenten an den Kombinierer 512 weitergibt. Die Signale aus dem P-Filter 520 entsprechen dem zweiten Term auf der rechten Seite der G1. (10).
Die 6A–B zeigen die reelle und die imaginäre Komponente der Impulsantwort eines repräsentativen FIR-(”finite impulse response”)-Filters, das nur die positivfrequenten Komponenten eines Signals durchlässt. Als solches lässt das P-Filter 520 sich mit einem FIR-Filter auf Grund der Komponenten der 6A–B implementieren.
Die der Aufsuchtabelle 522 entnommenen V- und W-Werte werden im komplexen Multiplizierer 526 mit den verzögerten I- und Q-Daten aus dem Verzögerungsblock 504 multipliziert und das resultierende komplexe Produkt an ein differenzierendes Filter 526 gelegt, das es zeitlich differenziert. Die resultierenden differenzierten Signale gehen auf ein negativfrequentes (N)-Filter, das nur die negativfrequenten Komponenten an den Kombinierer 512 durchlässt. Die Ausgangssignals des N-Filters 528 entsprechen dem dritten Term auf der rechten Seite der Gl. (10).
Die 7A–B zeigen die relle und die imaginäre Komponente der Impulsantwort eines repräsentativen FIR-Filters, das nur die negativfrequenten Komponenten eines Signals durchlässt.
Als solches kann das N-Filter 528 mit einem FIR-Filter auf Grund der Komponenten der 7A–B implementiert werden.
Der Kombinierer 512 kombiniert die Signale aus dem Verzögerungsblock 510, dem P-Filter 520 und dem N-Filter 528 zu den digitalen vorverzerrten Ausgangssignalen (I', Q'). Die digitalen vorverzerrten Ausgangssignale (I', Q') lassen sich mit DACs zu Analogsignalen analogisieren, die dann an einen üblichen IQ-Modulator gelegt werden, um ein ZF- oder HF-Vorverzerrungssignal zu erzeugen. Alternativ lassen die digitalen Ausgangssignale (I', Q') sich zu einem digitalen ZF-Signal umsetzen, das dann nach einer D/A-Wandlung zu einem HF-Signal hochgemischt wird.
In der in 5 gezeigten Implementierung sind die Parameter A, B, T, U, V, W als Aufsuchtabellen realisiert dargestellt. Alternativ lassen sie sich in Echtzeit durch Berechnen der Werte der entsprechenden Polynome bestimmen. In beiden Fällen lassen die zum Erzeugen dieser Parameter eingesetzten Koeffizienten sich mit dem Simplex-Algorithmus generieren und adaptiv aktualisieren.
Obgleich die 5 das differenzierende Filter 518 vor dem P-Filter 520 und das differenzierende Filter 526 vor dem N-Filter 528 zeigt, kann diese Reihenfolge in beiden Fällen umgekehrt werden. Alternativ lassen beide Filterpaare 518, 520 oder 526, 528 sich jeweils als einziges Kombinationsfilter realisieren.
Die differenzierenden Filter 518 und 526 lassen sich unterschiedlich realisieren, wie in der US-Patentschrift US 7197085 und der Patentanmeldung US 2003-0169829 beschrieben. Eine verhältnismäßig einfache Realisation besteht aus einem Filter mit nur drei Koeffizienten: [0,5, 0, –0,5].
Frequenzabhängige Vorverzerrung in der Basisband-Domäne mit einem einzigen asymmetrischen Filter
Der vorgehende Abschnitt beschreibt einen Vorverzerrer 500, der zwei asymmetrische Filter 520 und 528 verwendet, um die Gl. (10) zu realisieren. Im vorliegenden Abschnitt sind Vorverzerrer beschrieben, die mit nur einem einzigen asymmetrischen Filter arbeiten, wobei eines der zwei asymmetrischen Filter des Vorverzerrers 500 entfällt und so die Komplexität der Vorverzerrer-Hardware verringert wird.
Mit R = V – T und S = W – U in Gl. (10) erhält man die Gleichung (11) wie folgt: I' + jQ' = (I + jQ)(A + jB) + d{(I + jQ)(T + jU)}/dt + N[d{(I + jQ)(R + jS)}/dt] (11) wobei T, U, R und S Funktionen der Leistung P sind und N eine Operation darstellt, die nur die negativfrequenten Spektrumskomponenten durchlässt.
Alternativ erhält man mit K = T – V und L = U – W in Gl. (10) die Gleichung (12) wie folgt: I' + jQ' = (I + jQ)(A + jB) + d{(I + jQ)(V + jW)}/dt + P[d{(I + jQ)(K + jL)}/dt] (12) wobei V, W, K und L Funktionen der Leistung P sind und P eine Operation darstellt, die nur positivfrequente Spektrumskomponenten durchlässt.
Es sei darauf hingewiesen, dass die zweiten Terme auf der rechten Seite der Gln. (11), (12) symmetrischen frequenzabhängigen Vorverzerrungssignalen entsprechen, die die vollständige Menge der Frequenzkomponenten des Eingangssignals wiedergeben, während die dritten Terme in diesen Gleichungen asymmetrischen frequenzabhängigen Vorverzerrungssignalen entsprechen, die nur eine Untermenge der Frequenzkomponenten des Eingangssignals wiedergeben (i. e. nur die negativfrequenten Komponenten im Fall der Gl. (11) und nur die positivfrequenten im Fall der Gl. (12)).
Die 8 zeigt ein Blockschaltbild einer Hardware-Implementierung (bspw. FPGA, ASIC oder DSP) eines Vorverzerrers 800, der mit nur einem einzigen asymmetrischen Filter (828) arbeitet. Der Vorverzerrer 800 entspricht einer durchweg digitalen Basisband-Implementation der Gl. (11). Gem. Gl. (11) erzeugt der Vorverzerrer 800 (i) ein (frequenzunabhängiges) Haupt-Vorverzerrungssignal gem. der US-Patentschrift US 7409007 (entsprechend dem ersten Term auf der rechten Seite der Gl. (11)) sowie (ii) zwei sekundäre Vorverzerrungssignale (ein symmtrisches Vorverzerrungssignal entsprechend dem zweiten Term auf der rechten Seite der Gl. (11) und ein asymmetrisches (d. h. negativfrequentes) Vorverzerrungssignal entsprechend dem dritten Term auf der rechten Seite der Gl. (11)), wobei die Amplitude und die Phase der beiden sekundären Vorverzerrungssignale frequenzabhängig sind. Das Haupt- und die beiden sekundären Vorverzerrungssignale werden zu einem vorverzerrten Signal zum Ansteuern eines Verstärkers zusammengeführt. Im Vorverzerrer 800 wird die Vorverzerrung auf ein digitales Eingangssignal in der Basisband-Domäne angewandt, wo in der digitalen Domäne differenziert und gefiltert wird.
Insbesondere werden Kopien der digitalen Basisband-Eingangssignale (I und Q) an sowohl das Indexberechnungsmodul 802 als auch den Verzögerungsblock 804 gelegt. Das Indexberechnungsmodul 802 erzeugt das digitale Indexsignal (I² + Q²) (entsprechend der Leistung des mit I und Q definierten Eingangssignals); Kopien desselben gehen auf die Aufsuchtabellen 806, 814 und 822. Die der Aufsuchtabelle 806 entnommenen A- und B-Werte werden im komplexen Multiplizierer 808 mit den verzögerten I- und Q-Daten aus dem Verzögerungsblock 804 multipliziert, um den ersten Term auf der rechten Seite der Gl. (11) zu erzeugen. Dieses komplexe Produkt wird auf den Verzögerungsblock 810, das resultierende verzögerte Produkt auf den Kombinierer 812 gegeben.
Der Zweck der Verzögerungsblöcke 804, 810 ist, zwischen den verschiedenen Signallaufwegen Synchronizität zu gewährleisten. Insbesondere kompensieren der Verzögerungsblock 804 die Verzögerung im Indexberechnungsblock 802 und der Verzögerungsblock 810 die Verzögerung in den differenzierenden Filtern 818, 826, im Verzögerungsblock 826 und im N-Filter 828.
Die der Aufsuchtabelle 814 entnommenen T- und U-Werte werden vom komplexen Multiplizierer 816 mit den verzögerten I- und Q-Daten aus dem Verzögerungsblock 804 multipliziert und das resultierende komplexe Produkt auf das differenzierende Filter 818 gegeben, das es zeitlich differenziert. Die resultierenden differenzierten Signale gehen auf den Verzögerungsblock 820, der die Verzögerung im N-Filter 828 kompensiert. Die Signale aus dem Verzögerungsblock 820, die auf den Kombinierer 812 gegeben werden, entsprechen dem zweiten Term der rechten Seite der Gl. (11).
Die der Aufsuchtabelle 822 entnommenen R- und S-Werte werden im komplexen Multiplizierer 824 mit den verzögerten I- und Q-Daten aus dem Verzögerungsblock 804 multipliziert und das resultierende komplexe Produkt auf das differenzierende Filter 826 gegeben, das es zeitlich differenziert. Die resultierenden differenzierten Signale gehen auf das negativfrequente (N)-Filter 828, das nur negativfrequente Komponenten an den Kombinierer 812 weitergibt. Die Ausgangssignale des N-Filters 828 entsprechen dem dritten Term auf der rechten Seite der Gl. (11). Das N-Filter 828 lässt sich mit einem FIR-Filter auf Grund der Komponenten der 7A–B realisieren.
Der Kombinierer 812 kombiniert die Signale aus dem Verzögerungsblock 810, dem Verzögerungsblock 820 und dem N-Filter 828 zu den digitalen vorverzerrten Ausgangssignalen (I' und Q'). Die digitalen vorverzerrten Ausgangssignale (I' und Q') lassen sich mit DACs zu Signalen analogisieren, die an einen üblichen IQ-Modulator gelegt werden, um ein ZF- oder HF-Vorverzerrungssignal zu erzeugen. Alternativ lassen die digitalen Ausgangssignale (I' und Q') sich zu einem digitalen ZF-Signal umwandeln, das man nach einer Digital/Analog-Wandlung zu einem HF-Signal hochmischt.
In der Implementierung der 8 sind die Parameter A, B, T, U, R und S als Aufsuchtabelle realisiert dargestellt. Alternativ lassen sie sich in Echtzeit auswerten, indem man die Werte geeigneter Polynome berechnet. In beiden Fällen lassen die zum Erzeugen dieser Parameter benutzten Koeffizienten sich mit dem Simplex-Algorithmus generieren und adaptiv aktualisieren.
Obgleich die 8 das differenzierende Filter 818 vor dem Verzögerungsblock 820 und das differenzierende Filter 826 vor dem N-Filter 828 zeigt, lässt in beiden Fällen die Reihenfolge umkehren. Alternativ kann man die Filter 826 und 828 als einziges kombiniertes Filter realisieren.
Die differenzierenden Filter 818 und 826 lassen sich auf unterschiedliche Weise realisieren, wie in der US-Patentanmeldung US 2003-0169829 und der Patentschrift US 7197085 beschrieben. Eine verhältnismäßig einfache Realisierung besteht aus einem Filter mit nur drei Koeffizienrten: [0,5, 0, –0,5].
Die 9 zeigt ein Blockschaltbild einer Hardware-Realisierung (bspw. als FPGA, ASIC oder DSP) einer Vorverzerrers 900, bei dem das einzelne asymmetrische Filter an Stelle eines eines N-Filters (828) wie in 8 ein P-Filter (920) ist. Der Vorverzerrer 900 stellt eine Realisierung der Gl. (12) analog der der Gl. (11) in 8 dar, wobei jedes der Elemente 902–928 der 9 analog einem Element im Vorverzerrer 800 der 8 ist.
Alternative Ausführungsformen
Abhängig von der jeweiligen Anwendung lassen die in den 5, 8 und 9 gezeigten Konfigurationen sich im Kontext von Schaltungsanordnungen realisieren, die Module analog dem Ausgleichsfilter 20, dem Begrenzermodul 22, dem Tiefpassfilter 24 und dem Abtastmodul 26 der 2 aufweisen. Abhängig von den Eigenschaften der Eingangssignale und den Anforderungen des Übertragungsnetzes kann in alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung eine und können mehrere oder selbst alle dieser Komponenten entfallen und/oder lässt sich eines oder mehr andere Verarbeitungsmodule aufnehmen.
Obgleich die vorliegende Erfindung oben im Zusammenhang von Konfigurationen beschrieben ist, in denen die erfindungsgemäße frequenzabhängige Amplituden- und Phasenn-Vorverzerrung mit der (frequenzunabhängigen) Amplituden- und Phasen-Vorverzerrung der US-Patentschrift US 7409007 kombiniert ist, ist die vorliegende Erfindung hierauf nicht beschränkt. Insbesondere kann die erfindungsgemäße frequenzabhängige Amplituden- und Phasen-Vorverzerrung ohne die Vorverzerrung gem. US-Patentschrift US 7409007 erfolgen. Desgl. lässt sich eine frequenzabhängige Amplituden-Vorverzerrung auch ohne eine frequenzabhängige Phasen-Vorverzerrung sowie mit der oder ohne die frequenzunabhängige Vorverzerrung der US-Patentschrift US 7409007 vorsehen.
Obgleich die vorliegende Erfindung im Zusammenhang mit Funksignalen beschrieben ist, die von einer Basisstation an eine oder mehr Mobileinheiten eines Funkübertragungsnetzes gesendet werden, ist die Erfindung hierauf nicht beschränkt. Theoretisch lassen sich Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch für Funksignale realisieren, die eine Mobileinheit an eine oder mehr Basisstationen sendet. Die vorliegende Erfindung lässt sich zum Verbessern der Linearität auch im Zusammenhang mit Funk- oder auch drahtgebundenen Übertragungsnetzen realisieren.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung lassen sich als schaltungsbasierte Prozesse – auch als einzelner integrierter Schaltkreis – realisieren. Wie für den Fachmann einzusehen ist, lassen sich verschiedene Funktionen von Schaltungselementen als Verarbeitungsschritte in Software realisieren. Derartige Software ließe sich bspw. in einem digitalen Signalprozessor (DSP), einem Mikrocontroller oder einem Allzweckrechner einsetzen.
Die vorliegende Erfindung lässt sich in Form von Verfahren und von Vorrichtungen zur Durchführung dieser Verfahren realisieren, desgl. als Programmcode in Aufzeichnungsträgern wie Floppy-Disketten, CD-ROMs, Festplatten oder anderen maschinenlesbaren Speichermedien, wobei, wenn der Programmcode in eine Maschine – wie bspw. einen Rechner – geladen und von ihr ausgeführt wird, die Maschine eine Vorrichtung zum Ausführen der Erfindung wird. Die Erfindung lässt sich auch in Form bspw. von Programmcode ausführen und auf einem Speichermedium ablegen, in eine Maschine laden und/oder von einer solchen ausführen oder mit einem Übertragungsmedium oder -träger wie einer elektrische Verdrahtung bzw. Verkabelung, einem Lichtwellenleiter oder mittels elektromagnetischer Strahlung übertragen; wobei, wenn dann der Programmcode in eine Maschine – wie bspw. einen Rechner – geladen und von ihr ausgeführt wird, diese zu einer Vorrichtung zur Durchführung der Erfindung wird. Auf einen Allzweckrechner implementiert, ergeben die Programmcodesegmente zusammen mit dem Prozessor eine einzigartige Anordnung, die analog zu speziellen Logikschaltungen arbeitet.
Es ist weiter einzusehen, dass sich an den Einzelheiten, Materialien und Anordnungen von Teilen, die beschrieben und erläutert worden sind, um das Wesen der Erfindung zu erklären, vom Fachmann Änderungen durchführen lassen, ohne den Umfang der Erfindung, wie sie in den folgenden Ansprüchen ausgedrückt ist, zu verlassen.
Bezugszeichenliste
FIGURENBESCHRIFTUNGFig. 1

12: digitaler Vorverzerrer
14: IQ-Modulator
18: Empfänger
RF OUT: HF-Ausgang

20: Entzerrerfilter
22: Begrenzer
24: Tiefpassfilter n = 28 – 50
26: Aufwärtsabtaster 8×
28: I² + Q²
30: Aufsuchtabelle 256 × 12 × 2
32: Verarbeitungsmodul
34: Verzögerung
THRESHOLD: Schwellenwert
FROM RECEIVER: vom Empfänger

34: Verzögerung
308/310: Dualport-RAM-Speicher
324: CPU/RAM-Schnittstelle
DATA CLOCK: Datentakt
TO LOOKUP TABLE: zur Aufsuchtabelle

50: Frequenzsynthesizer (PLL)
52
RF: HF
IF: ZF
LO: Zumischsignal
54: Tiefpassfilter
56: ZF-Kette
58: Analog/Digital-Wandler
RF IN ...: HF-Eingang (vom Koppler des Leistungsverstärkers)
REFERENCE ...: Bezugsfrequenz
PLL TUNING: PLL-Abstimmung
DIGITIZED RSSI: digitalisiertes RSSI-Signal

504: Verzögerung_0
506: Aufsuchtabelle Nr. 0 A, B
508: komplexer Multiplizierer Nr. 0
510: Verzögerung_1
514: Aufsuchtabelle Nr. 1 T, U
516: komplexer Multiplizierer Nr. 1
518: differenzierende Filter
520: ρ-Filter
522: Aufsuchtabelle Nr. 2 V, W
524: komplexer Multiplizierer Nr. 2
526: differenzierende Filter
528: η-Filter

Real part: reelle Komponente
Imaginary part: imaginäre Komponente
Coefficient ...: Koeffizient Nr. ...

804: Verzögerung_0
806: Aufsuchtabelle Nr. 0 A, B
808: komplexer Multiplizierer Nr. 0
810: Verzögerung_1
814: Aufsuchtabelle Nr. 1 T, U
816: komplexer Multiplizierer Nr. 1
818: differenzierende Filter
820: Verzögerung_2
822: Aufsuchtabelle Nr. 2 R, S
824: komplexer Multiplizierer Nr. 2
826: differenzierende Filter
828: N-Filter

904: Verzögerung_0
906: Aufsuchtabelle Nr. 0 A, B
908: komplexer Multiplizierer Nr. 0
910: Verzögerung_1
914: Aufsuchtabelle Nr. 1 K, L
916: komplexer Multiplizierer Nr. 1
918: differenzierende Filter
920: P-Filter
922: Aufsuchtabelle Nr. 2 V, W
924: komplexer Multiplizierer Nr. 2
926: differenzierende Filter
928: Verzögerung_2

Claims

Verfahren zum Abschwächen von Störanteilen in einem verstärkten Signal durch Anwenden einer Vorverzerrung, deren Amplitude frequenzabhängig ist, auf ein Eingangssignal (I, Q), um ein vorverzerrtes Signal (I', Q') zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal auf einen Verstärker gegeben wird, um das verstärkte Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störanteile im verstärkten Signal abschwächt, wobei das vorverzerrte Signal erzeugt wird durch: (a) Erzeugen (514–520) eines ersten frequenzabhängigen Vorverzerrungssignals entsprechend einer ersten Menge von Frequenzkomponenten (I_p, Q_p nach 5) für das Eingangssignal; (b) Erzeugen (522–528) eines zweiten frequenzabhängigen Vorverzerrungssignals entsprechend einer zweiten Menge von Frequenzkomponenten (I_n, Q_n nach 5) für das Eingangssignal, wobei die erste Menge von Frequenzkomponenten sich von der zweiten Menge von Frequenzkomponenten unterscheidet; und (c) Zusammenführen (512) der ersten und zweiten frequenzabhängigen Vorverzerrungssignale, um das vorverzerrte Signal zu erzeugen, wobei: die erste Menge Frequenzkomponenten (I_p, Q_p nach 5) den positivfrequenten Komponenten des Eingangssignals entspricht, wobei die positiven Frequenzkomponenten Frequenzen entsprechen, die höher sind als eine Mittenfrequenz des Eingangssignals; und die zweite Menge Frequenzkomponenten (In, Q_n nach 5) den negativfrequenten Komponenten des Eingangssignals entspricht, wobei die negativen Frequenzkomponenten Frequenzen entsprechen, die niedriger sind als eine Mittenfrequenz des Eingangssignals;
Verfahren nach Anspruch 1 weiterhin mit dem Schritt des Erzeugens (506–510) eines frequenzunabhängigen vorverzerrten Signals (I₀, Q₀) aus dem Eingangssignal, wobei das frequenzunabhängige vorverzerrte Signal sowie das erste und das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal zusammengeführt werden (512), um das vorverzerrte Signal zu erzeugen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–2, wobei: auch die Phase der Vorverzerrung frequenzabhängig ist; das Eingangssignal in einer Basisband-Domäne dargestellt wird; und das erste und das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal in einer Digital-Domäne erzeugt werden.
Verfahren nach Anspruch 1–3, wobei: das erste frequenzabhängige Vorverzerrungssignal erzeugt wird durch: (1) Erzeugen (516) einer ersten Menge aus einer oder mehr Wellenformen entsprechend einer ersten Menge von einem oder mehr Vorverzerrungsparametern (T, U nach 5); (2) Differenzieren (518) der ersten Menge aus einer oder mehr Wellenformen bezüglich der Zeit, um eine erste Menge von einer oder mehr differenzierten Wellenformen zu erzeugen; und (3) Anwenden der ersten Menge aus einer oder mehr differenzierten Wellenformen auf eine positivfrequente Operation (520), um das erste frequenzabhängige Vorverzerrungssignal zu erzeugen; und das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal erzeugt wird durch: (1) Erzeugen (524) einer zweiten Menge aus einer oder mehr Wellenformen entsprechend einer zweiten Menge von einem oder mehr Vorverzerrungsparametern (V, W nach 5); (2) Differenzieren (526) der zweiten Menge aus einer oder mehr Wellenformen bezüglich der Zeit, um eine zweite Menge von einer oder mehr differenzierten Wellenformen zu erzeugen; und (3) Anwenden der zweiten Menge von einer oder mehr differenzierten Wellenformen auf eine negativfrequente Operation (528), um das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal zu erzeugen.
Vorrichtung (500) zum Anwenden einer Vorverzerrung auf ein Eingangssignal (I, Q), um ein vorverzerrtes Signal (I', Q') zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gelegt wird, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störanteile im verstärkten Signal abschwächt, wobei die Vorrichtung aufweist: (a) einen ersten Signalverarbeitungszweig (506–510), mit dem aus dem Eingangssignal ein Haupt-Vorverzerrungssignal (I₀, Q₀) erzeugbar ist; (b) einen zweiten Signalverarbeitungszweig (514–520), mit dem ein erstes frequenzabhängiges Vorverzerrungssignal entsprechend einer ersten Menge von Frequenzkomponenten (I_p, Q_p nach 5; I₁) für das Eingangssignal erzeugbar ist; (c) einen dritten Signalverarbeitungszweig (522–528), mit dem ein zweites frequenzabhängiges Vorverzerrungssignal entsprechend einer zweiten Menge von Frequenzkomponenten (I_n, Q_n nach 5) für das Eingangssignal erzeugbar ist, wobei die erste Menge von Frequenzkomponenten sich von der zweiten Menge von Frequenzkomponenten unterscheidet; und (d) einen Kombinierer (512), mit dem das erste und das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal mit dem Haupt-Vorverzerrungssignal zusammenführbar sind, um das vorverzerrte Signal zu erzeugen, wobei: die erste Menge Frequenzkomponenten (I_p, Q_p nach 5) den positiv-frequenten Komponenten des Eingangssignals entspricht, wobei die positiven Frequenz-komponenten Frequenzen entsprechen, die höher sind als eine Mittenfrequenz des Eingangssignals; und die zweite Menge Frequenzkomponenten (I_n, Q_n nach 5) den negativ-frequenten Komponenten des Eingangssignals entspricht, wobei die negativen Frequenz-komponenten Frequenzen entsprechen, die niedriger sind als eine Mittenfrequenz des Eingangssignals;
Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der auch die Phase der Vorverzerrung frequenzabhängig ist; das Eingangssignal in einer Basisband-Domäne dargestellt wird; und das erste und das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal in einer Digital-Domäne erzeugt werden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5–6, bei der: das erste frequenzabhängige Vorverzerrungssignal erzeugt wird durch: (1) Erzeugen (516) einer ersten Menge aus einer oder mehr Wellenformen entsprechend einer ersten Menge von einem oder mehr Vorverzerrungsparametern (T, U nach 5); (2) Differenzieren (518) der ersten Menge aus einer oder mehr Wellenformen bezüglich der Zeit, um eine erste Menge von einer oder mehr differenzierten Wellenformen zu erzeugen; und (3) Anwenden der ersten Menge aus einer oder mehr differenzierten Wellenformen auf eine positivfrequente Operation (520), um das erste frequenzabhängige Vorverzerrungssignal zu erzeugen; und das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal erzeugt wird durch: (1) Erzeugen (524) einer zweiten Menge aus einer oder mehr Wellenformen entsprechend einer zweiten Menge von einem oder mehr Vorverzerrungsparametern (V, W nach 5); (2) Differenzieren (526) der zweiten Menge aus einer oder mehr Wellenformen bezüglich der Zeit, um eine zweite Menge von einer oder mehr differenzierten Wellenformen zu erzeugen; und (3) Anwenden der zweiten Menge von einer oder mehr differenzierten Wellenformen auf eine negativfrequente Operation (528), um das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5–7, bei der der erste Signalverarbeitungszweig aufweist: (1) einen Indexgenerator (502), mit dem Indexwerte proportional der Hüllkurvenleistung des Eingangssignals erzeugbar sind; (2) eine erste Aufsuchtabelle (506), mit der unter Verwendung der Indexwerte erste und zweite Vorverzerrungsparameter (A, B) bereitstellbar sind; und (3) einen ersten Multiplizierer (508), mit dem das Eingangssignal mit dem ersten und dem zweiten Vorverzerrungsparameter multiplizierbar ist, um das Haupt-Vorverzerrungssignal zu erzeugen; der zweite Signalverarbeitungszweig aufweist: (1) eine zweite Aufsuchtabelle (514), mit der unter Verwendung der Indexwerte dritte und vierte Vorverzerrungsparameter (T, U nach 5; T) bereitstellbar sind; (2) einen zweiten Multiplizierer (516), mit dem das Eingangssignal mit den dritten und vierten Vorverzerrungsparametern multiplizierbar ist, um erste multiplizierte Signale zu erzeugen; und (3) einen ersten Differenzierer (518), mit dem die ersten multiplizierten Signale zeitlich differenzierbar sind, um erste differenzierte Signale zu erzeugen; und der dritte Signalverarbeitungszweig aufweist: (1) eine dritte Aufsuchtabelle (522), mit der unter Verwendung der Indexwerte fünfte und sechste Vorverzerrungsparameter (V, W nach 5) bereitstellbar sind; (2) einen dritten Multiplizierer (524), mit dem das Eingangssignal mit den fünften und sechsten Vorverzerrungsparametern multiplizierbar ist, um zweite multiplizierte Signale zu erzeugen; und (3) einen zweiten Differenzierer (526), mit dem die zweiten multiplizierten Signale zeitlich differenzierbar sind, um zweite differenzierte Signale zu erzeugen;
Vorrichtung nach Anspruch 8 bei der: der zweite Signalverarbeitungszweig weiterhin ein positivfrequenten Filter (520), mit dem die ersten differenzierten Signale filterbar sind, um das erste frequenzabhängige Vorverzerrungssignal zu erzeugen; und der dritte Signalverarbeitungszweig weiterhin einen negativfrequenten Filter (528) aufweist, mit dem die zweite differenzierten Signale filterbar sind, um das zweite frequenzabhängige Vorverzerrungssignal zu erzeugen.