CN1578284A - 用于线性化带有不对称特性的功率放大器的数字预失真 - Google Patents

用于线性化带有不对称特性的功率放大器的数字预失真 Download PDF

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Abstract

输入信号被预失真，以便减小由后续的信号放大引起的寄生发射。最好结合频率无关的预失真实现频率相关的预失真，这里频率相关的预失真对应于具有正比于自载波频率的频率偏移的幅度，以及在载波频率任意一侧的±90°相移的放大器失真。通过对与两组不同的预失真参数对应的波形进行时间微分，产生频率相关的预失真。在一个实施例中，微分波形之一被应用于正频率滤波器，另一微分波形被应用负频率滤波器，从而分别产生正频率预失真信号和负频率预失真信号，以便考虑到放大器特性方面的不对称性。在另一实施例中，只将微分波形之一应用于不对称滤波器(即，或者正频率滤波器或者负频率滤波器)。

Description

用于线性化带有不对称特性的 功率放大器的数字预失真
本申请是同时待审的美国专利申请，序列号10/607924(申请日06/27/03)的部分继续申请。
本申请的主题还与(a)09/14/99登记的美国专利申请No.09/395490(“′490申请”)，(b)02/05/02登记的美国专利申请No.10/068343，(c)05/22/02登记的美国专利申请No.10/153446(“′446申请”)，(d)05/22/02登记的美国专利申请No.10/153289(“′289申请”)，和(e)08/13/02登记的美国专利申请No.10/217930的主题相关。
技术领域
本发明涉及信号处理，具体地说，涉及无线通信网络中传输信号的预失真，以便减小寄生发射。
背景技术
现代无线通信网络采用需要紧密控制寄生发射(有时称为“带外发射”)，以便避免干扰相邻载波，并且遵守管理机关(例如FCC)和标准机关(例如ITU)的要求的复杂调制方案。寄生发射的一个来源是基站发射器放大器，基站发射器放大器用于在将无线(例如RF)信号传输给无线通信网络，例如蜂窝语音和/或数据网络中的无线(例如移动)单元之前放大信号。减小这种寄生发射的现有技术能够满足以前的要求。但是，无线通信网络中的最新发展(例如通用移动电信服务(UMTS))对基站发射器放大器施加了额外负担，因此需要进一步减小寄生发射。
附图说明
根据下面的详细说明，附加的权利要求和附图，本发明的其它方面、特征和优点将更加明显，附图中，相同的附图标记表示相似或相同的部件。
图1表示根据在美国专利申请序列号09/395490中描述的(频率无关)预失真技术的系统的方框图；
图2表示图1的数字预失真器的方框图；
图3表示图2的索引计算模块、延迟部件、查寻表和输出模块的例证FPGA实现的方框图；
图4表示图1的接收器的例证单通道、单转换实现的方框图；
图5表示使用两个不对称滤波器的预失真器的方框图；
图6A-B表示只通过信号的正频率分量的典型有限脉冲响应(FIR)滤波器的脉冲响应的实数分量和虚数分量；
图7A-B表示只通过信号的负频率分量的典型FIR滤波器的脉冲响应的实数分量和虚数分量；
图8-9表示只使用一个不对称滤波器的预失真器的方框图。
具体实施方式
本发明的实施例目的在于将无线通信网络中的寄生发射减小到满足当前要求的水平的技术。具体地说，本发明的实施例涉及对输入信号施加预失真，产生预失真信号，所述预失真信号当被应用于放大器时，导致所得到的放大信号中的较低的寄生发射，这里放大器具有不对称特性(例如在低于中心频率的频率下发生的寄生发射和在高于中心频率的频率下发生的寄生发射之间的不对称性)。
′490申请的预失真技术
′490申请描述一种利用足以满足现有规则和标准的数字预失真，减小寄生发射的技术。根据′490申请，对输入信号应用其辐度和相位与频率无关的预失真，以便产生(主要)预失真信号，当随后用放大器放大预失真信号时，所述预失真信号减小寄生发射。根据′289和′446申请的实施例，应用其幅度-最好还有相位-与频率无关的预失真，产生附加的(即次要)预失真信号，当与在′490申请中描述的主要预失真信号结合时，所述次要预失真信号能够进一步减小放大信号中的寄生发射。下述部分描述在′490申请中教导的预失真技术。之后是最好与-但是不是必须与-′490申请的预失真技术组合，以便进一步减小通信网络中的寄生发射的预失真分量(其幅度和相位与频率无关)的不同的可能实现的描述。
在′490申请中描述的预失真技术减小无线通信网络中的相邻通道功率。具体地说，′490申请描述一种以数字方式自适应地使输出信号预失真的技术，包括在将信号应用于基站发射器放大器的输入端之间，对所述信号进行校正，从而所述校正与放大器产生的至少一些预期失真相等并且相反。所述校正导致至少一些放大器失真被抵消，导致和无这种预失真的发射器相比，传送特性更线性的基站发射器。在这种情况下，合乎需要地减小相邻通道功率(即寄生发射)。
图1表示了根据′490申请中描述的预失真技术的系统10的方框图。系统10包括接收输入数字基带信号的同相(I)分量和正交(Q)分量的数字预失真器12，与预失真器12的输出端连接的IQ调制器14，与调制器14的输出端连接的放大器16，和通过耦接器17，与放大器16的输出端耦接，以便产生反馈给预失真器12的控制信号的接收器18。这些组件被配置成对通信设备-例如用于传送无线通信数据的基站-产生的，并作为输入信号(I，Q)应用于预失真器12的输入数字基带信号(例如码分多址访问(CDMA)信号，宽带CDMA信号，时分多址访问(TDMA)信号，enhanced data rates through globalsystem for mobile communication evolution(EDGE)信号，或者其它信号，最好具有较大的峰值功率/平均功率比)进行校正。系统10还通过接收器18接收自适应反馈，以便优化所述校正。
更具体地说，这种预失真技术包括在将数字基带信号应用于放大器16的输入端之间，对数字基带信号进行校正，以致所述校正与放大器16产生的至少一部分失真相反。从而，所述校正与一部分放大器失真相互抵消，导致系统具有更线性的传送特性。在系统10中，为了利用数字电路的精确性和低成本，在调制器14将信号转换成射频(RF)，以便放大和传输之前，数字预失真器12最好在基带完成其校正。
根据这种预失真技术，预失真器12以信号功率函数的形式(但是独立于频率)，使输入信号的幅度和相位预失真。由于幅度和相位校正都随着瞬时功率(即包络功率)变化，为了实现其功能，预失真器12依赖于随着功率水平的放大器幅度和相位变化的准确描述。如下所述，校正(对功率水平)的功能表示采取多项式的形式，最好由所述多项式得到查寻表。
更具体地说，数字基带信号由同相(I)分量和正交(Q)分量的离散时间样本组成，在数-模转换(未示出)之后，所述离散时间样本被应用于矢量IQ调制器14，从而产生RF信号，所述RF信号随后被输入放大器16。基带信号的每个样本可用复数符号表示为(I+jQ)，这里j是(-1)的平方根。预失真器12的预失真操作可根据等式(1)-(3)表示成如下所示：
I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)                      (1)
这里
I′＝IA-QB                                  (2)
Q′＝QA+IB                                  (3)
其中I′和Q′是预失真器12产生的预失真的同相基带信号和正交基带信号，A和B是为用I和Q表示的输入信号的瞬时包络功率的函数的预失真参数。便利的是，参数A和B的不同值可保存在(如下所述产生的)查寻表中，索引是由(I2+Q2)给出的瞬时包络功率。
图2根据′490申请的预失真技术，表示图1的数字预失真器12的方框图。如图2中所示，预失真器12包括接收由上述同相分量和正交分量组成的信号的均衡滤波器20。均衡滤波器是本领域众所周知的组件，操作上与将信号削到预定阈值的削波模块22连接。削波模块22的输出被送给消除在削波过程中产生的高频分量的低通滤波器24。
低通滤波器24的输出被送给采样模块26，采样模块26将上采样信号(例如将采样速率增加到四倍，从初始的2X速率增加到8X速率)提供给索引计算模块28，索引计算模块28根据基带信号的同相分量和正交分量的平方和，计算索引值。索引计算模块28与其中保存参数A和B的查寻表30连接。根据计算的索引值，取回参数A和B的值。
查寻表30的预失真参数A和B来源于一组多项式，所述一组多项式精密近似于使放大器特性线性化的校正。由于放大器，例如AB类放大器的特性的复数本质，通过利用关于参数B的一对多项式获得有利的结果，而对于参数A来说，单个多项式就足够了。(近似地，可认为参数A校正放大器的幅度失真，而参数B校正相位失真)。这些多项式可被表示成如下所示：
A＝C0+C1P+C2P2+C3P3  A≤Am               (4)
否则A＝Am                                        (5)
B＝C4P+C5P2+C6P3  P≤Pb                   (6)
B＝(Bb1-Bb2)+C7P+C8P2+C9P3   P＞Pb      (7)
这里P＝(I2+Q2)是瞬时包络功率。Am是施加于参数A，以防止放大器深度饱和的最大值。Am的典型值为2，但是也可根据具体设计而变化。Pb是参数B在等式(6)和(7)之间转变的断点。Pb是其值由优化算法获得的可优化参数。该值因放大器而异。它还可随着温度而变化。Bb1和Bb2分别是利用等式(6)和(7)，在P＝Pb情况下，参数B的值。等式(7)右边的第一项目的是使等式(6)和(7)在P＝Pb接续起来。C0～C9是和特定放大器的传递函数特性相关，并且能够随着温度、放大器组件的老化等变化的系数。如同Pb一样，优化算法找出产生最优化结果的系数C0～C9的值。
当然，应认识到在恰当的情况下，象参数B一样，两个多项式可被用于参数A。此外，许多情况下，能够简化等式(4)和(6)，排除高于线性P项的各项，导致如下的等式(4′)-(7′)：
A＝C0+C1P  P≤Pb                                (4′)
A＝(Ab1-Ab2)+C2P+C3P2+C4P3  P＞Pb         (5′)
B＝C5P    P≤Pb                                   (6′)
B＝(Bb1-Bb2)+C6P+C7P2+C8P3    P＞Pb           (7′)
这里Ab1和Ab2分别是利用等式(4′)和(5′)，在P＝Pb情况下，参数A的值。如前，可对参数A的值设置最大极限Am。另外，如果需要，和关于B等式相比，从一个多项式转变到另一多项式的断点Pb可具有关于A等式的不同值。
为了适应系数(例如等式(4)-(7)中的C0-C9)的时间变化本性，这种预失真技术中采用自适应方案，从而系数的值至少被间歇优化(或者被处理)，以便维持最小或减小的寄生发射。再次参见图1，位于放大器16的输出端的耦合器17对接收器18的输出端采样，接收器18被调谐到寄生发射将被减小或最小化的频率区域中，产生正比于接收功率的电压。多个接收器可被用于在一个以上的频率对寄生发射采用，或者单个接收器可被顺序调谐到感兴趣的不同频率。在不同频率获得的电压随后被组合成其值将被减小或最小化的单一量值。当使用两个频率时(通常使用两个频率就足够了)，可根据下述等式(8)组合所得到的电压V1和V2：
V＝V1+V2+|(V1-V2)|                           (8)
这里|(V1-V2)|是(V1-V2)的绝对值。绝对值的这种应用导致V1和V2都被减小或最小化，而不是简单地提供这两个值的和。如果只使用等式(8)右侧的前两项，则通过使一个电压很小，另一电压相当大，该算法会得到虚假优化。等式(8)的替换等式是V＝max(V1，V2)，这里max意味着选择这两个值中的较大者。
找到减小或使V最小，从而减小或使寄生发射最小的系数的值的一种适当算法是Neler和Mead在“A Simplex Method For FunctionMinimization”(Computer Journal，Vol.7，pp.308-313(1965))中描述的众所周知的单形算法，该文献作为参考包含于此。如下所述，按照修改的形式实现该算法。
再次参见图2，根据来自图1的接收器18的反馈信号，处理模块32实现修改的单形算法，更新保存在查寻表30中的参数A和B的值。应认识到处理模块32可采取各种形式，例如微处理器，数字信号处理器，或者使用FPGA器件的处理电路。还应认识到可按照利用对本领域的技术人员来说，显而易见的硬件和软件的恰当组合的任意适当方式，实现单形算法。当然，用于实现该算法(这里是模块32)的装置应包括保存并维持运行该算法所必需的代码和数据的恰当存储容量。
每次迭代时，在上述关于A和B的等式中，使用该算法得到的系数的值，产生该算法用于下一次迭代的表格。允许该算法连续运算，或者至少间歇地运算，从而系数值跟踪随着时间发生的变化。
Neler和Mead提出的单形优化算法意图减小或使数学计算获得的函数值达到最小。这种方式的运算的一个重要特征在于如果重复计算，会获得相同的函数值。这与运算硬件上测量获得的值相反，在运算硬件上，噪声和波动不可避免会导致测量值不断变化。当试图在运算硬件上实时地使用单形算法时，这种差异意义重大。
单形算法的本质在于每次迭代时，用给出更好函数值的一组新的系数替换与最差函数值相关的一组系数。新的值可能优于，也可能不优于至此获得的最佳函数值，但是随着算法继续运行，预期将获得越来越好的函数值。假定由于测量中的噪声和波动的缘故，获得一个特别好，但是错误的值。如果后续获得的值都差于该错误值，则算法将会聚于该错误值。从而，就其常规形式来说，该算法不是非常适合于在正被优化或处理的量值存在较大波动的情况下应用，如同当前情况中一样。
为了克服这种困难，按照修改的形式使用单形算法。在每次迭代结束时，如果在先最佳值被更好的值代替，则算法继续进行下一次迭代。但是，如果迭代不产生新的最佳值，则重新评估现有的最佳点，用新的值替换在先值。从而，该算法能够恢复归因于波动测量的错误数据。这些波动会导致为了达到所需的点(可能是最佳点)，需要更多次数的迭代，但是不会阻止达到所需的点。
单形算法的另一种变型使其能够同时跟踪由温度变化、组件的老化或其它干扰导致的放大器特性的变化。就该算法的常规实现来说，建立一种退出标准(该标准通常与单形的最差点和最佳点之间函数值的百分比变化相关)，当所述标准被满足时，该算法终止。当逼近所需的或者最佳的点时，该算法减小单形的大小，在达到所需的点之前，单形的大小通常变得很小。一旦发生这种情况，该算法再也不能对放大器特性方面的变化作出反应。
在优选实现中，通过在开始每次迭代时，比较单形的大小与某一值，例如预定的最小值，如果单值的大小已减小到所述最小值以下，则增大单形的大小，防止单形的大小变得过小。选择所述最小值，以致所述最小值大到足以使算法能够跟踪放大器特性的变化，但是又不会过大，以致不能达到所需的(或者最佳的)点。当在单形的最差点下，每个系数的值与在单形的最佳点下，每个系数的对应值相差5-10％时，恰当的所述最小值为1。
继续参见图2，采样模块26的输出端还与延迟电路34连接，延迟电路34再与输出模块36连接，输出模块36根据从查寻表30取回的参数A和B的值以及来自延迟电路34的延迟上采样信号，产生输出信号。延迟电路34施加的延迟最好等于与执行模块28和30的处理有关的延迟，从而(I和Q)及(A和B)的恰当值同时到达输出模块36。
图3表示图2的索引计算模块28、延迟电路34、查寻表30和输出模块36的例证FPGA实现300的方框图。I和Q数据通路在乘法器302和304被独立自乘，从而分别产生I2和Q2。在加法器部件306，将这两个值加在一起，形成查寻表30的索引地址，图3中，查寻表30采取两个独立的双端口RAM存储器部件308和310的形式，所述两个双端口RAM存储器308和310分别包含参A和B。从存储器部件输出的参数在乘法器312、314、316和318被乘以延迟的I和Q值，从而产生四个值I×A、I×B、Q×A和Q×B。这些值由加法器和减法器部件320和322组合，分别形成输出为I′和Q′的(IA-QB)和(QA+IB)。
辅助电路324利用标准存储器接口信号，将在处理模块32中产生的参数数据装入双端口存储器部件308和310。双端口存储器的使用允许实时更新查寻表，而不会中断预失真过程对参数值的访问。
在处理模块具有便于根据需要获得A和B参数的足够高的处理速度的情况下，查寻表配置不是必需的。这种情况下，处理模块计算恰当的系数，处理模块随后根据需要计算A和B参数，而不必将这种参数保存在查寻表中。
再次参见图1，数字预失真自适应反馈循环中的接收器18被用于测量具体频率下，窄带宽内的RF功率。该调谐频率偏离主CDMA载波频率，并且是寄生发射将被优化算法最小化的频率。
图4表示了图1的接收器18的例证单通道、单转换实现的方框图。在该实现中，接收器18包括频率合成器50，频率合成器50与混频器52连接。混频器的输出端与低通滤波器54连接，低通滤波器54再与中频(IF)链56连接。IF链56的输出端与模-数转换器(ADC)58连接，模-数转换器58向图2的处理模块32提供输入。图4中三个重要的频率是要测量相邻功率水平的RF功率，根据需要被改变，以便调谐接收器的本地振荡器(LO)频率，和固定的中频(IF)。借助LO＝RF-IF得到LO频率。
更具体地说，如图1中所示，接收器18的RF输入端借助耦接器17，coupled off功率放大器16的输出端。在混频器52，宽带RF信号被降频转换成中频(IF)，这里IF＝RF-LO。混频器52的LO频率由锁相环(PLL)频率合成器50产生。该LO频率由来自微处理器(例如图2的处理模块32)的(数字)调谐命令设置。
低通滤波器54用于滤除RF+LO频率产物，以及RF和LO馈通，和混频器52产生的任意高频产物。在图4中，接收器IF链56被表示成单一部件。在一个实现中，IF链56实际上包括多个放大器和一个窄带通滤波器，窄带通滤波器确保正被测量的功率确实是调谐频率下的功率，不包含来自主CDMA载波的功率。IF链56产生正比于IF功率(IF功率又正比于RF功率)的接收信号强度指示符(RSSI)电压输出。RSSI电压由ADC 58采样，所得到的数字化RSSI是供由图2的处理模块32实现的优化算法使用的数字字(代表调谐频率下的功率水平)。
在一些实现中，优化算法监视多个频率点下的寄生发射，这种情况下，可关于每个不同的频率，重新调谐图4的单通道接收器。可利用和下面所述类似的程序实现这种重新调谐：
○微处理器(例如处理模块32)向频率合成器发送调谐命令，以便设置LO频率(于是设置接收器的调谐频率)。
○微处理器等待PLL和RSSI稳定。
○微处理器读取数字化RSSI值。如果使用平均RSSI，则可进行多次读取。
○对下一频率重复这些步骤。
′490申请的预失真技术被设计成通过使基带信号的幅度预失真(主要利用参数A实现)以及使基带信号的相位预失真(主要利用参数B实现)，至少校正放大器的至少一些非线性。但是，存在信号的特性(如同在单通道TDMA系统中那样，峰值功率与平均功率之比接近于1)不允许幅度的较大扩展，以致不能完全按照需要校正放大器的幅度非线性的应用。在这些应用中，通过尽可能多地校正相位(借助参数B)，以及通过恰当地设置Am值，部分校正幅度，能够获得相当大的改进。
与频率相关的幅度和相位预失真
如前所述，′490申请的预失真技术可用于实现寄生发射的显著减小，但是经常观察到仍然存在一些残余寄生发射。通过修改等式(4)-(7)(或者等式(4′)-(7′))中的系数，减小这些残余寄生发射的努力导致不对称情形，其中通信通道的低频端的寄生发射的减小伴随有通道的高频端的寄生发射的增大，反之亦然，导致性能的整体恶化-或者至少不是性能的整体改进。
根据289′和446′申请的实施例，为了将寄生发射减小到比′490申请的(频率无关)预失真技术实现的水平更低的水平，还应用其幅度和相关与频率相关的预失真。
放大器导致的失真可被看作由两部分构成。第一部分(与信号带宽无关，并且由′490申请(以及其它常规的频率无关的预失真技术)解决)与放大器的传递函数的曲率(curvature)相关，放大器的传递函数导致AM-AM(幅度-幅度)和AM-平面存储器(幅度-相位)类型失真。′490申请的预失真通过校正传递函数的曲率，有效解决了这部分的放大器失真。
对于窄带宽信号来说，第二部分的放大器失真是可忽略的，但是当带宽增大时，第二部分的放大器失真变得越来越重要。这部分的放大器失真具有正比于自载波频率的频率偏移的幅度和位于载波频率任意一侧的±90°的相移。由于这些特性与微分器的特性相符，可利用微分滤波电路实现这部分放大器失真的校正。
可用如下所示的等式(9)表示这两种校正的组合：
I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)+d{(I+jQ)(X+jY)}/dt             (9)
这里I和Q是预失真之前，输入信号的同相分量和正交分量，I′和Q′是预失真之后的相应分量，j是-1的平方根，为瞬时功率P(P＝I2+Q2)的函数的A、B、X和Y是预失真参数。符号d/dt代表时间微分。等式(9)右侧的第一项代表预失真的与带宽无关的部分，而第二项代表与带宽相关的部分。
根据本发明的实施例，用如下的等式(10)替换等式(9)：
I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)+P[d{(I+jQ)(T+jU)}/dt]+N[d{(I+jQ)(V+jW)}/dt]    (10)
这里T、U、V和W是功率P的函数，P代表只通过频谱的正频率分量的操作(例如滤波)，N代表只通过频谱的负频率分量的模拟操作。(本说明书中，正频率和负频率指的是信号的基带表示。在非基带域中(例如RF)，正频率大于中心频率，负频率小于中心频率)。通过将正频率和负频率分开，并利用功率P的不同函数(即关于正频率的T和U，以及关于负频率的V和W)，能够直接适应以其它方式难以校正的放大器特性的不对称性。
根据所述实现，按照各种方式，包括使用傅里叶变换、Hilbert变换或滤波器，能够实现P和N操作。滤波器是优选实现，因为它们非常适合于包含在FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)中。
利用两个不对称滤波器，基带域中与频率相关的预失真
图5表示了使用两个不对称滤波器(520和528)的预失真器500的硬件(例如FPGA、ASIC或DSP)实现的方框图。预失真器500对应于等式(10)的全数字基带实现。根据等式(10)，预失真器500产生如同在′490申请中所述的主要(频率无关)预失信号(对应于等式(10)右侧的第一项)，和其幅度及相位与频率相关的两个次要预失真信号(对应于等式(10)右侧第二项的正频率预失真信号，和对应于等式(10)右侧第三项的负频率预失真信号)。组合所述主要预失真信号和两个次要预失真信号，产生应用于放大器的预失真信号。在预失真器500中，在基带域中对数字输入信号应用预失真，在基带域中，在数字域内进行微分和滤波。
具体地说，数字、基带输入信号(I和Q)的副本被应用于索引计算模块502和延迟部件504。索引计算模块502产生数字索引信号(I2+Q2)(对应于由I和Q定义的输入信号的功率)，其索引的副本被提供给查寻表506、514和522。在复数乘法器508中，将从查寻表506取回的值A和B乘以来自延迟部件504的延迟I和Q数据，从而产生等式(10)右侧的第一项。该复数乘积被应用于延迟部件510，所得到的延迟乘积被应用于组合器。
延迟部件504和510的用途是确保不同信号通道之间的同步。具体地说，延迟部件504补偿在索引计算部件502中产生的延迟，而延迟部件510补偿由微分滤波器518和526，以及P和N滤波器520和528引入的延迟。
在复数乘法器516中，将从查寻表514取回的值T和U乘以来自延迟部件504的延迟I和Q数据。所得到的复数乘积被应用于微分滤波器518，微分滤波器518对所述复数乘积进行时间微分。所得到的微分信号被提供给正频率(P)滤波器520，正频率滤波器520只将正频率分量传给组合器512。来自P滤波器520的信号对应于等式(10)右侧的第二项。
图6A-B表示了只通过信号的正频率分量的典型有限脉冲响应(FIR)滤波器的脉冲响应的实数分量和虚数分量。这样，根据图6A-B的分量，利用FIR滤波器，可实现P滤波器520。
在复数乘法器524中，将从查寻表522取回的值V和W乘以来自延迟部件504的延迟I和Q数据。所得到的复数乘积被应用于微分滤波器526，微分滤波器526对所述复数乘积进行时间微分。所得到的微分信号被提供给负频率(N)滤波器528，负频率滤波器528只将负频率分量传给组合器512。来自N滤波器528的信号对应于等式(10)右侧的第三项。
图7A-B表示了只通过信号的负频率分量的典型FIR滤波器的脉冲响应的实数分量和虚数分量。这样，根据图7A-B的分量，利用FIR滤波器，可实现N滤波器528。
组合器512组合来自延迟部件504、P滤波器520和N滤波器528的信号，形成数字、预失真输出信号(I′和Q′)。利用DAC，可将数字、预失真输出信号(I′和Q′)转换成模拟信号，所述模拟信号随后被提供给常规的IQ调制器，从而产生IF或RF预失真信号。另一方面，数字输出(I′和Q′)可被转换成数字IF信号，在数-模转换之后，所述数字IF信号被升频转换成RF信号。
在图5中所示的实现中，参数A、B、T、U、V和W被表示成实现成查寻表。另一方面，通过计算恰当多项式的值，可实时评估这些参数。在任意一种情况下，可利用单形算法产生并自适应地更新用于产生这些参数的系数。
虽然图5表示在P滤波器520之前的微分滤波器518和在N滤波器528之前的微分滤波器526，不过这些顺序中的任意一种都可被颠倒。另一方面，任意一对滤波器518和520，或526和528可被实现成单一的组合滤波器。
如同在′289和′446申请中所述，可按照许多方式实现微分滤波器518和526。一种相当简单的实现由只具有三个系数[0.5，0，0.5]的一个滤波器组成。
利用单个不对称滤波器，基带域中与频率相关的预失真
前一节描述了使用两个不对称滤波器520和528实现等式(10)的预失真器500。本节描述只利用单个不对称滤波器，实现的预失真，这里除去预失真器500的两个不对称滤波器之一，从而降低了预失真器的硬件的复杂性。
将R＝V-T和S＝W-U代入等式(10)，产生下述等式(11)：
I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)+d{(I+jQ)(T+jU)}/dt+N[d{(I+jQ)(R+jS)}/dt](11)
这里T、U、R和S是功率P的函数，N代表只通过频谱的负频率分量的操作。
另一方面，将K＝T-V和L＝U-W代入等式(10)，产生下述等式(12)：
I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)+d{(I+jQ)(V+jW)}/dt+P[d{(I+jQ)(K+jL)}/dt](12)
这里V、W、K和L是功率P的函数，P代表只通过频谱的正频率分量的操作。
注意等式(11)和(12)右侧的第二项对应于和输入信号的频率分量的全集对应的对称频率相关的预失真信号，而这些等式中的第三项对应于只与输入信号的频率分量的子集(即，就等式(11)来说，只有负频率分量，就等式(12)来说，只有正频率分量)对应的不对称频率相关的预失真信号。图8表示了只使用单个不对称滤波器(828)的预失真器800的硬件(例如FPGA、ASIC或DSP)实现的方框图。预失真器800对应于等式(11)的全数字、基带实现。根据等式(11)，预失真器800产生(i)如同在′490申请中所述的主要(频率无关)预失信号(对应于等式(11)右侧的第一项)，和(ii)两个次要预失真信号(对应于等式(11)右侧的第二项的对称预失真信号，和对应于等式(11)右侧的第三项的不对称(即负频率)预失真信号)，这里这两个次要预失真信号的幅度和相位与频率相关。组合所述主要预失真信号和两个次要预失真信号，产生应用于放大器的预失真信号。在预失真器800中，在基带域中对数字输入信号应用预失真，这里在数字域内进行微分和滤波。
具体地说，数字、基带输入信号(I和Q)的副本被应用于索引计算模块802和延迟部件804。索引计算模块802产生数字索引信号(I2+Q2)(对应于由I和Q定义的输入信号的功率)，其索引的副本被提供给查寻表806、814和822。在复数乘法器808中，将从查寻表806取回的值A和B乘以来自延迟部件804的延迟I和Q数据，从而产生等式(11)右侧的第一项。该复数乘积被应用于延迟部件810，所得到的延迟乘积被应用于组合器812。
延迟部件804和810的用途是确保不同信号通道之间的同步。具体地说，延迟部件804补偿在索引计算部件802中产生的延迟，而延迟部件810补偿由微分滤波器818和826，延迟部件820和N滤波器828引入的延迟。
在复数乘法器816中，将从查寻表814取回的值T和U乘以来自延迟部件804的延迟I和Q数据。所得到的复数乘积被应用于微分滤波器818，微分滤波器818对所述复数乘积进行时间微分。所得到的微分信号被提供给延迟部件820，延迟部分820补偿由N滤波器引入的延迟。来自延迟部件820的信号(该信号被传给组合器812)信号对应于等式(11)右侧的第二项。
在复数乘法器824中，将从查寻表822取回的值R和S乘以来自延迟部件804的延迟I和Q数据。所得到的复数乘积被应用于微分滤波器826，微分滤波器826对所述复数乘积进行时间微分。所得到的微分信号被提供给负频率(N)滤波器828，负频率滤波器828只将负频率分量传给组合器812。来自N滤波器828的信号对应于等式(11)右侧的第三项。根据图7A-B的分量，利用FIR滤波器，可实现N滤波器828。
组合器812组合来自延迟部件810、延迟部件820和N滤波器828的信号，形成数字、预失真输出信号(I′和Q′)。利用DAC，可将数字、预失真输出信号(I′和Q′)转换成模拟信号，所述模拟信号随后被提供给常规的IQ调制器，从而产生IF或RF预失真信号。另一方面，数字输出(I′和Q′)可被转换成数字IF信号，在数-模转换之后，所述数字IF信号被升频转换成RF信号。
在图8中所示的实现中，参数A、B、T、U、R和S被表示成实现为查寻表。另一方面，通过计算恰当多项式的值，可实时评估这些参数。在任意一种情况下，可利用单形算法产生并自适应地更新用于产生这些参数的系数。
虽然图8表示在延迟部件820之前的微分滤波器818和在N滤波器828之前的微分滤波器826，不过这些顺序中的任意一种都可被颠倒。另一方面，滤波器826和828可被实现成单一的组合滤波器。
如同在′289和′446申请中所述，可按照许多方式实现微分滤波器818和826。一种相当简单的实现由只具有三个系数[0.5，0，0.5]的一个滤波器组成。
图9表示了预失真器900的硬件(例如FPGA、ASIC或DSP)实现的方框图，其中单个不对称滤波器是P滤波器(920)，而不是如图8中的N滤波器(828)。预失真器900是等式(12)的与图8中所示的等式(11)的实现类似的实现，图9的各个部件902-928类似于图8的预失真器800中的相应部件。
备选实施例
根据特定的应用，可在包括和图2的均衡滤波器20、削波模块22、低通滤波器24和采样模块26类似的模块的电路环境中实现图5、8和9中所示的结构。在本发明的备选实现中，一个或多个-甚至所有的这些组件可被省略，和/或可包括一个或多个其它处理组件，取决于输入信号的特性以及特定通信网络的要求。
虽然在组合本发明的频率相关幅度和相位预失真与′499申请的(频率无关)幅度和相位预失真的结构环境中描述了本发明，但是本发明并不局限于此。特别地，能够在不实现′490申请的预失真的情况下，实现本发明的与频率相关的幅度和相位预失真。也可在实现或不实现′490申请的频率无关的预失真的情况下，实现和频率相关的幅度预失真，而不实现和频率相关的相位预失真。
虽然在将无线信号从基站传送给无线通信网络的一个或多个移动单元的环境中描述了本发明，但是本发明并不局限于此。理论上，可关于从移动单元传送给一个或多个基站的无线信号实现本发明的实施例。还可在其它无线通信网络，甚至在有线通信网络中实现本发明，以便改进线性。
本发明的实施例可被实现成基于电路的过程，包括单一集成电路上的可能实现。对本领域的技术人员来说，电路部件的各种功能显然还可被实现成软件程序中的处理步骤。这种软件可用在，例如数字信号处理器、微控制器或通用计算机中。
可用方法和实践这些方法的设备的形式具体体现本发明。也可用包含在有形媒体，例如软盘、CD-ROM、硬盘驱动器，或者任意其它机器可读存储媒体中的程序代码的形式，具体体现本发明，其中当所述程序代码被装入并由机器(例如计算机)执行时，所述机器变成实践本发明的设备。还可用保存在存储媒体中的，装入和/或由机器执行的，或者通过某一传输媒体或载体，例如通过电线或电缆，通过光纤或通过电磁辐射传送的程序代码的形式具体体现本发明，其中当所述程序代码被装入并由机器(例如计算机)执行时，所述机器变成实践本发明的设备。当在通用计算机上实现时，程序代码段与处理器结合，形成类似于专用逻辑电路工作的独特装置。
还要明白在不脱离下述权利要求限定的本发明的范围的情况下，本领域的技术人员可做出为了说明本发明的本质，举例说明的各个部分的细节、材料和排列方面的各种变化。

Claims (11)

1、一种用于减小放大信号中的寄生发射的方法(500；800；900)，所述方法通过对输入信号(I、Q)应用其幅度与频率相关的预失真，以产生预失真信号(I′、Q′)，从而当所述预失真信号被应用于放大器以产生所述放大信号时，所述预失真减小所述放大信号中的寄生发射，其中所述预失真信号由下述步骤产生：
(a)产生和所述输入信号的第一组频率分量(图5的Ip，Qp；图8的I1，Q1；图9的I2，Q2)相对应的、第一频率相关的预失真信号(514-520；814-820；922-928)；
(b)产生和所述输入信号的第二组频率分量(图5的In，Qn；图8的In，Qn；图9的Ip，Qp)相对应的第二频率相关的预失真信号(522-528；822-828；914-920)，其中所述第一组频率分量不同于所述第二组频率分量；和
(c)组合所述第一和第二频率相关的预失真信号，以产生所述预失真信号(512、812、912)。
2、按照权利要求1所述的方法，还包括根据所述输入信号，产生与频率无关的预失真信号(I0，Q0)的步骤(506-510；806-810；906-910)，其中将所述与频率无关的预失真信号与所述第一及第二频率相关的预失真信号相组合，以产生所述预失真信号(512、812、912)。
3、一种设备(500；800；900)，用于对输入信号(I、Q)应用预失真以产生预失真信号(I′、Q′)，从而当所述预失真信号被应用于放大器以产生放大信号时，所述预失真减小所述放大信号中的寄生发射，所述设备包括：
(a)用于根据所述输入信号产生主要预失真信号(I0，Q0)的第一信号处理通路(506-510；806-810；906-910)；
(b)用于产生和所述输入信号的第一组频率分量(图5的Ip，Qp；图8的I1，Q1；图9的I2，Q2)相对应的、第一频率相关的预失真信号的第二信号处理通路(514-520；814-820；922-928)；
(c)用于产生和所述输入信号的第二组频率分量(图5的In，Qn；图8的In，Qn；图9的Ip，Qp)相对应的、第二频率相关的预失真信号的第三信号处理通路(522-528；822-828；914-920)，其中所述第一组频率分量不同于所述第二组频率分量；和
(d)用于将所述第一及第二频率相关的预失真信号与所述主要预失真信号相组合，从而产生所述预失真信号的组合器(512、812、912)。
4、按照权利要求1-3任一所述的发明，其中：
所述预失真的相位也与频率相关；
在基带域中表示所述输入信号；和
在数字域中产生所述第一及第二频率相关的预失真信号。
5、按照权利要求1-4任一所述的发明，其中：
所述第一组频率分量(图5的Ip，Qp)对应于所述输入信号的正频率分量；
所述第二组频率分量(图5的In，Qn)对应于所述输入信号的负频率分量。
6、按照权利要求5所述的发明，其中：
所述第一频率相关的预失真信号由下述步骤产生：
(1)产生和第一组的一个或多个预失真参数(图5的T，U)相对应的第一组的一个或多个波形(516)；
(2)对所述第一组的一个或多个波形进行时间微分，从而产生第一组的一个或多个微分波形(518)；和
(3)将所述第一组的一个或多个微分波形应用于正频率操作(520)，从而产生所述第一频率相关的预失真信号；
所述第二频率相关的预失真信号由下述步骤产生：
(1)产生和第二组的一个或多个预失真参数(图5的V，W)相对应的第二组的一个或多个波形(524)；
(2)对所述第二组的一个或多个波形进行时间微分，从而产生第二组的一个或多个微分波形(526)；和
(3)将所述第二组的一个或多个微分波形应用于负频率操作(528)，从而产生所述第二频率相关的预失真信号。
7、按照权利要求1-4任一所述的发明，其中：
所述第一组频率分量(图8的I1，Q1；图9的I2，Q2)对应于所述输入信号的正频率分量和负频率分量；
所述第二组频率分量(图9的Ip，Qp)仅仅对应于所述输入信号的正频率分量，或者仅仅对应于所述输入信号的负频率分量(图8的In，Qn)。
8、按照权利要求7所述的发明，其中：
所述第一频率相关的预失真信号由下述步骤产生：
(1)产生和第一组的一个或多个预失真参数(图8的T，U；图9的V、W)相对应的第一组的一个或多个波形(816；924)；
(2)对所述第一组的一个或多个波形进行时间微分，从而产生所述第一频率相关的预失真信号；
所述第二频率相关的预失真信号由下述步骤产生：
(1)产生和第二组的一个或多个预失真参数(图8的R，S；图9的K，L)相对应的第二组的一个或多个波形(824；916)；
(2)对所述第二组的一个或多个波形进行时间微分，从而产生第二组的一个或多个微分波形(826；918)；和
(3)将所述第二组的一个或多个微分波形应用于负频率操作(828)或正频率操作(920)，从而产生所述第二频率相关的预失真信号。
9、按照权利要求3-8任一所述的设备，其中：
所述第一信号处理通路包括：
(1)用于产生正比于所述输入信号的包络功率的索引值的索引发生器(502；802；902)；
(2)用于利用所述索引值，提供第一和第二预失真参数(A，B)的第一查寻表(506；806；906)；和
(3)用于将所述输入信号乘以所述第一和第二预失真参数，从而产生所述主要预失真信号的第一放大器(508；808；908)；
所述第二信号处理通路包括：
(1)用于利用所述索引值，提供第三和第四预失真参数(图5的T，U；图8的T，U；图9的V，W)的第二查寻表(514；814；922)；
(2)用于将所述输入信号乘以所述第三和第四预失真参数，从而产生第一相乘信号的第二放大器(516；816；924)；和
(3)用于对所述第一相乘信号进行时间微分，从而产生第一微分信号的第一微分器(518、818；926)；
所述第三信号处理通路包括：
(1)用于利用所述索引值，提供第五和第六预失真参数(图5的V，W；图8的R，S；图9的K，L)的第三查寻表(522；822；914)；
(2)用于将所述输入信号乘以所述第五和第六预失真参数，从而产生第二相乘信号的第三放大器(524；824；916)；和
(3)用于对所述第二相乘信号进行时间微分，从而产生第二微分信号的第二微分器(526、826；918)。
10、按照权利要求9所述的设备，其中：
所述第二信号处理通路还包括用于过滤第一微分信号，以产生所述第一频率相关的预失真信号的正频率滤波器(520)；和
所述第三信号处理通路还包括用于过滤第二微分信号，以产生所述第二频率相关的预失真信号的负频率滤波器(528)。
11、按照权利要求9所述的设备，其中：
所述第一微分信号是第一频率相关的预失真信号；
所述第三信号处理通路还包括用于过滤所述第二微分信号，以产生所述第二频率相关的预失真信号的正频率滤波器(920)或负频率滤波器(828)。
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