DE69933243T2

DE69933243T2 - Funkgerät mit verzerrungskompensation

Info

Publication number: DE69933243T2
Application number: DE69933243T
Authority: DE
Inventors: Fujitsu Limited Yasuyuki Kawasaki-shi OISHI; Fujitsu Limited Takeshi Kawasaki-shi TAKANO; Fujitsu Limited Kazuo Kawasaki-shi NAGATANI; Fujitsu Limited Tokuro Kawasaki-shi KUBO; Fujitsu Limited Takayoshi Kawasaki-shi ODE
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-07-28
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2007-04-12
Anticipated expiration: 2019-07-29
Also published as: US6567478B2; WO2001008319A1; US20020085647A1; EP1199814A4; EP1199814A1; EP1199814B1; DE69933243D1; JP4097430B2

Description

Technisches Gebiet
Diese Erfindung betrifft ein Funkgerät, das eine Funktion aufweist, die eine nicht lineare Verzerrung eines Übertragungsleistungsverstärkers kompensiert.
Ein Leistungsverstärker zum Verstärken eines linear modulierten Signals, das zur drahtlosen Kommunikation verwendet wird, erfordert einen Verstärker mit hervorragender Linearität, um eine Verschlechterung der durch die Spektrumscharakteristik und Signalverzerrung verursachte Übertragungscharakteristik zu unterdrücken. Andererseits ist es in beinahe allen Anwendungen erforderlich, dass ein Verstärker zu allen Zeiten effizient eine hohe Leistung liefert. Im Allgemeinen sind Linearität und Effizienz eines Verstärkers Eigenschaften, die sich zuwiderlaufen und eine Vielfalt von Verzerrungskompensationsschemata wurden vorgeschlagen, um die Beiden in Einklang zu bringen.
Das Gebiet der auf W-CDMA basierten Mobiltelefonsystemen der nächsten Generation (IMT-2000, usw.) ist eines, in dem die vorliegende Erfindung besonders nützlich ist. Mit W-CDMA wird Code-Division-Multiplexen bei der direkt-sequence-spread-spectrum Modulation und beim Mehrfachzugriff zur Signalmodulation verwendet. Das übertragene Signal weist ein breiteres Band und einen höheren dynamischen Bereich im Vergleich zu Schmalband-Modulation und Zeitmultiplex-Schemata auf, die hierzu in bestehenden mobilen Telefonen zweiter Generation (PDC), usw. verwendet wurden. Demgemäß ist es für einen in einem W-CDMA Gerät verwendeten Leistungsverstärker erforderlich, bessere Linearität und höhere Effizienz als in der Vergangenheit aufzuweisen.
Stand der Technik
29 ist ein Blockdiagramm das ein Beispiel eines Funkgerätes gemäß dem Stand der Technik darstellt. Ein Übertragungssignalgenerator 1 überträgt eine serielle digitale Datensequenz und ein Seriell-/Parallelumwandler 2 (S/P-Umwandler) teilt die digitale Datensequenz abwechselnd Bitweise, um die Daten in zwei Sequenzen umzuwandeln, nämlich ein In-Phasen-Komponentensignal („I-Signal": In-Phasen-Komponente) und ein Quadratur-Komponentensignal („Q-Signal": Quadratur-Komponente). Ein DA-Umwandler 3 wandelt die I- und Q-Signale in die jeweiligen analogen Basisbandsignale um und gibt diese in einen Quadraturmodulator 4 ein. Dieser multipliziert die I- bzw. Q-Signale (die Übertragungsbasisbandsignale) mit einer Referenzträgerwelle und einem Signal, das in Bezug auf den Referenzträger um 90° Phasen verschoben wurde, und summiert die Ergebnisse der Multiplikation, um dadurch eine Quadraturmodulation durchzuführen und das modulierte Signal auszugeben. Ein Frequenzumwandler 5 mischt das Quadratur-modulierte Signal und ein lokales Oszillationssignal, um dadurch eine Frequenzumwandlung zu bewirken und ein Übertragungsleistungsverstärker 6 verstärkt die Leistung der Trägerausgabe von dem Frequenzumwandler 5. Das verstärkte Signal wird in die Atmosphäre von einer Antenne 7 freigegeben.
In einem Übertragungsgerät dieser Art entwickelt sich die Eingabe-/Ausgabecharakteristik des Übertragungsleistungsverstärkers nicht linear, wie es durch die gestrichelte Linie in 30(a) gezeigt wird. Aufgrund dieser nicht linearen Charakteristik tritt nicht lineare Verzerrung auf und das Frequenzspektrum in der Nähe der Übertragungsfrequenz f₀ entwickelt steigende Seitenflügel, wie es durch die gestrichelten Linien in 30(b) gezeigt ist. Dies führt zu Durchsickern und Interferenz zwischen benachbarten Kanälen. Aus diesem Grund wurden vielfältige Verzerrungskompensationstechniken vorgeschlagen, von denen eine ein Vorverzerrer (ein Verzerrung kompensierendes Gerät) ist. Ein Vorverzerrer fügt einem Eingabesignal im Voraus eine Charakteristik hinzu, die das Inverse der Verzerrung eines Übertragungsleistungsverstärkers ist, wodurch der Übertragungsleistungsverstärker das gewünschte verzerrungsfreie Signal ausgibt.
31 ist ein Blockdiagramm eines Funkgerätes, das eine nicht lineare Verzerrung kompensierende Funktion aufweist, die ein digitales kartesisches Schema als ein Stand-der-Technik-Beispiel eines Vorverzerrers verwendet. Digitale, von dem Übertragungssignalgenerator 1 gesendete Daten werden in dem S/P-Umwandler 2 in zwei Signalsequenzen umgewandelt, nämlich ein I-Signal ν_i und ein Q-Signal ν_q und diese Signale werden in einen Vorverzerrer 8 eingegeben. Der Vorverzerrer 8 liest die Verzerrungskompensationswerte Δν_i(n), Δν_q(n), die den Eingabe-Basisbandsignalen ν_i, ν_q entsprechen, aus Verzerrungskompensationstabellen 8a, 8b, addiert diese Kompensationswerte zu den Signalen ν_i, ν_q und gibt die Ergebnisse in den DA-Umwandler 3 ein. Dieser wandelt das eingegebene I-Signal ν_i und das Q-Signal ν_q in analoge Basisbandsignale und gibt diese Signale in den Quadraturmodulator 4 ein. Dieser multipliziert die I- bzw. Q-Eingabesignale mit einer Referenzträgerwelle und einem Signal, das in Bezug auf den Referenzträger um 90° phasenverschoben wurde, und summiert die Ergebnisse der Multiplikation, um dadurch eine Quadraturmodulation durchzuführen und gibt das modulierte Signal aus. Der Frequenzumwandler 5 mischt das quadratur-modulierte Signal und ein lokales Oszillationssignal, um dadurch eine Frequenzumwandlung zu bewirken, und der Übertragungsleistungsverstärker 6 leistungsverstärkt den von dem Frequenzumwandler 5 ausgegebenen Träger. Das verstärkte Signal wird in die Atmosphäre von der Antenne 7 freigegeben. Ein Teil des Übertragungssignals wird in einen Frequenzumwandler 10 über einen gerichteten Koppler 9 eingegeben, wodurch das Signal einer Frequenzumwandlung unterzogen wird und in einen Quadratur-Detektor 11 eingegeben wird.
Der Quadratur-Detektor 11 multipliziert das Eingabesignal mit einer Referenzträgerwelle und einem Signal, das in Bezug auf den Referenzträger um 90° Phasen verschoben wurde, stellt die Basisbandsignale ν'_i, ν'_q auf der Übertragungsseite wieder her und legt diese Signale an einen AD-Umwandler 12 an. Dieser wandelt die angelegten I- und Q-Signale in digitale Daten um und gibt die digitalen Daten in einen Verzerrungskompensator 8 ein. Zu dieser Zeit wendet ein Phasenschieber 13 eine Phasenkorrektur in einer solchen Weise an, dass die Phasen des demodulierten Basisbandsignals ν'_i, ν'_q mit den Phasen der Eingabesignale ν_i, ν_q übereinstimmen. Der AD-Demodulator 12 wendet eine AD-Umwandlung auf die durch Quadratur-Detektion erhaltenen, demodulierten Basisbandsignale ν'_i, ν'_q an, und gibt die resultierenden Signale in den Vorverzerrer 8. Dieser vergleicht die demodulierten Basisbandsignale ν'_i, ν'_q und die Eingabebasisbandsignale ν_i, ν_q, aktualisiert die Kompensationswerte in den Kompensationstabellen 8a, 8b, die auf Fehlern zwischen den Signalen basieren und speichert aktualisierte Verzerrungskompensationswerte Δν_i(n+1), Δν_q(n+1) in den Speichern 8a, 8b. Die oben beschriebene Operation wird danach wiederholt.
Mit dem oben beschriebenen digitalen kartesischen Schema wird die Vorverzerrung durch Erhalten einer Verzerrung des Übertragungsleistungsverstärkers als ein Fehler entlang jeder Achse eines rechtwinkligen Koordinatensystems und durch Hinzufügen von Charakteristiken, die das Inverse dieser Fehler sind, zu den jeweiligen axialen Komponenten ausgeführt.
32 ist ein Stand-der-Technik-Beispiel einer Verzerrungskompensation, die auf einem Vorwärtsschubschema (FF-Schema) beruht. Bei dem FF-Schema wird ein Teil des Signals das durch einen Hauptverstärker 6 (Übertragungsleistungsverstärker) verstärkt wird von einem gerichteten Koppler 9 abgezweigt, und eine arithmetische Einheit 15 berechnet den Unterschied zwischen dem abgezweigten Teil des Signals und einem Signal, das durch Unterziehen des Eingabesignals einer Verzögerungskorrektur und Pegelkorrektur erhalten wird. Das Differenzsignal ist eine nichtlineare Verzerrungskomponente, die durch den Hauptverstärker 6 erzeugt wird. Das Differenzsignal wird durch einen linearen Hilfsverstärker 16 verstärkt und ein Kombinator 18 kombiniert mit einem Phasenversatz von 180° die Ausgabe des Hilfsverstärkers und ein Signals, das das Ergebnis des Verzögerns der Hauptverstärkerausgabe durch eine Verzögerungsleitung 17 ist. Als ein Ergebnis wird Verzerrungskompensation durch Auslöschen von Verzerrungskomponenten erreicht.
Probleme im Stand der Technik
Mit dem herkömmlichen Vorverzerrer erfordert es das Signal, das eine Vorverzerrung unterlaufen hat, einen breiten dynamischen Bereich im Vergleich mit dem dynamischen Bereich des ursprünglichen Signals aufzuweisen, um die Amplitudenverzerrung des Verstärkers (des Leistungsübertragungsverstärkers) zu kompensieren. Das bedeutet, dass eine höhere Bitpräzision für den DA-Umwandler erforderlich ist, der das Vorverzerrungssignal einer DA-Umwandlung unterzieht. Falls insbesondere ein Leistungsverstärker in W-CDMA verwendet wird, ist das ursprüngliche Signal ein Code-gemultiplextes Signal, dessen Amplitude eine große Fluktuation aufweist und ist darüber hinaus ein Breitbandsignal aufgrund der direct-sequence-spread-spectrum Modulation. Mit dem herkömmlichen Vorverzerrungsschema benötigt daher der DA-Umwandler eine hohe Bitpräzision und gleichzeitig eine hohe Umwandlungsgeschwindigkeit. Falls diese Anforderungen nicht erfüllt werden, ist die Verschlechterung der Verzerrungskompensationscharakteristik ein resultierendes Problem.
Weiter erfordert es der DA-Umwandler bei der Vorverzerrung eines Leistungsverstärkers, der in einem Mehrfachträger-W-CDMA verwendet wird, in dem mehrere Träger einer gemeinsamen Verstärkung unterzogen werden, sogar höhere Geschwindigkeiten und höhere Bitpräzisionsfähigkeiten aufzuweisen. Wenn eine Anwendung auf gegenwärtig entwickelte W-CDMA-Geräte betrachtet wird, wird auf ein Problem gestoßen, dass die Leistungsfähigkeit von gegenwärtig existierenden DA-Umwandlern den Anforderungen von hoher Geschwindigkeit und hoher Bitpräzision nicht genügen kann.
Die zuvor erwähnten Probleme entstehen nicht nur hinsichtlich der DA-Umwandler, sondern erweisen sich ebenso als wahr für AD-Umwandler, die ein Rückkopplungssignal zum Zwecke des Aktualisierens von Verzerrungskompensationskoeffizienten abtasten.
Weiter sind in einem Funkgerät mit einem Vorverzerrer, der die Verstärkerverzerrung als Funktion der Eingabeleistung kompensiert, der Quadraturmodulator und Quadraturdemodulator durch analoge Schaltkreise ausgeführt. Ein auftretendes Problem ist, dass der Verstärkerverzerrungsschätzfehler auf Grund von Unvollkommenheiten in diesen Quadraturmodulatoren/Demodulatoren wächst und keine ausreichende Verzerrungskompensationscharakteristik erhalten wird.
Mit dem FF-Schema ist es ein auftretendes Problem, dass die Effizienz des die Gesamtverzerrung kompensierenden Gerätes abnimmt, da es notwendig ist, einen Niedereffizienz-Hilfsverstärker zu verwenden, der einen höheren Grad von Linearität benötigt und da die Verzögerungsleitungen und Koppler verlustreich sind.
Die Japanische Patentanmeldung, JE 10 150394A , offenbart ein Funkgerät, das Verzerrung in dem Leistungsverstärkerabschnitt eines Funksenders durch Einstellen der Amplitude des Signals vermeidet, das als eine Eingabe an den Verstärkerabschnitt des Funksenders bereitgestellt wird, so dass unannehmbare Verzerrungspegel in dem Ausgabesignal des Verstärkers vermieden werden. Diese Lösungen vermeiden Verzerrung, aber erzeugen nicht die maximal mögliche Menge an Übertragungsenergie von dem Verstärker.
Die Europäische Patentanmeldung EP-A-0 889 582 offenbart ein Gerät zum Kompensieren einer Signalverzerrung unter Verwendung eines Rückkopplungspfades, wobei das Signal zum Antreiben des Leistungsverstärkers direkt, ohne die Verwendung von mehr als einem Digital-zu-Analog-Umwandler D/A und ohne Verwendung eines Kombinators vorverzerrt wird.
Das US Patent A5, 900, 778, offenbart ebenso ein Hochleistungsverstärkersystem, in dem eine Vorverzerrung auf das treibende Signal an den Leistungsverstärker vor der Modulation und ohne Signaladdition an dem Leistungsverstärker angewendet wird.
Demgemäß ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung ein Funkgerät bereitzustellen, das es ermöglicht, eine Verzerrung eines Übertragungsleistungsverstärkers durch Vorverzerrung zu kompensieren, obwohl es für einen DA-Umwandler und einen AD-Umwandler nicht erforderlich ist, eine hohe Geschwindigkeit und eine hohe Bitpräzision aufzuweisen.
Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist es ein Funkgerät bereitzustellen, das einen digitalen Quadraturmodulator und digitalen Demodulator verwendet, um die Unvollkommenheiten von analog Quadraturmodulatoren/-demodulatoren zu beseitigen, wodurch eine zufriedenstellende Verzerrungskompensationscharakteristik erhalten wird.
Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Funkgerät bereitzustellen, das ein hocheffizientes Verzerrungskompensationsgerät ohne Verwendung eines Hilfsverstärkers oder Verzögerungsleitungen aufweist.
Offenbarung der Erfindung
In einem Funkgerät gemäß der vorliegenden Erfindung werden ein Übertragungssignal (Hauptsignal) und eine Verzerrungskomponente (Fehlersignal), die zu dem Hauptsignal hinzugefügt sind, jeweils unabhängig einer DA-Umwandlung unterzogen, nach der die umgewandelten Signale kombiniert werden und in einen Übertragungsleistungsverstärker eingegeben werden. Falls diese Anordnung angenommen wird, ist die Amplitude des Fehlersignals klein in Bezug auf die Amplitude eines Vorverzerrungssignals, das durch Hinzufügen einer Charakteristik zu dem Hauptsignal, die das Inverse der Amplitudenverzerrung ist, erhalten wird. Als Ergebnis ist es möglich die Bitpräzision eines DA-Umwandlers zu vermindern, der lediglich das Fehlersignal ausgibt. Weiter braucht ein DA-Umwandler, der lediglich das Hauptsignal ausgibt, keinen weiten dynamischen Bereich und die Bitpräzision dieses DA-Umwandlers kann ebenso vermindert werden.
Falls weiter eine Kompensation auf eine nicht lineare Verzerrung eines Übertragungsleistungsverstärkers angewendet wird, der ein Mehrfachträgersignal verstärkt und überträgt, das eine Vielzahl von Übertragungssignalen trägt, wird ein durch DA-Umwandeln von einem Fehlersignal erhaltenes Signal mit einem frequenz-gemultiplexten Signal kombiniert, das durch Unterziehen DA-umgewandelter Signale der jeweiligen Übertragungssignale einer Frequenzschiebeoperation erhalten wird, die durch einen Trägerabstand und Multiplexen der Frequenz verschobenen Signale bestimmt wird, und das kombinierte Signal wird in den Übertragungsleistungsverstärker eingegeben. Falls diese Anordnung angenommen wird, wird jedes der Übertragungssignale und das Fehlersignal unabhängig DA-umgewandelt und kombiniert. Als ein Ergebnis brauchen die DA-Umwandler auch keinen breiten dynamischen Bereich aufzuweisen und daher kann die Bitpräzision unterdrückt werden.
In einem Funkgerät gemäß der vorliegenden Erfindung wird Vorverzerrungsverarbeiten, in dem Verzerrungskompensationskoeffizienten aus einer Verzerrungskompensationskoeffiziententabelle gelesen werden und ein Übertragungssignal durch Verwenden der Verzerrungskompensationskoeffizienten einer Verzerrungskompensation unterzogen wird und Koeffizientenaktualisierungsverarbeiten, in dem die Verzerrungskompensationskoeffiziententabelle durch Verwenden eines Rückkopplungswertes (Verstärkerausgabesignal) aktualisiert wird, das durch einen AD-Umwandler abgetastet wurde, zeitlich getrennt ausgeführt. Durch dieses zeitlich getrennte Ausführen des Aktualisierens der Verzerrungskompensationskoeffizienten und des Vorverzerrungsverarbeitens, wird keine Echtzeitrückkopplungsschleife gebildet. Als ein Ergebnis werden die abgetasteten in der Zeit kontinuierlichen Werte nicht als durch den AD-Umwandler abgetastete Werte benötigt, wodurch es ermöglicht wird, die Anforderung zu vermindern, dass der AD-Umwandler eine hohe Geschwindigkeit aufweist. Da weiter die Verzerrungskompensation durch Vorverzerrungsverarbeiten durchgeführt wird, sind kein Hilfsverstärker und keine Verzögerungsleitungen nötig, die ein Hindernis für die Effizienzverbesserung mit dem FF-Schema wären. Das ermöglicht es, die Gesamteffizienz des Übertragungsleistungsverstärkers zu erhöhen, der einer Frequenzkompensation unterzogen wird.
Weiter wird in einem Funkgerät gemäß der vorliegenden Erfindung ein Breitband-Abtast- und Halteschaltkreis auf der Eingabeseite eines AD-Umwandlers bereitgestellt, der einen Rückkopplungswert abtastet. Falls solch ein Breitband-Abtast- und Halteschaltkreis mit der Eingabe eines AD-Umwandlers verbunden ist und ein Breitbandsignal, dessen Spektrum sich aufgrund von nicht linearer Verzerrung verbreitert hat, von diesem Schaltkreis abgetastet wird, ist es möglich, eine AD-Umwandlung bei einer Abtastrate durchzuführen, die niedriger als die Nyquist-Rate ist. Obwohl es mit anderen Worten notwendig ist, dass ein abgetastetes Band genug aufgeweitet (jenseits der Nyquist-Rate) ist, um die Beobachtung des verzerrten Signals zu ermöglichen, kann die Abtastrate (die Anzahl der Proben pro Zeiteinheit) unabhängig von der Nyquist-Rate gesetzt werden und die Anforderung, dass der AD-Umwandler eine hohe Geschwindigkeit aufweist, kann gemindert werden.
In einem Funkgerät der vorliegenden Erfindung werden ein Quadraturmodulator und ein Quadraturdemodulator durch digitale Operationen ausgeführt. Annehmen eines digitalen Quadraturmodulators/-demodulators macht es möglich, den Fehler des Quadraturmodulators/-demodulators auf weniger als 1 LSB eines DA- und AD-Umwandlers zu vermindern. Das ermöglicht es, die Verschlechterung der Verzerrungskompensations charakteristik zu beseitigen, die durch Unvollkommenheiten in einem Quadraturmodulator/Demodulator verursacht wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein Funkgerät gemäß einer 1. Ausführung der vorliegenden Erfindung;
2 zeigt eine Ausführung einer Fehlersignal berechnenden arithmetischen Einheit (kartesisches Schema);
3 zeigt eine Ausführung einer Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit (Polarschleifen Schema);
4 zeigt eine Ausführung einer Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit (Schema basiert auf einem LMS-Algorithmus);
5 zeigt eine Ausführung einer Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit (Beispiel in dem ein vergangener Übertragungssignalwert berücksichtigt wird);
6 zeigt eine 2. Ausführung für einen Fall, in dem ein Übertragungssignal auf das Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird (Verwendung eines analogen Quadraturmodulators/-demodulators);
7 zeigt eine 3. Ausführung für einen Fall, in dem ein Übertragungssignal auf das Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird (Verwendung eines digitalen Quadraturmodulators/-demodulators);
8 ist ein Diagramm, das die Prinzipien eines digitalen Quadraturmodulators zeigt;
9 ist ein Diagramm, das die Prinzipien eines digitalen Quadraturdemodulators zeigt;
10 zeigt ein Funkgerät gemäß einer 4. Ausführung der vorliegenden Erfindung;
11 ist ein Diagramm, das die Struktur einer Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit zeigt, die eine Verzögerungskorrektur anwendet;
12 zeigt ein Funkgerät gemäß einer 5. Ausführung der vorliegenden Erfindung;
13 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Funkgerätes gemäß einer 6. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt, wobei diese Ausführung für einen Fall ist, in dem mehrfache Übertragungssignale durch Verwenden eines Mehrfachträgersignals übertragen werden;
14 ist ein Diagramm, das nützlich zur Beschreibung einer Frequenzumwandlung ist,
15 zeigt eine 7. Ausführung für einen Fall, in dem ein Übertragungssignal auf das Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird (Verwendung eines analogen Quadraturmodulators/Demodulators);
16 zeigt eine B. Ausführung für einen Fall, in dem ein Übertragungssignal auf Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird (Verwendung des digitalen Quadraturmodulators/Demodulators);
17 zeigt eine 9. Ausführung für einen Fall, in dem ein Übertragungssignal auf Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird (Verwendung von Abtast- und Halteschaltkreisen und eines analogen Quadraturmodulators/Demodulators);
18 zeigt eine 10. Ausführung für einen Fall, in dem ein Übertragungssignal auf Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird (Verwendung eines Abtast- und Halteschaltkreises und eines digitalen Quadraturmodulators/Demodulators);
19 zeigt eine 11. Ausführung eines Funkgerätes mit einer Funktion zum Korrigieren von Amplitude und Phase eines Referenzsignals;
20 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Korrekturschaltkreises zeigt;
21 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Korrekturschaltkreises zeigt, der auf das Funkgerät der 7. Ausführung anwendbar ist;
22 das die Struktur eines Korrekturschaltkreises zeigt, der auf das Funkgerät der 8. Ausführung anwendbar ist;
23 zeigt ein Funkgerät gemäß einer 12. Ausführung der vorliegenden Erfindung;
24 zeigt ein Funkgerät gemäß einer 13. Ausführung der vorliegenden Erfindung;
25 zeigt ein Funkgerät gemäß einer 14. Ausführung der vorliegenden Erfindung;
26 zeigt ein Funkgerät gemäß einer 15. Ausführung der vorliegenden Erfindung;
27 ist ein Diagramm, das die Prinzipien eines Abtastraten-Umwandlers zeigt;
28 ist ein Diagramm, das die Prinzipien eines Abtastraten-Umwandlers zeigt;
29 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Übertragungsgerätes gemäß des Standes der Technik zeigt;
30 ist ein Diagramm, das nützlich zur Beschreibung von Problemen ist, die der Nichtlinearität eines Übertragungsleistungsverstärkers zuschreibbar sind;
31 zeigt die Struktur (kartesisches Schema) eines Übertragungsgerätes mit einer digitalen, nicht linearen Verzerrung kompensierenden Funktion gemäß dem Stand der Technik ist; und
32 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Stand-der-Technik-Beispiels eines Vorwärtsschubsystems ist.
Bester Modus zum Ausführen der Erfindung
(A) 1. Ausführung
1 ist ein Diagramm, das die Struktur einer 1. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt. Eine digitale Übertragungssignalausgabe x(t) von einem Übertragungssignalgenerator (nicht gezeigt), wird in ein analoges Signal (Hauptsignal S_M) durch einen DA-Umwandler 31 umgewandelt, und ein Kombinator 32 kombiniert dieses Signal mit einem Fehlersignal S_E, welches von einer Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ausgegeben wird, und gibt das kombinierte Signal in einen Leistungsverstärker (amp) 34 ein. Ein Teil der Verstärkerausgabe wird durch einen Verteiler 35, wie zum Beispiel einem gerichteten Koppler, abgezweigt und wird dann durch einen AD-Umwandler 36 abgetastet, wodurch ein Rückkopplungssignal S_F erhalten wird. Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 verwendet das Übertragungssignal x(t) und das Rückkopplungssignal S_F, um einen Fehler zu berechnen, der der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zuschreibbar ist. Ein DA-Umwandler 37 unterzieht das erhaltene Fehlersignal einer DA-Umwandlung, ein Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und dann kombiniert der Kombinator 32 das Hauptsignal S_M und das Fehlersignal S_E und gibt die kombinierten Signale in den Verstärker ein. Es sollte erwähnt werden, dass es ebenso möglich ist, eine Anordnung anzunehmen, in der das kombinierte Signal, das von dem Kombinator 32 ausgegeben wird, in den Verstärker 34 eingegeben wird, nachdem es zu einem Funkfrequenzsignal umgewandelt wurde (IF → RF) und das Verstärkerausgabesignal von dem Verteiler 35 in den AD-Umwandler 36 eingegeben wird, nachdem es zu einem Zwischenfrequenzsignal umgewandelt wurde (RF → IF).
Daher ist das Verstärkereingabesignal ein Signal, das durch Hinzufügen einer Charakteristik erhalten wird, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist (ein Signal, das einer Vorverzerrung unterzogen wurde), und daher wird ein linear verstärktes Ausgabesignal an der Verstärkerausgabe erhalten.
2 zeigt eine 1. Ausführung der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit. Dies ist ein Beispiel, das einen Vorverstärker auf Grundlage eines digitalen kartesischen Schemas verwendet. Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 berechnet Fehlersignale (ν_err,i, ν_err,q) als äquivalente Basisbandsignale (komplexe Zahlen) durch Verwenden eines rechtwinkligen Koordinatensystems. Fehlersignale, die den jeweiligen Komponenten eines Übertragungsbasisbandsignals (x_i, x_q) entsprechen, wurden in Speichertabellen 33a bzw. 33b gespeichert.
Wenn das Übertragungssignal x(t) erzeugt wird, werden die Fehlersignale (ν_err,i, ν_err,q), die dem Übertragungsbasisbandsignal (x_i, x_q) entsprechen, aus den Speichertabellen 33a und 33b gelesen und einer Vektoraddition mit den Übertragungssignalen (x_i, x_q) in dem Kombinator 32 unterzogen (1), wodurch eine Vorverzerrung durchgeführt wird. Arithmetische Einheiten 33c, 33d berechnen Differenzvektoren (x_i'–x_i, x_q'–x_q) zwischen den Übertragungsbasisbandsignalen (x_i, x_q) und den Rückkopplungssignalen (x_i', x_q'), Multiplizierer 33e, 33f multiplizieren die Differenzvektoren mit einem Schrittweiten-Parameter μ(0<μ<1) und Addierer 33g, 33h addieren die Multipliziererausgaben zu den Fehlersignalen (ν_err,i, ν_err,q) () und speichern die Ergebnisse der Addition an Speicheradressen entsprechend zu den axialen Komponenten des Übertragungsbasisbandsignals (x_i, x_q), wodurch eine Aktualisierung erreicht wird.
3 ist eine 2. Ausführung der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit. Dies ist ein Beispiel, das einen Vorverzerrer auf Grundlage eines polaren Schleifenschemas verwendet. Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 berechnet die Fehlersignale (ν_err,i, ν_err,q) in einem äquivalenten Basisbandsystem durch Verwenden eines Polarkoordinatensystems. Fehlersignale (r_err, Φ_err) entsprechend zu (r, Φ), welche das Ergebnis des Unterziehens des Übertragungsbasisbandsignals (x_i, x_q) einer Polartransformation sind, wurden in Speichertabellen 33a bzw. 33b gespeichert.
Falls die Übertragungsbasisbandsignale (x_i, x_q) eingegeben werden, transformiert ein Rechtwinklige-zu-Polar-Koordinaten-Transformationsschaltkreis die Übertragungsbasisbandsignale in Polarkoordinaten (r, Φ), und liest die Fehlersignale (r_err, Φ_err), die den Übertragungssignalen (r, Φ) entsprechen, aus den Speichertabellen 33a, 33b. Ein Polar-zu-Rechtwinklige-Koordinaten-Transformationsschaltkreis 33j transformiert die Fehlersignale (r_err, Φ_err) in die Fehlersignale (ν_err,i, ν_err,q) (ν_err,i, ν_err,q) in dem rechtwinkligen Koordinatensystem, und der Kombinator 32 (1) führt die Vorverzerrung durch Durchführen einer Vektoraddition zwischen den Fehlersignalen (ν_err,i, ν_err,q) und den Übertragungsbasisbandsignalen (x_i, x_q) durch.
Ein Rechtwinklige-zu-Polar-Koordinaten-Transformationsschaltkreis 33k transformiert die Rückkopplungssignale (x_i', x_q') in Polarkoordinaten (γ', Φ'). Die arithmetischen Einheiten 33c, 33d berechnen Differenzvektoren (r'–r, Φ'–Φ) zwischen den Übertragungsbasisbandsignalen (r, Φ) und den Rückkopplungssignalen (r', Φ'), die Multiplizierer 33e, 33f multiplizieren die Differenzvektoren mit einem Schrittweiten-Parameter μ(0<μ<1), und die Addierer 33g, 33h addieren die Multipliziererausgaben zu den Fehlersignalen (r_err, Φ_err) und speichern die Ergebnisse der Addition an Speicheradressen, die den Komponenten des Übertragungssignals (r, Φ) entsprechen, wodurch Aktualisierung erreicht wird.
4 ist eine 3. Ausführung der Fehlersignal abschätzenden Einheit. Dies ist ein Beispiel unter Verwendung eines anpassungsfähigen Vorverstärkers. Ein anpassungsfähiger Vorverstärker ist ein Schema zum Durchführen von Vorverzerrung durch Abschätzen von Verstärkerverzerrung durch Verwendung eines LMS anpassungsfähigen Algorithmus und Hinzufügen einer Charakteristik, die das Inverse dieser Verzerrung ist, zu einem Übertragungssignal durch komplexe Multiplikation.
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 weist einen Multiplizierer 33m zum Multiplizieren des Übertragungssignals x(t) mit einem Verzerrungskompensationskoeffizienten h_n-1(p), und eine arithmetische Einheit 33n zum Subtrahieren h_n-1·x(t) von dem Übertragungssignal x(t) und zum Ausgeben eines Fehlersignals ν_err [=h_n(p) × (t) – x(t)] auf. Eine arithmetische Einheit 33p berechnet die Potenz p [= x(t)²] des Übertragungssignals x(t), und eine Verzerrungskompensationskoeffizienten-Speichereinheit 33q speichert einen Verzerrungskompensationskoeffizienten h(p), der jeder Potenz des Übertragungssignals x(t) entspricht und gibt Verzerrungskompensationskoeffizienten h_n-1(p) aus, die der Potenz p des Übertragungssignals x(t) entsprechen. Weiter aktualisiert die Verzerrungskompensationskoeffizienten-Speichereinheit 33q den Verzerrungskompensationskoeffizienten h_n-1(p) durch einen Verzerrungskompensationskoeffizienten h_n(p), der durch den LMS Algorithmus bestimmt wird.
Die Bezugszeichen stellen dar: 33r eine komplex-konjugierte Signalausgabeeinheit, 33s einen Subtrahierer zum Ausgeben einer Differenz e(t) zwischen dem Übertragungssignal x(t) und einem Rückkopplungs-Demodulationssignal y(t), 33t einen Multiplizierer zum Multiplizieren von e(t) und u*(t), 33u einen Multiplizierer zum Multiplizieren von h_(n-1)(p) und y*(t) und Ausgeben von u*(t), 33v einen Multiplizierer zum Multiplizieren mit einem Schrittweiten-Parameter und 33w einen Addierer zum Addieren von h_(n-1)(p) und μe(t)u*(t). Eine Operation in Übereinstimmung mit dem folgenden LMS-Algorithmus wird durch die oben dargelegte Anordnung durchgeführt:
Die arithmetischen Operationen, die durch die oben dargelegte Anordnung durchgeführt werden, sind wie folgt: hn(p) = hn-1(p) + μe(t)u*(t) (1) e(t) = x(t) – y(t) y(t) = hn-1(p)x(t)f(p) u(t) = x(t)f(p) ≈ h*n-1(p)y(t) hn-1(p) h*n-1(p) ≈ 1 p = |x(t)|2 wobei

x(t):: Eingabebasisbandsignal (Übertragungssignal)
f(p):: Übertragungsverzerrungsfunktion
h(p):: geschätzter Verzerrungskompensationskoeffizient
μ:: Schrittweitenparameter
y(t):: Rückkopplungssignal
u(t):: verzerrtes Signal

Hier stellen x, y, f, h, u, e komplexe Zahlen dar und * zeigt das Komplexkonjugierte an. Das Signal u(t) nähert [(h_n-1)(p)*h*_n.1(p) ≈ 1] an, falls angenommen wird, dass die Amplitudenverzerrung des Verstärkers nicht sehr groß ist.
Durch Ausführen des oben dargelegten Verarbeitens, wird der Verzerrungskompensationskoeffizient h(p) in Übereinstimmung mit Gleichung (1) aktualisiert, um so den Unterschied e(t) zwischen dem Übertragungssignal x(t) und dem Rückkopplungssignal y(t) zu minimieren, und der Koeffizient konvergiert letztendlich zu dem optimalen Verzerrungskompensationskoeffizienten, so dass die Verzerrung in dem Übertragungsleistungsverstärker kompensiert wird.
5 ist eine 4. Ausführung der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit. Dies ist ein Beispiel unter Verwendung eines anpassungsfähigen Vorverzerrers, in dem zu der Ausführung von 4 identische Komponenten durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet werden. Diese Ausführung unterscheidet sich darin, dass (1) Verzerrungskompensationskoeffizienten in der Verzerrungskompensationskoeffizienten-Speichereinheit 33q in Entsprechung zu Kombinationen der gegenwärtigen, momentanen Potenz P = |x(t)|² und einer Funktion g(x) von gegenwärtigen und vergangenen Eingaben gespeichert werden, und (2) eine arithmetische Einheit 33x zum Berechnen der Funktion g(x) bereitgestellt wird. 5 stellt ein Beispiel dar, in dem eine Differenz Δp zwischen gegenwärtiger Potenz und vorheriger Potenz als die Funktion g (x) [Δp = |x(t)|²- |x(t-1)|²] genommen wird.
Der Vorverzerrer aus 5 behandelt den Verstärker als ein Verzerrungsübertragungspfad mit einem Speicher, um eine asymmetrische Frequenzverzerrung des Verstärkers zu kompensieren und führt Vorverzerrung durch Abschätzen dieser Verzerrung und durch Verwenden des anpassungsfähigen LMS-Algorithmus und Hinzufügen einer Charakteristik zu einem Übertragungssignal durch komplexe Multiplikation durch, die das Inverse dieser Verzerrung ist. Um die Verzerrung zu kompensieren, die durch die vergangene Eingabeamplitude beeinflusst wurde, werden Verzerrungskompensationskoeffizienten als Tabelle bezüglich der zwei Dimensionen der gegenwärtigen momentanen Leistung p = |x(t)|² und der Funktion g(x) (=Δp) der gegenwärtigen und vergangenen Eingaben gespeichert und aktualisiert.
Das Fehlersignal V_err(t) = h·x(t) – x(t) wird durch Subtrahieren des Übertragungssignals x(t) von dem Übertragungssignal h_n-1*x(t) erhalten, welches einer Verzerrungskompensation unterzogen wurde, durch Verwenden des anpassungsfähigen Vorverzerrers dieser Ausführung.
(B) 2. Ausführung
6 zeigt eine 2. Ausführung für einen Fall, in dem das Übertragungssignal x(t) auf Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird. Komponenten identisch zu denen der 1. Ausführung aus 1 werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die 2. Ausführung unterscheidet sich von der 1. Ausführung darin, dass das Übertragungssignal, Fehlersignal und Rückkopplungssignal in einem äquivalenten Basisbandsystem (komplexes Koordinatensystem) berechnet wird. Um dies zu erreichen, wird ein S/P-Umwandler 41 zum Teilen des Übertragungssignals x(t) abwechselnd jeweils Bitweise, um das Signal in Quadratursignale (I- und Q-Signale) umzuwandeln, Quadraturmodulatoren 42, 43 und ein Quadraturdemodulatur 44 bereitgestellt. Weiter sind DA-Umwandler 31a, 31b als die DA-Umwandler 31 zum DA-Umwandeln der Komponenten des Quadratursignals bereitgestellt, DA-Umwandler 37a, 37b sind als DA-Umwandler 37 zum DA-Umwandeln der Komponenten des Fehlersignals bereitgestellt, und AD-Umwandler 36a, 36b sind als der AD-Umwandler 36 zum AD-Umwandeln der In-Phasen-Komponente und der Quadratur-Komponente des Rückkopplungssignals bereitgestellt.
Der S/P-Umwandler 41 wandelt das Übertragungssignal x(t) in Quadratursignale und die DA-Umwandler 31a, 31b wandelt die Quadratursignalkomponenten in analoge Signale um und geben die analogen Signale in den Quadraturmodulator 42 ein. Der letztere erzeugt das Hauptsignal S_M durch Anwenden einer Quadraturmodulation auf die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente (I- und Q-Signale), die von den DA-Umwandlern 31a, 31b eingegeben werden. Der Kombinator 32 kombiniert das Hauptsignal S_m mit dem Fehlersignal S_E, welches von der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ausgegeben wird, und gibt das kombinierte Signal in den Leistungsverstärker (amp) 34 ein. Ein Teil der Verstärkerausgabe wird durch den Verteiler 35, wie zum Beispiel dem gerichteten Koppler, abgezweigt und geht in den Quadraturdemodulator 44. Der Letztere rekonstruiert die Basisbandsignale auf der Übertragungsseite durch Anwenden einer Quadraturdemodulation auf das Eingabesignal und gibt die I-, Q-Signale an die AD-Umwandler 36a, 36b. Diese AD-Umwandler unterziehen die I-, Q-Signale einer AD-Umwandlung und geben die Ergebnisse an die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Rückkopplungssignal y(t).
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 verwendet das Übertragungssignal x(t) und das Rückkopplungssignal y(t), um ein Fehlersignal zu berechnen, das der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zuschreibbar ist. Die DA-Umwandler 37a, 37b unterziehen die In-Phasen-Komponente bzw. Quadratur-Komponente des erhaltenen Fehlersignals einer DA-Umwandlung und geben die Ergebnisse in den Quadraturmodulator 43 ein. Der Letztere erzeugt das Fehlersignal S_E durch Anwenden von Quadraturmodulation auf die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente (I- und Q-Signale), die von den DA-Umwandlern 37a, 27b eintreten. Der Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und der Kombinator 32 kombiniert dann das Hauptsignal S_m und das Fehlersignal S_E und gibt das kombinierte Signal an den Verstärker.
Es sollte erwähnt werden, dass es ebenso möglich ist, eine Anordnung anzunehmen, in der das kombinierte Signal, das von dem Kombinator 32 ausgegeben wird, in den Verstärker 34 eingegeben wird, nachdem dieses in ein Funkfrequenzsignal frequenzumgewandelt wurde (IF → RF) und das Verstärkerausgabesignal von dem Verteiler 35 in den AD-Umwandler 36 eingegeben wird, nachdem dieses in ein Zwischenfrequenzsignal frequenzumgewandelt wurde (RF → IF).
Daher ist das Verstärkereingabesignal ein Signal, das durch Hinzufügen einer Charakteristik erhalten wird, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist (ein Signal, das einer Vorverzerrung unterzogen wurde), und daher wird ein linear verstärktes Ausgabesignal an der Verstärkerausgabe erhalten.
(C) 3. Ausführung
7 zeigt eine 3. Ausführung für einen Fall, in dem das Übertragungssignal auf Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet wird. Komponenten identisch zu denen der 1. Ausführung aus 1 werden durch die gleichen Referenzzeichen bezeichnet. Die 3. Ausführung unterscheidet sich von der 1. Ausführung darin, dass das Übertragungssignal, das Fehlersignal und das Rückkopplungssignal in einem äquivalenten Basisbandsystem (komplexes Koordinatensystem) berechnet werden, und darin, dass der S/P-Umwandler 41 zum Teilen des Übertragungssignals x(t) abwechselnd jeweils Bitweise, um das Signal in Quadratursignale (I- und Q-Signale) umzuwandeln, digitale Quadraturmodulatoren 45, 46 und ein digitaler Quadraturdemodulator 47 bereitgestellt sind.
Der S/P-Umwandler 41 wandelt das Übertragungssignal x(t) in Quadratursignale, der digitale Quadraturmodulator 45 wendet Quadraturmodulation auf die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente (I- und Q-Signale) an, die von dem S/P-Umwandler eingegeben werden, und der DA-Umwandler 31 erzeugt das Hauptsignal S_M durch Umwandeln der digitalen, quadraturmodulierten Signale in ein analoges Signal.
Der Kombinator 32 kombiniert das Hauptsignal S_M mit dem Fehlersignal S_E, das von der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ausgegeben wird, und gibt das kombinierte Signal in den Leistungsverstärker (amp) 34 ein. Ein Teil der Leistungsverstärkerausgabe wird durch den Verteiler 35, wie zum Beispiel dem gerichteten Koppler, abgezweigt und geht in den Quadraturdemodulator 47. Der Letztere rekonstruiert das Basisbandsignal auf der Übertragungsseite durch Anwenden einer Quadraturdemodulation auf das Eingabesignal und gibt die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als Rückkopplungssignal y(t).
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 verwendet das Übertragungssignal x(t) und das Rückkopplungssignal y(t), um ein Fehlersignal zu berechnen, das der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zuschreibbar ist. Der digitale Quadraturmodulator 46 wendet eine Quadraturmodulation auf die eingegebene In-Phasen-Komponente und die Quadratur-Komponente (I- und Q-Signale) an, und der DA-Umwandler erzeugt ein Fehlersignal S_E durch Umwandeln des digitalen quadratur-modulierten Signals (Fehlersignal) in ein analoges Signal. Der Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und der Kombinator 32 kombiniert dann das Hauptsignal S_M und das Fehlersignal S_E und gibt das kombinierte Signal in den Verstärker ein.
Es sollte erwähnt werden, dass es ebenso möglich ist, eine Anordnung anzunehmen, in der das kombinierte Signal, das von dem Kombinator 32 ausgegeben wird, in den Verstärker 34 eingegeben wird, nach dem dieses in eine Funkfrequenzsignal frequenzumgewandelt wurde (IF → RF) und das Verstärkerausgabesignal von dem Verteiler 35 in den AD-Umwandler 36 eingegeben wird, nachdem dieses in eine Zwischenfrequenzsignalfrequenz umgewandelt wurde (RF → IF).
Daher ist das Verstärkereingabesignal ein Signal, das durch Hinzufügen einer Charakteristik erhalten wird, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist (ein Signal, das einer Vorverzerrung unterzogen wurde), und daher wird ein linear verstärktes Ausgabesignal an der Verstärkerausgabe erhalten.
8 zeigt eine Ausführung eines digitalen Quadraturmodulators. Eine Vorzeichenhinzufügeeinheit 45a fügt ein Vorzeichen zu einer In-Phasen-Komponente ν_i hinzu und eine Vorzeichenhinzufügeeinheit 45b fügt ein Vorzeichen zu einer Quadratur-Komponente ν_q hinzu. Ein Auswähler 45c wählt die Basisbandsignale in Übereinstimmung mit der Sequenz ν_i(t), –ν_q(t+Ts), –ν_i(t+2Ts), ν_q(t+3Ts) (in der Ts die Abtastperiode darstellt), usw., und gibt die Basisbandsignale in den DA-Umwandler 31 ein. Der Letztere wandelt das Eingabesignal in ein analoges Signal um und gibt das analoge Signal als das Hauptsignal S_M aus. Eine dadurch erhaltene Frequenz f_IF des ausgegebenen modulierten Signals und eine Abtastfrequenz (Umschaltfrequenz für den Auswähler) f_sample des DA-Umwandlers sind wie durch die folgende Gleichung verknüpft: fsample = 4 x fIF (2)
Digitale Quadraturmodulation wird daher ausgeführt, um die modulierten Signale zu erzeugen.
9 zeigt eine Ausführung eines digitalen Quadraturdemodulators. Ein Empfangszwischenfrequenzsignal (oder Funkfrequenzsignal) wird durch den AD-Umwandler 36 abgetastet. Quadraturdemodulation wird durch Auswählen der Zwischenfrequenz f_IF und f_sample durchgeführt, um so der durch die folgende Gleichung angezeigten Anforderungen zu genügen:
wobei m eine natürliche Zahl darstellt. Falls die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente eines abgetasteten Wertes, der in Übereinstimmung mit der obigen Anführung erhalten wird, ν_i bzw. ν_q ist, gibt ein Auswähler 47a das Eingabesignal in Übereinstimmung mit der Sequenz ν_i(t), –ν_q(t+Ts), –ν_i(t+2Ts), ν_q(t+3Ts) usw. aus. Das heißt, der Auswähler 47a trennt die Ausgabetastsequenz in geradezahlige und ungeradezahlige Proben, gibt die geradezahligen Proben in eine Vorzeichen wechselnde Einheit 47b und gibt die ungeraden Proben in eine Vorzeichen wechselnde Einheit 47c ein und die Vorzeichen wechselnden Einheiten 47b, 47c wechseln abwechselnd die Vorzeichen ihrer Eingabesignale um, wodurch quadraturdemodulierte Ergebnisse ν_i, ν_q erzeugt werden.
Hier sind ν_i, ν_q die In-Phasen-Komponenten bzw. Quadratur-Komponenten und werden als Probensequenzen erhalten, die zueinander durch die Abtastzeit verschoben sind. Demgemäß werden Abtastwerte der gewünschten Zeit durch Interpolation und Filterverarbeitung gefunden. Digitale Quadraturdetektion wird daher ausgeführt, um das äquivalente Basisbandsignal (komplexe Signal) zu erhalten.
(D) 4. Ausführung
10 ist ein Diagramm, das die Struktur einer 4. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt, in der zu der 2. Ausführung aus 6 identische Komponenten durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Die 4. Ausführung unterscheidet sich von der 2. Ausführung darin, dass die Abtast- und Halteschaltkreise 48a, 48b zum Abtasten und Halten der In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente, die von dem Quadraturdemodulator 44 ausgegeben wird, vor den AD-Umwandlern 36a, 36b bereitgestellt wird.
Der Abtasttakt f_sample der AD-Umwandler 36a und 36b und ein Steuersignal f_SH der Abtast- und Halteschaltkreise 48a und 48b werden unabhängig zugeführt. Das Abtastband wird durch die Pulsbreite des Steuersignals f_SH bestimmt, das die Abtastrate der Abtast- und Halteschaltkreise 48a, 48b steuert und die Abtastrate (Anzahl der Proben pro Zeiteinheit) wird durch den Abtasttakt f_sample des AD-Umwandlers bestimmt.
Die erhaltene Abtastsequenz wird in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als Rückkopplungswerte eingegeben und wird zur Aktualisierung der Verzerrungskoeffizienten verwendet. Wie in 11 gezeigt, kann die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 eine Struktur ausweisen, die es nicht erfordert, dass die Rückkopplungswerte kontinuierlich in der Zeit sind. Das macht es möglich Herababtasten (engl.: Downsampling) durchzuführen, bei dem die Abtastrate niedriger als die Nyquist-Rate ist, welche durch das Abtastband bestimmt wird. Es sollte erwähnt werden, dass die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 aus 11 durch Hinzufügen eines Verzögerungsschaltkreises DLY zu der Anordnung aus 4 erhalten wird.
Die Abtast- und Haltschaltkreise 48a, 48b tasten und halten die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente, welche von dem Quadraturdemodulator 44 ausgegeben wird, in Übereinstimmung mit dem Steuersignal f_SH und die AD-Umwandler 36a, 36b wandeln die gehaltenen Signale in digitale Signale in Übereinstimmung mit dem Abtasttakt f_sample um, die Abtastzeitsteuerung der Abtast- und Halteschaltkreise 48a, 48b wird durch die Bandcharakteristik des eingegebenen, abgetasteten verzerrten Signals bestimmt, und die Haltezeitsteuerung wird durch die notwendige Umwandlungszeit bestimmt, um die gehaltenen Signale einer AD-Umwandlung zu unterziehen. Weiter ist die Rate des digitalen Signals, das zu der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit zurückgeführt wird, eine Rate, die übereinstimmend zu der AD-Umwandlungsrate gemacht wurde.
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 verzögert das Referenzsignal (Übertragungssignal) durch die Verzögerungsleitung DLY, wodurch ein Referenzsignal erhalten wird, dessen Zeit derjenigen des Rückkopplungssignals entspricht, berechnet einen Verzerrungskompensationskoeffizienten in Übereinstimmung mit dem anpassungsfähigen LMS-Algorithmus in solch einer Weise, dass die Differenz zwischen dem verzögerten Referenzsignal und dem Rückkopplungssignal Null wird und speichert die oben erwähnten Verzerrungskompensationskoeffizienten an eine Adresse der Verzerrungskompensationskoeffizientenspeichereinheit 33q, die durch den verzögerten Leistungswert angezeigt wird, wodurch Aktualisierung erreicht wird. Die Aktualisierung der Verzerrungskompensationskoeffizienten wird jeweils mit einer Rate ausgeführt, die mit der AD-Umwandlungsrate übereinstimmt. In der Zwischenzeit wird die Multiplikation (Vorverzerrung) des Übertragungssignals mit dem Verzerrungskompensationskoeffizienten bei der Abtastrate des Übertragungssignals unter Verwendung eines Verzerrungskompensationskoeffizienten durchgeführt, der an einer Adresse der Verzerrungskompensationskoeffizienten-Speichereinheit 33q gespeichert ist, die dem unverzögerten Übertragungssignal entspricht. Insbesondere werden die Vorverzerrung und die Aktualisierung der Verzerrungskompensationskoeffizienten unabhängig unter Verwendung eines Dual-Port RAM oder Ähnlichem durchgeführt.
In Übereinstimmung mit der 4. Ausführung können effektive Rückkopplungswerte durch Kombinieren von z.b. Breitbandabtast- und Halteschaltkreisen und Hochpräzisions-AD-Umwandlern unter der Nebenbedingung von Gerätleistungsfähigkeit bei der Verzerrungskompensation von W-CDMA abgetastet werden, welches ein Breitband und einen großen dynamischen Bereich erfordert.
(E) 5. Ausführung
12 ist ein Diagramm, das die Struktur einer 5. Ausführung zeigt, in der zu der 3. Ausführung aus 7 identische Komponenten durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet werden. Diese Ausführung unterscheidet sich von der 3. Ausführung darin, dass ein Abtast- und Halteschaltkreis 49 zum Abtasten und Halten des Ausgabesignals des Verstärkers 34 vor dem AD-Umwandler 36 bereitgestellt ist.
Der Abtast- und Halteschaltkreis 49 tastet ab und hält das Zwischenfrequenzsignal (oder Funkfrequenzsignal) in Übereinstimmung mit dem Steuersignal f_SH, der AD-Umwandler wandelt das gehaltene Signal in ein digitales Signal in Übereinstimmung mit dem Abtasttakt f_sample um, und der digitale Quadraturdemodulator 47 wendet eine Quadraturdemodulationsverarbeitung auf dieses digitale Signal an, um die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente des Rückkopplungssignals digital zu erzeugen, und gibt diese Signale in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 ein. Die Beziehung zwischen dem Abtastband und der Abtastrate und der Betrieb der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33. sind ähnlich zu denen aus der 4. Ausführung.
In Übereinstimmung mit der 5. Ausführung können effektive Rückkopplungswerte durch Kombinieren eines Breitbandabtast- und Halteschaltkreises und Hochpräzisions-AD-Umwandlern unter der Nebenbedingung der Geräteleistungsfähigkeit bei der Verzerrungskompensation von W-CDMA abgetastet werden, welches ein Breitband und einen großen dynamischen Bereich erfordert.
(F) 6. Ausführung
13 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Funkgerätes gemäß einer 6. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt, wobei diese Ausführung für einen Fall ist, in dem mehrere Übertragungssignale unter Verwendung eines Mehrfachträgersignals übertragen werden. Das stellt ein Beispiel für einen Fall dar, in dem vier Frequenzen gemultiplext und übertragen werden. Identische Komponenten zu denen aus der 1. Ausführung werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Übertragungssignale x₁(t), x₂(t), x₃(t) und x₄(t) der jeweiligen Trägersignale werden jeweils in analoge Signale durch unabhängige DA-Umwandler 51₁ –51₄ umgewandelt, die analogen Signale werden in die gewünschten Trägerfrequenzen f₁, f₂, f₃, f₄ nach dem Passieren der Filter 53₁ –53₄ durch die Frequenzumwandler 52₁ –52₄ frequenzumgewandelt [siehe (a) aus 14], und die Signale werden durch einen Kombinator 54 frequenzgemultiplext.
Das frequenzgemultiplexte, erhaltene Signal (Hauptsignal) S_M wird in dem Kombinator 32 mit dem Fehlersignal S_E kombiniert, das von der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ausgegeben wird, und das kombinierte Signal wird in den Leistungsverstärker (amp) 34 eingegeben. Ein Teil der Verstärkerausgabe wird durch den Verteiler 35, wie zum Beispiel dem gerichteten Koppler, abgezweigt und wird in ein frequenzgemultiplextes Signal der Frequenzen f₁-f₀, f₂-f₀, f₃-f₀, f₄-f₀ durch einen Frequenzumwandler 55 frequenzumgewandelt.
Dieses Signal wird durch den AD-Umwandler 36 nach dem Passieren durch einen Filter 56 AD-umgewandelt und wird das Rückkopplungssignal S_F.
In der Zwischenzeit werden die digitalen Werte des Übertragungssignals x₁(t), x₂(t), x₃(t), x₄(t) jeweils mit exp(jω₁t), exp(jω₂t), exp(jω₃t), exp(jω₄t), (ω_π = 2πf_n), durch Frequenzschieber 57₁ –57₄ multipliziert, um eine Frequenzverschiebung zu Frequenzen f₁, f₂, f₃, f₄ zu bewirken, nach der diese Frequenzen durch einen Kombinator 58 frequenzgemultiplext werden. Dieses digitale gemultiplexte Signal ist ein Signal, das äquivalent zu dem Hauptsignal S_M ist, das durch Kombinieren der oben erwähnten einzelnen Trägersignale in analoger Weise erhalten wird. Ein Frequenzschieber 59 multipliziert diese digitalen frequenzgemultiplexten Signale danach mit exp(–jω₀t), um eine Umwandlung in die frequenzgemultiplexte Signale der Frequenzen f₁-f₀, f₂-f₀, f₃-f₀, f₄-f₀ [siehe (b) aus 14] bewirken, und gibt dieses Signal in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als ein Referenzsignal S_R ein.
Eine Anordnung kann ebenso angenommen werden, in der der Frequenzschieber 59 gelöscht ist und eine Multiplikation mit exp[j(ω₁-ω₀)t], exp[j(ω₂-ω₀)t], exp[j(ω₃-ω₀)t], exp[j(ω₄-ω₀)t] durch die Frequenzschieber 57₁ –57₄ durchgeführt wird. Dies erweist sich ebenso für die untenstehenden Ausführungen als wahr. In einem weiteren Fall, in dem keine Frequenzverschiebung von f₀ durch den Frequenzumwandler 55 durchgeführt wird, ist der Frequenzschieber 59 und ein Frequenzumwandler 61, die später beschrieben werden, unnötig.
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 verwendet das Referenzsignal S_R und das Rückkopplungssignal S_F, um ein Fehlersignal zu berechnen, das einer nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zuschreibbar ist. Der DA-Umwandler 37 DA-umwandelt das erhaltene Fehlersignal und gibt das analoge Signal in den Frequenzumwandler 61 über einen Filter 60 ein. Der Frequenzumwandler 61 multipliziert das Fehlersignal mit einem Signal der Frequenz f₀, um dadurch die Fehlersignalfrequenz heraufzuwandeln. Nachdem das Signal seinen Pegel durch den Abschwächer justiert hat, wird es mit dem Hauptsignal kombiniert. Der Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und der Kombinator 32 kombiniert dann das Hauptsignal S_M und das Fehlersignal S_E und gibt das kombinierte Signal in den Verstärker ein. Daher wird ein Signal bereitgestellt, das das Ergebnis des Hinzufügens einer Charakteristik zu dem frequenzgemultiplexten Signal (Hauptsignal) ist, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist.
(G) 7. Ausführung
15 zeigt eine 7. Ausführung für einen Fall, in dem die Übertragungssignale auf Umgewandeltwerden in Quadratursignalen hin verarbeitet werden. Identische Komponenten, zu denen aus der 6. Ausführung aus 13, werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die 7. Ausführung unterscheidet sich von der 6. Ausführung darin, dass die Übertragungssignale, das Fehlersignal und das Rückkopplungssignal in einem äquivalenten Basisbandsystem (komplexen Koordinatensystem) berechnet werden. Um dies zu erreichen, werden S/P-Umwandler 71₁ –71₄ zum Umwandeln des Übertragungssignals x₁(t)-x₄(t) in Quadratursignale (I- und Q-Signale), Quadraturmodulatoren 72₁ –72₄ , 73 und ein Quadraturdemodulator 74 bereitgestellt. Weiter werden DA-Umwandler 51₁₁ , 51₁₂ –51₄₁ , 51₄₂ zum DA-Umwandeln jeder der In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten des Übertragungssignals als die DA-Umwandler 51₁ –51₄ bereitgestellt, DA-Umwandler 37a, 37b zum DA-Umwandeln der In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten des Fehlersignals werden als der DA-Umwandler 37 bereitgestellt, und die AD-Umwandler 36a, 36b zum AD-umwandeln der In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten des Rückkopplungssignals werden als der AD-Umwandler 36 bereitgestellt.
Die S/P-Umwandler 71₁ –71₄ wandeln die Übertragungssignale x₁(t)-x₄(t) in Quadratursignale um, und die DA-Umwandler 51₁₁ , 51₁₂ –51₁₄ , 51₄₂ wandeln die In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten jedes Quadratursignals in analoge Signale um und geben die analogen Signale in die Quadraturmodulatoren 72₁ –72₄ ein. Die Letzteren wenden die Quadraturmodulation auf die In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten (I- und Q-Signale) an, die von den entsprechenden DA-Umwandlern 51₁₁ , 51₁₂ –51₄₁ , 51₄₂ eintreten, die Frequenzumwandler 53₁ –53₄ wandeln die Frequenzen der quadratur-modulierten Signale zu den gewünschten Trägerfrequenzen f₁, f₂, f₃, f₄ herauf und der Kombinator 54 führt Frequenzmultiplexen durch, um das Hauptsignal S_M zu erzeugen.
Der Kombinator 32 kombiniert das Hauptsignal S_M mit einem Fehlersignal S_E, das von der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ausgegeben wird, und gibt das kombinierte Signal in den Leistungsverstärker (amp) 34 ein. Der Verteiler 35 zweigt einen Teil der Verstärkerausgabe ab und der Frequenzumwandler 55 führt eine Herabwandlung in frequenzgemultiplexte Signale der Frequenzen f₁-f₀, f₂-f₀, f₃-f₀, f₄-f₀ durch und gibt dieses Signal in den Quadraturdemodulator 74 über den Filter 56 ein. Der Quadraturdemodulator 74 unterzieht das Eingabesignal einer Quadraturdemodulationsverarbeitung, um die Basisbandsignale auf der Übertragungsseite wiederherzustellen, die I-, Q-Signale werden in die AD-Umwandler 36a, 36b eingegeben und diese AD-Umwandler unterziehen die I-, Q-Signale einer AD-Umwandlung und geben die Ergebnisse in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Rückkopplungssignal ein.
In der Zwischenzeit werden Quadratursignale, die durch Unterziehen des Übertragungssignals x₁(t), x₂(t), x₃(t), x₄(t) einer Quadraturumwandlung erhalten werden, jeweils mit exp(jω₁t), exp(jω₁t), exp(jω₃t), exp(jω₄t), (ω_n = 2πfn) durch die Frequenzschieber 57₁ –57₄ multipliziert, um eine Frequenzverschiebung zu Frequenzen f₁, f₂, f₃, f₄, zu bewirken, nach der diese Frequenzen durch den Kombinator 58 frequenzgemultiplext werden. Der Frequenzschieber 59 multipliziert danach dieses digitale frequenzgemultiplexte Signal mit exp(–jω₀t), um eine Umwandlung in das frequenzgemultiplexte Signal der Frequenzen f₁-f₀, f₂-f₀, f₃-f₀, f₄-f₀ zu bewirken und gibt dieses Signal in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Referenzsignal S_R ein.
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit verwendet das Referenzsignal und das Rückkopplungssignal, um ein Fehlersignal zu berechnen, das einer nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zuschreibbar ist. Die DA-Umwandler 37a, 37b DA-Umwandeln die In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten des erhaltenen Fehlersignals und geben die analogen Signale in den Quadraturmodulator 73 über Filter 60a, 60b ein. Der Quadraturmodulator 73 unterzieht die Eingabesignale einer Quadraturmodulation und gibt die modulierten Signale in den Frequenzumwandler 61 ein. Der Letztere multipliziert das Fehlersignal mit dem Signal der Frequenz f₀, um die Fehlersignalfrequenz Heraufzuwandeln. Der Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und der Kombinator 32 kombiniert dann das Pegel-justierte Fehlersignal mit dem Hauptsignal und gibt das kombinierte Signal in den Verstärker ein. Daher wird ein frequenzgemultiplextes Signal erhalten, das das Ergebnis des Hinzufügens einer Charakteristik ist, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist.
(H) 8. Ausführung
16 zeigt eine 8. Ausführung für einen Fall, in dem die Übertragungssignale auf Umgewandeltwerden in Quadratursignale hin verarbeitet werden. Identische Komponenten, zu denen aus der 6. Ausführung aus 13, werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die 8. Ausführung unterscheidet sich von der 6. Ausführung darin, dass die Übertragungssignale, das Fehlersignal und Rückkopplungssignal in einem äquivalenten Basisbandsystem (komplexen Koordinatensystem) berechnet werden. Die S/P-Umwandler 71₁ –71₄ sind bereitgestellt und ebenso die digitalen Quadraturmodulatoren 75₁ –75₄ , 76 und ein digitaler Quadraturdemodulator 77.
Die S/P-Umwandler 71₁ –71₄ wandeln die Übertragungssignale x₁(t), x₂(t), x₃(t), x₄(t) in Quadratursignale (I- und Q-Signale), die digitalen Quadraturmodulatoren 75₁ –75₄ wenden digitale Quadraturmodulation auf die In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten (I- und Q-Signale) jedes Quadratursignals an und die DA-Umwandler 51₁ –51₄ wandeln die digitalen quadratur-modulierten Signale in analoge Signale um und geben die analogen Signale in die Frequenzumwandler 53₁ –53₄ über die Filter ein. Die Frequenzumwandler 53₁ –53₄ wandeln die Frequenzen der quadratur-modulierten Signale zu den gewünschten Trägerfrequenzen f₁, f₂, f₃, f₄ herauf und der Kombinator 54 führt Frequenzmultiplexen durch, um das Hauptsignal S_M zu erzeugen.
Der Kombinator 32 kombiniert das Hauptsignal S_M mit dem Fehlersignal S_E, das von der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ausgegeben wird, und gibt das kombinierte Signal in den Leistungsverstärker (amp) 34 ein. Der Verteiler 35 zweigt einen Teil der Verstärkerausgabe ab und der Frequenzumwandler 55 führt eine Herabwandlung in ein frequenzgemultiplextes Signal der Frequenzen f₁-f₀, f₂-f₀, f₃-f₀, f₄-f₀ durch und gibt dieses Signal an den AD-Umwandler 36 über den Filter 56 ein. Der AD-Umwandler 36 wandelt das Eingabesignal in ein digitales Signal um und gibt das digitale Signal in den digitalen Quadraturdemodulator 47 ein. Der Letztere unterzieht das Eingabesignal einer Quadraturdemodulationsverarbeitung, um das Basisbandsignal auf der Übertragungsseite wiederherzustellen, und die In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten werden in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Rückkopplungssignal eingegeben.
In der Zwischenzeit werden Quadratursignale, die durch Unterziehen der Übertragungssignale x₁(t), x₂(t), x₃(t), x₄(t) einer Quadraturumwandlung erhalten werden, jeweils mit exp(jω₁t), exp(jω₂t), exp(jω₃t), exp(jω₄t), (ω_n = 2πf_n) durch die Frequenzschieber 57₁ –57₄ multipliziert, um eine Frequenzverschiebung zu den Frequenzen f₁, f₂, f₃, f₄ zu bewirken, nach der diese Frequenzen durch den Kombinator 58 frequenzgemultiplext werden. Der Frequenzschieber 59 multipliziert danach dieses digitale frequenzgemultiplexte Signal mit exp(–jω₀t), um eine Umwandlung in das frequenzgemultiplexte Signal der Frequenzen f₁-f₀, f₂-f₀, f₃-f₀, f₄-f₀ zu bewirken und gibt dieses Signal in die Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 als das Referenzsignal S_R ein.
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit verwendet das Referenzsignal und Rückkopplungssignal, um ein Fehlersignal zu berechnen, das einer nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zu schreibbar ist und gibt die In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente dieses Signals in die Übertragungsdaten verarbeitende Einheit 76 ein. Die Letztere wendet Quadraturmodulation auf die angegebenen In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten (I- und Q-Signale) an, und der DA-Umwandler 37 wandelt die digitalen quadratur-modulierten Signale (Fehlersignal) in ein analoges Signal um und gibt das moduliere Signal in den Frequenzumwandler 61 über den Filter 60 ein. Der Frequenzumwandler 61 multipliziert das Fehlersignal mit dem Signal einer Frequenz f₀, um die Frequenz heraufzuwandeln. Der Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und der Kombinator 32 kombiniert das Pegeljustierte Fehlersignal mit dem Hauptsignal und gibt das kombinierte Signal in den Verstärker ein. Daher wird dort ein frequenzgemultiplextes Signal erhalten, das das Ergebnis eines Hinzufügens einer Charakteristik ist, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist.
(I) 9. Ausführung
17 ist ein Diagramm, das die Struktur einer 9. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt, in der zu der 7. Ausführung aus 15 identische Komponenten durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet werden. Diese Ausführung unterscheidet sich von der 6. Ausführung darin, dass die Abtast- und Halteschaltkreise 78a, 78b, zum Abtasten und Halten der In-Phasen-Komponente und Quadratur-Komponente, die von dem Demodulator 74 ausgegeben wird, vor den AD-Umwandlern 36a, 36b bereitgestellt sind. Der Betrieb der Abtast- und Halteschaltkreise 78a, 78b, der AD-Umwandler 36a, 36b und der der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ist identisch mit dem der 4. Ausführung aus 10 und die gleichen Auswirkungen werden erhalten.
(J) 10. Ausführung
18 ist ein Diagramm, das die Struktur einer 10. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt, in der zu der 8. Ausführung aus 16 identischen Komponenten durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet werden. Diese Ausführung unterscheidet sich von der 8. Ausführung darin, dass ein Abtast- und Halteschaltkreis 79 zum Abtasten und Halten des Ausgabesignals des Verstärkers 34 vor dem AD-Umwandler 36 bereitgestellt wird. Der Betrieb des Abtast- und Halteschaltkreises 79, des AD-Umwandlers 36 und der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit ist identisch zu demjenigen der 5. Ausführung aus 13 und die gleichen Auswirkungen werden erhalten.
(K) 11. Ausführung
19 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Funkgerätes gemäß einer 11. Ausführung mit einer Funktion zum Korrigieren der Amplitude und Phase eines Referenzsignals zeigt. Identische Komponenten, zu denen aus der 6. Ausführung aus 13, werden durch die gleichen Referenzzeichen bezeichnet. Diese Ausführung unterscheidet sich darin, dass die Korrekturschaltkreise 81₁ –81₄ an Stelle der Frequenzschieber 57₁ –57₄ bereitgestellt werden, um die Amplitude und Phase des Referenzsignals in solch einer Weise zu korrigieren, dass das frequenzgemultiplexte Signal (Referenzsignal), welches von dem Kombinator 58 ausgegeben wird, mit dem Hauptsignal S_M, das von dem Kombinator 54 ausgegeben wird, übereinstimmt. Die Korrekturschaltkreise 81₁ –81₄ vergleichen auf einer Grundlage je Träger die Signale, die durch Frequenzumwandlung durch die Frequenzumwandler 53₁ –53₄ erhalten werden, mit Signalen, die durch digitales Verarbeiten durch Frequenzverschieben der Übertragungsbasisbandsignale x₁(t)-x₄(t) erhalten werden, und üben Steuerung in solch einer Art und Weise aus, dass die Differenzen zwischen diesen Signalen Null werden, wodurch das Referenzsignal mit dem Hauptsignal übereinstimmend gemacht wird.
20 ist ein Diagramm, das die Struktur des Korrekturschaltkreises 81₁ zeigt; die anderen Korrekturschaltkreise 81₂ –81₄ sind ähnlich aufgebaut. Ein AD-Umwandler 81a wandelt das frequenz-umgewandelte Signal, das von dem Frequenzumwandler 53₁ ausgegeben wird, in ein digitales Signal um, und ein Multiplizierer 81b multipliziert anfänglich das Übertragungssignal x₁(t) mit exp(jωt), um ein Signal auszugeben, das durch digitales Verschieben der Frequenz des Übertragungssignals x₁(t) erhalten wird. Ein Vergleicher 81c detektiert eine Amplitudendifferenz ν_d und eine Phasendifferenz Φ_d zwischen diesen zwei Eingabesignalen und erhält einen Fehler Δν = ν_d * exp(jΦ_d). Ein mittelnder Schaltkreis 81d mittelt die Ausgabe des Vergleiches 81c, um einen mittleren Fehler Δν_avr* zu erzeugen, eine Komplex-Konjugierte-Signalausgabeeinheit 81e generiert einen komplex-konjugierten Wert Δν_avr* des mittleren Fehlers Δν_avr, ein Multiplizierer 81f multipliziert exp(jωt) mit Δν_avr*, und ein Multiplizierer 81 multipliziert das Übertragungssignal x₁(t) mit Δν_avr* exp(jωt). Durch Wiederholen der oben beschriebenen Steuerung wird die Amplitudendifferenz ν_d und Phasendifferenz Φ_d zwischen den zwei Signalen, die in den Vergleicher 81c eingegeben werden, auf Null reduziert.
21 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Korrekturschaltkreises zeigt, der auf einer 7. Ausführung aus 15 anwendbar ist. Identische Komponenten, zu denen des Korrekturschaltkreises aus 20, werden durch die gleichen Referenzzeichen bezeichnet. Dieser Schaltkreis unterscheidet sich darin, dass ein Quadraturdemodulator 81g und AD-Umwandler 81h, 81i statt des AD-Umwandlers 81a bereitgestellt sind. Der Quadraturdemodulator 81g wendet Quadraturdemodulationsverarbeitung auf das Ausgabesignal des Frequenzumwandlers 53₁ an, und die AD-Umwandler 81h, 81i wandeln die In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten, die von dem Quadraturdemodulator ausgegeben werden, in digitale Signale um und geben die digitalen Signale in den Vergleicher 81c ein. In der Zwischenzeit gibt der Multiplizierer 81b ein Signal aus, das durch digitales Verschieben der Frequenz des Basisbandübertragungssignals x₁(t) erhalten wird. Der Vergleicher 81c detektiert die Amplitudendifferenz ν_d und die Phasendifferenz Φ_d zwischen diesen beiden Eingabesignalen, und der Korrekturschaltkreis übt danach Steuerung in solch einer Art und Weise aus, dass der Unterschied zwischen diesen Signalen Null wird, in einer ähnlichen Weise zu der aus 20.
22 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Korrekturschaltkreises zeigt, der auf die 8. Ausführung aus 16 anwendbar ist. Identische Komponenten zu denen aus dem Korrekturschaltkreis aus 20, werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Dieser Schaltkreis unterscheidet sich darin, dass ein digitaler Quadraturdemodulator 81j auf der Ausgabeseite des AD-Umwandlers 81a bereitgestellt ist. Der AD-Umwandler 81a wandelt das Ausgabesignal des Frequenzumwandlers 53₁ in ein digitales Signal um, und der Quadraturdemodulator 81j wendet Quadraturdemodulationsverarbeitung digital auf das Ausgabesignal des AD-Umwandlers an und gibt die In-Phasen-Komponenten und Quadratur-Komponenten des demodulierten Signals in den Vergleicher 81 ein. In der Zwischenzeit gibt der Multiplizierer 81b ein Signal aus, das durch digitales Schieben der Frequenz des Basisbandübertragungssignals x₁(t) erhalten wird. Der Vergleicher 81c detektiert die Amplitudendifferenz ν_d und die Phasendifferenz Φ_d zwischen diesen beiden Eingabesignalen, und der Korrekturschaltkreis übt danach Steuerung in solch einer Art und Weise aus, dass der Unterschied zwischen diesen Signalen Null wird, in einer Weise ähnlich zu der aus 20.
(L) 12. Ausführung
23 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Funkgerätes gemäß einer 12. Ausführung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, in der zu der 6. Ausführung aus 13 identische Komponenten durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet werden. Diese Ausführung unterscheidet sich darin, dass PLL-Schaltkreise 84₀ –84₄ bereitgestellt werden, die mit exp(jω₀t), exp(jω₁t) – exp(jω₄t) synchronisiert werden, das erzeugt wird, wenn die Frequenz digital verschoben wird, und die die lokalen Signale der Frequenzen f₀, f₁-f₄ zuführen, die verwendet werden, wenn eine Frequenzumwandlung in analoger Weise durchgeführt wird. In Übereinstimmung mit der 12. Ausführung können die Frequenzen eines analogen frequenzgemultiplexten Signals und eines digital angepassten Signals synchronisiert werden, wodurch es möglich gemacht wird, die Präzision der Verzerrungskompensation zu erhöhen.
(M) 13. Ausführung
24 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Funkgerätes gemäß einer 13. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt, in der zu der 6. Ausführung aus 13 identische Komponenten durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet werden. Diese Ausführung unterscheidet sich darin, dass DA-Umwandler 85₁ –85₄ bereitgestellt werden und die lokale Signale der Frequenzen f₀, f₁-f₄ durch DA-Umwandeln von exp(jω₁t) – exp(jω₄t) erzeugen, wenn die Frequenz digital verschoben wird. In Übereinstimmung mit der 13. Ausführung können die Frequenzen eines analogen frequenzgemultiplexten Signals und eines digitalen Frequenz angepassten Signals synchronisiert werden, wodurch es möglich gemacht wird, die Präzision der Verzerrungskompensation zu erhöhen. Es sollte erwähnt werden, dass das lokale Signal der Frequenz f₀ durch den PLL-Schaltkreis 84₀ erzeugt wird, der in Übereinstimmung mit der 12. Ausführung mit exp(jω₀t) synchronisiert ist.
(N) 14. Ausführung
25 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Funkgerätes gemäß einer 14. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt. Diese stellt ein Beispiel eines Falles dar, in dem vier Frequenzen gemultiplext werden. Komponenten identisch zu denen der 6. Ausführung aus 13 werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Diese Ausführung unterscheidet sich von der 6. Ausführung darin, dass Frequenzschiebeverarbeitung digital auf die Übertragungsbasisbandsignale x₁(t), x₂(t), x₃(t), x₄(t) angewendet wird und die erhaltenen Signale DA-umgewandelt und kombiniert werden, um dadurch ein analoges frequenzgemultiplextes Signal zu erhalten.
Die Übertragungsbasisbandsignale x₁(t), x₂(t), x₃(t), x₄(t) werden einer Frequenzverschiebung durch multipliziert werden mit exp(jω₁t), exp(jω₂t), exp(jω₃t), exp(jω₄t), (ω_n=2πf_n) unterzogen, das durch einen gewünschten Trägerfrequenzabstand bestimmt wird, nach dem die verschobenen Signale in analoge Signale durch DA-Umwandler 51₁ –51₄ umgewandelt werden und der Kombinator 54 kombiniert die Ausgabe dieser DA-Umwandler, um ein analoges frequenzgemultiplextes Signal zu erzeugen.
Der Kombinator 32 kombiniert das frequenzgemultiplexte Signal (Hauptsignal) S_M mit dem Fehlersignal S_E, das von der Fehlersignal abschätzenden arithmetischen Einheit 33 ausgegeben wird, und gibt das kombinierte Signal in den Leistungsverstärker (amp) 34 ein. Der Verteiler 35 zweigt einen Teil der Verstärkerausgabe ab und der Frequenzumwandler 55 multipliziert das Verstärkerausgabesignal mit dem lokalen Signal mit der Frequenz f₀, um die Frequenz herabzuwandeln und gibt das resultierende Signal in den AD-Umwandler 36 über den Filter 56 ein. Der AD-Umwandler 36 AD-umwandelt das Eingabesignal und gibt das erhaltene digitale Signal in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Rückkopplungssignal S_F ein.
In der Zwischenzeit erzeugt der Kombinator 58 das digital frequenzgemultiplexte Signal durch Kombinieren des Übertragungssignals x₁(t)·exp(jω₁t), x₂(t)·exp(jω₂t), x₃(t)·exp(jω₃t), x₄(t)·exp(jω₄t), das von den digitalen Frequenzschiebern 57₁ –57₄ ausgegeben wird. Dieses digitale, frequenzgemultiplexte Signal ist ein Signal das äquivalent zu dem oben erwähnten analogen frequenzgemultiplexten Signal ist. Der Frequenzschieber 59 multipliziert danach das digitale frequenzgemultiplexte Signal mit exp(–jω₀t) um die Frequenz herabzuwandeln und gibt das resultierende Signal in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Referenzsignal S_R ein.
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 verwendet das Referenzsignal S_R und das Rückkopplungssignal S_F um ein Fehlersignal zu berechnen, das der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zuschreibbar ist. Der DA-Umwandler 37 DA-umwandelt das erhaltene Fehlersignal und gibt das analoge Signal in den Frequenzumwandler 61 über den Filter 60 ein. Der Frequenzumwandler 61 multipliziert das Fehlersignal mit dem Signal der Frequenz f₀, um dadurch die Fehlersignalfrequenz heraufzuwandeln. Der Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und der Kombinator 32 kombiniert dann das Pegel-justierte Fehlersignal und das Hauptsignal. Als Ergebnis wird ein frequenzgemultiplextes Signal erhalten, das das Ergebnis des Hinzufügens einer Charakteristik ist, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist.
(P) 15. Ausführung
26 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Funkgerätes gemäß einer 15. Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt. Diese stellt ein Beispiel eines Falls dar, in dem vier Frequenzen gemultiplext werden. Identische Komponenten zu denen aus der 6. Ausführung aus 13 werden durch die gleichen Referenzzeichen bezeichnet. Diese Ausführung unterscheidet sich von der 6. Ausführung darin, dass ein analoger Frequenzmultiplexer AFMP durch die Abtastumwandler 91₁ –91₄ , die digitalen Modulatoren 92₁ –92₄ , die DA-Umwandler 51₁ –51₄ und den Kombinator 54 zum Kombinieren der Ausgaben dieser DA-Umwandler aufgebaut ist.
Die Abtastumwandler 91₁ –91₄ wandeln die Raten des Übertragungsbasisbandsignals x₁(t), x₂(t), x₃(t), x₄(t) in eine Abtastrate um, die durch eine Trägerfrequenz bestimmt ist. Insbesondere wird die Umwandlung in eine Rate durchgeführt, die viermal derjenigen der Zwischenfrequenzträgerfrequenzausgabe entspricht. Nachdem die Ratenumwandlung durchgeführt wurde, modulieren die digitalen Quadraturmodulatoren 92₁ –92₄ die ratenumgewandelten Signale auf einer Grundlage je Träger und geben die modulierten Signale in die DA-Umwandler 51₁ –51₄ ein. Die Letzteren DA-umwandeln die modulierten Signale in analoge Signale und der Kombinator 54 kombiniert die Ausgaben der DA-Umwandler, um das analoge frequenzgemultiplexte Signal (Hauptsignal) S_M zu erzeugen.
Der Kombinator 32 kombiniert das frequenzgemultiplexte Signal (Hauptsignal) mit einem Fehlersignal, das durch unten beschriebene Vorrichtungen erzeugt wird und gibt das kombinierte Signal in den Verstärker 34 ein. Der Verteiler 35 zweigt einen Teil der Ausgabe des Verstärkers 34 ab und der Frequenzumwandler 55 multipliziert das Verstärkerausgabesignal mit dem lokalen Signal der Frequenz f₀, um die Frequenz herabzuwandeln und gibt das resultierende Signal in den AD-Umwandler 36 über den Filter 56 ein. Der AD-Umwandler 36 AD-umwandelt das Eingabesignal und gibt das erhaltene digitale Signal in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Rückkopplungssignal S_F ein.
In der Zwischenzeit erzeugt der Kombinator 58 das digitale. frequenzgemultiplexte Signal durch Kombinieren des Signals x₁(t)·exp(jω₁t), x₂(t)·exp(jω₂t), x₃(t)·exp(jω₃t), x₄(t)·exp(jω₄t), das von den digitalen Frequenzschiebern 57₁ –57₄ ausgegeben wird. Dieses digitale frequenzgemultiplexte Signal ist ein Signal, das äquivalent zu dem oben erwähnten analogen frequenzgemultiplexten Signal S_M ist. Der Frequenzschieber 59 multipliziert danach das digital frequenzgemultiplexte Signal mit exp(–jω₀t), um die Frequenz herabzuwandeln und gibt das resultierende Signal in die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 als das Referenzsignal S_R.
Die Fehlersignal abschätzende arithmetische Einheit 33 verwendet das Referenzsignal S_R und das Rückkopplungssignal S_F, um ein Fehlersignal zu berechnen, das der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers zu schreibbar ist. Der DA-Umwandler 37 DA-umwandelt das erhaltene Fehlersignal und gibt das analoge Signal in den Frequenzumwandler 61 über den Filter 60 ein. Der Frequenzumwandler 61 multipliziert das Fehlersignal mit dem Signal der Frequenz f₀, um dadurch die Fehlersignalfrequenz heraufzuwandeln. Der Abschwächer 38 justiert den Pegel des Fehlersignals und der Kombinator 32 kombiniert dann das Pegel-justierte Fehlersignal und das Hauptsignal. Als ein Ergebnis wird ein frequenzgemultiplextes Signal erhalten, das das Ergebnis des Hinzufügens einer Charakteristik ist, die das Inverse der nicht linearen Verzerrung des Verstärkers ist.
27 ist ein Diagramm, das die Prinzipien eines Abtastratenumwandlers zeigt. Ein Abtastratenumwandler zum Umwandeln der Informationsrate eines digitalen Signals in eine mit m/n multiplizierte Rate wird durch einen Interpolator 91a zum Einsetzen von einer (m-1)-Anzahl von „0" s zwischen Eingabe- und Abtastsignalen, einem Filter 91c zum Dealiasieren und einem Dezimierer 91c zum Extrahieren von Werten der notwendigen Abtastzeit aus der Filterausgabeabtastsequenz bei jedem anderen n aufgebaut. Aufgrund eines solchen m/n-Abtastratenumwandlers wird ein Basisbandsignal x(t), das bei einer Abtastrate erzeugt wird, die die Chiprate oder ein ganzzahliges Vielfaches der Chiprate ist, in ein Signal mit einer Abtastrate umgewandelt, die durch den Trägerabstand bestimmt ist.
28 zeigt eine Ausführung des Abtastratenumwandlers. Der Abtastratenumwandler ist mit einem FIR-Filter ausgeführt, der die Wichtungskoeffizienten der Filterabzweigungen umschaltet. Der FIR-Filter weist eine Vielzahl von Verzögerungseinheiten DLY, eine Vielzahl von Koeffizientenmultiplizierern MPL, einen Addierer ADD und eine Abzweigungssteuereinheit TCC zum Umschalten der Abzweigungskoeffizienten auf. Die Operation die durch den FIR-Filter durchgeführt wird, wird durch die folgende Gleichung beschrieben:

(n)_m = n modulo m
[a]: größte Ganzzahl, die nicht über a hinausgeht.

Hier stellt x(i) ein diskretes Zeitsignal bei der Filtereingabe dar, y(i) ein diskretes Zeitsignal bei der Filterausgabe, und h(k) ist eine Impulsantwort des Dealias-Filters, der auf Grundlage eines Überabtastens mit einem Faktor von m und einer Abzweigungslänge N_tap gestaltet ist. Mit Bezug zum Beispiel auf einen Fall, in dem m=4, n=3, N_tap=8 gilt, ist die Steuerung zum Umschalten der Abzweigungskoeffizienten h(k) in der Anordnung aus 28 wie unten angezeigt. Die Abzweigungskoeffizienten h(k) werden durch Umstellen von 32 (= m x N Abzweigungen) der h(–16) bis h(15) in Übereinstimmung mit dem Ergebnis aus Gleichung (2) erhalten.
Zeit i=0: h(–16) h(–12) h(–8) h(–4) h(0) h(4) h(8) h(12) Zeit i=1: h(–13) h(–9) h(–5) h(–1) h(3) h(7) h(11) h(15) Zeit i=2: h(–14) h(–10) h(–6) h(–2) h(2) h(6) h(10) h(14) Zeit i=3: h(–15) h(–11) h(–7) h(–3) h(1) h(5) h(9) h(13) Zeit i=4: h(–16) h(–12) h(–8) h(–4) h(0) h(4) h(8) h(12) Zeit i=5: h(–13) h(–9) h(–5) h(–1) h(3) h(7) h(11) h(15)
Die Umwandlung in eine Abtastrate, die mit 4/3 multipliziert wird, kann durch einen FIR-Filter ausgeführt werden, der diese Abzweigungskoeffizienten und Wichtungskoeffizienten verwendet.
Daher ist es in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung möglich, die Bitpräzision der DA-Umwandler und der Umwandlungsgeschwindigkeit der AD-Umwandler zu vermindern, die zur Kompensation einer nicht linearen Verzerrung eines Signals verwendet werden, das ein Breitband und einem großen dynamischen Bereich aufweist.
Weiter in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung kann ein Vorverzerrer für ein W-CDMA-Mehrfachträgersignal, der bisher schwierig zu realisieren war, mit den Gerätefähigkeiten von gegenwärtig existierenden DA- und AD-Umwandlern ausgeführt werden.
Weiter in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird ein Hilfsverstärker, Verzögerungsleitungen und Koppler usw., die wesentlich für herkömmliche Vorwärtsschub-Verzerrungskompensationsschemata waren, nicht länger benötigt. Das ermöglicht es, die Gesamteffizienz eines Leistungsverstärkers zu verbessern.

Claims

Funkgerät zum Kompensieren einer nichtlinearen Verzerrung eines Übertragungsleistungsverstärkers, gekennzeichnet durch: einen ersten DA-Wandler (31) zum Umwandeln eines Übertragungssignals in ein analoges Signal und zum Ausgeben des analogen Übertragungssignals; einen Übertragungsleistungsverstärker (34) zum Verstärken und Übertragen des Übertragungssignals; eine Abzweigeeinrichtung (35) zum Abzweigen eines Teils eines Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers; einen AD-Wandler (36) zum Umwandeln des Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers, das durch die Abzweigeeinrichtung abgezweigt wird, oder eines Signals, das durch das Unterziehen dieses Ausgabesignals einer vorbestimmten Verarbeitung erhalten wird, in ein digitales Signal, und zum Ausgeben des digitalen Signals als ein Rückkopplungssignal; eine Fehlerabschätzrecheneinheit (33) zum Abschätzen und Ausgeben eines Fehlersignals, das einer nichtlinearen Verzerrung des Verstärkers zuzuschreiben ist, durch Verwenden des Rückkopplungssignals und eines Referenzsignals, das das Übertragungssignal ist; einen zweiten DA-Wandler (37) zum Umwandeln des Fehlersignals in ein analoges Signal und zum Ausgeben des analogen Signals; und einen Kombinator (32) zum Kombinieren und Ausgeben des Übertragungssignals, das in das analoge Signal durch den ersten DA-Wandler (31) umgewandelt wird, und des Fehlersignals, das in das analoge Signal durch den zweiten DA-Wandler umgewandelt wird, an den Übertragungsleistungsverstärker.
Funkgerät zum Kompensieren einer nichtlinearen Verzerrung eines Übertragungsleistungsverstärkers, der ein Mehrträgersignal zum Tragen vielfacher Übertragungssignale verstärkt und überträgt, gekennzeichnet durch: einen ersten DA-Wandler (51₁ –51₄ ) zum Umwandeln jedes digitalen Übertragungssignals in ein analoges Übertragungsbasisbandsignal und zum Ausgeben des analogen Basisbandsignals; einen analogen Frequenzmultiplexer (53₁ –53₄ , 54) zum Unterziehen jedes Übertragungsbasisbandsignals einer Frequenzverschiebeoperation, die durch den Trägerabstand entschieden wird, und zum Frequenzmultiplexen der frequenzverschobenen Signale; einen Übertragungsleistungsverstärker (34) zum Verstärken und Übertragen des frequenzgemultiplexten Signals; eine Abzweigeeinrichtung (35) zum Abzweigen eines Teils eines Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers; einen AD-Wandler (36) zum Umwandeln des Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers, das durch die Abzweigeinrichtung abgezweigt wird, oder eines Signals, das durch das Unterziehen dieses Ausgabesignals einer vorbestimmten Verarbeitung erhalten wird, in ein digitales Signal, und zum Ausgeben des digitalen Signals als ein Rückkopplungssignal; einen digitalen Multiplexer (57₁ –57₄ , 58, 59) zum digitalen Unterziehen jedes digitalen Übertragungssignals einer Frequenzverschiebeoperation, die durch den Trägerabstand entschieden wird, und zum Frequenzmultiplexen der frequenzverschobenen Signale und zum Ausgeben der frequenzgemultiplexten Signale als ein Referenzsignal; eine Fehlerabschätzrecheneinheit (33) zum Abschätzen und Ausgeben eines Fehlersignals, das einer nichtlinearen Verzerrung des Verstärkers zuzuschreiben ist, durch Verwenden des Rückkopplungssignals und eines Referenzsignals, das das Übertragungssignal ist; einen zweiten DA-Wandler (37) zum Umwandeln des Fehlersignals in ein analoges Signal und zum Ausgeben des analogen Signals; und einen Kombinator (32) zum Kombinieren und Ausgeben des Fehlersignals, das in das analoge Signal durch den ersten DA-Wandler umgewandelt wird, und eines Ausgabesignals des analogen Frequenzmultiplexers an den Übertragungsleistungsverstärker.
Funkgerät gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlerabschätzrecheneinheit (33) Fehlersignale durch ein digitales, kartesisches Schema in solch einer Art und Weise erhält, dass ein Unterschied zwischen dem Referenzsignal und dem Rückkopplungssignal Null wird, die Fehlersignale in einem Speicher (33a) in Entsprechung mit Übertragungssignalwerten speichert, ein Fehlersignal, das einem gegenwärtigen Übertragungssignal entspricht, aus dem Speicher liest und das Fehlersignal ausgibt.
Funkgerät gemäß dem Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass Fehlerabschätzrecheneinheit (33) das Referenzsignal und das Rückkopplungssignal von einem rechtwinkligen Koordinatensystem in ein Polarkoordinatensystem transformiert, Fehlersignale in solch einer Art und Weise erhält, dass ein Unterschied zwischen dem Referenzsignal und dem Rückkopplungssignal in dem Polarkoordinatensystem Null wird, die Fehlersignale in Entsprechung mit Übertragungssignalwerten in einem Speicher (33a) speichert, ein Fehlersignal, das einem gegenwärtigen Übertragungssignal entspricht, aus dem Speicher liest, die Fehlersignale von dem Polarkoordinatensystem in das rechtwinklige Koordinatensystem transformiert und das Fehlersignal ausgibt.
Funkgerät gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, das die Fehlerabschätzrecheneinheit (33) Verzerrkompensationskoeffizienten durch eine anpassungsfähige Signalverarbeitungseinheit erhält, die das Referenzsignal und das Rückkopplungssignal verwendet, die Verzerrkompensationskoeffizienten in einem Speicher (33q) in Entsprechung mit Übertragungssignalleistungswerten liest, einen Verzerrkompensationskoeffizienten entsprechend einem Leistungswert eines gegenwärtigen Überragungssignals aus dem Speicher liest, den Übertragungswert mit dem Verzerrkompensationskoeffizienten multipliziert und als Fehlersignal einen Unterschied zwischen einem Übertragungssignal vor der Multiplikation mit dem Verzerrkompensationskoeffizienten und dem Übertragungssignal nach der Multiplikation mit dem Verzerrkompensationskoeffizienten ausgibt.
Funkgerät gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlerabschätzrecheneinheit (33) Verzerrkompensationskoeffizienten durch eine anpassungsfähige Signalverarbeitungseinheit erhält, die das Referenzsignal und das Rückkopplungssignal verwendet, und in einem Speicher (33q) speichert, die Verzerrkompensationskoeffizienten in einem Speicher (33q) entsprechend einem gegenwärtigen Übertragungssignalleistungswert und einem früheren Übertragungssignalwert aus dem Speicher liest, den gegenwärtigen Übertragungswert mit dem Verzerrkompensationskoeffizienten multipliziert und als Fehlersignal einen Unterschied zwischen einem Übertragungssignal vor der Multiplikation mit dem Verzerrkompensationskoeffizienten und dem Übertragungssignal nach der Multiplikation mit dem Verzerrkompensationskoeffizienten ausgibt.
Funkgerät gemäß dem Anspruch 1, gekennzeichnet durch: eine Einrichtung (41) zum Umwandeln eines Übertragungssignals in ein Quadratursignal, das eine In-Phasen Komponente und eine Quadraturkomponente aufweist; DA-Wandler (31a, 31b), die den ersten DA-Wandler (31) aufbauen, zum Umwandeln der Signalkomponenten des Quadratursignals in die jeweiligen eines analogen Signals; einen ersten Quadraturmodulator (42), an den die analogen Signalkomponentenausgaben von den jeweiligen DA-Umwandlern eingegeben werden, zum Unterziehen des Übertragungssignals einer Quadraturmodulation; einen Quadraturdemodulator (44) zum Unterziehen eines Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers einer Quadraturdemodulationsverarbeitung; AD-Umwandlern (36a, 36b), die den AD-Wandler aufbauen, zum Umwandeln einer In-Phase Komponente und einer Quadraturkomponente einer quadraturdemodulierten Signalausgabe von dem Quadraturmodulator in die jeweiligen digitalen Signale; DA-Wandler (37a, 37b), die den zweiten DA-Wandler (39) aufbauen, zum Umwandeln einer In-Phase Komponente und einer Quadraturkomponente einer Fehlersignalausgabe von der Fehlerabschätzrecheneinheit in die jeweiligen analogen Signale; und einen zweiten Quadraturmodulator (43), in den die analogen Signalkomponentenausgaben von den jeweiligen DA-Umwandlern eingegeben werden, zum Unterziehen des Fehlersignals einer Quadraturmodulation; wobei die Fehlerabschätzrecheneinheit (33) ein Fehlersignal in einer solchen Art und Weise ausgibt, dass ein Unterschied zwischen den In-Phase Komponenten und ein Unterschied zwischen den Quadraturkomponenten des Quadratursignals vor der Verzerrungskompensation und dem quadraturdemodulierten Signal Null wird, und der Kombinator (32) Ausgabesignale des ersten und zweiten Quadraturmodulators kombiniert und das kombinierte Signal in den Übertragungsleistungsverstärker (34) eingibt.
Funkgerät gemäß Anspruch 7, gekennzeichnet durch Abtast- und Haltekreise (48a, 48b), die an einer Eingabeseite der jeweiligen AD-Wandler vorgesehen sind; und die Abtastrate der AD-Wandler und das Abtastband unabhängig festgesetzt werden.
Funkgerät gemäß dem Anspruch 1, gekennzeichnet durch: eine Einrichtung (41) zum Umwandeln eines Übertragungssignals in ein Quadratursignal, das eine In-Phasen Komponente und eine Quadraturkomponente aufweist; einen ersten Quadraturmodulator (42), an den die Eingabesignalkomponentenausgaben von den jeweiligen der DA-Umwandlern eingegeben werden, zum Unterziehen des Übertragungssignals einer Quadraturmodulation und zum Eingeben des resultierenden Signals in den ersten DA-Wandler (31); einen digitalen Quadraturdemodulator (47) zum Unterziehen eines Ausgabesignals des AD-Wandlers einer Quadraturdemodulationsverarbeitung; und einen zweiten digitalen Quadraturmodulator (46), in den eine In-Phasen Komponente und eine Quadraturkomponente einer Fehlersignalausgabe von der Fehlerabschätzrecheneinheit (33) eingegeben werden, zum Unterziehen des Fehlersignals einer Quadraturmodulation und zum Eingeben des resultierenden Signals in den zweiten DA-Wandler (39), wobei die Fehlerabschätzrecheneinheit (33) ein Fehlersignal in einer solchen Art und Weise ausgibt, dass ein Unterschied zwischen den In-Phase Komponenten und ein Unterschied zwischen den Quadraturkomponenten des Quadratursignals vor der Verzerrungskompensation und dem quadraturdemodulierten Signal Null wird.
Funkgerät gemäß Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen Abtast- und Haltekreise (49), der an einer Eingabeseite des AD-Wandlers (36) vorgesehen ist; und die Abtastrate des AD-Wandlung und das Abtastband unabhängig festgesetzt werden.
Funkgerät gemäß Anspruch 2, weiter gekennzeichnet durch: Einrichtungen (71₁ –71₄ ) zum Umwandeln jeweiliger Übertragungssignale in Quadratursignale, von denen jedes eine In-Phasen Komponente und eine Quadraturkomponente aufweist; DA-Umwandlern (51₁₁ –51₄₁ , 51₁₂ –51₄₂ ), die jeden der ersten DA-Wandler (31) aufbauen, zum Umwandeln einer In-Phasen Komponente und einer Quadraturkomponente eines jeweiligen Quadratursignals in die jeweiligen analogen Signale; einen ersten Quadraturmodulator (72₁ –72₄ ) für jedes Quadratursignal, in den die analoge In-Phasen- und die Quadraturkomponenteausgabe von den entsprechenden DA-Umwandlern eingegeben werden, zum Unterziehen des Übertragungssignals einer Quadraturmodulation; einen Quadraturdemodulator (74) zum Unterziehen eines Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers oder eines Signals, das durch Unterziehen des Ausgabesignals einer vorbestimmten Verarbeitung erhalten wird, einer Quadraturdemodulationsverarbeitung; AD-Umwandlern (36a, 36b), die den AD-Wandler aufbauen, zum Umwandeln einer In-Phase Komponente und einer Quadraturkomponente einer quadraturdemodulierten Signalausgabe von dem Quadraturdemodulator in die jeweiligen digitalen Signale; DA-Wandler (37a, 37b), die den zweiten DA-Wandler aufbauen, zum Umwandeln einer In-Phase Komponente und einer Quadraturkomponente einer Fehlersignalausgabe von der Fehlerabschätzrecheneinheit in die jeweiligen analogen Signale; und einen zweiten Quadraturmodulator (73), in den die Signalkomponenten der Fehlersignalausgabe von den DA-Umwandlern eingegeben werden, zum Unterziehen des Fehlersignals einer Quadraturmodulation; wobei die Fehlerabschätzrecheneinheit (33) ein Fehlersignal in einer solchen Art und Weise ausgibt, dass ein Unterschied zwischen den In-Phase Komponenten und ein Unterschied zwischen den Quadraturkomponenten des Quadratursignals vor der Verzerrungskompensation und dem quadraturdemodulierten Signal Null wird, und der Kombinator (32) Ausgabesignale des ersten und zweiten Quadraturmodulators kombiniert und das kombinierte Signal in den Übertragungsleistungsverstärker (34) eingibt.
Funkgerät gemäß Anspruch 11, gekennzeichnet durch Abtast- und Haltekreise (78a, 78b), die an einer Eingabeseite der jeweiligen AD-Wandler (36a, 36b) vorgesehen sind; und die Abtastrate der AD-Wandlung und das Abtastband unabhängig festgesetzt werden.
Funkgerät gemäß Anspruch 2, weiter gekennzeichnet durch: Einrichtungen (71₁ –71₄ ) zum Umwandeln jeweiliger Übertragungssignale in Quadratursignale, von denen jedes eine In-Phasen Komponente und eine Quadraturkomponente aufweist; einen ersten digitalen Quadraturmodulator (75₁ –75₄ ) für jedes Quadratursignal, in den die digitalen In-Phasen und die Quadraturkomponenteausgabe eingegeben werden, zum Unterziehen des Übertragungssignals einer Quadraturmodulation und zum Eingeben der resultierenden Signals in den ersten DA-Wandler (51₁ –51₄ ); einen digitalen Quadraturdemodulator (77) zum Unterziehen eines Ausgabesignals des AD-Wandlers (36) einer Quadraturdemodulationsverarbeitung; und einen zweiten digitalen Quadraturmodulator (76), in den eine In-Phasen Komponente und eine Quadraturkomponente einer Fehlersignalausgabe von der Fehlerabschätzrecheneinheit eingegeben werden, zum Unterziehen des Fehlersignals einer Quadraturmodulation und zum Eingeben des resultierenden Signals in den zweiten DA-Wandler (37); wobei die Fehlerabschätzrecheneinheit (33) ein Fehlersignal in einer solchen Art und Weise ausgibt, dass ein Unterschied zwischen den In-Phase Komponenten und ein Unterschied zwischen den Quadraturkomponenten des Quadratursignals vor der Verzerrungskompensation und dem quadraturdemodulierten Signal Null wird.
Funkgerät gemäß Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen Abtast- und Haltekreis (49), der an einer Eingabeseite des AD-Wandlers (36) vorgesehen ist; und die Abtastrate der AD-Wandlung und das Abtastband unabhängig festgesetzt werden.
Funkgerät gemäß Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen Korrekturkreis (81₁ –81₄ ) für jedes Übertragungssignal, wobei der Korrekturkreis einen AD-Wandler (81a) zum Umwandeln eines analogen, durch eine durch den analogen Frequenzmultiplexer (53₁ –53₄ , 54) durchgeführten Frequenzverschiebung, erhaltenen Signals in ein digitales Signal aufweist, und Einrichtungen (81b–81f) zum Vergleichen einer Ausgabe von diesem AD-Wandler mit einem Signal, das durch digitales Unterziehen des Übertragungssignals einer Frequenzverschiebeoperation erhalten wird, und durch Korrigieren der Amplitude und Phase des Ausgangssignals auf Grundlage des Ergebnisses des Vergleiches; wobei der digitale Frequenzmultiplexer (58, 59) die Ausgabesignale der jeweiligen Korrekturkreise kombiniert und die kombinierten Signale als das Referenzsignal ausgibt.
Funkgerät gemäß Anspruch 11, weiter gekennzeichnet durch einen Korrekturkreises (81₁ –81₄ ) für jedes Übertragungssignal, wobei der Korrekturkreis einen Quadraturdemodulator (81g) zum Unterziehen eines analogen, durch eine durch den analogen Frequenzmultiplexer (53₁ –53₄ , 54) durchgeführten Frequenzverschiebung, erhaltenen Signals einer Quadraturdemodulationverarbeitung aufweist, AD-Wandler (81h–81i) zum Umwandeln einer In-Phasen Komponente und einer Quadraturkomponente, eines quadraturdemodulierten Signals von dem Quadraturdemodulator in die jeweiligen digitalen Signale und Einrichtungen (81b–81f) zum Vergleichen der Ausgaben von diesen AD-Umwandlern mit Signalen, die durch digitales Unterziehen des Übertragungssignals einer Frequenzverschiebeoperation erhalten werden, und durch Korrigieren der Amplitude und Phase des Ausgangssignals auf Grundlage des Ergebnisses des Vergleiches; wobei der digitale Frequenzmultiplexer (58, 59) die Ausgabesignale der jeweiligen Korrekturkreise kombiniert und die kombinierten Signale als das Referenzsignal ausgibt.
Funkgerät gemäß Anspruch 13, gekennzeichnet durch einen Korrekturkreis (81₁ –81₄ ) für jedes Übertragungssignal, wobei der Korrekturkreis einen AD-Wandler (81a) zum Umwandeln eines analogen durch eine durch den analogen Frequenzmultiplexer (53₁ –53₄ , 54) durchgeführte Frequenzverschiebung, erhaltenen Signals in ein digitales Signal aufweist, einen digitalen Quadraturdemodulators (81j) zum Unterziehen der Ausgabesignals dieses AD-Wandlers einer Quadraturdemodulationsverarbeitung; und Einrichtungen (81b–81f) zum Vergleichen des quadraturdemodulierten Signals mit einem Signal, das durch digitales Unterziehen des Übertragungssignals einer Frequenzverschiebeoperation erhalten wird, und durch Korrigieren der Amplitude und Phase des Ausgangssignals auf Grundlage des Ergebnisses des Vergleiches; wobei der digitale Frequenzmultiplexer (58, 59) die Ausgabesignale der jeweiligen Korrekturkreise kombiniert und die kombinierten Signale als das Referenzsignal ausgibt.
Funkgerät gemäß Anspruch 2, gekennzeichnet durch PLL Kreise (84₁ –84₅ ), in die digitale Frequenzsignale eingegeben werden, die verwendet werden, um die Übertragungssignale einer Frequenzverschiebeoperation in dem digitalen Frequenzmultiplexer (57₁ –57₄ , 58, 59) zu unterziehen, zum Erzeugen von Trägerfrequenzsignalen, die bei der Frequenzverschiebung des analogen Frequenzmultiplexers (53₁ –53₄ , 54) verwendet werden.
Funkgerät gemäß Anspruch 2, weiter gekennzeichnet durch DA-Wandler (85₁ –85₄ ) zum DA-Umwandeln digitaler Frequenzsignale, die verwendet werden, um die Übertragungssignale einer Frequenzverschiebeoperation in dem digitalen Frequenzmultiplexer (57₁ –57₄ , 58, 59) zu unterziehen, und Übernehmen der analogen Frequenzsignale, die durch DA-Wandlung erhalten werden, als Trägerfrequenzsignale, die bei der Frequenzverschiebung des analogen Frequenzmultiplexers (53₁ –53₄ , 54) verwendet werden.
Funkgerät zum Kompensieren einer nichtlinearen Verzerrung eine Übertragungsleistungsverstärker, der ein Mehrträgersignal zum Tragen vielfacher Übertragungssignale, verstärkt und überträgt, gekennzeichnet durch: einen Frequenzverschieber (57₁ 57₄ ) zum Unterziehen jedes digitalen Übertragungssignals einer Frequenzverschiebeoperation, die durch den Trägerabstand entschieden wird, einen DA-Wandler (51₁ –51₄ ) zum DA-Umwandeln jedes frequenzverschobenen Übertragungssignals; einen analogen Frequenzmultiplexer (54) zum Frequenzmultiplexen der Ausgaben der DA-Wandler; einen Übertragungsleistungsverstärker (34) zum Verstärken und Übertragen eines Übertragungssignals; eine Abzweigeeinrichtung (35) zum Abzweigen eines Teils eines Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers; einen AD-Wandler (36) zum Umwandeln des Ausgabesignals des Übertragungsleistungsverstärkers, das durch die Abzweigeinrichtung abgezweigt wird, oder eines Signals, das durch das Unterziehen dieses Ausgabesignals einer vorbestimmten Verarbeitung erhalten wird, in ein digitales Signal, und zum Ausgeben des digitalen Signals als ein Rückkopplungssignal; einen digitalen Frequenzmultiplexer (58, 59) zum digitalen Kombinieren der frequenzverschobenen Übertragungssignale und zum Ausgeben eines Referenzsignals; eine Fehlerabschätzrecheneinheit (33) zum Abschätzen und Ausgeben eines Fehlersignals, das einer nichtlinearen Verzerrung des Verstärkers zuzuschreiben ist, durch Verwenden des Referenzsignals und des Rückkopplungssignals; einen DA-Wandler (37) zum Umwandeln des Fehlersignals in ein analoges Signal und zum Ausgeben des analogen Signals; und einen Kombinator (32) zum Kombinieren und Ausgeben des Fehlersignals, das in das analoge Signal durch den DA-Wandler umgewandelt ist, an den Übertragungsleistungsverstärker und eines Ausgabesignals des analogen Frequenzmultiplexers.
Funkgerät gemäß Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass das Gerät weiter beinhaltet: einen Abtastratenumwandler (91₁ –91₄ ) zum Konvertieren jedes digitalen Übertragungssignals in ein digitales Signal, das eine Abtastrate aufweist, die durch den Abstand der Träger entschieden ist; und einen digitalen Quadraturmodulator (92₁ –92₄ ) zum Unterziehen eines Ausgabesignals jedes Abtastratenumwandlers einer Quadraturmodulation, wobei die Ausgabe des digitalen Quadraturmodulators die Eingabe an den DA-Wandler (51₁ –51₄ ) statt dem Ausgang des Frequenzverschiebers (57₁ –57₄ ) ist.