JP4097430B2 - 歪補償機能を備えた無線装置 - Google Patents
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Description
本発明は送信電力増幅器の非線形歪補償機能を備えた無線装置に関する。
無線通信に用いられる線形変調信号を増幅する電力増幅器には、スペクトラム特性や信号歪みに起因する伝送特性の劣化を抑えるため、線形性の高い増幅器が要求される。一方、ほとんど全ての用途において増幅器には常に高い電力効率が求められる。一般にアンプの線形性と効率は相反する特性であり、これを両立させるため様々な歪補償方式が考案されている。
特に本発明が有効な分野として、W−CDMA方式による次世代携帯電話システム(IMT−2000等)がある。W−CDMAでは変調方式として直接スペクトラム拡散変調、多元接続方式として符号分割多重方式が用いられる。このため現行の第二世代携帯電話(PDC)などで用いられてきた狭帯域変調、時分割多重方式に比較して、送信信号はより広帯域、高ダイナミックレンジな信号となる。よってW−CDMA装置に用いる電力増幅器には、これまで以上の線形性と高効率性が要求される。
背景技術
図29は従来の無線装置の一例を示すブロック図であり、送信信号発生装置1はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル/パラレル変換器(S/P変換器)2はディジタルデータ列を1ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号(I信号:In−phase component)と直交成分信号(Q信号:Quadrature component)の2系列に変換する。DA変換器3はI信号、Q信号のそれぞれをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器4に入力する。直交変調器4は入力されたI信号、Q信号(送信ベースバンド信号)にそれぞれ基準搬送波とこれを900移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器5は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器6は周波数変換器5から出力された搬送波を電力増幅して空中線(アンテナ)7より空中に放射する。
かかる送信装置において、送信電力増幅器の入出力特性は図30(a)の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数f0周辺の周波数スペクトラムは図30(b)の点線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。このため、各種歪補償技術が提案されており、その1つにプリディストータ(歪補償装置)がある。プリディストータは、送信電力増幅器の歪みの逆特性をあらかじめ入力信号に付加することにより、該送信電力増幅器から歪みのない希望信号を出力する方式である。
図31はプリディストータの従来例としてディジタルカルテジアン方式を用いた非線形歪補償機能を備えた無線装置のブロック図である。送信信号発生装置1から送出されるディジタルデータは、S/P変換器2においてI信号υi、Q信号υqの2系列に変換されてプリディストータ8に入力される。プリディストータ8は、入力ベースバンド信号υi,υqに応じた歪補償値△υi(n),△υq(n)を歪補償テーブル8a,8bから読み出して信号υi,υqに加算してDA変換器3に入力する。DA変換器3は入力されたI信号υiとQ信号υqをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器4に入力する。直交変調器4は入力されたI信号、Q信号にそれぞれ基準搬送波とこれを900移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器5は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器6は周波数変換器5から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線(アンテナ)7より空中に放射する。送信信号の一部は方向性結合器9を介して周波数変換器10に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器11に入力される。
直交検波器11は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを900移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンド信号υ′i,υ′qを再現してAD変換器12に入力する。このとき移相器13は復調ベースバンド信号υi′,υq′の位相が入力信号υi,υqの位相と一致するように位相調整する。AD変換器12は直交検波により得られた復調ベースバンド信号υi′,υq′をAD変換してプリディストータ8に入力する。プリディストータ8は復調ベースバンド信号υi′,υq′と入力ベースバンド信号υi,υqと比較し、その誤差から歪補償テーブル8a,8bの歪補償値を更新し、更新後の歪補償値△υi(n+1),△υq(n+1)をメモリ8a,8bに記憶する。以後、上記動作が繰り返される。
以上説明したディジタルカルテジアン方式では、送信電力増幅器の歪みを直交座標系における各軸成分の誤差として求め、その逆特性を各軸の成分に加算することによりプリディストーションを行う。
図32はフィードフォワード(FF)方式による歪補償方式の従来例である。FF方式では主アンプ(送信電力増器)6で増幅した信号の一部を方向結合器9で分岐し、演算部15で分岐信号と遅延線14で入力信号を遅延調整、レベル調整して得られた信号との差を演算する。この差分信号は主アンプ6によって発生した非線形歪み成分となる。この差分信号を線形な補助アンプ16で増幅し、合成部18において主アンプ出力を遅延線17で遅延させた信号に補助アンプ出力を逆相で合成する。これにより歪み成分が打ち消し合い歪補償が行われる。
・従来技術の問題点
従来のプリディストータでは、アンプ(送信電力増幅器)の振幅歪みを補償するため、プリディストーションを施した信号には原信号に比較して大きなダイナミックレンジが要求される。このため、プリディストーション信号をDA変換するDA変換器には、より高いビット精度が必要となる。特にW−CDMAに用いる電力増幅器では、原信号が符号多重された振幅変動の大きな信号であることに加えて、直接スペクトラム拡散変調により広帯域信号となっている。このため、従来のプリディストーション方式ではDA変換器に高いビット精度と同時に、高速の変換速度が要求され、かかる要求が満たされない場合には、歪補償特性に劣化が生じる問題がある。
また、複数のキャリアを共通増幅するマルチキャリアW−CDMAに使用する電力増幅器のプリディストーションにおいては、DA変換器に、更に高速、高ビット精度の性能が要求される。このため、現在開発されているW−CDMA装置への適用を考えた場合、現状のDA変換器の性能では高速、高ビット精度の要求を実現できない問題がある。
以上の問題は、DA変換器だけでなく、歪補償係数を更新するためのフィードバック信号をサンプルするAD変換器に対しても同様の問題がある。
又、アンプの歪みを入力電力に対する関数として補償するプリディストータを備えた無線装置において、直交変調器や直交復調器をアナログ回路で構成すると、これら直交変復号器の不完全性により、アンプ歪みの推定誤差が大きくなり、充分な歪補償特性が得られない問題がある。
又、FF方式では、高い線形性を要求される効率が低い補助アンプ使用する必要があること、遅延線や結合器にロスがあることなどの理由で、歪補償装置全体としての効率が低下する問題がある。。
以上から本発明の目的は、DA変換器やAD変換器に高速、高ビット精度を必要としなくても、送信電力増幅器の歪みをプリディストーション方式で補償できる無線装置を提供することである。
本発明の別の目的は、ディジタル直交変調器やディジタル直交復調器を使用してアナログの直交変復調器の不完全性をなくし十分な歪補償特性が得られる無線装置を提供することである。
本発明の別の目的は、補助アンプや遅延線を使用せず、効率の良い歪補償装置を備えた無線装置を提供することである。
発明の開示
本発明の無線装置では、送信信号(主信号)と該主信号に付加する歪み成分(誤差信号)をそれぞれ独立にDA変換した後、合成して送信電力増幅器に入力する。このようにすれば、アンプの歪みの逆特性を主信号に付加したプリディストーション信号の振幅に対して、誤差信号の振幅は小さいため、誤差信号のみを出力するDA変換器のビット精度を低くできる。又、主信号のみを出力するDA変換器にも大きなダイナミックレンジが不要であり、該DA変換器のビット精度も低くできる。
又、複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する場合には、各送信信号のDA変換信号にキャリア間隔によって定まる周波数シフト演算を施して多重した周波数多重信号に、誤差信号をDA変換した信号を合成して送信電力増幅器に入力する。このようにすれば、各送信信号と誤差信号を独立にDA変換して合成するため、各DA変換器に広いダイナミックレンジが不要でありビット精度を低く押えることができる。
本発明の無線装置では、歪補償係数テーブルから歪補償係数を読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号を歪補償するプリディストーション処理と、AD変換器によりサンプルされたフィードバック値(アンプ出力信号)を用いて歪補償係数テーブルを更新する係数更新処理を時間的に分離して行う。このように、歪補償係数更新とプリディストーション処理を時間的に分離して行うことにより、実時間でのフィードバックループが形成されず、このためAD変換器でサンプルする値として、時間的に連続したサンプル値を必要とせず、AD変換器の高速要求が軽減できる。又、プリディストーション処理により歪補償するから、FF方式の効率改善の妨げとなっていた、補助アンプ、遅延線などが不要になるため、歪補償を行った送信電力増幅器全体の効率を向上できる
又、本発明の無線装置では、フィードバック値をサンプルするAD変換器の入力側に広帯域のサンプルホールド回路を設ける。AD変換器の入力に広帯域なサンプルホールド回路を接続し、該回路により非線形歪みに起因してスペクトラムが広がった広帯域信号をサンプルすれば、ナイキストレートより低いサンプル速度でのAD変換が可能となる。つまりサンプル帯域は歪みを受けた信号を観測できるように充分に広くする必要があるが(ナイキストレート以上)、サンプル速度(単位時間当たりのサンプル数)はナイキストレートとは関係なく設定でき、AD変換器の高速要求を軽減できる。
本発明の無線装置では、直交変調器、直交復調器をディジタル演算により実現する。ディジタル直交変復調器の採用により、直交変復調器の誤差をDA変換器、AD変換器の1LSB以下にすることができるため、直交変復調器の不完全性に起因する歪補償特性の劣化をなくすことができる。
発明を実施するための最良の形態
(A)第1実施例
図1は本発明の第1実施例の構成図である。送信信号発生部(図示せず)から出力したディジタルの送信信号x(t)はDA変換器31によりアナログ信号(主信号SM)に変換され、合成部32において誤差信号推定演算部33から出力する誤差信号SEと合成されて電力増幅器(アンプ)34に入力される。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器35によって分岐され、AD変換器36によりサンプルされてフィードバック信号SFとなる。誤差信号推定演算部33は、送信信号x(t)とフィードバック信号SFを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。DA変換器37は得られた誤差信号をDA変換し、アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部32は主信号SMと誤差信号SE合成してアンプに入力する。尚、合成部32から出力する合成信号をRF信号に周波数変換(IF→RF)してからアンプ34に入力し、分配器35からのアンプ出力信号をIF信号に周波数変換(RF→IF)してからAD変換器36に入力する構成も可能である。
以上によりアンプ入力信号は、アンプの非線形歪みの逆特性を付加された(プリディストーションを施された)信号となるため、アンプ出力において線形な増幅出力信号が得られる。
図2は誤差信号推定演算部の第1の実施例であり、ディジタルカルデジアン方式によるプリディストータを用いた例である。誤差信号推定演算部33は、誤差信号(υerr,i,υerr,q)を等価ベースバンド信号(複素数)として直交座標系を用いて演算するもので、メモリテーブル33a,33bには送信ベースバンド信号(xi,xq)の各成分に応じた誤差信号が記憶されている。
送信信号x(t)が発生すれば、メモリテーブル33a,33bから送信ベースバンド信号(xi,xq)に応じた誤差信号(υerr,i,υerr,q)が読み出され、合成部32(図1)において送信信号(xi,xq)にベクトル加算され、プリディストーションが行われる。演算部33c,33dは、送信ベースバンド信号(xi,xq)とフィードバック信号(xi′,xq′)の差ベクトル(xi′−xi,xq′−xq)を演算し、乗算部33e,33fは差ベクトルにステップサイズパラメータμ(0<μ<1)を乗算し、加算器33g,33hは、誤差信号(υerr,i,υerr,q)に乗算器出力を加算し、加算結果を送信ベースバンド信号(xi,xq)の各軸成分に応じたメモリアドレスに記憶して更新する。
図3は誤差信号推定演算部の第2の実施例であり、ポーラループ方式によるプリディストータを用いた例である。誤差信号推定演算部33は、誤差信号(υerr,i,υerr,q)を等価ベースバンド系において極座標系を用いて演算するもので、メモリテーブル33a,33bには送信ベースバンド信号(xi,xq)を極座標変換した(r,ψ)に応じた誤差信号(rerr,ψerr)が記憶されている。
送信ベースバンド信号(xi,xq)が入力すれば、直交極座標変換回路33iは該送信ベースバンド信号を極座標(γ,φ)に変換し、メモリテーブル33a,33bから送信信号(r,ψ)に応じた誤差信号(rerr,ψerr)が読み出される。極直交座標変換回路33jは誤差信号(rerr,ψerr)を直交座標系の誤差信号(υerr,i,υerr,q)に変換し、合成部32(図1)は送信ベースバンド信号(xi,xq)に該誤差信号(υerr,i,υerr,q)をベクトル加算してプリディストーションを行う。
直交極座標変換回路33kは、フィードバック信号(xi′,xq′)を極座標(γ′,φ′)に変換する。演算部33c,33dは、送信信号(r、ψ)とフィードバック信号(r′,ψ′)の差ベクトル(r′−r,ψ′−ψ)を演算し、乗算部33e,33fは差ベクトルにステップサイズパラメータμ(0<μ<1)を乗算し、加算器33g,33hは、誤差信号(rerr,ψerr)に乗算器出力を加算し、加算結果を送信信号(r,ψ)の各成分に応じたメモリアドレスに記憶して更新する。
図4は誤差信号推定演算部の第3の実施例であり、適応形プリディストータを用いた例である。適応形プリディストータは、LMS適応アルゴリズムを用いてアンプの歪みを推定し、その逆特性を複素乗算により送信信号に付加してプリディストーションを施す方式である。
誤差信号推定演算部33において、乗算器33mは送信信号x(t)に歪補償係数hn−1(p)を乗算し、演算部33nは送信信号x(t)からhn−1・x(t)を減算して誤差信号verr(=hn(p)x(t)−x(t))を出力する。演算部33pは送信信号x(t)のパワーp(=x(t)2)を演算し、歪補償係数記憶部33qは送信信号x(t)の各パワーに応じた歪補償係数h(p)を記憶し、送信信号x(t)のパワーpに応じた歪補償係数hn−1(p)を出力する。又、歪補償係数記憶部33qは、LMSアルゴリズムにより求まる歪補償係数hn(p)で歪補償係数hn−1(p)を更新する。
33rは共役複素信号出力部、33sは送信信号x(t)と帰還復調信号y(t)の差e(t)を出力する減算器、33tはe(t)とu*(t)の乗算を行う乗算器、33uはhn−1(p)とy*(t)の乗算を行ってu*(t)を出力する乗算器、33vはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器、33wはhn−1(p)とμe(t)u*(t)を加算する加算器である。上記構成により以下のLMSアルゴリズムに従った演算が行われる。
x,y,f,h,u,eは複素数、*は共役複素数である。u(t)はアンプの振幅歪みがあまり大きくないと仮定して(hn−1(p)・h* n−1(p)≒1)、近似する。
上記演算処理を行うことにより、送信ベースバンド信号x(t)と帰還信号y(t)の差e(t)のパワーが最小となるように歪補償係数h(p)が(1)式により更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される
図5は誤差信号推定演算部の第4の実施例であり、適応形プリディストータを用いた例であり、図4の実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)歪補償係数記憶部33qに現在の瞬時電力|x(t)|2と、現在と過去の入力の関数g(x)との組み合わせに対応させて歪補償係数を記憶、更新する点、(2)関数g(x)を演算する演算部33xを設けている点、である。図5では今回と前回の電力の差Δpを関数g(x)(Δp=|x(t)|2−|x(t−1)|2)とした例を示している。
図5のプリディストータは、アンプの周波数非対称な歪みを補償するためにアンプを記憶をもつ歪み伝送路として取り扱い、LMS適応アルゴリズムを用いてその歪みを推定、その逆特性を複素乗算により送信信号に付加してプリディストーションを施している。過去の入力振幅の影響を受けた歪みを補償するため、歪補償係数は現在の瞬時電力|x(t)|2と、現在と過去の入力の関数g(x)(=Δp)との二次元に対するテーブルとして記憶、更新される。
この実施例の適応プリディストータによって、歪補償された送信信号hn−1・x(t)から送信信号x(t)を減算することにより、誤差信号υerr(t)=h・x(t)−x(t)が得られる。
(B)第2実施例
図6は送信信号x(t)を直交信号に変換して処理する場合の第2実施例であり、図1の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。第2実施例において第1実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系(複素座標系)において演算する点である。このため、送信信号x(t)を1ビットづつ交互に振り分けて直交信号(I信号、Q信号)に変換するS/P変換器41、直交変調器42,43、直交復調器44が設けられている。又、DA変換器31として直交信号の各成分をDA変換するDA変換器31a,31bが設けられ、DA変換器37として誤差信号の各成分をDA変換するDA変換器37a,37bが設けられ、AD変換器36としてフィードバック信号の同相成分、直交成分をAD変換するAD変換器36a,36bが設けられている。
S/P変換器41は送信信号x(t)を直交信号に変換し、DA変換器31a,31bは直交信号の各成分をアナログ信号に変換して直交変調器42に入力する。直交変調器42はDA変換器31a,31bから入力する同相成分及び直交成分(I,Q信号)に直交変調を施して主信号SMを発生する。合成部32は主信号SMと誤差信号推定演算部33から出力する誤差信号SEを合成して電力増幅器(アンプ)34に入力する。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器35によって分岐され、直交復調器44に入力する。直交復調器44は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、I,Q信号をAD変換器36a,36bに入力し、各AD変換器はI,Q信号をAD変換してフィードバック信号y(t)として誤差信号推定演算部33に入力する。
誤差信号推定演算部33は、送信信号x(t)とフィードバック信号y(t)を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。DA変換器37a,37bは得られた誤差信号の同相成分、直交成分をそれぞれDA変換して直交変調器43に入力する。直交変調器43はDA変換器37a,37bから入力する同相成分、直交成分(I,Q信号)に直交変調を施して誤差信号SEを発生する。アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部32は主信号SMと誤差信号SEを合成してアンプに入力する。
尚、合成部32から出力する合成信号をRF信号に周波数変換(IF→RF)してからアンプ34に入力し、分配器35からのアンプ出力信号をIF信号に周波数変換(RF→IF)してからAD変換器36に入力する構成も可能である。
以上によりアンプ入力信号は、アンプの非線形歪みの逆特性を付加された(プリディストーションを施された)信号となるため、アンプ出力において線形な増幅出力信号が得られる。
(C)第3実施例
図7は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第3実施例であり、図1の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。第3実施例において第1実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系(複素座標系)において演算する点であり、送信信号x(t)を1ビットづつ交互に振り分けて直交信号(I信号、Q信号)に変換するS/P変換器41、ディジタル直交変調器45,46、ディジタル直交復調器47が設けられている。
S/P変換器41は送信信号x(t)を直交信号に変換し、ディジタル直交変調器45はS/P変換部から入力する同相成分及び直交成分(I,Q信号)に直交変調を施し、DA変換器31はディジタルの直交変調信号をアナログに変換して主信号SMを発生する。合成部32は主信号SMと誤差信号推定演算部33から出力する誤差信号SEと合成して電力増幅器(アンプ)34に入力する。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器35によって分岐され、AD変換器36に入力する。AD変換器36は入力信号をディジタルに変換してディジタル直交復調器47に入力し、ディジタル直交復調器47は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、同相成分、直交成分をフィードバック信号y(t)として誤差信号推定演算部33に入力する。
誤差信号推定演算部33は、送信信号x(t)とフィードバック信号y(t)を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算し、その同相成分、直交成分をディジタル直交変調器46に入力する。ディジタル直交変調器46は入力する同相成分、直交成分(I,Q信号)に直交変調を施し、DA変換器37はディジタルの直交変調信号(誤差信号)をアナログに変換して誤差信号SEを発生する。アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部32は主信号SMと誤差信号SEを合成してアンプ34に入力する。
尚、合成部32から出力する合成信号をRF信号に周波数変換(IF→RF)してからアンプ34に入力し、分配器35からのアンプ出力信号をIF信号に周波数変換(RF→IF)してからAD変換器36に入力する構成も可能である。
以上によりアンプ入力信号は、アンプの非線形歪みの逆特性を付加された(プリディストーションを施された)信号となるため、アンプ出力において線形な増幅出力信号が得られる。
図8はディジタル直交変調器の実施例である。符号付け部45aは同相成分υiに符号を付加し、符号付け部45bは直交成分υqに符号を付加する。セレクタ45cはベースバンド信号をυi(t),−υq(t+Ts),−υi(t+2Ts),υq(t+3Ts)等の順番に従ってで選択して(Tsはサンプリング周期)、DA変換器31に入力し、DA変換器31は入力信号をアナログ信号に変換し主信号SMとして出力する。ここで得られる出力変調信号の周波数fIFとDA変換器31のサンプル周波数(セレクタの切替周波数)fsampleは下式
fsample=4×fIF (2)
に示す関係がある。以上によりディジタル直交変調が行われ変調信号が生成される。
図9はディジタル直交復調器の実施例である。受信IF信号(あるいはRF信号)はAD変換器36でサンプルされる。この時、下式
fsample=4×fIF/(4m+1) (3)
の条件を満たすようにIF周波数fIFとfsampleを選ぶことにより、直交復調を行う。ただし、mは自然数とする。上記の条件で得られるサンプル値は同相成分をυi、直交成分をυqとすれば、セレクタ47aは入力信号をυi(t),−υq(t+Ts),−υi(t+2Ts),υq(t+3Ts)等の順番に従って出力する。すなわち、セレクタ47aは、出力のサンプル系列を偶数サンプル、奇数サンプルに分け、偶数サンプルを符号反転部47bに入力し、奇数サンプリングを符号反転部47cに入力し、符号反転部47b,47cは入力信号に交互に符号反転を施すことにより、直交復調結果であるυi,υqを発生する。ここでυi,υqは同相成分、直交成分であり、サンプル時刻がずれたサンプル系列として得られるため、インターポレーション(補間)とフィルタリング処理により所望のタイミングのサンプル値を内挿して求める。以上によりディジタル直交検波が行われ、等価ベースバンド信号(複素信号)が得られる。
(D)第4実施例
図10は本発明の第4実施例の構成図であり、図6の第2実施例と同一部分には同一符号を付している。第2実施例と異なる点は、直交復調器44から出力する同相成分、直交成分をサンプルホールドするサンプルホールド回路48a,48bをAD変換器36a,36bの前段に設けた点である。
AD変換器36a,36bのサンプルクロックfsampleと、サンプルホールド回路48a,48bの制御信号fSHは独立に供給される。サンプル帯域はサンプルホールド回路48a,48bのサンプリングゲートを制御する制御信号fSHのパルス幅で決定され、サンプル速度(単位時間当たりのサンプル数)はAD変換器のサンプルクロックfsampleで決定される。
得られたサンプル系列はフィードバック値として誤差信号推定演算部33に入力し、歪補償係数の更新に用いられる。誤差推定演算推定部33は図11に示すように時間的に連続したフィードバック値を必要としない構成が可能なため、サンプル速度をサンプル帯域で決まるナイキストレートより低く設定した間引きサンプルが可能となる。尚、図11の誤差推定演算推定部33は図4の構成に対して遅延回路DLYを付加したものである。
サンプルホールド回路48a,48bは直交復調器44から出力する同相成分、直交成分を制御信号fSHに従ってサンプル、ホールドし、AD変換器36a,36bはホールドされた信号をサンプルクロックfsampleに従ってディジタル信号に変換してフィードバック値を得る。このときサンプルホールド回路48a,48bのサンプル時間は、サンプリングする入力歪み信号の帯域特性によって決まる。ホールド時間は保持された信号をAD変換するのに必要な変換時間で決まる。又、誤差信号推定演算部33へフィードバックされるディジタル信号のレートは、AD変換速度に対応したレートとなる。
誤差信号推定演算部33は参照信号(送信信号)を遅延回路DLYで遅延させてフィードバック信号に対応する時刻の参照信号にし、該遅延参照信号とフィードバック信号の差が零となるようにLMS適応アルゴリズムに従って歪補償係数を演算し、該歪補償係数を遅延した電力値が示す歪補償係数記憶部33qのアドレスに記憶して更新する。このときの歪補償係数の更新は、AD変換速度に対応した速度で行われる。一方、送信信号への歪補償係数の乗算(プリディストーション)は、歪補償係数記憶部33qの遅延のない送信信号に応じたアドレスに記憶されている歪補償係数を用いて、送信信号のサンプル速度で行われる。具体的にはデュアルポートRAM等を用いてプリディストーションと歪補償係数の更新を独立して処理する。
第4実施例によれば、例えば広帯域のサンプルホールド回路と高精度のAD変換器を組合わせることにより、広帯域、高ダイナミックレンジが要求されるW−CDMAの歪補償方式において、デバイス性能の制約下で有効なフィードバック値をサンプルすることが可能となる。
(E)第5実施例
図12は本発明の第5実施例の構成図であり、図7の第3実施例と同一部分には同一符号を付している。第3実施例と異なる点は、AD変換器36の前段にアンプ34の出力信号をサンプル、ホールドするサンプルホールド回路49を設けた点である。
サンプルホールド回路49はIF信号あるいはRF信号(アンプ出力信号)を制御信号fSHに従ってサンプル、ホールドし、AD変換器36はホールドされた信号をサンプルクロックfsampleに従ってディジタル信号に変換し、ディジタル直交復調器47は該ディジタル信号にディジタル的に直交復調処理を施して帰還信号の同相成分、直交成分を発生し、これら信号を誤差信号推定演算部33に入力する。サンプル帯域とサンプル速度の関係、誤差信号推定演算部の動作等は前述の第4実施例と同様である。
第5実施例によれば、広帯域のサンプルホールド回路と高精度のAD変換器を組合わせることにより、広帯域、高ダイナミックレンジが要求されるW−CDMAの歪補償方式において、デバイス性能の制約下で有効なフィードバック値をサンプルすることが可能となる。
(F)第6実施例
図13は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の本発明の第6実施例の無線装置の構成図であり、4つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。尚、第1実施例と同一部分には同一符号を付している。
各キャリアの送信信号x1(t),,x2(t),x3(t),x4(t)は、各々独立のDA変換器511〜514によりアナログ信号に変換され、フィルタ521〜524を通過後、周波数変換部531〜534で所望のキャリア周波数f1,f2,f3,f4に周波数変換され(図14の(a)参照)、合成部54で周波数多重される。
得られた周波数多重信号(主信号)SMは合成部32において誤差信号推定演算部33から出力する誤差信号SEと合成されて電力増幅器(アンプ)34に入力される。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器35によって分岐され、周波数変換器55でf1−f0,f2−f0,f3−f0,f4−f0の周波数多重信号に周波数変換され、フィルタ56通過後にAD変換器36でAD変換され、フィードバック信号SFとなる。
一方、送信信号x1(t),x2(t),x3(t),x4(t)のデジタル値は周波数シフト部571〜574でexp(jω1t),exp(jω2t),exp(jω3t),exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数f1,f2,f3,f4に周波数シフトを施された後、合成部58で周波数多重される。このディジタル周波数多重信号は、前述の個別キャリア信号をアナログ合成して得られた主信号SMと等価な信号となる。しかる後、周波数シフト部59で、ディジタル周波数多重信号にexp(−jω0t)を乗算されてf1−f0,f2−f0,f3−f0,f4−f0の周波数多重信号に変換され(図14の(b)参照)、誤差信号推定演算部33に参照信号SRとして入力する。
尚、以下の実施例でも同様であるが、周波数シフト部59を削除し、各周波数シフト部571〜574でexp(j(ω1−ω0)t),exp(j(ω2−ω0)t),exp(j(ω3−ω0)t),exp(j(ω4−ω0)t)を乗算するように構成することもできる。又、周波数変換部55でf0の周波数シフトをしない場合は、周波数シフト部59や後述する周波数変換器61は不要である。
誤差信号推定演算部33は、参照信号SRとフィードバック信号SFを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。DA変換器37は得られた誤差信号をDA変換し、フィルタ60を介して周波数変換部61に入力する。周波数変換部61は誤差信号に周波数f0の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータによりレベルを調整した後に主信号と合成する。アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部32は主信号SMと誤差信号SEを合成してアンプに入力する。これにより周波数多重信号(主信号)にアンプの非線形歪みの逆特性を付加した信号が得られる。
(G)第7実施例
図15は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第7実施例であり、図13の第6実施例と同一部分には同一符号を付している。第7実施例において第6実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系(複素座標系)において演算する点である。このため、送信信号x1(t)〜x4(t)を直交信号(I信号、Q信号)に変換するS/P変換器711〜714、直交変調器721〜724,73、直交復調器74が設けられている。又、DA変換器511〜514として送信信号の同相成分、直交成分をそれぞれDA変換するDA変換器5111,5112〜5141,5142が設けられ、DA変換器37として誤差信号の同相成分、直交成分をDA変換するDA変換器37a,37bが設けられ、AD変換器36としてフィードバック信号の同相成分、直交成分ををAD変換するAD変換器36a,36bが設けられている。
S/P変換器711〜714は送信信号x1(t)〜x4(t)を直交信号に変換し、DA変換器5111,5112〜5141,5142は各直交信号の同相成分、直交成分をアナログ信号に変換し、フィルタを介して直交変調器721〜724に入力する。直交変調器721〜724は、対応するDA変換器5111,5112〜5141,5142から入力する同相成分及び直交成分(I,Q信号)に直交変調を施し、周波数変換部531〜534は各直交変調信号の周波数を所望のキャリア周波数f1,f2,f3,f4にアップコンバージョンし、合成部54は周波数多重して主信号SMを発生する。
合成部32は主信号SMと誤差信号推定演算部33から出力する誤差信号SEを合成して電力増幅器(アンプ)34に入力する。分配器35はアンプ出力の一部を分岐し、周波数変換器55はf1−f0,f2−f0,f3−f0,f4−f0の周波数多重信号にダウンコンバージョンし、フィルタ56を介して直交復調器74に入力する。直交復調器74は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、I,Q信号をAD変換器36a,36bに入力し、各AD変換器はI,Q信号をAD変換してフィードバック信号として誤差信号推定演算部33に入力する。
一方、送信信号x1(t),x2(t),x3(t),x4(t)をそれぞれ直交変換して得られた直交信号は周波数シフト部571〜574でexp(jω1t),exp(jω2t),exp(jω3t),exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数f1,f2,f3,f4に周波数シフトを施された後、合成部58で周波数多重される。しかる後、周波数シフト部59で、ディジタル周波数多重信号にexp(−jω0t)を乗算されてf1−f0,f2−f0,f3−f0,f4−f0の周波数多重信号に変換され、誤差信号推定演算部33に参照信号SRとして入力する。
誤差信号推定演算部33は、参照信号とフィードバック信号を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。DA変換器37a,37bは得られた誤差信号の同相成分、直交成分をDA変換し、フィルタ60a,60bを介して直交変調器73に入力する。直交変調器73は入力信号を直交変調し、変調信号を周波数変換部61に入力する。周波数変換部61は誤差信号に周波数f0の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、合成部32はレベル調整された誤差信号を主信号に合成してアンプに入力する。これにより、アンプの非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
(H)第8実施例
図16は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第8実施例であり、図13の第6実施例と同一部分には同一符号を付している。第8実施例において第6実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系(複素座標系)において演算する点であり、S/P変換器711〜714、ディジタル直交変調器751〜754,76、ディジタル直交復調器77が設けられている。
S/P変換器711〜714は送信信号x1(t),x2(t),x3(t),x4(t)を直交信号(I信号、Q信号)に変換し、ディジタル直交変調器751〜754は各直交信号の同相成分及び直交成分(I,Q信号)にディジタル直交変調を施し、DA変換器511〜514はディジタルの直交変調信号をアナログに変換し、フィルタを介して周波数変換部531〜534に入力する、各周波数変換部531〜534は各直交変調信号の周波数を所望のキャリア周波数f1,f2,f3,f4にアップコンバージョンし、合成部54は周波数多重して主信号SMを発生する。
合成部32は主信号SMと誤差信号推定演算部33から出力する誤差信号SEを合成して電力増幅器(アンプ)34に入力する。分配器35はアンプ出力の一部を分岐し、周波数変換器55はf1−f0,f2−f0,f3−f0,f4−f0の周波数多重信号にダウンコンバージョンし、フィルタ56を介してAD変換器36に入力する。AD変換器36は入力信号をディジタルに変換してディジタル直交復調器47に入力し、ディジタル直交復調器47は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、同相成分、直交成分をフィードバック信号として誤差信号推定演算部33に入力する。
一方、送信信号x1(t),x2(t),x3(t),x4(t)を直交変換して得られた直交信号は周波数シフト部571〜574でexp(jω1t),exp(jω2t),exp(jω3t),exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数f1,f2,f3,f4に周波数シフトを施された後、合成部58で周波数多重される。しかる後、周波数シフト部59で、ディジタル周波数多重信号にexp(−jω0t)を乗算されてf1−f0,f2−f0,f3−f0,f4−f0の周波数多重信号に変換され、誤差信号推定演算部33に参照信号SRとして入力する。
誤差信号推定演算部33は、参照信号とフィードバック信号を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算し、その同相成分、直交成分をディジタル直交変調器76に入力する。ディジタル直交変調器76は入力する同相成分、直交成分(I,Q信号)に直交変調を施し、DA変換器37はディジタルの直交変調信号(誤差信号)をアナログに変換し、変調信号をフィルタ60を介して周波数変換部61に入力する。周波数変換部61は誤差信号に周波数f0の信号を乗算して周波数アップコンバージョンする。アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、合成部32はレベル調整された誤差信号を主信号に合成してアンプに入力する。これにより、アンプの非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
(I)第9実施例
図17は本発明の第9実施例の構成図であり、図15の第7実施例と同一部分には同一符号を付している。第7実施例と異なる点は、直交復調器74から出力する同相成分、直交成分をサンプルホールドするサンプルホールド回路78a,78bをAD変換器36a,36bの前段に設けた点であり、サンプルホールド回路78a,78b、AD変換器36a,36b、誤差信号推定演算部33の動作は図10の第4実施例と同じであり、同一の効果が得られる。
(J)第10実施例
図18は本発明の第10実施例の構成図であり、図16の第8実施例と同一部分には同一符号を付している。第8実施例と異なる点は、AD変換器36の前段にアンプ34の出力信号をサンプル、ホールドするサンプルホールド回路79を設けた点であり、サンプルホールド回路79、AD変換器36、誤差信号推定演算部33の動作は図13の第5実施例と同じであり、同一の効果が得られる。
(K)第11実施例
図19は参照信号の振幅及び位相を補正する機能を備えた第11実施例の無線装置の構成図であり、図13の第6実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、周波数シフト部571〜574の替わりに補正回路811〜814を設け、合成部58から出力する周波数多重信号(参照信号)が合成部54から出力する主信号SMと一致するように該参照信号の振幅及び位相を補正する点である。各補正回路811〜814は、周波数変換部531〜534で周波数変換により得られた信号と、送信ベースバンド信号x1(t)〜x4(t)をディジタル演算により周波数シフトした信号とをキャリア毎に比較し、その差が零となるように制御し、参照信号を主信号と一致させる。
図20は補正回路811の構成図であり、他の補正回路812〜814も同様の構成を備えている。AD変換器81aは周波数変換部531から出力する周波数変換された信号をディジタルに変換し、乗算部81bは初期時、送信信号x1(t)とexp(jωt)を乗算し、該送信信号x1(t)の周波数をディジタル的にシフトした信号を出力する。比較器81cは2つの入力信号の振幅差υd、位相差φdを検出し、誤差△υ=υd・exp(jψd)を得る。平均化回路81dは比較器81cの出力を平均化して平均誤差△υavrを発生し、共役複素信号出力部81eは平均誤差△υavrの複素共役値△υavr*を発生し、乗算部81fは△υavr*をexp(jωt)に乗算し、乗算部81は送信信号x1(t)と△υavr*・exp(jωt)の乗算を行う。以上の制御を繰り返すことにより、比較器81cに入力する2つの信号の振幅差υd、位相差φdが零になるようにする。
図21は図15の第7実施例に適用できる補正回路の構成図であり、図20の補正回路と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、AD変換器81aの替わりに、直交復調器81gとAD変換器81h,81iを設けた点である。直交復調器81gは周波数変換部531の出力信号に直交復調処理を施し、AD変換器81h、81iは直交復調器から出力する同相成分、直交成分をディジタルに変換して比較器81cに入力する。一方、乗算部81bは送信ベースバンド信号x1(t)の周波数をディジタル的にシフトした信号を出力する。比較器81cは2つの入力信号の振幅差υd、位相差φdを検出し、以後、補正回路は図20の場合と同様にこれらの差が零となるように制御する。
図22は図16の第8実施例に適用できる補正回路の構成図であり、図20の補正回路と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、AD変換器81aの後段にディジタル直交復調器81jを設けた点である。AD変換器81aは周波数変換部531の出力信号をディジタルに変換し、ディジタル直交復調器81jはAD変換器出力信号にディジタル的に直交復調処理を施し、復調信号の同相成分、直交成分を比較器81に入力する。一方、乗算部81bは送信ベースバンド信号x1(t)の周波数をディジタル的にシフトした信号を出力する。比較器81cは2つの入力信号の振幅差υd、位相差φdを検出し、以後、補正回路は図20の場合と同様にこれらの差が零となるように制御する。
(L)第12実施例
図23は本発明の第12実施例の無線装置の構成図であり、図13の第6実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、ディジタル的に周波数をシフトする際に発生するexp(jω0t),exp(jω1t)〜exp(jω4t)と同期したPLL回路840〜844を設け、各PLL回路よりアナログ的に周波数変換する際に用いる周波数f0,f1〜f4のローカル信号を供給する点である。第12実施例によれば、アナログ周波数多重信号とディジタル周波数多重信号の周波数を同期させることができ、歪補償の精度を向上できる。
(M)第13実施例
図24は本発明の第13実施例の無線装置の構成図であり、図13の第6実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、DA変換器851〜854を設け、ディジタル的に周波数をシフトする際に発生するexp(jω1t)〜exp(jω4t)を各DA変換器でDA変換して周波数f0,f1〜f4のローカル信号を発生する点である。第13実施例によれば、アナログ周波数多重信号とディジタル周波数多重信号の周波数を同期させることができ、歪補償の精度を向上できる。尚、周波数f0のローカル信号は第12実施例にし従ってexp(jω0t)と同期したPLL回路840より発生している。
(N)第14実施例
図25は本発明の第14実施例の無線装置の構成図で、4つの周波数を多重した場合の例を示しており、図13の第6実施例と同一部分には同一符号を付している。第6実施例と異なる点は、各送信ベースバンド信号x1(t)〜x4(t)にディジタル的に周波数シフト処理を施し、得られる信号をDA変換して合成することによりアナログ周波数多重信号を発生する点である。
各送信ベースバンド信号x1(t),x2(t),x3(t),x4(t)は、所望のキャリア周波数間隔で決まるexp(jω1t),exp(jω2t),exp(jω3t),exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数シフトを施された後、各々DA変換器511〜514でアナログ信号に変換され、合成部54は各DA変換器出力を合成しアナログ周波数多重信号を生成する。
合成部32は、周波数多重信号(主信号)SMと誤差信号推定演算部33から出力する誤差信号SEを合成して電力増幅器(アンプ)34に入力する。分配器35はアンプの出力信号の一部を分岐し、周波数変換器55はアンプ出力信号に周波数f0のローカル信号を乗算し、周波数をダウンコンバージョンし、フィルタ56を介してAD変換器36に入力する。AD変換器36は入力信号をAD変換し、得られたディジタル信号をフィードバック信号SFとして誤差信号推定演算部33に入力する。
一方、合成部58は、ディジタル周波数シフト部571〜574から出力する送信信号x1(t)・exp(jω1t),x2(t)・exp(jω2t),x3(t)・exp(jω3t),x4(t)・exp(jω4t)を合成してディジタル周波数多重信号を生成する。このディジタル周波数多重信号は、前述のアナログ周波数多重信号と等価な信号となる。しかる後、周波数シフト部59は、ディジタル周波数多重信号にexp(−jω0t)を乗算して周波数をダウンコンバージョンし、誤差信号推定演算部33に参照信号SRとして入力する。
誤差信号推定演算部33は、参照信号SRとフィードバック信号SFを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。DA変換器37は得られた誤差信号をDA変換し、フィルタ60を介して周波数変換部61に入力する。周波数変換部61は誤差信号に周波数f0の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、合成部32はレベル調整された誤差信号と主信号を合成する。これによりアンプ非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
(P)第15実施例
図26は本発明の第15実施例の無線装置の構成図で、4つの周波数を多重した場合の例を示しており、図13の第6実施例と同一部分には同一符号を付している。第6実施例と異なる点は、アナログの周波数多重部AFMPをサンプリングレート変換器911〜914、ディジタル変調器921〜924、DA変換器511〜514、各DA変換器出力を合成する合成部54で構成している点である。
サンプリングレート変換器911〜914は、各送信ベースバンド信号x1(t),x2(t),x3(t),x4(t)をキャリア周波数で決まるサンプル速度にレート変換する。具体的には出力するIFキャリア周波数の4倍のレートに変換する。レート変換後、ディジタル直交変調器921〜924はレート変換された信号を各キャリア毎にディジタル変調し、変調信号をDA変換器511〜514に入力する。DA変換器511〜514は変調信号をアナログにDA変換し、合成部54は各DA変換器の出力を合成してアナログ周波数多重信号(主信号)SMを生成する。
合成部32は周波数多重信号(主信号)と後述する手段によって生成される誤差信号を合成してアンプ34に入力する。分配器35はアンプ34の出力信号の一部を分岐する。周波数変換器55はアンプ出力信号に周波数f0のローカル信号を乗算し、周波数をダウンコンバージョンし、フィルタ56を介してAD変換器36に入力する。AD変換器36は入力信号をAD変換し、得られたディジタル信号をフィードバック信号SFとして誤差信号推定演算部33に入力する。
一方、合成部58は、ディジタル周波数シフト部571〜574から出力する送信信号x1(t)・exp(jω1t),x2(t)・exp(jω2t),x3(t)・exp(jω3t),x4(t)・exp(jω4t)を合成してディジタル周波数多重信号を生成する。このディジタル周波数多重信号は、前述のアナログ周波数多重信号SMと等価な信号となる。しかる後、周波数シフト部59は、ディジタル周波数多重信号にexp(−jω0t)を乗算して周波数をダウンコンバージョンし、誤差信号推定演算部33に参照信号SRとして入力する。
誤差信号推定演算部33は、参照信号SRとフィードバック信号SFを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。DA変換器37は得られた誤差信号をDA変換し、フィルタ60を介して周波数変換部61に入力する。周波数変換部61は誤差信号に周波数f0の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータ38は誤差信号のレベルを調整し、合成部32はレベル調整された誤差信号と主信号を合成する。これによりアンプ非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
図27はサンプリングレート変換器の原理図である。ディジタル信号の情報速度をm/n倍に変換するサンプリングレート変換器は、入力サンプル値の間にm−1個の0を挿入するインターポレータ91a、エイリアスを除去するフィルタ91b、フィルタ出力のサンプル列からn個おきに必要なサンプルタイミングの値を取り出すデシメータ91cで構成される。m/n倍のサンプリングレート変換器により、チップレートあるいはチップレートの整数倍のサンプル速度で生成される送信ベースバンド信号x(t)を、キャリア間隔で決まるサンプル速度の信号に変換する。
図28はサンプリングレート変換器の実施例である。サンプリングレート変換器は、フィルタタップの重み係数を切替えるFIRフィルタで実現される。このFIRフィルタは、複数の遅延部DLY、複数の係数乗算部MPL、乗算部の出力を合成する加算器ADD、タップ係数を切り替えるタップ制御器TCCでを有している。FIRフィルタにおける演算式は次式
で、示される。ここで、x(i)はフィルタ入力の離散時間信号、y(i)はフィルタ出力の離散時間信号であり、h(k)はm倍オーバーサンプル、タップ長Ntapで設計したエイリアス除去フィルタのインパルスレスポンスである。例としてm=4、n=3、Ntap=8の場合について、図28の構成におけるタップ係数h(k)の切替え制御を以下に示す。タップ係数h(k)は、h(−16)〜h(15)の32個(=m×Ntap個)を式(2)の規則に従って切替ることにより得られる。
このタップ係数を重み係数として用いたFIRフィルタにより、4/3倍のサンプリングレート変換を実現できる。
以上本発明によれば、広帯域、高ダイナミックレンジの信号に対する非線形歪補償において、使用するDA変換器のビット精度の低減、AD変換器の変換速度の低減が可能となる。
又、本発明によれば、これまで困難であったW−CDMAマルチキャリア信号に対するプリディストータを既存のD/A、A/D変換器のデバイス性能で実現できる。
又、本発明によれば、従来のフィードフォワード歪補償方式に必須であった、補助アンプ、遅延線、結合器などが不要となるため、電力増幅器全体としての効率を改善できる。
【図面の簡単な説明】
図1は本発明の第1実施例の無線装置である。
図2は誤差信号推定演算部の実施例(カルテジアン方式)である。
図3は誤差信号推定演算部の実施例(ポーラループ方式)である。
図4は誤差信号推定演算部の実施例(LMSアルゴリズムによる方式)である。
図5は誤差信号推定演算部の実施例(過去の送信信号値を考慮した例)である。
図6は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第2実施例(アナログ直交変復調器使用)である。
図7は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第3実施例(ディジタル直交変復調器使用)である。
図8はディジタル直交変調器の原理図である。
図9はディジタル直交復調器の原理図である。
図10は本発明の第4実施例の無線装置である。
図11は遅延調整を加味した誤差信号推定演算部の構成図である。
図12は本発明の第5実施例の無線装置である。
図13は本発明の第6実施例の無線装置の構成図であり、複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の実施例である。
図14は周波数変換説明図である。
図15は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第7実施例(アナログ直交変復調器使用)である。
図16は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第8実施例(ディジタル直交変復調器使用)である。
図17は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第9実施例(サンプルホールド回路、アナログ直交変復調器使用)である。
図18は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第10実施例(サンプルホールド回路、ディジタル直交変復調器使用)である。
図19は参照信号の振幅、位相を補正する機能を備えた無線装置の第11実施例である。
図20は補正回路の構成図である。
図21は第7実施例の無線装置に適用できる補正回路の構成図である。
図22は第8実施例の無線装置に適用できる補正回路の構成図である。
図23は第12実施例の無線装置の構成図である。
図24は第13実施例の無線装置の構成図である。
図25は第14実施例の無線装置の構成図である。
図26は第15実施例の無線装置の構成図である。
図27はサンプリングレート変換器の原理図である。
図28はサンプリングレート変換器の実施例である。
図29は従来の送信装置の構成図である。
図30は送信電力増幅器の非直線性による問題点の説明図である。
図31は従来のディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置の構成(カルテジアン方式)である。
図32はフィードフォワード方式の従来例の構成図である。
Claims (3)
- 複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する無線装置において、
ディジタルの各送信信号をアナログの送信ベースバンド信号に変換して出力するDA変換器、
各送信ベースバンド信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算を施して周波数多重するアナログの周波数多重部、
周波数多重信号を増幅して送信する送信電力増幅器、
該送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する分岐手段、
分岐手段で分岐した送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られた信号をディジタルに変換し、フィードバック信号として出力するAD変換器、
ディジタルの各送信信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算をディジタル的に施して周波数多重し、参照信号を出力するディジタルの周波数多重部、
参照信号と前記フィードバック信号を用いて送信増幅器の非線形歪みに起因する誤差信号を推定して出力する誤差推定演算部、
該誤差信号をアナログに変換して出力するDA変換器、
該DA変換器でアナログに変換された誤差信号と前記アナログ周波数多重部の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力する合成器、
を備え、前記ディジタルの周波数多重部は、
送信信号毎に、前記アナログの周波数多重部で周波数シフトにより得られたアナログ信号をディジタルに変換するAD変換器、送信信号毎に、該送信信号にディジタル的に周波数シフト演算を施した信号を出力する周波数シフト部、送信信号毎に、該AD変換出力と該周波数シフト部の出力信号とを比較し、比較結果に基づいて該周波数シフト部の出力信号の振幅と位相を補正する手段を有する補正回路、
送信信号毎の各補正回路の出力信号を合成して前記参照信号を出力する合成部、
を備えたことを特徴とする無線装置。 - 複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する無線装置であって、ディジタルの各送信信号をアナログの送信ベースバンド信号に変換して出力する第1のDA変換器、各送信ベースバンド信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算を施して周波数多重するアナログの周波数多重部、周波数多重信号を増幅して送信する送信電力増幅器、該送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する分岐手段、分岐手段で分岐した送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られた信号をディジタルに変換し、フィードバック信号として出力するAD変換器、ディジタルの各送信信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算をディジタル的に施して周波数多重し、参照信号を出力するディジタルの周波数多重部、参照信号と前記フィードバック信号を用いて送信増幅器の非線形歪みに起因する誤差信号を推定して出力する誤差推定演算部、該誤差信号をアナログに変換して出力する第2のDA変換器、該第2のDA変換器でアナログに変換された誤差信号と前記アナログ周波数多重部の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力する合成器を備えた無線装置において、
各送信信号を同相成分と直交成分の直交信号に変換する手段、
前記第1のDA変換器を構成し、それぞれの直交信号の同相成分及び直交成分をアナログに変換するDA変換器、
前記直交信号毎に、対応するDA変換器から出力するアナログの同相成分及び直交成分を入力されて送信信号に直交変調を施す複数の第1の直交変調器、
送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られる信号に直交復調処理を施す直交復調器、
前記AD変換器を構成し、直交復調器から出力する直交復調信号の同相成分と直交成分をそれぞれディジタルに変換するAD変換器、
前記第2のDA変換器を構成し、誤差信号推定演算部から出力する誤差信号の同相成分及び直交成分をそれぞれアナログに変換するDA変換器、
該DA変換器から出力する誤差信号の各信号成分を入力されて誤差信号に直交変調を施す第2の直交変調器、
を備え、前記ディジタルの周波数多重部は、
送信信号毎に、前記アナログの周波数多重部で周波数シフトにより得られたアナログ信号に直交復調処理を施す直交復調器、直交復調器から出力する直交復調信号の同相成分と直交成分をそれぞれディジタルに変換するAD変換器、送信信号毎に、該送信信号の同相成分と直交成分にディジタル的に周波数シフト演算を施した信号を出力する周波数シフト部、送信信号毎に、該AD変換器の出力信号と該周波数シフト部の出力信号とを比較し、比較結果に基づいて該周波数シフト部から出力される出力信号の振幅と位相を補正する手段を有する補正回路、
送信信号毎の各補正回路から出力される出力信号の同相成分と直交成分をそれぞれ合成して前記参照信号を出力する合成部、を備え、
前記誤差信号推定演算部は、前記参照信号と前記直交復調信号の同相成分の差及び直交成分の差がそれぞれ零となるように誤差信号を出力し、前記合成部は第1、第2の直交変調器の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力することを特徴とする無線装置。 - 複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する無線装置であって、ディジタルの各送信信号をアナログの送信ベースバンド信号に変換して出力する第1のDA変換器、各送信ベースバンド信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算を施して周波数多重するアナログの周波数多重部、周波数多重信号を増幅して送信する送信電力増幅器、該送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する分岐手段、分岐手段で分岐した送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られた信号をディジタルに変換し、フィードバック信号として出力するAD変換器、ディジタルの各送信信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算をディジタル的に施して周波数多重し、参照信号を出力するディジタルの周波数多重部、参照信号と前記フィードバック信号を用いて送信増幅器の非線形歪みに起因する誤差信号を推定して出力する誤差推定演算部、該誤差信号をアナログに変換して出力する第2のDA変換器、該第2のDA変換器でアナログに変換された誤差信号と前記アナログ周波数多重部の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力する合成器を備えた無線装置において、
各送信信号を同相成分と直交成分の直交信号に変換する手段、
各直交信号毎に、ディジタルの同相成分と直交成分を入力されて送信信号に直交変調を施して前記第1のDA変換器に入力する第1のディジタル形直交変調器、
前記AD変換器の出力信号に直交復調処理を施すディジタル形直交復調器、
誤差信号推定演算部から出力する誤差信号の同相成分及び直交成分を入力され、該誤差信号に直交変調を施して前記第2のDA変換器に入力する第2のディジタル形直交変調器、
を備え、前記ディジタルの周波数多重部は、
送信信号毎に、前記アナログの周波数多重部で周波数シフトにより得られたアナログ信号をディジタルに変換するAD変換器、AD変換器の出力信号に直交復調処理を施すディジタル形直交復調器、送信信号毎に、該送信信号の同相成分と直交成分にディジタル的に周波数シフト演算を施した信号を出力する周波数シフト部、送信信号毎に、該ディジタル形直交復調器から出力される直交復調信号と該周波数シフト部の出力信号とを比較し、比較結果に基づいて該周波数シフト部から出力される出力信号の振幅と位相を補正する手段を有する補正回路、
送信信号毎の各補正回路から出力される出力信号の同相成分と直交成分をそれぞれ合成して前記参照信号を出力する合成部、を備え、
前記誤差信号推定演算部は、前記参照信号と前記直交復調信号の同相成分の差及び直交成分の差がそれぞれ零となるように誤差信号を出力することを特徴とする無線装置。
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