TWI516019B - 通訊裝置及提高數位預失真線性化的方法 - Google Patents

Description

通訊裝置及提高數位預失真線性化的方法

本發明涉及訊號處理系統，尤其涉及一種通訊裝置及提高數位預失真線性化的方法。

在無線通訊中，通常利用功率放大器(Power Amplifier，PA)傳輸多載波訊號。在大多數通訊系統的無線發射放大器對輸入訊號線性度皆有一定要求。放大器會對輸入訊號進行壓縮或進行非線性輸入輸出處理，從而避免輸出訊號對臨近通道的訊號造成干擾，維持臨近通道功率比率(Adjacent Channel Power Ratio，ACPR)。

預失真為一種改善無線發射放大器非線性效果及ACPR的技術。在傳輸系統中應用數位預失真技術，對比傳輸訊號與反饋訊號，壓縮內部調變失真，使得高效傳輸訊號的同時也維持了較高的ACPR，從而符合相關頻譜發射的要求。

然而，在傳輸訊號的過程中，除了放大器的失真以外，在通道間的失真也會存在。這些失真會嚴重影響數位預失真線性化的效果。由於多重反射的存在，不同相位的訊號將產生不同的波峰和波谷，振幅幅度的變化和群延遲的變化將更加厲害。加之環境因素的影響，帶有自適應修正上述影響的功能很有必要。

同時，不同通道訊號傳輸中的其他因素，如：放大器的輸入傳輸線及放大器與回饋訊號接收器的連接線等也會引入顯著延遲的反射訊號，也會導致回饋通道中的訊號失真。

有鑑於此，需提供一種通訊裝置及提高數位預失真線性化的方法，以更好地抑制訊號失真。

本發明實施方式所提供的提高數位預失真線性化的方法，適用於通訊裝置中，本方法包括：在減小波峰因數處理階段，通訊裝置的減小波峰因數處理單元接收多載波訊號並對多載波訊號進行訊號處理；在傳輸濾波補償階段，通訊裝置的傳輸濾波補償單元對減小波峰因數處理單元處理後的訊號進行訊號處理；在上採樣階段，通訊裝置的上採樣單元對傳輸濾波補償單元處理後的訊號進行上採樣，使得上採樣後的訊號具有能進行內部調變訊號處理的頻寬；在數位預失真處理階段，位於上採樣單元和功率放大器間的第一數位預失真單元對上採樣處理後的訊號進行數位預失真處理，使得數位預失真處理後的傳輸訊號具有抑制功率放大器非線性失真的特性；在訊號轉換階段，數位類比訊號轉換單元將數位預失真處理後的傳輸訊號轉換為類比預失真訊號；在訊號放大階段，將類比預失真訊號傳輸到功率放大器中進行處理；在預失真算法階段，根據數位預失真處理後的傳輸訊號和功率放大器放大輸出的回饋訊號，預失真算法單元輸出多項式係數，抑制回饋訊號的多通道失真並向第一數位預失真單元輸出多項式係數，使得第一數位預失真單元可以完成預失真運算規則的處理進程。

優選地，其中預失真算法階段還包括：根據訊噪比率和臨近通道功率比率，從複數個多項式係數中選出最佳多項式係數。

優選地，其中預失真算法階段還包括：應用回饋訊號的多通道失真補償濾波進程，抑制多通道失真。

優選地，多通道失真補償濾波進程，還包括使用數位有限脈波響應濾波器抑制多通道失真。

優選地，提高數位預失真線性化的方法還包括：數位預失真係數估算單元產生多項式係數；將多項式係數傳送到第二數位預失真單元；根據多項式係數，第二數位預失真單元進行數位預失真處理，產生第一預失真訊號；根據第一預失真訊號，數位預失真效果估算單元計算出第一訊噪比率和第一臨近通道功率比率；驗證單元將第一訊噪比率和訊噪比 率門檻值進行比較，將第一臨近通道功率比率和臨近通道功率比率門檻值進行比較。

優選地，提高數位預失真線性化的方法還包括：根據從第一數位預失真單元輸出端獲取的傳輸訊號及從功率放大器輸出端採集的回饋訊號，數位預失真係數估算單元產生多項式係數。

優選地，提高數位預失真線性化的方法還包括：關聯單元判定傳輸訊號和回饋訊號間的第一時間偏移值；根據第一時間偏移值，延遲單元調整傳輸訊號和回饋訊號，使兩訊號同步。

優選地，提高數位預失真線性化的方法還包括：補償優化單元判定傳輸訊號和回饋訊號間的第二時間偏移值；根據第二時間偏移值，延遲單元調整傳輸訊號和回饋訊號，使兩者同步。

優選地，提高數位預失真線性化的方法還包括：補償優化單元提供多通道補償濾波係數給多通道補償濾波單元；根據多通道補償濾波係數，多通道補償濾波單元抑制回饋訊號的多通道失真。

本發明實施方式所提供的通訊裝置，包括減小波峰因數處理單元、傳輸濾波補償單元、上採樣單元、第一數位預失真單元、數位類比訊號轉換單元、功率放大器、預失真算法單元，其中減小波峰因數處理單元用於接收多載波訊號並對多載波訊號進行訊號處理；傳輸濾波補償單元用於對減小波峰因數處理單元處理後的傳輸訊號進行訊號處理；上採樣單元用於對傳輸濾波補償單元處理後的傳輸訊號進行上採樣，使得上採樣後的傳輸訊號具有能進行內部調變訊號處理的頻寬；第一數位預失真單元位於上採樣單元和功率放大器間，用於對上採樣處理後的傳輸訊號進行數位預失真處理，使得數位預失真後的傳輸訊號具有抑制功率放大器非線性失真的特性；數位類比訊號轉換單元用於將傳輸訊號轉換為類比預失真訊號；功率放大器用於放大類比預失真訊號；預失真算法單元用於根據數位預失真處理後的傳輸訊號和功率放大器放大輸出的回饋訊號，輸出多項式係數，抑制回饋訊號的多通道失真並向第一數位預失真單元輸出多項式係數，使得第一數位預失真單元可以完成預失真運算規則的處理進程。

優選地，其中傳輸濾波補償單元用於抑制傳輸鏈路中上採樣 單元、第一數位預失真單元、數位類比訊號轉換單元以及功率放大器的線性失真。

優選地，預失真算法單元用於根據訊噪比率和臨近通道功率比率，從複數個多項式係數中選出最佳多項式係數。

優選地，通訊裝置還包括：多通道失真補償濾波單元，用於對回饋訊號進行濾波。

優選地，多通道失真補償濾波單元還包括：數位有限脈波響應濾波器，用於對回饋訊號進行數位有限脈波響應濾波，以抑制回饋訊號的多通道失真。

優選地，通訊裝置還包括數位預失真係數估算單元、第二數位預失真單元、數位預失真效果估算單元、驗證單元，其中數位預失真係數估算單元用於產生多項式係數；第二數位預失真單元用於根據多項式係數，進行數位預失真處理，產生第一預失真訊號；數位預失真效果估算單元用於根據第一預失真訊號，計算出第一訊噪比率和第一臨近通道功率比率；驗證單元用於將第一訊噪比率和訊噪比率門檻值進行比較，將第一臨近通道功率比率和臨近通道功率比率門檻值進行比較。

優選地，其中預失真算法單元還用於根據從第一數位預失真單元輸出端獲取的傳輸訊號及從功率放大器輸出端採集的回饋訊號，產生多項式係數。

優選地，通訊裝置還包括關聯單元及延遲單元，其中關聯單元，用於判定傳輸訊號和回饋訊號間的第一時間偏移值；延遲單元，用於根據第一時間偏移值，調整傳輸訊號和回饋訊號，使兩訊號同步。

優選地，通訊裝置還包括補償優化單元、多通道補償濾波單元，其中補償優化單元用於判定傳輸訊號和回饋訊號間的第二時間偏移值，提供多通道補償濾波係數；多通道補償濾波單元用於根據多通道補償濾波係數，抑制回饋訊號的多通道失真；其中，延遲單元，還用於根據第二時間偏移值，調整傳輸訊號和回饋訊號，使兩訊號同步。

10‧‧‧MCPA傳輸系統

10A‧‧‧無線傳輸通訊系統

11‧‧‧多載波混合單元

12，110‧‧‧CFR處理單元

13‧‧‧DPD處理單元

14‧‧‧類比訊號傳輸通道

15‧‧‧功率放大器

16‧‧‧傳輸濾波單元

17‧‧‧天線

18，800‧‧‧射頻開關

19‧‧‧類比訊號回饋單元

100‧‧‧TFC單元

200‧‧‧上採樣單元

300‧‧‧第一數位預失真單元

350‧‧‧濾波單元

400‧‧‧DAC

500‧‧‧類比訊號傳輸通道

600‧‧‧功率放大器

700‧‧‧傳輸濾波單元

900‧‧‧類比訊號回饋接收器

1000‧‧‧ADC

1100‧‧‧DPD算法單元

1110‧‧‧傳輸訊號捕獲單元

1120‧‧‧回饋訊號捕獲單元

1130‧‧‧重採樣單元

1140‧‧‧關聯單元

1150‧‧‧多通道補償濾波單元

1160‧‧‧DPD係數估算單元

1170‧‧‧第二數位預失真單元

1180‧‧‧DPD效果估算單元

1190‧‧‧補償優化單元

1195‧‧‧驗證單元

圖1為本發明一多載波功率放大器(Multi Carrier Power Amplifier，MCPA)傳輸系統實施例的架構圖。

圖2為本發明另一MCPA傳輸系統實施例的架構圖。

圖3為一數位預失真(Digital Pre-Distortion,DPD)算法單元及多通道補償處理單元實施例的架構圖。

本發明揭露了一種方法對多通道訊號、反射訊號及其他因素導致的失真進行補償，以提高DPD線性化的性能。與本發明相適應的無線通訊裝置包括MCPA傳輸系統。在實施例中所公開的通訊裝置可以為獨立的裝置、各種整合的網路閘道裝置或網路終端設備。各種網路閘道裝置包括無線網路中的基站、橋接器、路由器、交換機、熱點或集線器。網路終端設備包括機上盒、行動電話、個人平板電腦、桌上電腦、媒體播放器、數碼相機、個人數位助手(Personal Digital Assistants，PDAs)、導航裝置或行動網路裝置(Mobile Internet Devices，MID)等。

圖1為帶有DPD處理單元13的MCPA傳輸系統10的實施例架構圖，其中DPD處理單元13具有回饋閉環自適應的功能。如圖1所示，回饋通道包括射頻開關18和類比訊號回饋單元19。射頻開關18用於從功率放大器15輸出端或傳輸濾波單元16輸出端選擇回饋訊號。被捕獲的回饋訊號經由射頻開關18及類比訊號回饋單元19輸入DPD處理單元13中進行訊號回饋。多載波混合單元11傳輸多載波訊號到減小波峰因數(Crest Factor Reduction，CFR)處理單元12。多載波訊號被定義為一個關於變數t的函數x(t)。多載波混合單元11，用於把常用頻譜中的複數個獨立載波組合在一起以產生複合訊號y(t)，其中每個獨立載波皆有各自的增益γ_i和頻率f_i(變數i為整數)，則複合訊號y(t)的表達式為：

式中j代表虛數，N_y為獨立載波的總數，第i個載波訊號以 x_i(t)表示。

CFR處理單元12對多載波訊號進行處理，使得多載波的峰值對平均值比率(Peak to Average Ratio，PAR)減小，多載波最終能以接近飽和放大器輸出功率的有效值進行傳輸。CFR處理單元12輸出的訊號先輸入到DPD處理單元13進行處理後，再經由依次連接在DPD處理單元13後的類比訊號傳輸通道14、功率放大器15及傳輸濾波單元16輸出。

DPD算法單元1100將捕獲的傳輸訊號與回饋訊號進行處理，獲得抑制功率放大器15非線性的特性，以抑制內部調變失真(Inter-Modulation Distortion，IMD)。然後把抑制功率放大器15非線性的特性作為DPD處理單元13的反傳遞函數對放大器非線性進行處理。

DPD處理單元13應用線性化處理進程以修正失真及改善ACPR。然而，這一進程是以回饋通道的觀測數據為前提的，正如觀測圖1所示的天線輸出一樣。在傳輸訊號過程中訊號質量會變差，捕獲到的回饋訊號與天線輸出訊號不一致。當有多射頻訊號傳輸的時候，類比訊號容易受到其他通道訊號的干擾。雖然，其他通道上的訊號與本通道的傳輸訊號有著相同的特性，但他們之間的振幅幅度、時間延遲以及相位存在差異。這樣，使得回饋訊號中既帶有用訊號也帶有導致回饋訊號失真的無用訊號，DPD線性化的性能有所降低。

導致訊號振幅幅度變化及群延遲產生的原因，可能是由多通道間的訊號相互作用引起。不同振幅幅度及相位的訊號相互作用，將導致訊號的振幅幅度變化及時間延遲，從而限制了DPD線性化的效果。特別在多通道間訊號延遲及振幅幅度較大的時候，限制就更為明顯。

圖2展示了一種無線傳輸通訊系統10A的架構圖。如圖2所示，CFR輸出端藉由依次連接在其後的傳輸濾波補償(Transmission Filter Compensation，TFC)單元100、上採樣單元200、第一數位預失真單元300、濾波單元350、數位類比訊號轉換單元(Digital to Analog Converter，DAC)400、類比訊號傳輸通道500、功率放大器600及傳輸濾波單元700與天線17連接。此外，功率放大器600的輸出端及傳輸濾波單元700的輸出端依次藉由射頻開關800、類比訊號回饋接收器900、類比數位訊號轉換單元 (Analog to Digital Converter，ADC)1000、DPD算法單元1100與第一數位預失真單元300連接。

首先，CFR處理單元12接收及處理多載波訊號以產生CFR處理的訊號，其中CFR處理單元12，用於減小數位域中多載波訊號的波峰因數或降低PAR。

CFR處理單元12輸出的訊號將被送到TFC單元100進行失真修正。然後，使用上採樣單元200將訊號上變頻為採樣率R_TX的訊號，使得經上採樣單元200輸出的訊號比TFC單元100輸出的訊號具有更高的採樣率及足夠寬的頻寬以進行內部調變訊號處理。

第一數位預失真單元300接收上採樣單元200輸出的訊號，應用數位預失真的方法對上採樣單元200與功率放大器600間傳輸訊號的非線性失真進行補償，產生預失真訊號，使得預失真訊號有較好的抑制功率放大器600非線性的特性，從而使第一數位預失真單元300與功率放大器600間的鏈路達到內部調變被壓縮的線性功率放大器的實際效果。頻帶外的殘餘內部調變訊號將被傳輸到濾波單元700中濾除，其中傳輸濾波單元700可以為雙工濾波器或單工濾波器。

DAC 400把預失真訊號轉換成類比預失真訊號，並輸入功率放大器600中。

如圖3所示，DPD算法單元1100包括DPD係數估算單元1160及其它組件。為了達到最大線性化的效果，較為理想的是類比訊號傳輸通道500、功率放大器600及類比回饋接收通道皆無線性失真，使得DPD係數估算單元1160可以估算出最佳的濾波係數。DPD算法單元1100向第一數位預失真單元300輸出多項式係數W，使得第一數位預失真單元300得以完成DPD運算規則的處理進程。

根據第一數位預失真單元300產生的預失真訊號和功率放大器600輸出的回饋訊號，DPD算法單元1100輸出多項式係數W以抑制經放大的多通道回饋訊號失真，其中功率放大器600輸出的回饋訊號經由射頻開關800、類比訊號回饋接收器900和ADC 1000組成的回饋接收通道輸入DPD算法單元1100。

TFC單元100，用於抑制傳輸通道中的線性失真，以確保從源訊號到傳輸濾波單元700之間的增益平坦度及一致的群延遲。傳輸通道中的線性失真包括傳輸訊號的振幅紋波和群延遲失真。

TFC單元100是一個可編程的P分接頭(p taps)複合有限脈波響應(Finite Impulse Response，FIR)濾波器，其輸出訊號y_n的表達式如下：

其中，濾波係數v _i 從DPD算法單元1100獲得，x_n-i代表TFC單元100的輸入訊號。TFC單元100將CFR處理的訊號輸出為已TFC的訊號，以抑制傳輸通道的失真，傳輸通道包括上採樣單元200、第一數位預失真單元300、濾波單元350、DAC 400、無類比訊號傳輸通道500、功率放大器600。

上採樣單元200把TFC單元100輸出訊號的採樣率提高到採樣率為R_TX，使得從上採樣單元200輸出訊號的頻寬足夠大以覆蓋修正訊號內部調變失真所要求的頻帶。例如，假設TFC100的輸出訊號頻率為100MHz，採樣率為125Ms/s，IMD為5階失真，則這100MHz的訊號需要進行重新調整採樣率以支持5階IMD或500MHz頻寬。這就需要進行4階的上採樣。

第一數位預失真單元300可以是基於多項式的線性化處理單元，也可以是其他DPD技術的處理單元，如基於查找表技術或其他非線性處理技術以抑制IMD的方法。本發明主要著重於抑制線性失真以改善DPD效果和修正非線性失真。

理論上，第一數位預失真單元300結合DPD算法單元1100提供的數據將輸入的訊號轉換成具有抑制非線性特性的輸出訊號，以補償放大器及其它因素引起的非線性失真。

z=DPD(y)=PA ^-1(y) (3)

其中，y是第一數位預失真單元300的輸入訊號，z是經第一數位預失真單元300處理後的輸出訊號。當DPD為放大器的反函數時，放大器輸出的訊號與第一數位預失真單元300的輸入訊號為相同的訊號，以p代表功率放大器600的輸出訊號，有以下表達式：p=PA(z)=PA(DPD(y))=PA(PA ^-1(y))=y (4)

當第一數位預失真單元300的輸入訊號y不含有頻帶外的內部調變時，則可以認為功率放大器600已抑制內部調變。

然而，當傳輸訊號和回饋訊號皆受到多通道訊號和反射訊號的干擾，第一數位預失真單元300的輸入訊號將不再是功率放大器600輸出訊號的反函數，因此功率放大器600的輸出訊號帶有一定的IMD干擾。DPD算法單元1100應及時找到須修正的訊號振幅及相位並送到回饋通道以獲得盡可能好的線性化。

濾波單元350，使用N_Q分接頭(N_Q taps)的FIR濾波器抑制傳輸通道和功率放大器的多通道訊號或反射訊號的影響，用以下表達式表示：

其中，j和o分別代表濾波單元350的輸入和輸出訊號，Q_n為濾波係數，N_Q為濾波單元350的濾波分接頭總數，當系統校準或DPD工作時，調整濾波係數Q_n的值以達到源訊號與回饋訊號的最佳訊噪比率(Signal to Noise Ratio，SNR)。

DAC 400，用於把濾波單元350輸出的數位訊號轉換為類比訊號傳輸通道500的類比輸入訊號。DAC 400為高動態範圍的轉換器，避免DAC的量化噪聲加大傳輸通道的系統噪聲。

類比訊號傳輸通道500對DAC 400輸出的訊號進行上變頻，產生功率放大器600的射頻輸入訊號。優選地，在預失真頻帶中保持類比訊號傳輸通道500的較小振幅增益及群延遲失真。

功率放大器600把功率較低的射頻輸入訊號轉換成便於傳輸的高功率射頻訊號，功率放大器600可能用到多級功率放大器，以接近放大器飽和功率的水平高效傳輸訊號。

傳輸濾波單元700濾除頻帶外的殘餘的內部調變訊號，防止此訊號對上行接收通道的訊號及美國聯邦通訊委員會所要求的訊號造成干擾。傳輸濾波單元700可為頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD)系統的一部份。

由於頻帶內振幅急劇變化的存在，傳輸濾波單元700會導致振幅幅度銳減(Sharp Amplitude Roll-Off)和快速群延遲變化，使得誤差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)變差。因此，較難保持傳輸訊號的最小失真。需由TFC單元100對傳輸訊號的訊號失真進行修正。

射頻開關800，用於選擇功率放大器600的輸出訊號或者傳輸濾波單元700的輸出訊號作為回饋訊號輸入接收通道中。射頻開關800以兩種模式工作：(1)放大器的DPD線性化模式：射頻開關800獲取功率放大器600的輸出訊號進行DPD線性化處理；(2)傳輸濾波補償模式：此模式用於傳輸濾波變化及群延遲的均衡化，射頻開關800獲取傳輸濾波單元700的輸出訊號或天線的輸入訊號進行傳輸濾波補償。

多數時間，射頻開關800採用放大器的DPD線性化模式，以快速更新DPD的多項式係數W。少數時間，射頻開關800按需採用傳輸濾波補償模式。

類比訊號回饋接收器900將功率放大器600的輸出的射頻訊號下變頻以獲得能被ADC 1000數位轉換的中頻訊號或基帶訊號。優選地，在回饋訊號的頻帶中保持類比訊號回饋接收器900的較小振幅增益變化及群延遲變化失真。

ADC 1000，用於把功率放大器600或傳輸濾波單元700輸出的類比訊號轉換為DPD算法單元1100的數位輸入訊號。ADC 1000的動態範圍足夠大，避免ADC1000的量化噪聲對訊號處理產生影響。

如圖3所示，圖3展示了DPD算法單元1100的架構圖。DPD算法單元1100的處理進程是先獲取傳輸訊號T的樣本T_i及回饋訊號F的樣本F_i，再經過訊號處理，為第一數位預失真單元300獲取最佳的多項式係數W。

第一數位預失真單元300的輸出訊號已經過預失真處理，有了較寬的訊號頻寬。N_TX個基帶IQ訊號樣本被DPD算法單元1100以採樣率R _TX 獲取並存儲在傳輸訊號捕獲單元1110中。

當ADC1000的輸入訊號為中頻訊號時，被轉換為基帶IQ訊號。ADC 1000輸出的訊號為數位回饋訊號，N_FB個基帶IQ訊號樣本被DPD算法單元1100以採樣率R _FB獲取並存儲在回饋訊號捕獲單元1120中，以供後續線性化處理或傳輸補償處理。

重採樣單元1130包括插值濾波器及與抽取濾波器(Decimation Filter圖中未注明)連接的延遲單元。插值濾波器對回饋訊號捕獲單元1120存儲的回饋訊號進行採樣率為K˙R _TX 的重採樣，其中R _TX 為第一數位預失真單元300的採樣率，K為一個適度大的整數，如4、6或8。隨後，被重採樣的訊號送到延遲單元中調整相關位置。

抽取濾波器以採樣率R _TX 接收並抽取延遲單元的回饋訊號。插值濾波器接收時間延遲n並以分辨率使延遲單元調整訊號。

經過插值濾波器處理的訊號使重採樣單元1130調整指針以獲得最佳的時間延遲，從而獲得最好的DPD效果。

關聯單元1140，用於搜索經插值濾波器處理後的回饋訊號和傳輸訊號捕獲單元1110輸出訊號之間的最佳時間偏移值t₁(第一時間偏移值)。這個處理過程可以通過搜索峰值訊號的SNR _n 來完成。

其中，L指的是積分長度，U_i指的是第二數位預失真單元 1170的輸出樣本(變數i指1至L間的一個整數)，T_i指的是傳輸訊號捕獲單元1110輸出訊號(變數i指1至L間的一個整數)，U_i’和T_i’分別為U_i和T_i的共軛複數。

在搜索最大SNR值的過程中，時間延遲n可用於重採樣單元1130中以調整時間延遲。根據最佳的時間偏移值和時間延遲n，重採樣單元1130的延遲單元調整獲取的傳輸訊號及回饋訊號，使兩訊號同步。

多通道補償濾波單元1150，用於抑制使回饋訊號失真的多通道訊號或反射訊號，從而使得DPD算法單元1100為第一數位預失真單元300提供最佳的多項式係數W。多通道補償濾波單元1150使用FIR濾波器對回饋訊號的失真進行抑制，此濾波器用以下表達式表示：

其中，N_p為分接頭數量，P_i為濾波係數，G和H分別為多通道補償濾波單元1150的輸入訊號和輸出訊號，G_n-i和H_n分別為G和H的樣本。

補償優化單元1190搜索優化的濾波係數並應用到多通道補償濾波單元1150中。

DPD係數估算單元1160計算多項式係數W並向第二數位預失真單元1170提供多項式係數W。DPD係數估算單元1160提供多項式係數W作為一種DPD解決方案。

第二數位預失真單元1170應用這一多項式係數W產生預失真訊號U並將其輸入DPD效果估算單元1180。

DPD效果估算單元1180將訊號U和獲取的傳輸訊號T進行比較，以決定多項式係數W的SNR或ACPR。根據表達式(5)，計算多項式係數W中的SNR。另外，ACPR的計算如以下表達式所示：

其中，f_FUN指基礎載波的頻率，f_IMD指觀測邊帶的頻率，B為載波頻寬，F(x,f,B)指訊號x帶通濾波器，其中心頻率為f、頻寬為B。可以對傳輸訊號及回饋訊號進行數位訊號處理以完成這一處理過程。

補償優化單元1190搜索最佳的時間延遲n作為第二時間偏移，搜索補償濾波係數P，作為表達式(6)的係數供多通道補償濾波單元1150工作。這一搜索過程就是為了找到最佳的時間延遲n和濾波係數P，從而提供正如DPD效果估算單元1180計算的最佳SNR和ACPR。

補償優化單元1190有兩種模式：

模式1，強力搜索模式：強力搜索模式搜索的是時間延遲n，及P_i的振幅a_i、相位θ _i (i為1至N_p中的一個整數)。以下相關舉例將用括號“{}”標示。為了找到最大的SNR或ACPR，本搜索模式結合重採樣單元1130、多通道補償濾波單元1150、DPD係數估算單元1160、第二數位預失真單元1170和DPD效果估算單元1180使用。如以下步驟所示，完成這個搜索模式：1. 補償優化單元1190設置n=0，{a_i}=0，{θ _i }=0；2. 重採樣單元1130激活時間延遲n；3. 多通道補償濾波單元1150激活{a _i }和{θ _i }；4. DPD係數估算單元1160計算多項式係數W，但只把多項式係數W送到第二數位預失真單元1170進行效能評估；5. 第二數位預失真單元1170計算U_i；6. DPD效果估算單元1180計算SNR與/或ACPR；7. 補償優化單元1190調整n,{a _i }和{θ _i }；8. 重複步驟2-7知道找到最高的SNR與/或ACPR，確定n,{a _i }和{θ _i }的最佳值。

模式2，直接計算P_i： 用表達式計算P_i 係數P通過以下方程得到：(F’F)．P=(F’T) (11)

其中，

F={f_n}為獲取的回饋訊號樣本，T={t_n}為獲取的傳輸訊號樣本，F’為F的共軛複數，NN為用於計算係數P陣列的樣本數。

計算以上方程，濾波係數P_i可表示為：

然後，在多通道補償濾波單元1150應用濾波係數P_i。

根據提供多項式係數W，第二數位預失真單元1170提供已 預失真處理的訊號U給DPD效果估算單元1180，驗證單元1195驗證多項式係數W得出的第一訊噪比率SNR與/或第一臨近通道功率比率ACPR。SNR門檻值SNR_T和ACPR門檻值ACPR_T皆預先指定，舉例說明，當SNR的某個值SNR₁和ACPR的某個值ACPR₁與第i個多項式係數W(以下用Wi表示第i個多項式係數W)相關時，則驗證單元1195做出以下判定：1．當SNR₁>SNR_T或ACPR₁>ACPR_T時，判定第i個多項式係數W_i可行；2．否則，判定第i個多項式係數W_i不可行。

如果第i個多項式係數W_i可行，則驗證單元1195將方案中的W_i傳送到第一數位預失真單元300和第二數位預失真單元1170進行處理，從而在DPD及放大器線性化處理中獲得較好的SNR及ACPR。如果第i個多項式係數W_i不可行，則驗證單元1195忽略第i個多項式係數W_i，第一數位預失真單元300繼續沿用先前的多項式係數W直到找到符合判定條件的多項式係數W。

在DPD處理過程中，抑制由反射訊號、傳輸通道失真和回饋通道失真引起的線性失真，實現多通道補償的方法，使得更多的線性化資源能用在放大器非線性和剩餘失真的抑制處理進程中，DPD線性化變得更有效率。

無線傳輸通訊系統10A中的架構，可以部份或全部集成在晶片在中。

綜上所述，本發明符合發明專利要件，爰依法提出專利申請。惟，以上該者僅為本發明之較佳實施例，舉凡熟悉本案技藝之人士，在爰依本案發明精神所作之等效修飾或變化，皆應包含於以下之申請專利範圍內。

10A‧‧‧無線傳輸通訊系統

12‧‧‧CFR處理單元

17‧‧‧天線

100‧‧‧TFC單元

200‧‧‧上採樣單元

300‧‧‧第一數位預失真單元

350‧‧‧濾波單元

400‧‧‧DAC

500‧‧‧類比訊號傳輸通道

600‧‧‧功率放大器

700‧‧‧傳輸濾波單元

800‧‧‧射頻開關

900‧‧‧類比訊號回饋接收器

1000‧‧‧ADC

1100‧‧‧DPD算法單元

Claims (18)

1. 一種提高數位預失真線性化的方法，適用於通訊裝置中，該方法包括：在減小波峰因數處理階段，該通訊裝置的減小波峰因數處理單元接收多載波訊號並對該多載波訊號進行訊號處理；在傳輸濾波補償階段，該通訊裝置的傳輸濾波補償單元對該減小波峰因數處理單元處理後的訊號進行訊號處理；在上採樣階段，該通訊裝置的上採樣單元對該傳輸濾波補償單元處理後的訊號進行上採樣，使得上採樣後的訊號具有能進行內部調變訊號處理的頻寬；在數位預失真處理階段，位於該上採樣單元和功率放大器間的第一數位預失真單元對該上採樣處理後的訊號進行數位預失真處理，使得該數位預失真處理後的傳輸訊號具有抑制該功率放大器非線性失真的特性；在訊號轉換階段，數位類比訊號轉換單元將該數位預失真處理後的傳輸訊號轉換為類比預失真訊號；在訊號放大階段，將該類比預失真訊號傳輸到該功率放大器中進行處理；及在預失真算法階段，根據該數位預失真處理後的傳輸訊號和該功率放大器放大輸出的回饋訊號，預失真算法單元輸出多項式係數，抑制該回饋訊號的多通道失真並向該第一數位預失真單元輸出該多項式係數，使得該第一數位預失真單元可以完成預失真運算規則的處理進程。
2. 如申請專利範圍第1項所述之提高數位預失真線性化的方法，其中該預失真算法階段還包括：根據訊噪比率和臨近通道功率比率，從該等多項式係數中選出最佳多項式係數。
3. 如申請專利範圍第1項所述之提高數位預失真線性化的方法，其中該預失真算法階段還包括：應用該回饋訊號的多通道失真補償濾波進程，抑制該多通道失真。
4. 如申請專利範圍第3項所述之提高數位預失真線性化的方法，還包括使用數位有限脈波響應濾波器抑制該多通道失真。
5. 如申請專利範圍第3項所述之提高數位預失真線性化的方法，還包括：數位預失真係數估算單元產生該多項式係數； 將該多項式係數傳送到第二數位預失真單元；根據該多項式係數，該第二數位預失真單元進行數位預失真處理，產生第一預失真訊號；根據該第一預失真訊號，數位預失真效果估算單元計算出第一訊噪比率和第一臨近通道功率比率；驗證單元將該第一訊噪比率和訊噪比率門檻值進行比較，將該第一臨近通道功率比率和臨近通道功率比率門檻值進行比較。
6. 如申請專利範圍第5項所述之提高數位預失真線性化的方法，還包括：根據從該第一數位預失真單元輸出端獲取的該傳輸訊號及從該功率放大器輸出端採集的該回饋訊號，該數位預失真係數估算單元產生該多項式係數。
7. 如申請專利範圍第6項所述之提高數位預失真線性化的方法，還包括：關聯單元判定該傳輸訊號和該回饋訊號間的第一時間偏移值；根據該第一時間偏移值，延遲單元調整該傳輸訊號和該回饋訊號，使該兩訊號同步。
8. 如申請專利範圍第7項所述之提高數位預失真線性化的方法，還包括：補償優化單元判定該傳輸訊號和該回饋訊號間的第二時間偏移值；根據該第二時間偏移值，該延遲單元調整該傳輸訊號和該回饋訊號，使兩者同步。
9. 如申請專利範圍第8項所述之提高數位預失真線性化的方法，還包括：該補償優化單元提供多通道補償濾波係數給多通道補償濾波單元；根據該多通道補償濾波係數，該多通道補償濾波單元抑制該回饋訊號的該多通道失真。
10. 一種通訊裝置，包括：減小波峰因數處理單元，用於接收多載波訊號並對該多載波訊號進行訊號處理；傳輸濾波補償單元，用於對該減小波峰因數處理單元處理後的傳輸訊號進行訊號處理；上採樣單元，用於對該傳輸濾波補償單元處理後的該傳輸訊號進行上採樣，使得上採樣後的該傳輸訊號具有能進行內部調變訊號處理的頻寬；第一數位預失真單元，位於該上採樣單元和功率放大器間，用於對該上採 樣處理後的該傳輸訊號進行數位預失真處理，使得數位預失真後的該傳輸訊號具有抑制該功率放大器非線性失真的特性；數位類比訊號轉換單元，用於將該傳輸訊號轉換為類比預失真訊號；該功率放大器，用於放大該類比預失真訊號；及預失真算法單元，用於根據數位預失真處理後的該傳輸訊號和該功率放大器放大輸出的回饋訊號，輸出多項式係數，抑制該回饋訊號的多通道失真並向該第一數位預失真單元輸出該多項式係數，使得該第一數位預失真單元可以完成預失真運算規則的處理進程。
11. 如申請專利範圍第10項所述之通訊裝置，其中該傳輸濾波補償單元，用於抑制傳輸鏈路中該上採樣單元、該第一數位預失真單元、該數位類比訊號轉換單元以及該功率放大器的線性失真。
12. 如申請專利範圍第10項所述之通訊裝置，其中該預失真算法單元，用於根據訊噪比率和臨近通道功率比率，從該等多項式係數中選出最佳多項式係數。
13. 如申請專利範圍第10項所述之通訊裝置，還包括：多通道失真補償濾波單元，用於對該回饋訊號進行濾波。
14. 如申請專利範圍第13項所述之通訊裝置，還包括：數位有限脈波響應濾波器，用於對該回饋訊號進行數位有限脈波響應濾波，以抑制該回饋訊號的該多通道失真。
15. 如申請專利範圍第14項所述之通訊裝置，還包括：數位預失真係數估算單元，用於產生該多項式係數；第二數位預失真單元，用於根據該多項式係數，進行數位預失真處理，產生第一預失真訊號；數位預失真效果估算單元，用於根據該第一預失真訊號，計算出第一訊噪比率和第一臨近通道功率比率；及驗證單元，用於將該第一訊噪比率和訊噪比率門檻值進行比較，將該第一臨近通道功率比率和臨近通道功率比率門檻值進行比較。
16. 如申請專利範圍第15項所述之通訊裝置，其中該預失真算法單元，还用於根據從該第一數位預失真單元輸出端獲取的該傳輸訊號及從該功率放大器輸出端採集的該回饋訊號，產生該多項式係數。
17. 如申請專利範圍第16項所述之通訊裝置，還包括：關聯單元，用於判定該傳輸訊號和該回饋訊號間的第一時間偏移值；及延遲單元，用於根據該第一時間偏移值，調整該傳輸訊號和該回饋訊號，使該兩訊號同步。
18. 如申請專利範圍第17項所述之通訊裝置，還包括：補償優化單元，用於判定該傳輸訊號和該回饋訊號間的第二時間偏移值，提供多通道補償濾波係數；及多通道補償濾波單元，用於根據該多通道補償濾波係數，抑制該回饋訊號的該多通道失真；其中，該延遲單元還用於根據該第二時間偏移值，調整該傳輸訊號和該回饋訊號，使該兩訊號同步。