JP5603890B2

JP5603890B2 - 信号発生方法および信号発生システム

Info

Publication number: JP5603890B2
Application number: JP2012031104A
Authority: JP
Inventors: 良洋塩沢; 小野　　純; 達郎花屋; 伸一伊藤
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2012-02-15
Filing date: 2012-02-15
Publication date: 2014-10-08
Anticipated expiration: 2032-02-15
Also published as: CN103259602A; CN103259602B; JP2013168812A

Description

本発明は、複数の規格をサポートする基地局またはそれに用いられるデバイスの試験を行うシステムに関し、規格によってサンプリングレートが異なる波形を加算処理して送信するために必要な波形メモリの容量を少なくし、波形生成にかかる時間を短縮するための技術に関する。

携帯端末の通信規格は年々高速化されているが、サービスを提供しているキャリアによっても規格が異なり、複数の規格が混在する状況になっている。

このような状況に対応するために、１台の基地局で複数の規格をサポートする所謂マルチスタンダードに対応できることが要求され、３ＧＰＰでもMulti-Radio StandardとしてＴＳ３７．１０４／３７．１４１に、Ｅ−ＵＴＲＡ（ＬＴＥ）、ＵＴＲＡと、ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥの複数の規格をサポートする基地局またはそれに用いられるデバイス（パワーアンプ等）の送受信試験規格が規定されるようになった。

マルチスタンダードに対応した試験では、異なる通信規格の信号を組合せて送受信を行う。図１３に、周波数帯が異なるＥ−ＵＴＲＡ（ＬＴＥ）、ＵＴＲＡ（ＦＤＤ／Ｗ−ＣＤＭＡ）と、ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥの３つ全てを組合せたマルチキャリア信号の例を示す。

このため、異なる信号の波形を組合せる必要がある。このような技術に関して、特許文献１には信号と妨害波とを加算して新たな信号を生成する技術が開示されている。

特開２００６−０２９８６２号公報

しかしながら、上記特許文献１の技術は、同一サンプリングレートの信号同士を加算するものであるに対し、前記したマルチスタンダートでは、通信規格によってサンプリングレートが異なる信号波形を合成する必要がある。

このような波形を生成するとき、サンプリングレートが整数倍の関係にあるＥ−ＵＴＲＡ（３０．７２ＭＨｚ）とＵＴＲＡ（３．８４ＭＨｚ）を組合せた信号を作ることは比較的容易であるが、ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥのサンプリングレートは２７０．８３３ｋＨｚで、他の二つと大きく異なり、しかも整数倍の関係にもない。

そのため、１つの波形パターンとして、これら３つの規格を組合せた信号を生成するために、Ｅ−ＵＴＲＡ、ＵＴＲＡとＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥのサンプリングレートと信号の周期を一致させることが困難となり、生成される波形サイズが大きくなり、その生成に時間がかかり、信号発生器が備えているメモリに収まらない等の問題があった。

本発明は、この問題を解決し、サンプリングレートが異なる複数の信号波形を加算合成した波形を、少ないメモリで且つ短時間に生成できる信号発生方法及び信号発生システムを提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１の信号発生方法は、
サンプリングレートがそれぞれ異なる３種類以上の合波対象の通信規格のうち、サンプリングレートが整数倍の関係にある通信規格を予備合成対象の通信規格としてグループ化し、該グループ内で、サンプリングレートが低い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形を、前記整数倍の補間処理によりサンプリングレートが高い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形に合わせてから加算合成して各グループについての予備合成波形を生成するとともに、前記グループのいずれにも属さない通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形をグループ外信号波形として生成して、それぞれメモリに記憶する段階（Ｓ１〜Ｓ３）と、
前記メモリに記憶された予備合成波形とグループ外信号波形をそれぞれのサンプリングレートで時系列に読出す段階（Ｓ４）と、
前記読み出された予備合成波形とグループ外信号波形のうち、サンプリングレートが比較的低い信号波形の各々に対してデジタルフィルタを用いたレート変換処理を行い、前記読み出された予備合成波形とグループ外信号波形の全てを共通のサンプリングレートにする段階（Ｓ５）と、
前記共通のサンプリングレートにされた前記予備合成波形とグループ外信号波形を加算処理し、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる合成信号波形を生成する段階（Ｓ６）と、
前記加算処理で得られた合成信号波形に基づく直交変調を行なうことによって、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる高周波の試験信号を生成する段階（Ｓ７）とを含んでいる。
また、本発明の請求項２の信号発生方法は、請求項１記載の信号発生方法において、
前記デジタルフィルタを用いたレート変換処理は、
前記デジタルフィルタのシフト段数を複数Ｐ、レート変換比を整数Ｍ、Ｎの比Ｍ／Ｎとするとき、該デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をＭ等分する各タイミングのデータの補間に必要なＭ×Ｐ個のフィルタ係数を各タイミング毎に予め求めておき、該デジタルフィルタにＮ個のデータが入力される期間に、Ｎ個おきでＭ個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、Ｐ個一組のフィルタ係数を順次選択して入力レートに対してＭ／Ｎの速度でデジタルフィルタに与えることで速度比Ｍ／Ｎのレート変換処理行なうことを特徴とする。

また、本発明の請求項３の信号発生システムは、
サンプリングレートがそれぞれ異なる３種類以上の合波対象の通信規格のうち、サンプリングレートが整数倍の関係にある通信規格を予備合成対象の通信規格としてグループ化し、該グループ内で、サンプリングレートが低い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形を、前記整数倍の補間処理によりサンプリングレートが高い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形に合わせてから加算合成して各グループについての予備合成波形を生成するとともに、前記グループのいずれにも属さない通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形をグループ外信号波形として生成する波形データ生成部（２１）と、
前記波形データ生成部が生成した予備合成波形とグループ外信号波形とを記憶する波形データメモリ（３１）と、
前記メモリに記憶された予備合成波形とグループ外信号波形をそれぞれのサンプリングレートで時系列に読出し、該読出した予備合成波形とグループ外信号波形のうち、サンプリングレートが比較的低い信号波形の各々に対してデジタルフィルタを用いたレート変換処理を行い、前記読出した予備合成波形とグループ外信号波形の全てを共通のサンプリングレートで出力するレート変換部（３２）と、
前記レート変換部から共通のサンプリングレートで出力される前記予備合成波形とグループ外信号波形を加算処理し、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる合成信号波形を生成する加算部（４５）と、
前記加算部で得られた合成信号波形に基づく直交変調を行なうことによって、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる高周波の試験信号を生成する直交変調部（５０）とを備えている。
また、本発明の請求項４の信号発生システムは、請求項３記載の信号発生システムにおいて、
前記レート変換部は、
シフト段数が複数Ｐのデジタルフィルタ（３４Ａ、３４Ｂ）と、
レート変換比を整数Ｍ、Ｎの比Ｍ／Ｎとするとき、前記デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をＭ等分する各タイミングのデータの補間に必要なＭ×Ｐ個のフィルタ係数が予め記憶されたフィルタ係数記憶手段（３８）と、
前記デジタルフィルタにＮ個のデータが入力される期間に、Ｎ個おきでＭ個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、Ｐ個一組のフィルタ係数を順次選択して入力レートに対してＭ／Ｎの速度で前記デジタルフィルタに与えることで速度比Ｍ／Ｎのレート変換処理を行なわせるフィルタ係数切替手段（３９）とを含んでいることを特徴とする。

このように本願発明では、合波対象の通信規格のうち、サンプリングレートが整数倍の関係をもつ通信規格をグループ化し、そのグループ毎に予めサンプリングレートを合わせて加算合成した予備合成波形を生成するとともに、いずれのグループにも属さない通信規格の信号波形をグループ外信号波形として生成し、これらをメモリに記憶しておく。そして、このメモリから予備合成波形とグループ外信号波形とを読出しつつ、デジタルフィルタを用いたレート変換処理を行って全ての信号を共通のサンプリングレートにしてから加算合波し、その合波信号波形で直交変調された高周波の試験信号を生成している。

このため、サンプリングレートが異なる複数の信号波形を加算合成した波形を、少ないメモリで且つ短時間に生成できる。

本発明の信号発生方法の手順を示すフローチャート本発明の信号発生システムの全体構成図信号発生システムの信号発生器本体の構成例を示す図レート変換器の構成図実施形態のＭ／Ｎ＝４のレート変換処理の動作説明図フィルタ係数の格納例と読み出し順を示す図実施形態のＭ／Ｎ＝４のレート変換処理のタイミング図実施形態のＭ／Ｎ＝４／３のレート変換処理の動作説明図実施形態のＭ／Ｎ＝４／３のレート変換処理の動作説明図実施形態のＭ／Ｎ＝４／３のレート変換処理の動作説明図実施形態のＭ／Ｎ＝４／３のレート変換処理のタイミング図要部の変形例を示す図異なる３つの通信規格の割り当て周波数帯を示す図

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
始めに、本発明の信号発生方法の手順を図１のフローチャートに基づいて説明する。

始めに、サンプリングレートがそれぞれ異なる３種類以上の合波対象の通信規格のうち、サンプリングレートが整数倍の関係にある通信規格を予備合成対象の通信規格としてグループ化し、該グループ内で、サンプリングレートが低い方の通信規格の信号波形を、前記整数倍の補間処理によりサンプリングレートが高い方の通信規格の信号波形に合わせてから加算合成して各グループについての予備合成波形Ｇ１、Ｇ２、…を生成する（Ｓ１）とともに、グループのいずれにも属さない通信規格の信号波形をグループ外信号波形Ｅ１、Ｅ２、…として生成して（Ｓ２）、それぞれメモリに記憶する（Ｓ３）。なお、ここでいう信号波形とは、直交２位相のベースバンド信号Ｉ、Ｑからなる２系統の信号である。

これらの信号波形は、予めそれぞれ指定された分だけ周波数オフセットされている。図１３を例にして説明すると、出力すべき信号の中で、最も低い周波数帯のＧＳＭ（登録商標）信号波形の中心周波数ｆ１と最も高い周波数帯のＧＳＭ（登録商標）信号波形の中心周波数ｆ６との中間周波数ｆ０を基準周波数とする。この基準周波数ｆ０と各信号波形との周波数差を各信号波形の周波数オフセット値とし、その周波数オフセット値の分だけ、対応する信号波形が周波数オフセットされて生成される。例えばＥ−ＵＴＲＡ（ＬＴＥ）信号波形の中心周波数はｆ４であるので、周波数オフセット値は（ｆ４−ｆ０）となる。

ここで、前記したように、合波対象の通信規格が、Ｅ−ＵＴＲＡ（サンプリングレート３０．７２ＭＨｚ）、ＵＴＲＡ（サンプリングレート３．８４ＭＨｚ）、ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥ（サンプリングレート２７０．８３３ｋＨｚ）の３種類であるとすれば、サンプリングレートが整数倍の関係を満たす２つの通信規格Ｅ−ＵＴＲＡ、ＵＴＲＡが１つのグループに属することになる。

このグループの場合、サンプリングレートの比は８であるから、サンプリングレート３．８４ＭＨｚの通信規格ＵＴＲＡの信号波形のサンプル値の間を８つの等しい区間に分割するタイミングのデータを補間すれば、サンプリングレート３０．７２ＭＨｚとなり、通信規格Ｅ−ＵＴＲＡの信号波形と１サンプルごとに加算することができ、その加算結果を予備合成波形Ｇ１として記憶すればよい。なお、この補間処理は、２サンプル間を線形補間する、３サンプル間を曲線補間する等、従来から知られた補間方法が使用できる。

また、サンプリングレート２７０．８３３ｋＨｚの通信規格ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥは、上記グループに属さないので、その信号波形Ｅ１がグループ外信号波形として生成されてメモリに記憶されることになる。なお、ここでは、ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥの信号波形Ｅ１として、規格上のサンプリングレート２７０．８３３ｋＨｚの１２倍（３．２５ＭＨｚ）でオーバーサンプリングした信号波形を用いるものとするが、その場合でも、他の通信規格のサンプリングレートとは整数倍の関係にはならない。

なお、システムのハードウェアが、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）と信号発生器本体で構成される場合、この信号生成処理（Ｓ１、Ｓ２）を、ＰＣに搭載された信号生成プログラムにしたがって生成してＰＣ内部の記憶装置（例えばハードディスク等）に一旦記憶し、これらを使用する際に、ＰＣから信号発生器本体内のメモリに転送格納する（Ｓ３）ことになる。また、システムのハードウェア構成として、ＰＣを用いずに、信号発生器本体に上記信号生成処理を実行する機能を設けたものも採用できる。

次に、メモリに記憶された予備合成波形Ｇ１、Ｇ２、…とグループ外信号波形Ｅ１、Ｅ２、…をそれぞれのサンプリングレートで時系列に読出し（Ｓ４）、読み出した信号波形のうち、少なくともサンプリングレートが最も低い信号波形に対してデジタルフィルタを用いたレート変換処理を行い、信号波形の全てを共通のサンプリングレートにする（Ｓ５）。

ここで、前記例のように、サンプリングレートが異なる２種類の信号Ｇ１、Ｅ１についてレート変換処理を行う場合について説明すると、両者のサンプリングレート比は、３０７２０／３２５０＝３０７２／３２５となり、整数Ｍ、Ｎの比Ｍ／Ｎで表すことができる。

したがって、サンプリングレートの低い信号Ｅ１の２つの連続するサンプル値の間を、Ｍ分割する各タイミングのうちＮ個おきのタイミングにおける補間データを求めて時系列に出力させれば、その信号Ｅ１を元のサンプリングレートのＭ／Ｎ倍でサンプリングした場合の信号波形を得ることができる。

これを実現するためにＦＩＲ型のデジタルフィルタとインパルス応答から得られるフィルタ係数の切換処理を用いている。

このレート変換処理の詳細については後述するが、予めレート変換対象の信号のシフト段数Ｐのデジタルフィルタに対するデータの入力間隔をＭ等分する各タイミングのデータ補間に必要な（Ｍ×Ｐ）個のフィルタ係数を各タイミング毎にまとめて予め記憶しておき、デジタルフィルタにＮ個のデータが入力される期間に、Ｎ個おきでＭ個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、Ｐ個一組のフィルタ係数を順次選択して入力レートに対してＭ／Ｎの速度でデジタルフィルタに与えることで、速度比Ｍ／Ｎのレート変換処理を行う。

なお、ここでは、２種類の信号Ｇ１、Ｅ１を共通のサンプリングレート（この場合信号Ｇ１のサンプリングレート）を合わせていたが、合波対象が３種類以上であっても同様にレート変換することができる。また、共通のサンプリングレートは、必ずしも元の信号のサンプリングレートに等しく設定する必要はなく、読み出される信号全てについてレート変換を行って共通のサンプリングレートにしてもよい。

このようにして、共通のサンプリングレートに変換された各信号は加算処理され（Ｓ６）、その加算結果で直交変調された高周波の試験信号が生成されることになる（Ｓ７）。

直交変調処理としては、加算処理で得られたＩ、Ｑ２系統の信号をＤ／Ａ変換処理によりアナログ信号に変換してアナログ方式の直交変調器に入力して高周波帯の試験信号をダイレクトに生成する方法と、加算処理されたＩ、Ｑ２系統の信号をデジタル方式の直交変調器に入力して、その出力をＤ／Ａ変換処理によりアナログ信号に変換してから高周波帯に周波数コンバートして高周波帯の試験信号を生成する方法等があり、そのいずれを採用してもよい。

次に、本発明の信号発生システムの構成例を説明する。
図２は、本発明を適用した信号発生システム２０の構成例を示すものであり、前記したように、そのハードウェアは、ＰＣからなる波形データ生成部２１と、信号発生器本体３０とで構成されている。

波形データ生成部２１には、操作部２２、表示部２３、予め記憶されたプログラムと作業者の操作にしたがって各通信規格に応じた信号波形データを生成、合成等の処理を行う波形処理部２４、波形データを記憶するための波形データ記憶部２５、記憶した波形データを信号発生器本体３０に送出する波形データ送出部２６が設けられている。

ここで、この波形データ生成部２１は、前記したように、サンプリングレートがそれぞれ異なる３種類以上の合波対象の通信規格のうち、サンプリングレートが整数倍の関係にある通信規格を予備合成対象の通信規格としてグループ化し、そのグループ内で、サンプリングレートが低い方の通信規格の信号波形を、前記整数倍の補間処理によりサンプリングレートが高い方の通信規格の信号波形に合わせてから加算合成して各グループについての予備合成波形Ｇ１、Ｇ２、…を生成するとともに、グループのいずれにも属さない通信規格の信号波形をグループ外信号波形Ｅ１、Ｅ２、…として生成する機能を有している。なお、各信号波形は、予め操作部２２を介してそれぞれ指定された分だけ周波数オフセットされている。

波形データ生成部２１が生成した予備合成波形Ｇ１、Ｇ２、…とグループ外信号波形Ｅ１、Ｅ２、…は、信号発生器本体３０に送られて波形データメモリ３１に記憶される。

波形データメモリ３１に記憶された予備合成波形Ｇ１、Ｇ２、…とグループ外信号波形Ｅ１、Ｅ２、…は、レート変換部３２によって、それぞれのサンプリングレートで時系列に読み出され、共通のサンプリングレートに変換される。

レート変換部３２は、読出した予備合成波形とグループ外信号波形のうち、少なくともサンプリングレートが最も低い信号波形に対してデジタルフィルタを用いたレート変換処理を行うことで、読み出した信号波形の全てを共通のサンプリングレートで出力させる。この処理については後述する。

レート変換部３２から共通のサンプリングレートで出力される予備合成波形Ｇ１′、Ｇ２′、…とグループ外信号波形Ｅ１′、Ｅ２′、…は、加算部４５に入力され、Ｉ成分毎、Ｑ成分毎に加算処理され、その加算結果Ｉout 、Ｑout が直交変調部５０に入力される。

直交変調部５０は、加算結果Ｉout 、Ｑout で直交変調された高周波の試験信号Ｓを生成する。

図３は、波形データ生成部２１から、予備合成波形Ｇ１とグループ外信号波形Ｅ１の２種類が入力される場合の信号発生器本体３０の具体的な構成を示したものであり、波形データメモリ３１から読み出された信号波形Ｇ１、Ｅ１のうち、レートの低い信号Ｅ１が、レート変換部３２のレート変換器３３に入力されて、信号Ｇ１と等しいレートに変換される。また、信号Ｇ１は、遅延器４１、４２によってレート変換器３３の処理時間分だけ遅延されて出力される。

レート変換部３２から同一のサンプリングレートで出力される信号Ｇ１′、Ｅ１′は、加算部４５の二つの加算器４６、４７によってＩ成分同士、Ｑ成分同士が加算され、その加算結果Ｉout 、Ｑout が、直交変調部５０に入力される。

直交変調部５０は、デジタルの加算結果Ｉout 、Ｑout をそれぞれＤ／Ａ変換器５１、５２によってアナログ信号ｉ、ｑに変換して、アナログ方式の直交変調器５３に入力する。

直交変調器５３は、ローカル信号発生器５３ａ、９０°移相器５３ｂ、乗算器（ミキサ）５３ｃ、５３ｄおよび加算器５３ｅからなり、一方の入力信号ｉとローカル信号Ｌａとを乗算器５３ｃで乗算し、他方の入力信号ｑとローカル信号Ｌａを９０°移相した信号Ｌｂとを乗算器５３ｄで乗算し、両乗算結果を加算器５３ｅで加算して、入力信号ｉ、ｑに応じて位相と振幅が変化する高周波の試験信号Ｓを出力する。

この試験信号Ｓには、サンプリングレートが合わせられて合波された各通信規格の信号成分がそれぞれ異なる周波数帯域に含まれており、前記マルチスタンダードに対応した基地局や端末の試験を行うことができる。

次に、上記レート変換部器３３の構成及び動作について説明する。説明を容易にするために、レート変換の対象信号を、サンプリングレート３．２５ＭＨｚの信号Ｅ１とし、これを予備合波信号Ｇ１のサンプリングレート３０．７２ＭＨｚに合わせる場合について説明する。

この場合、扱う信号はＥ１、Ｇ１の２種類であり、信号Ｅ１についてはレート変換器３３によって速度比３０７２／３２５のレート変換処理を行う。

図４に、レート変換器３３の構成を示す。
このレート変換器３３は、Ｉ、Ｑの２系統で入力されるデータ列の最新のＰ個のデータとＰ個一組のフィルタ係数との積和演算を行い、その演算結果を順次出力するＦＩＲ型のデジタルフィルタ３４Ａ、３４Ｂと、デジタルフィルタ３４Ａ、３４Ｂに対するデータの入力間隔をＭ等分する各タイミングのデータ補間に必要な（Ｍ×Ｐ）個のフィルタ係数を各タイミング毎にまとめて予め記憶しているフィルタ係数記憶手段３８と、デジタルフィルタ３４Ａ、３４ＢにＮ個のデータが入力される期間に、Ｎ個おきでＭ個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、フィルタ係数記憶手段３８からＰ個一組のフィルタ係数を順次選択して入力レートのＭ／Ｎの速度でデジタルフィルタ３４Ａ、３４Ｂに与えるフィルタ係数切替手段３９とを備えている。

同一構成のデジタルフィルタ３４Ａ、３４Ｂは、入力データを記憶しつつ順次後段にシフトするＰ段のレジスタ３５_１〜３５_Ｐと、各レジスタ３５_１〜３５_Ｐの出力Ｒ_１〜Ｒ_Ｐと、Ｐ個一組のフィルタ係数ｈ（ｉ，１）〜ｈ（ｉ，Ｐ）との積を求める複数Ｐの乗算器３６_１〜３６_Ｐと、乗算器３６_１〜３６_Ｐの出力の総和を求める加算器３７とを有するタップ数ＰのＦＩＲ型デジタルフィルタである。

このデジタルフィルタ３４Ａ、３４Ｂは、入力データ間を補間するデータを演算によって求めるためのものであり、インパルス応答Ｆ（Ｘ）＝（sinＸ）／Ｘから得られる係数とデータとの総和が関数波形の中間点（基準点）におけるデータ値を近似するという性質を利用したものである。なお、上記インパルス応答の式に代えて、窓関数Ｗ（Ｘ）を用いた、Ｆ（Ｘ）＝［（sinＸ）／Ｘ］・Ｗ（Ｘ）の式を用いてもよい。

このデータ補間を行うために、フィルタ係数記憶手段３８には、データの入力間隔Ｔｓ（信号Ｅ１のサンプリング周期）をＭ等分する各タイミングのデータ補間に必要な（Ｍ×Ｐ）個のフィルタ係数を各タイミング毎にまとめて予め記憶している。

また、フィルタ係数切替手段３９は、デジタルフィルタ３４Ａ、３４ＢにＮ個のデータが入力される期間に、Ｎ個おきでＭ個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、フィルタ係数記憶手段３８からＰ個一組のフィルタ係数を順次選択してＦ入力レートのＭ／Ｎの速度でデジタルフィルタ３４Ａ、３４Ｂに与える。

なお、フィルタ係数記憶手段３８に書き込むフィルタ係数は、例えば前記したＰＣ構成の波形データ生成部２１で、各信号のサンプリングレート、レート変換に必要な速度比Ｍ／Ｎ等に基づいて予め算出して記憶させておけばよい。

次に、このレート変換器３３の動作について説明する。
始めに、各部の動作を理解しやすいように、Ｐ＝８、Ｍ＝４、Ｎ＝１（速度比４）の場合を説明する。なお、以下、入力データのＩ成分、Ｑ成分を区別せずに説明する。

デジタルフィルタ３４に８つの入力データＤin(1)〜Ｄin(8)が入力されたタイミングを基準タイミングｔ＝０とする。このとき、各レジスタ３５_１〜３５_８の出力Ｒ_１〜Ｒ_８は、図５の（ａ）のように、Ｒ_１＝Ｄin(1)、Ｒ_２＝Ｄin(2)、……、Ｒ_８＝Ｄin(8)となる。

これらの８つの連続する入力データに対して、レート変換処理の初期タイミングを、タップ数の中間位置に近いレジスタ（この場合レジスタ３５_４とするがレジスタ３５_５でもよい）の出力値Ｒ_４＝Ｄin(4)とすると、補間処理で欲しい値は出力値Ｒ_４(＝Ｄin(4))そのものであり、これは既知である。

したがって、この場合には、図５の（ｂ）示すように、出力値Ｒ_４に乗算するフィルタ係数ｈ（１，４）のみが１で、他のフィルタ係数ｈ（１，１）〜ｈ（１，３）、ｈ（１，５）〜ｈ（１，８）が０の一組のフィルタ係数を乗算すればよく、補間処理による初期出力値Ｄout(1)は、
Ｄout(1)＝_ｊ＝１Σ^８ｈ（１，ｊ）・Ｒｊ＝１×Ｒｊ
となる（記号_ｊ＝１Σ^８はｊ＝１〜８までの総和を表す）。

なお、ここでは精度を重視して入力データそのものを出力するフィルタ係数の組を用いたが、後述の補間データ算出に用いるインパルス応答に対応した係数を用いてもよい。

図５の（ａ）において、速度比Ｍ／Ｎ＝４であるから、入力データＤin(4)、Ｄin(5)の間Ｔｓを４（＝ｍ）分割する各タイミングＱ１〜Ｑ３のうち、Ｑ１のタイミングの補間データを求める必要がある。

そのために、図５の（ｃ）のように、波形中心が初期タイミングからΔＴ＝Ｔｓ／ｍだけシフトしたインパルス応答Ｆ（Ｘ−ΔＴ）を用い、そのシフトした関数Ｆ（Ｘ−ΔＴ）における各レジスタに記憶された８つのデータの各サンプリングタイミング（Ｔｓ間隔）の値を、二組目のフィルタ係数ｈ（２，１）〜ｈ（２，８）としてデジタルフィルタ３４に設定すれば、タイミングＱ１の出力値Ｄout(2)、
Ｄout(2)＝_ｊ＝１Σ^８ｈ（２，ｊ）・Ｒｊ
が得られる。

同様に、図５の（ｄ）のように、さらにΔＴシフトしたインパルス応答Ｆ（Ｘ−２ΔＴ）における各レジスタに記憶された８つのデータの各サンプリングタイミング（Ｔｓ間隔）の値を、三組目のフィルタ係数ｈ（３，１）〜ｈ（３，８）としてデジタルフィルタ３４に設定すれば、タイミングＱ２の出力値Ｄout(3)、
Ｄout(3)＝_ｊ＝１Σ^８ｈ（３，ｊ）・Ｒｊ
が得られる。

また、図５の（ｅ）のように、さらにΔＴシフトしたインパルス応答Ｆ（Ｘ−３ΔＴ）における各レジスタに記憶された８つのデータの各サンプリングタイミング（Ｔｓ間隔）の値を、四組目のフィルタ係数ｈ（４，１）〜ｈ（４，８）としてデジタルフィルタ３４に設定すれば、タイミングＱ３の出力値Ｄout(4)、
Ｄout(4)＝_ｊ＝１Σ^８ｈ（４，ｊ）・Ｒｊ
が得られる。

これによって、入力データＤin(4)を含み、次のデータＤin(5)までの間を補間する４つのデータＤout(1)〜Ｄout(4)が得られる。そして、上記処理を、入力データが更新されるまでの間にＴｓ／Ｍの間隔で行い、新たなデータＤin(9)が入力されて更新された段階で、その最新のデータＤin(2)〜Ｄin(9)に対して上記同様の処理を行い、これを継続的に行うことで、データＤinに対する速度比Ｍ／Ｎ＝４のレート変換処理を行うことができる。

この例で処理に必要な４組のフィルタ係数ｈ（１，１）〜ｈ（１，８）、ｈ（２，１）〜ｈ（２，８）、ｈ（３，１）〜ｈ（３，８）、ｈ（４，１）〜ｈ（４，８）は、図６のように、ＲＡＭ等のメモリで構成されるフィルタ係数記憶手段３８にアドレス順に記憶しておき、これをＴｓ／４の時間が経過する毎に順番に且つ循環的に読み出してデジタルフィルタ３４に設定すればよい。

図７は、上記一連の動作をまとめたものであり、図７の（ａ）のように入力データＤinが１つ（＝Ｎ）更新される間Ｔｓに、同図（ｂ）のように、二つのデータ間を補間するために必要な４組（＝Ｍ）のフィルタ係数がＴｓ／４＝ΔＴの間隔で時系列に順番に且つ循環的に変更されることで、それと同期して同図（ｃ）のように、入力の４倍のサンプリングレートをデータＤoutが出力されることになる。

なお、前記したように、第１組目のフィルタ係数ｈ（１，１）〜ｈ（１，８）としても、インパルス応答Ｆ（Ｘ）において、各レジスタに記憶された８つのデータの各サンプリングタイミング（Ｔｓ間隔）の値を組として求め、これをデジタルフィルタ３４に設定してもよい。

上記例は、Ｍ＝４、Ｎ＝１の例で、入力データ間をＭに分割する各ポイントについて、入力データが１つ入力される毎に、各ポイント１個ごとにＭ個の補間データを時系列に求めて出力しており、単純な速度比４のレート変換処理であったが、次に、Ｍ＝４、Ｎ＝３の動作について説明する。

図８の（ａ）に示すように、８つのデータＤin(1)〜Ｄin(8)がデジタルフィルタ３４の各レジスタに記憶された状態で、図８の（ｂ）のように、一組目のフィルタ係数ｈ（１，１）〜ｈ（１，８）が選択されて、初期データＤout(1)＝Ｒ１＝Ｄin(4)が出力される。

この場合、前記同様にＭ＝４であるから、処理の初期タイミングに用いる一組目のフィルタ係数および二つの入力データ間をＭ等分するタイミングＱ１〜Ｑ３についてのデータ補間に必要な３組のフィルタ係数は前記例の場合と等しいが、次のサンプリング間隔は、３（＝Ｎ）個おき、つまり３ΔＴ遅れたタイミングであるから、図８の（ｃ）のように、初期タイミングから３ΔＴ遅れたタイミングＱ３を波形中心とするインパルス応答Ｆ（Ｘ−３ΔＴ）において、各レジスタに記憶された８つのデータの各サンプリングタイミング（Ｔｓ間隔）の値を組とする前記例で四組目のフィルタ係数ｈ（４，１）〜ｈ（４，８）を選択することで、このタイミングＱ３に対応した２番目のサンプルデータＤout(2)が出力される。

次のサンプルデータは、さらに３ΔＴ遅れたタイミング、即ち、図８の（ａ）でレジスタデータＲ５、Ｒ６の間をＭ分割する各タイミングＱ１′〜Ｑ３′のうちのＱ２′のタイミングであるが、そのサンプルを行う前に、処理の初期タイミングから入力データのサンプリング周期Ｔｓが経過して、図９の（ａ）のように、各レジスタ３５_１〜３５_８の出力値Ｒ_１〜Ｒ_８は、それぞれデータＤin(2)〜Ｄin(9)に更新されている。

したがって、この入力データ更新タイミングから次のサンプル対象タイミングＱ２に達したｔ＝Ｔｓ＋２ΔＴのタイミングに、図９の（ｂ）のように、三組目のフィルタ係数ｈ（３，１）〜ｈ（３，８）を選択することで、このレジスタ３５_４、３５_５のデータＤin(5)、Ｄin(6)間をＭ等分する３つのタイミングＱ１〜Ｑ３のうち、タイミングＱ２に対応した３番目のサンプルデータＤout(3)が出力されることになる。

さらに次のサンプルは、図９の状態からさらに３ΔＴ遅れたタイミング、即ち、図９の（ａ）でレジスタデータＲ５、Ｒ６の間をＭ分割する各タイミングＱ１′〜Ｑ３′のうちのＱ１′のタイミングであるが、そのサンプルを行う前に、処理の初期タイミングから入力データのサンプリング周期Ｔｓの２倍の時間（２・Ｔｓ）が経過して、図１０の（ａ）のように、各レジスタ３５_１〜３５_８の出力値Ｒ_１〜Ｒ_８は、それぞれデータＤin(3)〜Ｄin(10)に更新されている。

したがって、この入力データ更新タイミングから次のサンプル対象タイミングＱ１に達したｔ＝２Ｔｓ＋ΔＴのタイミングに、図１０の（ｂ）のように、二組目のフィルタ係数ｈ（２，１）〜ｈ（２，８）を選択することで、このレジスタ３５_４、３５_５のデータＤin(6)、Ｄin(7)間をＭ等分する３つのタイミングＱ１〜Ｑ３のうち、タイミングＱ１に対応した４番目のサンプルデータＤout(4)が出力されることになる。

そして、次のサンプルは、図１０の状態からさらに３ΔＴ遅れたタイミング、即ち、図１０の（ａ）でレジスタデータＲ５の出力タイミングであり、そのサンプルを行う際には、処理の初期タイミングからちょうど３・Ｔｓが経過して、各レジスタ３５_１〜３５_８の出力値Ｒ_１〜Ｒ_８は、それぞれデータＤin(4)〜Ｄin(11)に更新される。

この状態はレジスタのデータが更新されている以外は、図８の初期状態と等価であり、処理の初期状態に戻ったことになるから、この入力データ更新タイミングに合わせて、前記図８の（ｂ）と同様に、一組目のフィルタ係数ｈ（１，１）〜ｈ（１，８）を選択することで、このレジスタ３５_４、３５_５のデータＤin(7)に等しい５番目のサンプルデータＤout(5)が出力されることになる。

つまり、この補間処理では、入力データのサンプリング周期Ｔｓの３／４（＝Ｎ／Ｍ）倍の周期で、フィルタ係数を、
ｈ（１，ｊ）→ｈ（４，ｊ）→ｈ（３，ｊ）→ｈ（２，ｊ）
の順で循環的に読み出して切り替えるようにすることで、入力データＤinに対する速度比４／３（＝Ｍ／Ｎ）のサンプル処理を継続的に行っている。

図１１は、上記例の入力データ、フィルタ係数切替、リサンプルデータの関係を示すタイミングチャートであり、同図（ａ）のサンプリング周期Ｔｓの入力データＤinが３（＝Ｎ）回更新される間に、同図（ｂ）のように３Ｔｓ・／４（＝Ｔｓ・Ｎ／Ｍ）の間隔で４組のフィルタ係数が前記順番で変更されて、その変更されたフィルタ係数によって算出されたサンプルデータが同図（ｃ）のように出力されることになる。なお、周期を速度に換算すれば、フィルタ係数の切替速度およびリサンプル速度は、入力レートのＭ／Ｎとなる。

以上、Ｐ＝８、Ｍ＝４、Ｎ＝３の簡単な例を説明したが、デジタルフィルタ３４のタップ数Ｐは、インパルス応答をシフトすることで生じる非対称性による補間誤差を少なくするために十分な数であれば任意である。

また、レート変換の速度比Ｍ／Ｎを決める整数Ｍ、Ｎの範囲は任意であるが、Ｍ、Ｎの上限を１０２４程度に設定しておけば、現在使用されている多くのデジタル変調のシンボルレートの組み合わせに対応可能である。

なお、この実施形態では、信号Ｅ１に対するレート変換に必要な処理時間分、信号Ｇ１を遅延部４０によって遅延しているが、この遅延部４０の代わりに図１２のように、レート変換器４３を用い、そのレート変換器４３のフィルタ係数を中心値が１で他が０とすることで、タップ数Ｐの半分に相当する遅延を与えることができ、また、レート変換器３３と同様にフィルタ係数を可変できるようにすれば、入力する信号の両方についてレート変換を行うことができ、直交変調部５０のＤ／Ａ変換処理以降で扱うハードウェア上の周波数領域の制限に対してさらに大きな自由度をもたせることができる。

例えば、Ｄ／Ａ変換処理で許容される周波数領域がＦａ±ΔＦの場合で、出力サンプリングレートがこの周波数領域に入らない場合には、両入力データに対して、レート変換が必要となる。

この場合、整数Ｍ、Ｍ′、Ｎ、Ｎ′について以下の条件を満たすことが必要となる。
Ｆａ−ΔＦ≦Ｆin1・（Ｍ／Ｎ）＝Ｆin2・（Ｍ′／Ｎ′）≦Ｆａ＋ΔＦ

上記条件を満たす整数Ｍ、Ｍ′、Ｎ、Ｎ′が見つかれば、一方の入力データ列に対しては速度比Ｍ／Ｎのレート変換処理を行い、他方の入力データ列に対しては速度比Ｍ′／Ｎ′のリサンプル処理を行うことで、両入力データのサンプリングレートを、許容される周波数領域内で一致させることができ、ハードウェア上の制限があっても、種々のサンプリングレートのデータ列の合波が可能となり、極めて高い汎用性を与えることができる。

２０……信号発生システム、２１……波形データ生成部、３０……信号発生器本体、３１……波形データメモリ、３２……レート変換部、３３……レート変換器、３４Ａ、３４Ｂ……デジタルフィルタ、３８……フィルタ係数記憶手段、３９……フィルタ係数切替手段、４０……遅延部、４５……加算部、５０……直交変調部

Claims

サンプリングレートがそれぞれ異なる３種類以上の合波対象の通信規格のうち、サンプリングレートが整数倍の関係にある通信規格を予備合成対象の通信規格としてグループ化し、該グループ内で、サンプリングレートが低い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形を、前記整数倍の補間処理によりサンプリングレートが高い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形に合わせてから加算合成して各グループについての予備合成波形を生成するとともに、前記グループのいずれにも属さない通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形をグループ外信号波形として生成して、それぞれメモリに記憶する段階（Ｓ１〜Ｓ３）と、
前記メモリに記憶された予備合成波形とグループ外信号波形をそれぞれのサンプリングレートで時系列に読出す段階（Ｓ４）と、
前記読み出された予備合成波形とグループ外信号波形のうち、サンプリングレートが比較的低い信号波形の各々に対してデジタルフィルタを用いたレート変換処理を行い、前記読み出された予備合成波形とグループ外信号波形の全てを共通のサンプリングレートにする段階（Ｓ５）と、
前記共通のサンプリングレートにされた前記予備合成波形とグループ外信号波形を加算処理し、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる合成信号波形を生成する段階（Ｓ６）と、
前記加算処理で得られた合成信号波形に基づく直交変調を行なうことによって、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる高周波の試験信号を生成する段階（Ｓ７）とを含む信号発生方法。
前記デジタルフィルタを用いたレート変換処理は、
前記デジタルフィルタのシフト段数を複数Ｐ、レート変換比を整数Ｍ、Ｎの比Ｍ／Ｎとするとき、該デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をＭ等分する各タイミングのデータの補間に必要なＭ×Ｐ個のフィルタ係数を各タイミング毎に予め求めておき、該デジタルフィルタにＮ個のデータが入力される期間に、Ｎ個おきでＭ個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、Ｐ個一組のフィルタ係数を順次選択して入力レートに対してＭ／Ｎの速度でデジタルフィルタに与えることで速度比Ｍ／Ｎのレート変換処理行なうことを特徴とする請求項１記載の信号発生方法。
サンプリングレートがそれぞれ異なる３種類以上の合波対象の通信規格のうち、サンプリングレートが整数倍の関係にある通信規格を予備合成対象の通信規格としてグループ化し、該グループ内で、サンプリングレートが低い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形を、前記整数倍の補間処理によりサンプリングレートが高い方の通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形に合わせてから加算合成して各グループについての予備合成波形を生成するとともに、前記グループのいずれにも属さない通信規格の信号波形で且つ合波後の出力周波数に対応して周波数オフセットされた信号波形をグループ外信号波形として生成する波形データ生成部（２１）と、
前記波形データ生成部が生成した予備合成波形とグループ外信号波形とを記憶する波形データメモリ（３１）と、
前記メモリに記憶された予備合成波形とグループ外信号波形をそれぞれのサンプリングレートで時系列に読出し、該読出した予備合成波形とグループ外信号波形のうち、サンプリングレートが比較的低い信号波形の各々に対してデジタルフィルタを用いたレート変換処理を行い、前記読出した予備合成波形とグループ外信号波形の全てを共通のサンプリングレートで出力するレート変換部（３２）と、
前記レート変換部から共通のサンプリングレートで出力される前記予備合成波形とグループ外信号波形を加算処理し、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる合成信号波形を生成する加算部（４５）と、
前記加算部で得られた合成信号波形に基づく直交変調を行なうことによって、前記各通信規格の信号波形成分がそれぞれの周波数オフセット分の間隔をもって含まれる高周波の試験信号を生成する直交変調部（５０）とを備えた信号発生システム。
前記レート変換部は、
シフト段数が複数Ｐのデジタルフィルタ（３４Ａ、３４Ｂ）と、
レート変換比を整数Ｍ、Ｎの比Ｍ／Ｎとするとき、前記デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をＭ等分する各タイミングのデータの補間に必要なＭ×Ｐ個のフィルタ係数が予め記憶されたフィルタ係数記憶手段（３８）と、
前記デジタルフィルタにＮ個のデータが入力される期間に、Ｎ個おきでＭ個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、Ｐ個一組のフィルタ係数を順次選択して入力レートに対してＭ／Ｎの速度で前記デジタルフィルタに与えることで速度比Ｍ／Ｎのレート変換処理を行なわせるフィルタ係数切替手段（３９）とを含んでいることを特徴とする請求項３記載の信号発生システム。