JPH10136048A

JPH10136048A - 負帰還増幅器

Info

Publication number: JPH10136048A
Application number: JP8286969A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Kanazawa; 昌幸金澤
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Hitachi Denshi KK
Priority date: 1996-10-29
Filing date: 1996-10-29
Publication date: 1998-05-22

Abstract

(57)【要約】【課題】カーテシアンループ方式の負帰還増幅器にお
いて、直交変調器入力のＤＣオフセット、帰還回路の位
相シフト、および、入力ベースバンドＩ，Ｑ信号の振幅
誤差をそれぞれ調整して、通信品質の劣化を低減して安
定に動作する負帰還増幅器を提供する。【解決手段】帰還ベースバンド信号が加算器に入力す
ることを禁止した開ループ制御状態において、Ｉ，Ｑ加
算器出力とＩ，Ｑ直交復調器出力を比較器に入力して基
準電圧と比較し、この判定情報によって制御装置がオフ
セット補正回路と移相器と振幅補正回路を調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、変調信号を電力増
幅する増幅器の非線形歪みを補償するカーテシアンル
ープ（ＣａｒｔｅｓｉａｎＬｏｏｐ）方式の負帰還増
幅器の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】カーテシアンループ方式の負帰還増幅器
は、ＱＰＳＫ変調方式、１６値ＱＡＭ変調方式、ＯＦＤ
Ｍ等の線形変調信号を電力増幅するために主に無線通信
に使用される。この負帰還増幅器は系が適切に調整され
ると、電力増幅器出力の非線形歪みを補償し、かつ、高
品質な通信を行うことが可能な線形増幅器として動作す
る。ところが、この負帰還増幅器には、以下に述べるよ
うな、いくつかの問題が生じる。

【０００３】１．入力信号と帰還信号のＤＣオフセット
の補正。

【０００４】入力信号のＤＣオフセットは変調精度の劣
化要因である。つまり、入力信号に対する帰還信号のＤ
Ｃオフセットは、直交変調器に入力し、そのＤＣオフセ
ット成分は直交変調器出力にキャリアリークを生じさせ
て通信品質を低下させる。

【０００５】２．帰還信号の位相シフトの調整。

【０００６】一般に、帰還回路のループ長や電力増幅器
の位相特性等により入力信号に比べて帰還信号は遅延し
ており、両者の位相関係は必ずしも最適な状態ではな
い。入力信号に対して帰還信号が逆位相の関係に調整さ
れると負帰還によって増幅器出力の非線型歪みが安定し
て補償されるが、位相調整が不十分であると系が安定せ
ず、最悪の場合、両者が同位相の関係になると正帰還と
して動作して発振を生じる。

【０００７】３．入力Ｉ相ベースバンド信号と入力Ｑ相
ベースバンド信号の振幅、レベル。

【０００８】特にカーテシアンループ方式の負帰還増幅
器では入力Ｉ相ベースバンド信号と入力Ｑ相ベースバン
ド信号の振幅、レベルが同一で、かつ、所定のレベルに
対して一致している必要がある。入力Ｉ相信号及び入
力Ｑ相信号の振幅差は変調精度の劣化要因であり、所定
レベルからの誤差は送信出力電力の誤差となる。

【０００９】したがって、このような負帰還増幅器を安
定かつ高品質に動作させるために少なくともＤＣオフセ
ット、位相シフトおよび入力振幅を調整する必要があ
る。

【００１０】負帰還増幅器の一例は、ＤＣオフセット調
整に関しては例えば特開平８−３２４６４が、位相調整
に関しては例えば特開平６−５０５８４７がある。

【００１１】先ず、ＤＣオフセット調整を行う負帰還増
幅器の第１の従来例を図８と図９を用いて説明する。

【００１２】図９において、１１０、１１１はディジタ
ルＩＱデータをアナログデータに変換するＤ／Ａ変換回
路、１２０、１２１は加算器、１３０、１３１は帯域制
限フィルタとして使用される前置増幅器、１４０は直交
変調器、１９０は発振器、１５０は電力増幅器、２７０
は方向性結合器、１６０は出力端子、１７０は帰還利得
を与える減衰器、１８０は直交復調器、２２１、２２２
は比較器でこれらにより、負帰還増幅器を構成する。負
帰還増幅器の前段にはＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎ
ａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）２５０が接続されている。
このＤＳＰ２５０はディジタルベースバンドＩ相信号及
びＱ相信号を出力し、かつ、電力増幅器の動作を不許可
とした開ループ状態でＤＣオフセットを検出してＤＣオ
フセット制御する。この入力ディジタルベースバンドＩ
相信号及びＱ相信号はＤ／Ａ変換回路１１０および１１
１で入力ベースバンドＩ相信号及びＱ相信号（いずれも
アナログデータ）に変換されて加算器１２０および１２
１に入力されて帰還信号と加算され、増幅器１３０およ
び１３１で帯域制限されて直交変調器１４０に入力され
る。直交変調器１４０は発振器１９０の出力の搬送波を
入力信号で直交変調した変調信号を出力する。この信号
は電力増幅器１５０で電力増幅され出力端子１６０から
アンテナ部へ出力される。一方、電力増幅器１５０の出
力の一部は方向性結合器２７０を介して帰還利得を与え
る減衰器１７０で減衰される。その後、直交復調器１８
０において発振器１９０出力の搬送波で前記帰還信号に
対応するベースバンドＩ相信号及びＱ相信号を復調して
加算器１２０および１２１で入力ベースバンドＩ相信号
及びＱ相信号に帰還される。このため、電力増幅器１５
０出力の非線形歪みが補償される。

【００１３】ところが、実際の回路においては入力ベー
スバンド信号に対する帰還ベースバンド信号のＤＣオフ
セット成分が加算器１２０および１２１の出力に生じて
直交変調器１４０に入力される。このＤＣオフセット成
分は直交変調器１４０出力にキャリアリークを発生さ
せ、電力増幅器１５０で電力増幅後アンテナ部から送出
さるため通信品質が劣化する。このＤＣオフセット成分
を補償するため、電力増幅器１５０がＤＳＰ２５０出力
のＯＮ／ＯＦＦ信号によってし、動作が不許可（ゲイン
を極端に低くする）に制御された開ループ状態において
以下のトレーニングが行われる。

【００１４】このときの開ループトレーニングを図８の
等価ブロック図を用いて説明する。図８は開ループトレ
ーニング時における図９の負帰還増幅器の状態を簡略化
して示した等価ブロック図であり、直交変調器１４０出
力および直交復調器１８０入力をターミナル３００およ
び３０１で終端した開ループモデルとして表されてい
る。図８において、ＤＳＰ２５０からＩ相入力および
Ｑ相入力にランプ信号（傾斜信号）Ｉ（ｔ）＝ａ・ｔ
［Ｖ］，Ｑ（ｔ）＝ａ・ｔ［Ｖ］（ａは実数）がそれぞ
れ入力され、直交復調器１８０は発振器１９０出力の搬
送波のみを入力したときの直交復調器１８０出力である
ＤＣオフセット成分−ΔＩ［Ｖ］および−ΔＱ［Ｖ］を
出力して加算器１２０及び１２１で上記入力ランプ信号
と加算される。加算器１２０及び１２１出力は、２つの
入力信号の大小比較結果を“１”又は“０”の２値信号
として出力する比較器２２１及び２２２に入力されて０
［Ｖ］と比較して比較結果をＤＳＰ２５０に出力する。
ＤＳＰ２５０は比較器２２１及び２２２出力が反転した
時刻ｔＩ及びｔＱのランプ入力値Ｉ（ｔＩ）およびＱ
（ｔＱ）をＤＣオフセット補正値として決定し、ＤＳＰ
２５０でディジタルベースバンドＩ相信号及びＱ相信号
にこの補正値を加算した信号を実際のベースバンド信号
として出力する。このＤＣオフセット調節によって加算
器１２０及び１２１出力のＤＣオフセット成分がキャン
セルされて直交変調器１４０出力のキャリアリーク発生
が回避される。

【００１５】次に、位相シフト調整を行う負帰還増幅器
の第２の従来例を図７と図６を用いて説明する。

【００１６】図７において、図９と同一参照符号は同一
物を示す。１００、１０１はベースバンドＩ相信号及び
Ｑ相信号の入力端子、２６０、２６１は迂回路、１３
２、１３３は開ループ制御時に動作が不許可に制御され
る増幅器、１２４、１２５は開ループ制御時に迂回路２
６０及び２６１を介して位相調整信号が注入される加算
器である。

【００１７】以下この動作について説明する。

【００１８】入力端子１００及び１０１よりベースバン
ドＩ相信号及びＱ相信号が入力されて加算器１２０およ
び１２１で帰還信号と加算される。加算器１２０及び１
２１出力は１３２及び１３３で帯域制限され、加算器１
２４及び１２５を介して直交変調器１４０に入力され
る。直交変調器１４０は発振器１９０出力の搬送波を入
力信号で直交変調した変調信号を出力して電力増幅器１
５０で電力増幅され出力端子１６０からアンテナ部へ出
力する。また、電力増幅器１５０出力の一部は方向性結
合器２７０および減衰器１７０を介して直交復調器１８
０に入力される。この直交復調器１８０は発振器１９０
出力の搬送波を入力して位相を回転して出力する移相器
２２０出力の搬送波で前記帰還信号に対応するベースバ
ンドＩ相信号及びＱ相信号を復調する。このＩ相信号及
びＱ相信号は加算器１２０および１２１で入力ベースバ
ンドＩ相信号及びＱ相信号に帰還される。ところが、入
力ベースバンド信号と帰還ベースバンド信号の位相シフ
トによって負帰還増幅器の動作は不安定となる。位相シ
フトを調整して負帰還増幅器を安定に動作させるため、
第１の増幅器１３２及び１３３が制御装置２４１出力の
制御信号によって動作が不許可に制御された開ループ状
態において以下のトレーニングが行われる。

【００１９】この開ループトレーニングを図６の等価ブ
ロック図を用いて説明する。図６は開ループトレーニン
グ時における図７の負帰還増幅器の状態を簡略化して示
した等価モデルであり、加算器１２０及び１２１と第１
の増幅器１３２及び１３３が削除された開ループモデル
として表されている。図６において、入力ベースバン
ドＩ及びＱを入力端子１００及び１０１から入力して迂
回路２６０及び２６１を介して加算器１２４及び１２５
から直接、直交変調器１４０に入力して直交変調された
変調信号を帰還路を介して直交復調器１８０に入力し、
復調する。復調されたベースバンドＩ’およびＱ’は比
較器２２３及び２２４に入力して符号を検出し、当該符
号情報を制御装置２４１に入力して入力ベースバンド信
号（Ｉ＋ｊＱ）に対する帰還ベースバンド信号（Ｉ’＋
ｊＱ’）の位相差が判定される。当該判定情報によって
制御装置２４１が移相器２２０を制御して位相シフトを
調整する。この位相シフト調整によって正しい位相関係
が確保されて負帰還増幅器は安定に動作する。

【００２０】最後に、入力Ｉ相ベースバンド信号と入力
Ｑ相ベースバンド信号の振幅、レベル補正について、図
４を用いて説明する。

【００２１】すなわち、図４のように入力端子１００及
び１０１とＤ／Ａ変換回路１１０及び１１１の間に振幅
補正回路２９０を配置し、Ｄ／Ａ変換回路１１０及び１
１１出力を比較器２２５及び２２６に入力して、入力端
子１００及び１０１に同一の信号Ｉ＝Ｑ＝ｃ［ｖ］を入
力し、比較器２２５及び２２６の一方の入力をｃ［ｖ］
の基準電圧に接続して比較判定して、当該判定情報によ
って制御装置が振幅補正回路２９０を調整する。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
従来例においては以下の問題が生じる。

【００２３】第１に、前述の図９に示した第１の従来例
において、直交復調器１８０出力のＤＣオフセットに対
する補正値を入力ベースバンド信号に加算して、加算器
１２０及び１２１出力でこれをキャンセルする制御構成
である。このため、図５に示すように加算器１２０及び
１２１で加算される入力ベースバンド信号の座標平面
（Ｉ−Ｑ平面）の原点Ｏ１と帰還ベースバンド信号の座
標平面（Ｉ’−Ｑ’平面）の原点Ｏ２が異なり、絶対座
標の原点Ｏ（０［ｖ］，０［ｖ］）に対して対称な関係
となる。したがって、原点のずれた座標平面の信号同士
を加算器１２０及び１２１で負帰還するため、本来、電
力増幅器１５０出力の非線形歪みをベースバンド座標平
面上で負帰還して非線形補償するカーテシアンループ方
式の負帰還増幅器において、原点のズレの２×ΔＩおよ
び２×ΔＱに対応した過補償が生じるために補償劣化が
生じる。

【００２４】第２に、前述の図９、第１の従来例のよう
に直交復調器１８０出力のＤＣオフセットに対する補正
値を入力ベースバンド信号に加算する制御構成でＤＣオ
フセット調整された後、続いて前述の図７に示した第２
の従来例のような構成で、入力ベースバンド信号を一巡
して直交復調した信号によって位相シフト調節を行う場
合、上述のような入力ベースバンド信号の座標平面と帰
還ベースバンド信号の座標平面のズレが存在すると、位
相シフトの調節が適切に実行されない。例えば、図６に
示した位相調整時のブロック図において、入力端子１０
０及び１０１からＩ＝ａ［ｖ］，Ｑ＝０［Ｖ］を入力し
て（ただし、入力信号は絶対座標に対してΔＩ及びΔＱ
のオフセットを受けているものとする。図５の点Ａを入
力）、直交復調器１８０出力を比較器２２３及び２２４
でそれぞれ０［ｖ］、すなわち絶対座標上で判定されて
位相シフト調整すると、位相調整後の直交復調器１８０
出力は図５の点Ｂとなる。これは、帰還ベースバンド信
号の座標平面（Ｉ’−Ｑ’平面）が入力ベースバンド信
号の座標平面（Ｉ−Ｑ平面）に対しθだけ位相回転され
ていることを意味しており、正しい位相関係が満足され
ず負帰還増幅器の不安定動作の要因となる。

【００２５】第３に、Ｄ／Ａ変換回路１１０及び１１１
の振幅誤差を調節する図４の構成では、Ｄ／Ａ変換回路
１１０及び１１１自身のＤＣオフセット（ΔＩＤＣ，Δ
ＱＤＣ）が存在する場合、および／または、前述のＤＣ
オフセット調節後のように入力信号に予め検出した直交
復調器１８０のオフセット補正値（ΔＩ，ΔＱ）が加算
されている場合、比較器２２５及び２２６入力のＩ相オ
フセット（ΔＩＤＣ＋ΔＩ）およびＱ相オフセット（Δ
ＱＤＣ＋ΔＱ）によって比較器出力に誤差が生じるため
正確な振幅補正が実行できない。

【００２６】第４に、前述の第１の従来例におけるＤＣ
オフセット制御と、第２の従来例における位相シフト制
御を行うためには、異なる２つの開ループ制御を行うた
めの回路構成が必要となる。

【００２７】本発明の第１目的は、上記の状況に鑑み、
カーテシアンループ方式を用いた負帰還増幅器におい
て、ＤＣオフセットの調整結果が位相シフト調節および
入力振幅調節に影響を与えることを回避する制御方式を
供給することにある。

【００２８】本発明の２目的は、上記の状況に鑑み、カ
ーテシアンループ方式を用いた負帰還増幅器において、
共通の開ループ制御方法、共通の誤差検出パスおよび、
共通の調節アルゴリズムを採用した簡単な回路構成およ
び手段によって、ＤＣオフセット、位相シフトおよび、
入力振幅を調節して安定かつ高品質な負帰還増幅器を供
給することにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記第１の
目的を達成するために、入力ベースバンド信号と帰還ベ
ースバンド信号のＤＣオフセットの調整を入力側の調整
の次に、帰還側の順で個別に調整し、その後、位相シフ
ト、入力振幅等のＤＣオフセット以外の調整をすること
を特徴とするものである。

【００３０】上記第２の目的を達成するため、送信信号
と帰還路の直交復調器出力との加算器入力の間に設けた
入力を禁止する手段と、利得を可変して順方向利得を調
整する増幅手段と、アンテナ部への不要な信号送出を禁
止する手段とを制御する開ループ制御構成とし、前記加
算器の出力と前記直交復調器の出力とを各々比較手段
で基準電圧と比較判定した結果によって制御装置が入力
ベースバンド信号のＤＣオフセットを補正する手段と、
復調ベースバンド信号のＤＣオフセットを補正する手段
と、帰還路の移相器と入力ベースバンド信号の振幅を補
正する手段を調整するようにしたものである。

【００３１】

【発明の実施の形態】本発明の基本的実施の形態の全体
構成を図１に示し、以下説明する。

【００３２】同図において、他の図と同一の参照符号は
同一物を示す。２４０は制御装置で、マイクロプロセッ
サまたはＤＳＰにより構成されている。２２０は比較
器、２３０は基準電圧回路、２１０は第１の禁止手段、
３１０は第１のオフセット補正回路、３１１は第２のオ
フセット補正回路、１３４、１３５は帯域制限フィルタ
として作用する前置増幅器、１２２、１２３、１２６、
１２７は加算器、２１１は第２の禁止手段である。２９
０はＤ／Ａ変換回路１１０及び１１１の前段又は後段に
設ける振幅補正手段で、前段に設ける場合にはＤ／Ａ変
換回路１１０及び１１１に入力するディジタル信号に補
正係数を重み付けすることによりＤ／Ａ変換回路出力信
号の振幅を補正する。後段に設ける場合にはアナログ的
な振幅補正手段となることは言うまでもない。以下の説
明では２９０を振幅補正回路と称す。

【００３３】次に、この動作について説明する。制御装
置２４０の出力の開ループ制御信号を第１の禁止手段２
１０、第２の禁止手段２１１および増幅器１３４及び１
３５に入力する。第１の禁止手段２１０は系を開ループ
にし、第２の禁止手段２１１は信号の送出を抑圧し、増
幅器１３４及び１３５は利得を可変して開ループ制御を
行う。加算器１２６及び１２７出力と加算器１２２、１
２３を経由した直交復調器１８０出力を比較器２２０に
入力する。制御装置２４０出力の制御信号によってトレ
ーニング段階に応じて基準電圧を発生する基準電圧回路
２３０出力の基準電圧と前記加算器１２６、１２７出力
と、直交復調器１８０出力は比較判定される。比較判定
情報は制御装置２４０の入力として、オフセット補正回
路３１０及び３１１、移相器２００および、振幅補正回
路２９０をそれぞれ制御する。

【００３４】ＤＣオフセットの調整は、第１の禁止手段
２１０により、帰還ループを開にした上で、検出点ａ
Ｉ、ａＱからの信号と、基準電圧回路２３０出力の基準
電圧とを比較し、オフセット補正回路３１０を制御す
る。更に、直交復調器１８０出力を検出点ｂＩ、ｂＱか
ら取り出し、比較器２２０に入力し、比較結果により帰
還側オフセット補正回路３１１を制御する。

【００３５】位相シフトの調整は、入力ディジタルベー
スバンド信号を入力し、帰還回路を経由したこの信号を
直交復調器１８０出力、つまり、検出点ｂＩ、ｂＱより
検出し、比較器２２０に入力する。比較器２２０では基
準電圧回路２３０出力の基準信号と直交復調器１８０出
力とを比較判定し、この判定情報によって、制御装置２
４０は移相器２００を制御する。

【００３６】入力ベースバンドＩ、Ｑ信号の振幅調整
は、入力ディジタルベースバンド信号を入力して、これ
を検出点ａＩ、ａＱより出力を検出し、比較器２２０に
基準電圧回路２３０の出力と共に入力し、両者を比較判
定する。当該判定情報によって制御装置２４０は振幅補
正回路２９０を制御する。

【００３７】本発明の一実施例を図２を用いて説明す
る。

【００３８】同図は図１に示した発明の全体構成に対す
る一実施例を示したものであり、加算器１２２、１２
３、１２６、１２７および増幅器１３４、１３５をオペ
アンプ回路によって構成し、オフセット補正回路３１０
及び３１１としてＤ／Ａ変換回路を、第１の禁止手段２
１０としてアナログスイッチを、第２の禁止手段２１１
として可変減衰器およびアンテナスイッチを用いた一例
を示している。

【００３９】また、図１０は本実施例におけるトレーニ
ング処理の流れの一例を示すフローチャートである。

【００４０】初めに通常の動作について説明する。

【００４１】図２において、入力端子１００及び１０１
にディジタルベースバンドＩ相信号及びＱ相信号が入力
し、入力Ｉ相及びＱ相の振幅補正を行う振幅補正回路２
９０でＩ、Ｑ振幅補正された後、Ｄ／Ａ変換回路１１０
及び１１１に入力してアナログベースバンドＩ相信号及
びＱ相信号に変換される。オペアンプ３５０及び３５１
に入力されて帰還信号および制御装置２４０によって制
御されるＤ／Ａ変換回路１１２及び１１３出力のＤＣオ
フセット補正値と加算される。オペアンプ３５０及び３
５１出力は、アナログスイッチ３４２及び３４３が制御
装置２４０によってコンデンサ［Ｃ］側に接続された積
分回路構成のオペアンプ３５２及び３５３によって帯域
制限されて直交変調器１４０に入力される。直交変調器
１４０は発振器１９０出力の搬送波信号を入力信号で直
交変調した変調信号を出力する。この変調信号は電力増
幅器１５０で電力増幅され、制御装置２４０によって動
作が禁止された第２の禁止手段２１１の可変減衰器３３
０及びアンテナスイッチ３２０をスルーして出力端子１
６０からアンテナ部へ出力される。一方、電力増幅器１
５０出力の一部は方向性結合器２７０を介して帰還利得
を与える減衰器１７０で減衰された後、直交復調器１８
０に入力され、発振器１９０出力の搬送波信号を入力し
て制御装置２４０出力の制御信号によって位相を回転し
て出力する移相器２００出力の搬送波信号で直交復調さ
れる。当該直交復調器１８０出力をオペアンプ３５４及
び３５５に入力する。オペアンプ３５４、３５５には制
御装置２４０によって制御されるＤ／Ａ変換回路１１４
及び１１５出力のＤＣオフセット補正値が前記復調器１
８０の出力と加算されて前記帰還信号に対応するベース
バンドＩ相信号及びＱ相信号を出力してアナログスイッ
チ３４０及び３４１に入力する。制御装置２４０で帰還
ループのＯＮ／ＯＦＦ制御がされるアナログスイッチ３
４０及び３４１をオペアンプ３５０及び３５１側に接続
してアナログスイッチ３４０及び３４１に入力した前記
帰還ベースバンドＩ相信号及びＱ相信号をオペアンプ３
５０及び３５１の入力に帰還する。

【００４２】次にトレーニングモードについて、図１０
を参照して説明する。

【００４３】トレーニング時には先に説明した帰還ルー
プは開ループとなる。すなわち、ＤＣオフセット調節、
位相シフト調節および入力振幅調節のトレーニングを行
うために、制御装置２４０がアナログスイッチ３４０及
び３４１を終端抵抗側に切り替えるように制御して帰還
ループを開放する。更に、オペアンプ３５２及び３５３
に接続されたアナログスイッチを抵抗側に切り替えて反
転増幅器構成として利得を下げる。ここで、反転増幅構
成時の利得は、位相シフト調節時において電力増幅器１
５０が実際に閉ループで動作するときの増幅器の位相特
性つまり、ＡＭ−ＰＭ変換を考慮するために、開ループ
時でも閉ループ時と等しい電力が電力増幅器１５０に入
力するように設定される。更に制御装置２４０は、トレ
ーニング時において不要な変調信号が出力端子１６０か
らアンテナ部へ送出されることを防止するため、可変減
衰器３３０を減衰モードに、アンテナスイッチ３２０を
ターミナル３０２側に設定する。そして、制御装置２４
０において図１０に示される処理フローによって各トレ
ーニングが実行される。制御装置２４０はトレーニング
の最初に補正対象の調整範囲（Ｐ１〜Ｐ２）が設定され
る。次にこの範囲内で補正手段を調整して補正パラメー
タを可変させる。そして、比較器出力の符号が変化する
時点の補正パラメータの値を実際の校正値として決定す
る。

【００４４】以下それぞれのトレーニングについて説明
する。

【００４５】このような、以下に説明するＤＣオフセッ
ト、位相シフト、入力ベースバンドＩ，Ｑ信号の振幅調
整は上記開ループ制御状態において行われる。

【００４６】第１のトレーニング段階としてＤＣオフセ
ットが調整される。まず、入力ベースバンド信号のＤＣ
オフセットを調整するために、入力ディジタルベースバ
ンドＩ，Ｑ信号に零データを入力し、オペアンプ３５０
及び３５１出力を検出点ａＩ、ａＱより、比較器２２３
及び２２４に入力する。このとき、制御装置２４０は基
準電圧回路２３０出力を０［Ｖ］に制御して比較器２２
３及び２２４はこの０［Ｖ］とオペアンプ３５０、３５
１の出力を比較判定する。

【００４７】当該判定情報によって制御装置２４０がＤ
／Ａ変換回路１１２及び１１３出力を反復的に調整して
入力ＤＣオフセットがキャンセルされるＤ／Ａ出力値を
決定する。より詳しくは、制御装置２４０は調整範囲を
Ｐ１＝−Ｖ１［Ｖ］，Ｐ２＝＋Ｖ１［Ｖ］（Ｖ１：Ｄ／
Ａ変換回路１１０及び１１１のバラツキ及び温度特性を
考慮した最大のオフセット電圧＋マージン．）に設定
し、Ｄ／Ａ変換回路１１２及び１１３を−Ｖ１［Ｖ］〜
＋Ｖ１［Ｖ］の範囲で可変して直流電圧を出力する。そ
して比較器２２３及び２２４出力の符号が反転する時点
のＤ／Ａ変換回路１１２及び１１３出力をＤＣオフセッ
ト補正電圧として決定する。これにより、Ｄ／Ａ変換回
路１１０、１１１出力のＤＣオフセットがキャンセルさ
れる。

【００４８】次に帰還ベースバンド信号のＤＣオフセッ
トを調整するために、オペアンプ３５４及び３５５出力
を検出点ｂＩ、ｂＱより比較器２２１及び２２２に入力
して上記と同様に基準電圧回路２３０出力の０［Ｖ］と
比較判定される。

【００４９】当該判定情報によって制御装置２４０がＤ
／Ａ変換回路１１４及び１１５出力を反復的に調整して
復調ＤＣオフセットがキャンセルされるＤ／Ａ出力値を
決定する。これにより、帰還回路のＤＣオフセットがキ
ャンセルされる。つまり、制御装置２４０は調整範囲を
Ｐ１＝−Ｖ２［Ｖ］，Ｐ２＝＋Ｖ２［Ｖ］（Ｖ２：直交
復調器１８０のバラツキ及び温度特性を考慮した最大の
オフセット電圧＋マージン．）に設定し、Ｄ／Ａ変換回
路１１４及び１１５を−Ｖ２［Ｖ］〜＋Ｖ２［Ｖ］の範
囲で可変して直流電圧を出力する。そして比較器２２１
及び２２２出力の符号が反転する時点のＤ／Ａ変換回路
１１４及び１１５出力をＤＣオフセット補正電圧として
決定する。

【００５０】第２のトレーニング段階として位相シフト
が調整される。

【００５１】Ｉ＝ａ［Ｖ］，Ｑ＝０［Ｖ］に相当する入
力ディジタルベースバンド信号を入力して、オペアンプ
３５４及び３５５出力を検出点ｂＩ、ｂＱより比較器２
２１及び２２２に入力する。一方、制御装置２４０は基
準電圧回路２３０出力を０［Ｖ］に制御して比較器２２
１及び２２２に入力し、両者は比較判定される。当該
判定情報によって、制御装置２４０が移相器２００を反
復的に調整してオペアンプ３５４及び３５５出力がＩ’
＝−ｋ・ａ［ｖ］［ｋ：正の実数］，Ｑ’＝０［ｖ］に
なる移相量を決定する。図１１を参照してこれを更に詳
しく説明する。同図は位相シフトトレーニング処理の調
整範囲を示す説明図である。

【００５２】制御装置２４０は比較器２２１及び２２２
出力の符号によって調整範囲（Ｐ１，Ｐ２）を図１１の
ように設定し、移相器２２０をこの調整範囲で調整して
復調搬送波信号の位相を可変する。そして、比較器２２
２出力（帰還Ｑ）の符号が反転する時点の移相器２２０
調整量を位相シフト補正値として決定する。このときオ
ペアンプ３５４及び３５５出力はＩ’＝−ｋ・ａ［Ｖ］
（ｋ：正の実数），Ｑ’＝０［Ｖ］となり入力ベースバ
ンド信号と逆位相の関係に制御される。これにより、位
相シフトが調整される。

【００５３】第３のトレーニング段階として入力ベース
バンドＩ、Ｑ信号の振幅が調整される。

【００５４】Ｉ＝ｃ［Ｖ］、Ｑ＝ｃ［Ｖ］に相当する入
力ディジタルベースバンド信号を入力して、オペアンプ
３５０及び３５１出力を検出点ａＩ、ａＱより検出し、
比較器２２３及び２２４に入力する。一方、制御装置２
４０は基準電圧回路２３０出力を−ｍ・ｃ［Ｖ］（―ｍ
［倍］：反転増幅構成のオペアンプ３５０及び３５１の
利得）に制御して比較器２２３及び２２４に入力する。
比較器２２３、２２４は両者を比較判定する。当該判定
情報によって制御装置２４０が振幅補正回路２９０を反
復的に調整してオペアンプ３５０及び３５１出力がＩ＝
−ｍ・ｃ［ｖ］、Ｑ＝−ｍ・ｃ［ｖ］になる振幅補正値
を決定する。つまり、制御装置２４０は調整範囲をＰ１
＝−Ｇ１［dB］，Ｐ２＝＋Ｇ１［dB］（Ｇ１：Ｄ／Ａ変
換回路１１０及び１１１のバラツキ及び温度特性を考慮
した最大の振幅誤差＋マージン．）に設定し、振幅補正
回路２９０を−Ｇ１［dB］〜＋Ｇ１［dB］の範囲で振幅
を可変する。そして比較器２２３及び２２４出力の符号
が反転する時点の振幅補正回路２９０の調整量を振幅補
正値として決定する。

【００５５】なお、本実施例では比較器２２０を入力信
号と基準信号を入力して大小を判定する比較器構成とし
たが、これは、例えば図３に示すような入力信号をＡ／
Ｄ変換してディジタルデータを出力する２２０１から２
２０４のＡ／Ｄ変換器構成の比較器２２０’としても上
記と同様なトレーニング（反復アルゴリズム）が実行で
きる。この場合、制御装置２４０には基準信号に対する
誤差データ値が入力されるため、同装置の処理としては
図１０のフローチャートの「パラメータ決定」だけでよ
い。また、誤差を直接数値データとして検出するため、
制御装置２４０（例えばマイクロプロセッサ、ＤＳＰ）
を用いづとも、当該検出データによって各調整手段を直
接制御することも可能である。

【００５６】また、図９の第１の従来例のようにＤＳＰ
を用いて入力ベースバンド信号の入力およびトレーニン
グ制御を行う場合は、図２の振幅補正回路２９０および
オフセット補正回路３１０の機能がＤＳＰの処理（プロ
グラム）の一部として組み込むことができることは言う
までもない。

【００５７】

【発明の効果】以上により、本発明の帰還ループをスイ
ッチによってＯＮ／ＯＦＦ制御する簡潔な開ループ制御
による負帰還増幅器のトレーニング制御によれば、検出
パス及び調整アルゴリズムを共有できる簡単な回路構成
及び制御手段によって、ＤＣオフセットを調節してロー
カルリークの発生を防ぎ、位相シフトを調節して負帰還
増幅器を安定に動作させ、入力ベースバンド信号の振幅
を一致させて変調精度の劣化を防ぎ、安定かつ高品質な
負帰還増幅器を実現できる。また、トレーニングの最初
の段階として、入力ベースバンド信号のＤＣオフセット
調節と帰還ベースバンド信号のＤＣオフセット調節をそ
れぞれ実行して、両者の座標平面の原点が絶対座標の原
点と一致するように制御したため、続くトレーニング段
階の位相シフトおよび入力バランスの調節が絶対座標上
で調整制御できる。また、上記ＤＣオフセット調節にお
いて、最初に入力ベースバンド信号のＤＣオフセット調
節を行うため、帰還ベースバンド信号のＤＣオフセット
を行うときに入力ベースバンド信号のオフセットが帰還
回路を介して復調側にリークして復調側のＤＣオフセッ
ト調節を誤ることを防止できる。更に、上記負帰還増
幅器のトレーニングは、電源投入時および、少なくとも
非送信時にときどき実行することによって、電源投入時
のドリフトを吸収し、温度変化による特性の変動を調整
し、また、製品ごとの特性のばらつきを調整することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における全体構成を示すブロ
ック図。

【図２】本発明の一実施例に関する全体構成を示すブロ
ック図。

【図３】本発明の実施例における比較回路の他の一例を
示すブロック図。

【図４】２つのＤ／Ａ変換回路の振幅調整を行うブロッ
ク構成の一例。

【図５】原点の異なる２つのベースバンド信号に対して
位相シフト調節を実施したときの位相関係を示す説明
図。

【図６】図７の従来技術の負帰還回路に対するトレーニ
ング時の等価ブロック図。

【図７】従来技術による位相調節を行う負帰還増幅器の
ブロック図。

【図８】図９の従来技術の負帰還回路に対するトレーニ
ング時の等価ブロック図。

【図９】従来技術によるＤＣオフセット調節を行う負帰
還増幅器のブロック図。

【図１０】本発明の実施例におけるトレーニング処理の
一例を示すフローチャート。

【図９】本発明の実施例における位相シフトトレーニン
グ処理の調整範囲を示す説明図。

【符号の説明】

１００、１０１入力端子、１１０〜１１１Ｄ／Ａ変
換回路、１２２、１２３、１２６、１２７加算器、１
３４、１３５増幅器、１４０直交変調器、１５０
電力増幅器、１７０減衰器、１８０直交復調器、１
９０発振器、２００移相器、２１０、２１１禁止
手段、２２０、２２０’ 比較器、２３０基準電圧回
路、２４０制御装置、２７０方向性結合器、２９０
振幅補正回路、３１０、３１１オフセット補正回
路、３２０アンテナスイッチ、３３０可変減衰器、
３４０、３４１、３４２、３４３、３４３アナログス
イッチ、３５０、３５１、３５２、３５３、３５４、３
５５オペアンプ。

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成９年２月５日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図面の簡単な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【図面の簡単な説明】

【図３】本発明の実施例における比較回路の他の一例を
示すブロツク図。

【図１１】本発明の実施例における位相シフトトレーニ
ング処理の調整範囲を示す説明図。

【符号の説明】１００、１０１入力端子、１１０〜１１１Ｄ／Ａ変
換回路、１２２、１２３、１２６、１２７加算器、１
３４、１３５増幅器、１４０直交変調器、１５０
電力増幅器、１７０減衰器、１８０直交復調器、１
９０発振器、２００移相器、２１０、２１１禁止
手段、２２０、２２０’ 比較器、２３０基準電圧回
路、２４０制御装置、２７０方向性結合器、２９０
振幅補正回路、３１０、３１１オフセット補正回
路、３２０アンテナスイッチ、３３０可変減衰器、
３４０、３４１，３４２、３４３、３４３アナログス
イッチ、３５０、３５１、３５２、３５３、３５４、３
５５オペアンプ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調信号を電力増幅する増幅器の非線形
歪みを補償するカーテシアンループ方式の負帰還増幅器
において、該負帰還増幅器のトレーニング段階で、該負帰還増幅器
を開ループ状態とし、入力ベースバンド信号と帰還ベー
スバンド信号のＤＣオフセットを入力側の次に帰還側の
順で個別に調整したのち位相シフトおよび入力振幅を調
整するトレーニング方式としたことを特徴とする負帰還
増幅器。
【請求項２】変調信号を電力増幅する増幅器の非線形
歪みを補償するカーテシアンループ方式の負帰還増幅器
において、送信信号の帰還路にある直交復調器の次段に
設け、前記負帰還増幅器を開ループに構成するための第
１の禁止手段と、前記送信信号のアンテナ部への送出を禁止する第２の禁
止手段と、前記負帰還増幅器のトレーニング段階のときに、前記負
帰還増幅器を前記第１と第２の禁止手段を制御した開ル
ープ状態で、入力ベースバンド信号と帰還ベースバンド
信号のＤＣオフセットを入力側の次に帰還側の順で個別
に調整したのち位相シフトおよび入力振幅を調整するト
レーニング方式としたすることを特徴とする請求項１項
記載の負帰還増幅器。
【請求項３】変調信号を電力増幅する増幅器の非線形
歪みを補償するカーテシアンループ方式の負帰還増幅器
において、入力Ｉ、Ｑディジタル信号をアナログデータに変換する
Ｄ／Ａ変換器と、入力レベルを調整することにより前記
Ｄ／Ａ変換器のＩ、Ｑ間の差と定常値からの差を補正す
る前記Ｄ／Ａ変換器の前段または後段に設けた振幅補正
器と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力を帯域制限する前置増幅
器と、該前置増幅器と前記Ｄ／Ａ変換器の間に設けた入
力側加算器と、該加算器にＤＣオフセット補正信号を与
える入力側オフセット補正回路と、前記前置増幅器の次
段の直交変調器と、該直交変調器に搬送波信号を供給す
る発振器と、前記直交変調器の出力を電力増幅する電力
増幅器と、該電力増幅器の出力の一部を取り出す方向性
結合器と、該方向性結合器により取り出された前記電力
増幅器の出力を直交復調し負帰還信号を出力する直交復
調器と、該直交復調器からの復調帰還信号にＤＣオフセ
ット補正信号を与える帰還側加算器と、該帰還側加算器
にＤＣオフセット補正信号を与える帰還側ＤＣオフセッ
ト補正回路と、前記入力側加算器出力と前記帰還側加算
器出力と基準値とを比較し、その結果に応じて前記入力
側ＤＣオフセット補正回路と前記帰還側ＤＣオフセット
補正回路と前記振幅補正器と前記直交復調器と前記発振
器との間に設けた移相器に補正値を与えるとともに、前
記入力側加算器と前記帰還側加算器との間に設けた第１
の信号禁止手段と前記電力増幅器の出力側に設けた第２
の信号禁止手段と前記前置増幅器とを制御する比較制御
手段より成ることを特徴とする負帰還増幅器。
【請求項４】ディジタルベースバンドＩ相信号及びＱ
相信号を入力してアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回
路と、該Ｄ／Ａ変換回路出力の入力ベースバンドＩ相及
びＱ相信号と帰還したベースバンドＩ相及びＱ相信号を
入力して加算する加算器と、該加算器出力信号を帯域制
限する増幅器と、搬送波信号を発生する発振器と、前記
増幅器の出力によって前記搬送波信号を変調して直交変
調信号を出力する直交変調器と、当該直交変調信号を電
力増幅してアンテナ回路へ出力する電力増幅器と、前記
発振器出力の搬送波信号の位相を移相する移相器と、該
移相器出力の搬送波信号で前記電力増幅器出力の一部を
復調して前記帰還ベースバンドＩ相及びＱ相信号を出力
する直交復調器を備え、前記入力ベースバンドＩ相及び
Ｑ相信号に前記帰還ベースバンドＩ相及びＱ相信号を前
記加算器で負帰還する負帰還増幅器であって、前記直交
変調器のＩ相及びＱ相入力のＤＣオフセットを補正する
ための第１のトレーニング段階と、帰還路の位相シフト
を補正するための第２のトレーニング段階を有する負帰
還増幅器であって、検出した帰還路の位相情報をもとに
前記移相器を制御して位相シフトを補正する手段を備え
た負帰還増幅器において、入力ベースバンドＩ相及びＱ
相信号の振幅を補正する手段と、該利得補正手段を制御
して入力Ｉ相及びＱ相信号の振幅を一致させるための第
３のトレーニング段階を有し、前記帰還ベースバンドＩ
相及びＱ相信号の前記入力ベースバンドＩ相及びＱ相信
号への帰還を禁止する第１の禁止手段と、アンテナ回路
への直交変調信号の送出を禁止する第２の禁止手段と、
前記増幅器の利得を調整する手段と、前記入力ベースバ
ンドＩ相及びＱ相信号のＤＣオフセットを補正する手段
と、前記帰還ベースバンドＩ相及びＱ相信号のＤＣオフ
セットを補正する手段と、前記入力ベースバンドＩ相及
びＱ相信号および帰還ベースバンドＩ相及びＱ相信号を
入力として基準信号と比較して誤差情報を出力する比較
手段と、前記基準信号を切り替える手段を上記トレーニ
ング段階において制御して、前記比較手段出力の前記誤
差情報をもとに前記入力ベースバンドのＤＣオフセット
を補正する手段と、前記帰還ベースバンドのＤＣオフセ
ットを補正する手段と前記位相シフトを補正する手段お
よび入力ベースバンドＩ相及びＱ相の振幅を補正する手
段を制御することを特徴とする負帰還増幅器。
【請求項５】請求項４記載の負帰還増幅器のトレーニ
ング段階は、前記負帰還を禁止する第１の禁止手段によ
って帰還路を開放した開ループ状態であり、前記アンテ
ナ回路へ変調信号を送出することを禁止する第２の禁止
手段及び／又は前記第一の増幅器の利得可変制御する手
段によって少なくとも不要な変調信号の送出が禁止され
た状態であり、電源投入時および非送信期間に少なくと
もときどき調整することを特徴とする負帰還増幅器。
【請求項６】請求項５記載の負帰還増幅器において、
前記第１のトレーニング段階は入力ベースバンド信号の
ＤＣオフセット調節をした後に帰還ベースバンド信号の
ＤＣオフセット調節を行って少なくともときどき実行さ
れ、前記第２のトレーニング段階は少なくとも前記第１
のトレーニング段階の後に少なくともときどき実行さ
れ、前記第３のトレーニング段階は少なくとも前記第１
のトレーニング段階の後に少なくともときどき実行され
ることを特徴とする負帰還増幅器。
【請求項７】請求項４記載の負帰還増幅器における比
較手段の出力は少なくとも入力信号と基準信号との大小
関係を表す情報を含む誤差信号であり、請求項２記載の
トレーニング段階において検出された当該誤差信号にも
とづいて、前記入力ベースバンド信号のＤＣオフセット
を補正する手段の出力の補正信号を前記Ｉ相及びＱ相加
算器の入力に加算する手段と、前記帰還ベースバンド信
号のＤＣオフセットを補正する手段の出力の補正信号を
前記復調器のＩ相及びＱ相出力に加算する手段と、前記
入力ベースバンドＩ相及びＱ相の振幅を補正する手段
と、前記移相器を制御する手段を具備することを特徴と
する負帰還増幅器。
【請求項８】請求項４記載の負帰還増幅器において、
前記増幅器は前記開ループ状態であって少なくとも位相
シフトを調節する第２のトレーニング段階において、少
なくとも前記電力増幅器への入力電力が通常の閉ループ
動作時の入力電力と等しくなるように利得が可変制御さ
れる積分回路であり、前記第１の禁止手段と、第２の禁
止手段とともに制御される開ループ制御方式を具備する
ことを特徴とする負帰還増幅器。