CN103259602B - 信号产生方法及信号产生系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够实现在以较小的内存且在短时间内生成对多个采样率不同的信号波形进行加法运算合成的波形的信号产生方法及信号产生系统。在合波对象的通信标准中，对采样率具有整数倍关系的通信标准进行分组化，并生成对每该小组预先合并采样率来加法运算合成的预合成波形（S1），并且作为小组外信号波形生成不属于所述小组的通信标准的信号波形（S2），并将该些存储于存储器（S3）。并且，从该存储器读取预合成波形及小组外信号波形（S4）的同时，进行使用数字滤波器的比率转换处理来对所有信号设为共同采样率（S5）后对其进行加法运算合波（S6），生成由该合波信号波形正交调制的高频测试信号（S7）。

Description

信号产生方法及信号产生系统

技术领域

本发明涉及一种进行支持多个标准的基站或使用于该基站的器件的测试的系统，并且涉及一种用于减少为了对根据标准采样率不同的波形进行加法运算处理来发送所需的波形存储器的容量，且缩短波形生成所需的时间的技术。

背景技术

便携终端的通信标准每年在加快推进，但标准也根据提供服务的载波而不同，产生多个标准混在一起的状况。

为了对应于这种状况，要求能够与用1台基站支持多个标准的所谓多标准对应，即使为3GPP，也当作Multi-Radio Standard，在TS37.104／37.141中规定支持E-UTRA（LTE）、UTRA及GSM（注册商标）／EDGE的多个标准的基站或使用于该基站的器件（功率放大器等）的收发测试标准。

在对应于多标准的测试中，组合不同的通信标准信号来进行接收。图13中，示出将频带不同的E-UTRA（LTE）、UTRA（FDD/W-CDMA）及GSM（注册商标）/EDGE这3个全部组合的多载波信号的例子。

因此，需要组合不同信号的波形，关于这种技术，专利文献1中公开有通过对信号和干扰波进行加法运算来生成新的信号的技术。

专利文献1：日本专利公开2006-029862号公报

然而，上述专利文献1的技术是加法运算相同采样率的信号彼此的技术，与此相反，在所述多标准中，需合成采样率根据通信标准而不同的信号波形。

当生成这种波形时，虽然比较轻松地产生采样率处于整数倍关系的E-UTRA（30.72MHz）和UTRA（3.84MHz）的信号，但是GSM（注册商标）/EDGE的采样率为270.833kHz，与其他2个大不相同，并且也不存在整数倍关系。

因此，作为1个波形模式，生成组合该些3个标准的信号，所以存在难以使E-UTRA、UTRA及GSM（注册商标）/EDGE的采样率与信号的周期一致，所生成的波形尺寸变大，其生成耗费时间，无法容纳于信号产生器所具备的存储器等的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够解决该问题，并且以较小的存储器且在短时间内生成对多个采样率不同的信号波形的波形进行加法运算合成的信号产生方法及信号产生系统。

为实现所述目的，本发明的信号产生方法包括：

在采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将采样率处于整数倍关系的通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在该小组内，通过所述整数倍的插值处理将采样率较低的通信标准的信号波形与采样率较高的通信标准的信号波形合并后进行加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形，并且作为小组外信号波形生成不属于所述小组的通信标准的信号波形，并分别存储于存储器的阶段（S1～S3）；

以各自的采样率按时间序列读取存储于所述存储器的预合成波形和小组外信号波形的阶段（S4）；

在所述被读取的预合成波形和小组外信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，并对所有的所述被读取的预合成波形和小组外信号波形设为共同采样率的阶段（S5）；

对设为所述共同采样率的所述预合成波形和小组外信号波形进行加法运算处理的阶段（S6）；及

生成由通过所述加法运算处理而得到的合成信号波形正交调制的高频测试信号的阶段（S7）。

并且，本发明的信号产生系统具备：

波形数据生成部（21），其在采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将采样率处于整数倍关系的通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在该小组内，通过整数倍的插值处理将采样率较低的通信标准的信号波形与采样率较高的通信标准的信号波形合并后加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形，并且作为小组外信号波形生成不属于所述小组的通信标准的信号波形；

波形数据存储器（31），其存储所述波形数据生成部所生成的预合成波形和小组外信号波形；

比率转换部（32），其以各自的采样率按时间序列读取存储于所述存储器的预合成波形和小组外信号波形，在该被读取的预合成波形和小组外信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，以共同采样率输出所有的所述读取的预合成波形和小组外信号波形；

加法部（45），其对从所述比率转换部以共同采样率输出的所述预合成波形和小组外信号波形进行加法运算处理；及

正交调制部（50），其生成由通过所述加法部得到的合成信号波形正交调制的高频测试信号。

如此，本申请发明中，在合波对象的通信标准中，对采样率具有整数倍关系的通信标准进行分组化，并生成对每该小组预先合并采样率来加法运算合成的预合成波形，并且作为小组外信号波形生成不属于小组的通信标准的信号波形，并将该些存储于存储器。并且，从该存储器读取预合成波形及小组外信号波形的同时，进行使用数字滤波器的比率转换处理来对所有信号设为共同采样率后对其进行加法运算合波，生成由该合波信号波形正交调制的高频测试信号。

因此，能够以较小的存储器且在短时间内生成加法运算合成多个采样率不同的信号波形的波形。

附图说明

图1是表示本发明的信号产生方法的步骤的流程图。

图2是本发明的信号产生系统的整体结构图。

图3是表示信号产生系统的信号产生器主体的结构例的图。

图4是比率转换器的结构图。

图5是实施方式的M/N=4的比率转换处理的动作说明图。

图6是表示滤波器系数的储存例和读取顺序的图。

图7是实施方式的M/N=4的比率转换处理的定时图。

图8是实施方式的M/N=4/3比率转换器的动作说明图。

图9是实施方式的M/N=4/3比率转换器的动作说明图。

图10是实施方式的M/N=4/3比率转换器的动作说明图。

图11是实施方式的M/N=4/3的比率转换处理的定时图。

图12是表示主要部分的变形例的图。

图13是表示不同的3个通信标准的分配频带的图。

图中：20-信号产生系统，21-波形数据生成部，30-信号产生器主体，31-波形数据存储器，32-比率转换部，33-比率转换器，34A、34B-数字滤波器，38-滤波器系数存储构件，39-滤波器系数切换构件，40-延迟部，45-加法部，50-正交调制部。

具体实施方式

以下，根据附图对本发明的实施方式进行说明。

首先，根据图1的流程图对本发明的信号产生方法的步骤进行说明。

首先，在采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将采样率处于整数倍关系的通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在该小组内，将采样率较低的通信标准的信号波形通过所述整数倍插值处理与采样率较高的通信标准的信号波形合并后进行加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形G1、G2、……（S1），并且作为小组外信号波形E1、E2、……生成不属于小组的通信标准的信号波形（S2），并分别存储于存储器（S3）。另外，在此所说的信号波形是指由正交2相位基带信号I、Q构成的双系统信号。

该些信号波形频率偏移与预先分别指定相当的量。若以图13为例子进行距离说明，则在应输出的信号中，将最低频带的GSM（注册商标）信号波形的中心频率f1与最高频带的GSM（注册商标）信号波形的中心频率f6的中间频率f0设为基准频率。将该基准频率f0与各信号波形的频率差设为各信号波形的频率偏移值，所对应的信号波形频率偏移而生成与该频率偏移值相当的量。例如E-UTRA（LTE）信号波形的中心频率为f4，因此频率偏移值成为（f4-f0）。

在此，如上所述，假设合波对象的通信标准为E-UTRA（采样率为30.72MHz）、UTRA（采样率为3.84MHz）、GSM（注册商标）/EDGE（采样率为270.833kHz）这3种，则采样率满足整数倍关系的2个通信标准E-UTRA、UTRA将会属于1个小组。

由于该小组时采样率的比为8，因此若对将采样率为3.84MHz的通信标准UTRA的信号波形的采样值之间分割成8个相等区间的定时数据进行插值，则采样率成为30.72MHz，并能够按每1个样本，与通信标准E-UTRA的信号波形进行加法运算，只要将其加法运算结果作为预合成波形G1而存储即可。另外，该插值处理能够使用对2个样本之间进行线形插值、对3个样本之间进行曲线插值等以往公知的插值方法。

并且，由于采样率为270.833kHz的通信标准GSM（注册商标）/EDGE不属于上述小组，因此其信号波形E1作为小组外信号波形而生成并存储于存储器。另外，其中作为GSM（注册商标）/EDGE的信号波形E1，使用标准的采样率270.833kHz的12倍（3.25MHz）且过采样的信号波形，在该情况下，也不会与其他通信标准的采样率成为整数倍关系。

另外，当系统的硬件由个人计算机（PC）和信号产生器主体构成时，该信号生成处理（S1、S2）根据搭载于PC的信号生成程序生成而暂时储存于PC内部的存储装置（例如硬盘等），在使用该些时，从PC转移存储于信号产生器主体内的存储器（S3）。并且，作为系统的硬件结构，还能够采用不使用PC而在信号产生器主体上设置执行上述信号生成处理的功能的硬件。

接着，以各自的采样率按时间序列读取存储于存储器的预合成波形G1、G2、……和小组外信号波形E1、E2、……（S4），在已读取的信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，对所有信号波形设为共同采样率（S5）。

在此，如上述例，关于对采样率不同的2种信号G1、E1进行比率转换处理的情况进行说明，两者的采样率之比成为30720/3250=3072/325，能够由整数M、N的比M/N表示。

因此，若在对采样率较低的信号E1的2个连续的采样数据之间进行M分割的各定时中，求出每隔N个的定时中的插值数据并按时间序列输出，则能够得到以原来采样率的M/N倍对该信号E1进行采样的信号波形。

为了实现这一点，利用有限脉冲响应（FIR，Finite Impulse Response）型数字滤波器和由脉冲响应得到的滤波器系数的切换处理。

关于对该比率转换处理的详细内容将在后面叙述，将对相对于预先比率转换对象的信号的位移级数P的数字滤波器的数据的输入间隔进行M等分的各定时的数据插值所需的（M×P）个滤波器系数按每一各定时汇总并预先存储，依次选择P个为一组的滤波器系数并以相对输入比率为M/N的速度赋予数字滤波器，以便在N个数据输入于数字滤波器期间，每隔N个按时间序列输出M个关于定时的插值数据，由此进行速度比为M/N的比率转换处理。

另外，在此合并2种信号G1、E1的共同采样率（此时为信号G1的采样率），即使合波对象为3种以上，也同样能够进行比率转换。并且，共同采样率可以无需一定设定为与原来信号的采样率相等，对读取的所有信号进行比率转换来设为共同采样率。

由此，对转换成共同采样率的各信号进行加法运算处理（S6），其加法运算结果，生成正交调制的高频测试信号（S7）。

作为正调制处理，有将通过加法运算处理得到的I、Q双系统的信号通过D/A转换处理转换成模拟信号并输入于模拟方式的正交调制器而直接生成高频带测试信号的方法、将已加法运算处理的I、Q双系统的信号输入于数字方式的正交转换器而将其输出通过D/A转换处理转换成模拟信号后，频率转换至高频带并生成高频带的测试信号的方法等，可采用任一种方法。

以下，对本发明的信号产生系统的结构例进行说明。

图2表示应用本发明的信号产生系统20的结构例，如上所述，其硬件由包括PC的波形数据生成部21和信号产生器主体30构成。

在波形数据生成部21中，设置有操作部22、显示部23、按照预先存储的程序和工作人员的操作进行与各通信标准相应的信号波形数据的生成、合成等处理的波形处理部24、用于存储波形数据的波形数据存储部25及将存储的波形数据送出至信号产生器主体30的波形数据送出部26。

在此，如上所述，该波形数据生成部21具有如下功能：在采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将采样率处于整数倍关系的通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在该小组内，通过所述整数倍插值处理将采样率较低的通信标准的信号波形与采样率较高的通信标准的信号波形合并后进行加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形G1、G2、……，并且作为小组外信号波形E1、E2、……生成不属于小组的通信标准的信号波形。另外，各信号波形预先经操作部22分别频率偏移与指定相当的量。

波形数据生成部21所生成的预合成波形G1、G2、……和小组外信号波形E1、E2、……被送至信号产生器主体30并存储于波形数据存储器31。

存储于波形数据存储器31的预合成波形G1、G2、……和小组外信号波形E1、E2、……通过比率转换部32以各自的采样率按时间序列被读取，并转换成共同采样率。

比率转换部32在已读取的预合成波形和小组外信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，由此以共同采样率输出所有已读取的信号波形。关于该处理将在后面叙述。

从比率转换部32以共同采样率输出的预合成波形G1’、G2’、……和小组外信号波形E1’、E2’、……被输入于加法部45，按每一I成分、Q成分进行加法运算处理，其加法运算结果Iout、Qout被输入于正交调制部50。

正交调制部50生成由加法运算结果Iout、Qout正交调制的高频测试信号S。

图3表示从波形数据生成部21输入预合成波形G1和小组外信号波形E1的2种时的信号产生器主体30的具体结构，从波形数据存储器31读取的信号波形G1、E1中，比率较低的信号E1被输入于比率转换部32的比率转换器33而转换成与信号G1相等的比率。并且，信号G1通过延迟器41、42延迟与转换器33的处理时间相当的量而输出。

从比率转换部32以相同的采样率输出的信号G1’、E1’通过加法部45的2个加法器46、47加法运算I成分彼此及Q成分彼此，其加法运算结果Iout、Qout被输入于正交调制部50。

正交调制部50通过D/A转换器51、52分别将数字的加法运算结果Iout、Qout转换成模拟信号i、q，并输入至模拟方式的正交调制部53。

正交调制器53由模拟信号产生器53a、90°移相器53b、乘法器（混频器）53c、53d及加法器53e构成，通过乘法器53c对输入信号i及模拟信号La进行乘法运算，通过乘法器53d对另一方的输入信号q和将模拟信号La移相90°的信号Lb进行乘法运算，通过加法器53e对两个乘法运算结果进行加法运算，从而输出相位和振幅根据输入信号i、q发生变化的高频测试信号S。

在该测试信号S中，合并采样率而合波的各通信标准的信号成分包含于分别不同的频带，能够进行对应于所述多标准的基站或终端的测试。

接着，对上述比率转换器33的结构及动作进行说明。为了轻松说明，对将比率转换的对象信号设为采样率为3.25MHz的信号E1，并将该信号与采样率为30.72MHz预合波信号G1的合并情况进行说明。

此时，处理的信号为E1、G1这2种，通过比率转换器33对信号E1进行速度比为3072/325的比率转换处理。

图4表示比率转换器33的结构。

该比率转换器33具备：FIR型的数字滤波器34A、34B，其进行通过I、Q双系统输入的数据列的最新P个数据与P个为一组的滤波器系数的乘加运算，并将其运算结果依次输出；滤波器系数存储构件38，其将对相于对滤波器34A、34B数据的输入间隔进行M等分的各定时的数据插值所需的（M×P）个滤波器系数按每一各定时进行汇总并预先存储；滤波器系数切换构件39，其从滤波器系数存储构件38依次选择P个为一组的滤波器系数并以输入率为M/N的速度赋予数字滤波器34A、34B，以便在N个数据输入于数字滤波器34A、34B期间，每隔N个按时间序列输出关于定时M个的插值数据。

相同结构的数字滤波器34A、34B是抽头数为P的FIR型数字滤波器，该FIR型数字滤波器具有：P级寄存器35₁～35_P，其存储输入数据的同时依次向后级位移；多个P的乘法器36₁～36_P，其求出各寄存器35₁～35_P的输出R₁～R_P与P个为一组的滤波器系数h（i，1）～h（i，P）之积；及加法器37，其求出乘法器36₁～36_P的输出总和。

该数字滤波器34A、34B用于通过运算求出对输入数据间进行插值的数据，且利用由脉冲响应F（X）=（sinX）/X得到的系数与数据的总和近似函数波形的中间点（基准点）的数据值的性质。另外，可以使用利用窗函数W（X）的F（X）=[（sinX）/X]·W（X）公式来代替上述脉冲响应的公式。

为了进行该数据插值，滤波器系数存储构件38中预先存储有按每一各定时汇总的对数据的输入间隔Ts（信号E1的采样率周期）进行M等分的各定时的数据插值所需的（M×P）个滤波器系数。

并且，滤波器系数切换构件39从滤波器系数存储构件38依次选择P个为一组的滤波器系数并以F输入率的M/N的速度赋予数字滤波器34A、34B，以便在N个数据输入于数字滤波器34A、34B期间，每隔N个按时间序列输出M个关于定时的插值数据。

另外，写入滤波器系数存储构件38的滤波器系数例如在由所述的PC构成的波形数据生成部21中，基于各信号的采样率、比率转换所需的速度比M/N等而预先计算并存储即可。

接着，对该比率转换器33的动作进行说明。

为了便于理解各部的动作，首先说明P=8、M=4、N=1（速度比为4）的情况。另外，以下不区分输入数据I成分、Q成分而进行说明。

将数字滤波器34中输入有8个输入数据Din（1）～Din（8）的定时设为基准定时t=0。此时，如图5（a），各寄存器35₁～35₈的输出R₁～R₈成为R₁=Din（1）、R₂=Din（2）、……、R₈=Din（8）。

对于该些8个连续的输入数据，若将比率转换处理的初始定时设为靠近抽头数的中间位置的寄存器（此时设为寄存器35₄，但也可以为寄存器35₅）的输出值R₄=Din（4），则插值处理欲得到的值为输出值R₄（=Din（4））其本身，这是已知的。

因此，这时，如图5（b）所示，只要对只有与输出值R₄进行乘法运算的滤波器系数h（1，4）为1而其他滤波器系数h（1，1）～h（1，3）、h（1，5）～h（1，8）为0的一组滤波器系数进行乘法运算即可，基于插值处理的初始输出值Dout（1）成为

Dout（1）=_j=1∑⁸h（1，j）·Rj=1×Rj（记号_j=1Σ⁸表示j=1～8的总和）。

另外，在此强调精确度而使用输出数据其本身的滤波器系数的组，但也可以使用与用于后述的插值数据计算的脉冲响应对应的系数。

图5（a）中，由于速度比为M/N=4，因此需要在对输入数据Din（4）、Din（5）之间的Ts进行4（=m）分割的各定时Q1～Q3中求出Q1定时的插值数据。

为此，如图5（c），若使用波形中心从初始定时仅位移ΔT=Ts/m的脉冲响应F（X-ΔT），并将该位移的函数F（X-ΔT）中的存储于各寄存器的8个数据的各采样定时（Ts间隔）的值作为第2组滤波器系数h（2，1）～h（2，8）来设定于数字滤波器34，则可得到定时Q1的输出值Dout（2），

Dout（2）=_j=1Σ⁸h（2，j）·Rj。

同样地，如图5（d），若将进一步位移ΔT的脉冲响应F（X-2ΔT）中的存储于各寄存器的8个数据的各采样定时（Ts间隔）的值作为第3组滤波器系数h（3，1）～h（3，8）来设定于数字滤波器34，则可得到定时Q2的输出值Dout（3），

Dout（3）=_j＝1Σ⁸h（3，j）·Rj。

并且，如图5（e），若将进一步位移ΔT的脉冲响应F（X-3ΔT）中的存储于各寄存器的8个数据的各采样定时（Ts间隔）的值作为第四组滤波器系数h（4，1）～h（4，8）来设定于数字滤波器34，则可得到定时Q3的输出值Dout（4），

Dout（4）=_j=1Σ⁸h（4，j）·Rj。

由此，可得到对包括输入数据Din（4）在内的直至下一个数据Din（5）的之间进行插值的4个数据Dout（1）～Dout（4）。并且，在输入数据被更新之前期间以Ts/M的间隔进行上述处理，在新的数据Din（9）被输入而更新的阶段对其最新的数据Din（2）～Din（9）进行上述同样的处理，通过持续进行该处理，能够对数据Din进行速度比M/N=4的比率转换处理。

该例子中处理所需的4组滤波器系数h（1，1）～h（1，8）、h（2，1）～h（2，8）、h（3，1）～h（3，8）、h（4，1）～h（4，8），只要如图6按地址顺序存储于由RAM等存储器构成的滤波器系数存储构件38，并将它们每经过Ts/4时间顺序且循环地读取来设定于数字滤波器34即可。

图7是汇总上述一连串动作的图，如图7（a）在1个（=N）输入数据Din更新期间Ts，如同图（b）用于对2个数据之间进行插值所需的4组（=M）的滤波器系数以Ts/4=ΔT的间隔按时间序列顺序且循环地改变，从而如同图（c）与其同步地输出具有输入的4倍采样率的数据Dout。

另外，如前所述，作为第1组滤波器系数h（1，1）～h（1，8），也可以在脉冲响应F（X）中将存储于各寄存器的8个数据的各采样定时（Ts间隔）的值成组求出，并将其设定于数字滤波器34。

上述例子是M=4、N=1的例子，关于将输入数据之间分割成M的各点，每输入1个输入数据，各点每1个都按时间序列求出M个插值数据并进行输出，是一个简单的速度比为4的比率转换处理，接着对M=4、N=3的动作进行说明。

如图8（a）所示，在8个数据Din（1）～Din（8）存储于数字滤波器34的各寄存器的状态下，如图8（b）选择第1组滤波器系数h（1，1）～h（1，8），输出初始数据Dout（1）=R1=Din（4）。

这时，因为与上述同样地M=4，因此用于处理的初始定时的第1组滤波器系数及关于对2个输入数据之间进行M等分的定时Q1～Q3的数据插值所需的3组滤波器系数与上述例的情况相同，但下一个采样间隔为每隔3（=N）个即延迟3ΔT的定时，因此如图8（c），在以从初始定时延迟3ΔT的定时Q3作为波形中心的脉冲响应F（X-3ΔT）中，将存储于各寄存器的8个数据的各采样定时（Ts间隔）的值作为组的上述例中选择第4组滤波器系数h（4，1）～h（4，8），由此输出与该定时Q3对应的第2个重采样数据Dout（2）。

下一个采样数据是进一步延迟3ΔT的定时，即在图8（a）中对寄存器数据R5、R6之间进行M分割的各定时Q1’～Q3’中的Q2’的定时，但在进行该采样之前，从处理的初始定时起经过输入数据的采样周期Ts，从而如图9（a），各寄存器35₁～35₈的输出值R₁～R₈分别更新为数据Din（2）～Din（9）。

因此，在从该输入数据更新定时起至到达下一个采样对象定时Q2的t=Ts+2ΔT的定时，如图9（b）选择第3组滤波器系数h（3，1）～h（3，8），由此输出对该寄存器35₄、35₅的数据Din（5）、Din（6）之间进行M等分的3个定时Q1～Q3中与定时Q2对应的第3个采样数据Dout（3）。

再下一个采样是从图9的状态进一步延迟3ΔT的定时，即在图9（a）中对寄存器数据R5、R6之间进行M分割的各定时Q1’～Q3’中的Q1’的定时，但在进行该采样之前，从处理的初始定时起经过输入数据的采样周期Ts的2倍的时间（2·Ts），从而如图10（a），各寄存器35₁～35₈的输出值R₁～R₈分别更新为数据Din（3）～Din（10）。

因此，在从该输入数据更新定时起至到达下一个采样对象定时Q1的t=2Ts+ΔT的定时，如图10（b）选择第2组滤波器系数h（2，1）～h（2，8），由此输出对该寄存器35₄、35₅的数据Din（6）、Din（7）之间进行M等分的3个定时Q1～Q3中与定时Q1对应的第4个采样数据Dout（4）。

并且，下一个采样是从图10的状态进一步延迟3ΔT的定时，即在图10（a）中寄存器数据R5的输出定时，在进行该样本时，从处理的初始定时起正好经过3·Ts，从而各寄存器35₁～35₈的输出值R₁～R₈分别更新为数据Din（4）～Din（11）。

该状态除寄存器数据被更新以外，与图8的初始状态相同，回到处理的初始状态，因此配合该输入数据更新定时，与所述图8（b）同样地选择第1组滤波器系数h（1，1）～h（1，8），由此输出与该寄存器35₄、35₅的数据Din（7）相等的第5个采样数据Dout（5）。

即，该插值处理中以输入数据的采样周期Ts的3/4（=N/M）倍周期将滤波器系数以h（1，j）→h（4，j）→h（3，j）→h（2，j）的顺序循环读取并切换，从而持续地对输入数据Din进行速度比为4/3（=M/N）的采样处理。

图11是表示上述例子的输入数据、滤波器系数切换及重采样数据的关系的定时图，在同图（a）的采样周期Ts的输入数据Din更新3（=N）次期间，如同图（b），4组滤波器系数以3Ts/4（=Ts·N/M）的间隔按所述顺序改变，如同图（c）输出通过该改变的滤波器系数计算出的采样数据。另外，若将周期换算成速度，则滤波器系数的切换速度及重采样速度成为输入比率为M/N。

以上，对P=8、M=4、N=3的简单的例子进行了说明，但数字滤波器34的抽头数P只要为足以减少基于由对脉冲响应进行位移而产生的非对称性的插值误差的数，则可以是任意的。

并且，决定比率转换的速度比M/N的整数M、N的范围是任意的，但若将M、N的上限设定为1024左右，则能够应对现今使用的许多数字调制的符号率的组合。

另外，该实施方式中，通过延迟部40延迟信号G1与相对于信号E1的比率转换所需的处理时间相当的量，但是如图12所示，使用比率转换器43来取代该延迟部40，通过将其比率转换器43的滤波器系数设成中心值为1且其他为0，能够赋予与抽头数P的一半相当的延迟，若能够与比率转换器33同样地改变滤波器系数，则能够对输入信号的双方进行比率转换，并能够使其相对于正交调制部50的D/A转换处理后处理的硬件上的频率区域的限制具有更大的自由度。

例如，在D/A转换处理中容许的频率区域为Fa±ΔF的情况下，当输出采样率不进入该频率区域时，需要对两输入数据进行比率转换。

此时，关于整数M、M’、N、N’需要满足以下条件。

Fa-ΔF≤Fin1·（M/N）=Fin2·（M’/N’）≤Fa+ΔF

若发现满足上述条件的整数M、M’、N、N’，则对一方的输入数据列进行速度比为M/N的比率转换处理，对另一方的输入数据列进行速度比为M’/N’的重采样处理，由此能够使两输入数据的采样率在容许的频率区域内一致，即使有硬件上的限制，也能够对各种采样率的数据列进行合波，并能够赋予极高的通用性。

Claims (6)

1.一种信号产生方法，用于生成正交调制的高频测试信号，其中，该信号产生方法包括：

在采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将采样率处于整数倍关系的通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在各小组内，通过整数倍的插值处理将采样率不同的通信标准的信号波形合并后进行加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形，并且作为小组外信号波形生成不属于所述小组的通信标准的信号波形，并分别存储于存储器的阶段(S1～S3)；

以各自的采样率按时间序列读取存储于所述存储器的预合成波形和小组外信号波形的阶段(S4)；

在被读取的预合成波形和小组外信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，并对所有所述被读取的预合成波形和小组外信号波形设定共同采样率的阶段(S5)；

对设为所述共同采样率的所述预合成波形和小组外信号波形进行加法运算处理的阶段(S6)；及

生成由通过所述加法运算处理而得到的合成信号波形正交调制的高频测试信号的阶段(S7)。

2.如权利要求1所述的信号产生方法，其特征在于，

该信号产生方法是一种比率转换处理方法，关于使用所述数字滤波器的比率转换处理，其对被输入的数据列进行速度比为M/N的重采样处理，其中，M、N均为整数，该信号产生方法包括：

进行所述被输入的数据列的最新P个数据及P个为一组的滤波器系数的乘加运算的阶段；

使用依次输出其运算结果的有限脉冲响应型数字滤波器的阶段；

预先存储M×P个滤波器系数的滤波器系数存储阶段；及

依次选择所述已存储的所述P个为一组的滤波器系数并以Fin·M/N的重采样速度赋予所述数字滤波器，以便在n个数据输入于所述数字滤波器期间，每隔N个按时间序列输出M个关于定时的插值数据，由此进行速度比为M/N的重采样处理的阶段，其中Fin表示输入频率。

3.一种信号产生方法，用于生成正交调制的高频测试信号，该信号产生方法包括：

在具有第1采样率的第1通信标准、具有第2采样率的第2通信标准及具有第3采样率的第3通信标准的采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将所述第1采样率及所述第2采样率处于整数倍关系的第1通信标准及第2通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在各小组内，通过整数倍的插值处理将采样率较低的所述第1通信标准的信号波形与采样率较高的所述第2通信标准的信号波形合并后进行加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形，并且作为小组外信号波形生成不属于所述小组的所述第3通信标准的信号波形，并分别存储于存储器的阶段(S1～S3)；

以各自的采样率按时间序列读取存储于所述存储器的预合成波形和小组外信号波形的阶段(S4)；

在被读取的预合成波形和小组外信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，并对所有所述被读取的预合成波形和小组外信号波形设定共同采样率的阶段(S5)；

对设为所述共同采样率的所述预合成波形和小组外信号波形进行加法运算处理的阶段(S6)；及

生成由通过所述加法运算处理而得到的合成信号波形正交调制的高频测试信号的阶段(S7)。

4.一种信号产生系统，具备生成正交调制的高频测试信号的正交调制部(50)，其中，该信号产生系统具备：

波形数据生成部(21)，其在采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将采样率处于整数倍关系的通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在各小组内，通过整数倍的插值处理将采样率不同的通信标准的信号波形合并后加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形，并且作为小组外信号波形生成不属于所述小组的通信标准的信号波形；

波形数据存储器(31)，其存储所述波形数据生成部所生成的预合成波形和小组外信号波形；

比率转换部(32)，其以各自的采样率按时间序列读取存储于所述存储器的预合成波形和小组外信号波形，在被读取的预合成波形和小组外信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，以共同采样率输出所有的所述读取的预合成波形和小组外信号波形；

加法部(45)，其对从所述比率转换部以共同采样率输出的所述预合成波形和小组外信号波形进行加法运算处理；及

正交调制部(50)，其生成由通过所述加法部得到的合成信号波形正交调制的高频测试信号。

5.如权利要求4所述的信号产生系统，其特征在于，

该信号产生系统是一种比率转换器(33)，关于使用所述数字滤波器的比率转换处理，其对被输入的数据列进行速度比为M/N的重采样处理，其中，M、N均为整数，该比率转换器的特征在于，具备：

有限脉冲响应型数字滤波器(34、34A、34B)，其进行所述被输入的数据列的最新P个数据与P个为一组的滤波器系数的乘加运算，并将其运算结果依次输出；

滤波器系数存储构件(38)，其预先存储M×P个滤波器系数；及

滤波器系数切换构件(39)，其从所述滤波器系数存储构件依次选择所述P个为一组的滤波器系数并以Fin·M/N的重采样速度赋予所述数字滤波器，以便N个数据输入于所述数字滤波器期间，每隔N个按时间序列输出M个关于定时的插值数据，其中Fin表示输入频率。

6.一种信号产生系统，具备生成正交调制的高频测试信号的正交调制部(50)，其中，该信号产生系统具备：

波形数据生成部(21)，其在具有第1采样率的第1通信标准、具有第2采样率的第2通信标准及具有第3采样率的第3通信标准的采样率分别不同的3种以上的合波对象的通信标准中，将所述第1采样率及所述第2采样率处于整数倍关系的第1通信标准及第2通信标准作为预合成对象的通信标准来进行分组化，在各小组内，通过整数倍的插值处理将采样率较低的所述第1通信标准的信号波形与采样率较高的所述第2通信标准的信号波形合并后进行加法运算合成来生成关于各小组的预合成波形，并且作为小组外信号波形生成不属于所述小组的第3通信标准的信号波形；

波形数据存储器(31)，其存储所述波形数据生成部所生成的预合成波形和小组外信号波形；

比率转换部(32)，以各自的采样率按时间序列读取存储于所述存储器的预合成波形和小组外信号波形，在该读取的预合成波形和小组外信号波形中，至少对采样率最低的信号波形进行使用数字滤波器的比率转换处理，以共同采样率输出所有的所述读取的预合成波形和小组外信号波形；

加法部(45)，其对从所述比率转换部以共同采样率输出的所述预合成波形和小组外信号波形进行加法运算处理；及

正交调制部(50)，其生成由通过所述加法部得到的合成信号波形正交调制的高频测试信号。