JP2001060883A

JP2001060883A - 送信機及びデータ伝送装置

Info

Publication number: JP2001060883A
Application number: JP11236615A
Authority: JP
Inventors: Fumito Tomaru; 史人都丸; Yukinari Fujiwara; 行成藤原
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Hitachi Denshi KK
Priority date: 1999-08-24
Filing date: 1999-08-24
Publication date: 2001-03-06

Abstract

(57)【要約】【課題】線形変調方式の無線通信システムに用いられる
送信機において、前置補償部における、補償係数算出の
アルゴリズムを比較的簡易なアルゴリズムとし、広帯
域、かつ高精度な非線形歪みの補償を行うことを目的と
する。【解決手段】前置補償部において、簡易なアルゴリズム
で補償係数算出を行うか、あるいは、メモリからの係数
呼出しのみで補償を行い、前置補償部における補償残に
ついて負帰還回路によって相殺する送信機。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、データ伝送装置及
び送信機に関り、特に電力増幅器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル無線通信等のデータ伝送装置
に用いられる、QPSK、π/４QPSK、あるいは16QAM等の変
調方式では、振幅方向に情報を乗せるために、送信機に
は良好な線形性が要求される。このため、これらの送信
機に使用する電力増幅器では、非線形性を補償するため
に、リニアライザが広く用いられる。リニアライザを有
する送信機としては、例えば、特開平５−５０４４５４
号公報に示されるように、負帰還回路（カーテシアン・
ループ）を用いて、線形歪みの補償を行うものや、例え
ば信学会１９９７年総合大会予稿（Ｂ−５−１４６）に
示されるようなプリディストーション方式の歪み補償を
行うものがある。

【０００３】まず、負帰還回路を用いて線形歪みの補償
を行う従来例について、図３を用いて説明する。図３
は、従来の負帰還回路を用いた線形歪み補償を行う送信
機の構成を示すブロック図である。1は直交ベースバン
ド信号成分Qbの入力端子、2は同相ベースバンド信号成
分Ibの入力端子、5と6は加算器、9と10は乗算器、11は
加算器、12はバンドパスフィルタ（BPF）、13は電力増
幅器（PA）、14は局部発振器、20は方向性結合器、21は
アンテナ等の出力端子、24は移相器、25はπ/2移相器、
16と17は乗算器、22と23は減算器、18と19はループフィ
ルタ、26と27は増幅器である。図３において、入力端子
1と2から、直交ベースバンド信号成分Qbと同相ベースバ
ンド信号成分Ibとがそれぞれ入力され、直交ベースバン
ド信号Qbは、加算器5を介して、乗算器9に、同相ベース
バンド信号Ibは加算器6を介して乗算器10に入力され
る。また、入力端子１から入力する直交ベースバンド信
号Qbは更に減算器23に送られ、入力端子2から入力する
同相ベースバンド信号Ibは減算器22に送られる。一方、
局部発振器14から出力された搬送波は、乗算器10、移相
器24、及びπ/2移相器15に入力し、π/2移相器15は入力
した搬送波をπ/4ラジアン移相した搬送波を乗算器9に
送る。また移相器24は、乗算器16と、π/2移相器25に搬
送波を送り、π/2移相器25は入力した搬送波をπ/4ラジ
アン移相した搬送波を乗算器17に送る。乗算器10では、
入力端子2から入力し加算器6を介して送られてきた同相
ベースバンド信号Ibを、搬送波と乗じてできる同相信号
出力し加算器11に送る。また、乗算器9では、入力端子1
から入力し加算器5を介して送られてきた直交ベースバ
ンド信号Qbを、搬送波とπ/2ラジアン移送した信号と乗
じてできる直交信号を出力し加算器11に送る。加算器11
では、入力した同相信号と直交信号とを加算し、直交変
調波を得る。得られた直交変調波はBPF12に入力し、BPF
12を通すことにより不要なスプリアス成分を除去され、
PA13に送られる。PA13は、入力した信号を、送信に必要
とされる電力まで増幅し、方向性結合器20を介して、出
力端子21から出力する。

【０００４】この時、PA13が増幅した信号には非線形性
歪みが発生する。この歪み成分を除去するために、方向
性結合器20から、加算器5と加算器6に至る帰還路を挿入
し、歪み補償を行う。以下、歪み補償の動作について説
明する。方向性結合器20で分離された歪みを含む信号
は、乗算器16、17に入力され、変調側と同じ局部発振器
14からの信号を移相器24で適当な位相調整を行った信号
とπ/2移相器25により、90度の位相差を持った信号によ
って直交検波される。この直交検波された信号は、減算
器22と減算器23に入力する。同相信号Ib側と直交信号Qb
側では、同じ動作となるので、以下、同相信号Ib側につ
いてのみ説明する。乗算器16で検波された信号FSは、無
歪みのベースバンド信号成分をS_BI、電力増幅器13によ
り発生した歪み成分を検波した信号をD_BIとすると、 FS = S_BI + D_BI であり、この検波された信号FSは減算器22に送られ、入
力端子2より入力されるベースバンド信号S_BIから、この
FSを減ずることにより、誤差信号（-D_BI）が得られる。
この信号を、ループフィルタ18を介し、増幅器26におい
て適当な利得で増幅し、加算器6において入力されてく
るベースバンド信号S_BIに加算することによって負帰還
回路を構成し、誤差信号、即ち歪み成分を相殺する。こ
の時、移相器24はBPF12や、PA13等で発生する位相回り
を補正し、加算器5、6において正確に負帰還となるよう
に調整される。更に、特開平５−５０４４５４号公報で
は、移相器24の位相調整量が最適となるように、電源投
入時や、TDMA方式におけるバースト波の立上がり時点
に、テスト信号を用いたトレーニング機能を有するもの
である。

【０００５】次に、プリディストーション方式を用いた
従来技術を、図４を用いて説明する。図４は従来のプリ
ディストーション方式を用いた線形歪み補償を行う送信
機の構成を示すブロック図である。図３と同一の機能を
持つ構成要素には図３と同一の番号を付した。その他、
30は前置補償部である。図４において、前置補償部30に
対し、入力端子１からは、直交ベースバンド信号Qbが、
入力端子2からは同相ベースバンド信号Ibが入力され
る。この前置補償部30の出力は乗算器9および乗算器10
に入力される一方、乗算器10には局部発振器14から出力
された搬送波が、乗算器9にはπ/2移相器25によって90
度移相された搬送波が入力され、各々の乗算器9，10の
出力は加算器11に送られる。加算器11では入力した２つ
の信号を加算し直交変調波を得る。得られた直交変調波
は、BPF12でスプリアス成分を除去され、PA13で送信に
必要な電力まで増幅されたのち、方向性結合器20を介し
て、出力端子21から出力される。

【０００６】プリディストーション方式では、使用する
PA13の入出力特性、殊に入力レベル対歪み特性につい
て、あらかじめ測定しておき直交変調部の入出力特性
（入力は乗算器9と乗算器10の入力、出力は、加算器11
の出力である。）がPA13の入出力特性と逆特性になるよ
うに、前置補償部30のパラメータを設定しておき、PA13
の非線形性を相殺する。この時、歪み成分を、同相成分
と直交成分とに分離しておくことで、振幅歪み、位相歪
み両方の補償が可能となる。このプリディストーション
方式においても温度等、周囲環境の変化や経年変化によ
る特性変化に追従するため、１９９７年信学総合大会
（予稿＃Ｂ−５−１４６）で報告されているように、
前置補償部30の特性を適応的に制御する手段が用いられ
る。以下、この適応制御の方法について図５を用いて説
明する。

【０００７】図５は、図４における前置補償部30の構成
を示す図である。31と32はベースバンド信号入力端子、
33と34は前置補償信号出力端子、35と36は直交検波入力
端子、37は複素演算部、38はメモリ、39は電力算出部、
40は補償係数更新部、28はレベル比較部である。図５に
おいて、メモリ38には、標準環境におけるPA13の非直線
性歪み特性を格納しておく。入力端子31と32とからそれ
ぞれ入力された同相成分と直交成分のベースバンド信号
は、複素演算部37と電力算出部39とレベル比較器28にそ
れぞれ入力する。電力算出部39では、入力した同相成分
と直交成分の信号とから電力を求め、メモり38と補償係
数更新部40とに送る。メモリ38は、電力算出部39から入
力した電力値に対応する標準係数Ctを、あらかじめ格納
されている標準環境におけるPA13の非直線性歪み特性か
ら読出す。一方、補償係数計算部40では、電力算出部39
で求めた電力値から多項式近似により適応係数Caを求
め、メモリ38から送られてくる標準係数Ctと求めた適応
係数Caとから補償係数Cを求め、複素演算部37に送る。
この係数Cを用いて、複素演算部37では、入力端子31と3
2とから入力するベースバンド信号を補償して、出力端
子33、34から出力する。

【０００８】また、図４におけるPA13の出力電力の一部
を直交検波器で検波した信号は、入力端子35と36とにそ
れぞれ入力し、入力端子1と2とから送られてくる入力ベ
ースバンド信号と、同相成分と直交成分ごとに比較する
ことにより、残留補償値が求められる。この求めた残留
補償値もまた補償係数更新部40に送られ、補償係数更新
部40では、この残留補償値を基に多項式の係数を変更す
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】前述した従来例のう
ち、カーテシアン・ループを用いる従来例においては、
歪み改善量を高くとるために、開ループ利得を高くとる
必要があること、直交変調後のバンドパスフィルタの遅
延等により、帯域が制限されてしまうことから、広帯域
な歪み補償ができないという欠点がある。一方、プリデ
ィストーション方式を用いた従来例においては、広帯域
に精度の高い補償量、例えば、30dB以上の歪み改善量を
得ようとすると、前置補償部で与える電力増幅器の逆特
性は、所望の特性に対して、振幅偏差±0．2dB以下、位
相偏差±1deg以下とする必要があり、メモリの記憶容量
の増大、係数更新および複素演算部のアルゴリズムの複
雑化が欠点である。

【００１０】本発明の目的は、上記のような欠点を除去
し、比較的簡易な制御で、広帯域に高い精度の歪み補償
を実現し、高効率な送信装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明の送信機は、前置補償部を用いたプリディス
トーションによる歪み補償とフィードバックループを持
ち、かつ、前置補償部での補償残を負帰還回路によって
相殺するようにすることによって、比較的簡易な制御
で、広帯域に高い精度の歪み補償を実現し、高効率な送
信機を実現したものである。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例につい
て、図１を用いて説明する。図１は本発明の線形歪み補
償を行う送信機の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。図３または図４と同一の機能を持つ構成要素には図
３または図４と同一の番号を付した。その他、3と4は遅
延素子、30′は前置補償部である。直交ベースバンド信
号成分Qbの入力端子1は、加算器5、前置補償部30、乗算
器9を介して、加算器11に接続されるとともに、遅延回
路4を介して、減算器23の減算入力側に接続される。同
様に、同相ベースバンド信号成分Ibの入力端子2は、加
算器6、前置補償部30′、乗算器10を介して加算器11に
接続されるとともに、遅延回路3を介して減算器22の減
算入力側に接続される。加算器11は、BPF12及びPA13を
介して方向性結合器20と接続され、方向性結合器20は、
出力端子21及び乗算器16及び乗算器17に接続される。乗
算器16は減算器22の被減算入力側に接続し、減算器22の
出力はループフィルタ18及び増幅器26を介して加算器6
と接続される。また同様に、乗算器17は減算器23の被減
算入力側に接続し、減算器23の出力はループフィルタ19
及び増幅器27を介して加算器5と接続される。また、局
部発振器14は、乗算器10及びπ/2移相器15及び移相器24
に接続し、移相器15は乗算器9に接続する。移相器24は
乗算器16とπ/2移相器25に接続し、移相器25は乗算器17
に接続する。尚、この実施例において、前置補償部30′
の構成は図６に示す構成になっているものとする。

【００１３】以下、この動作について図１を用いて説明
する。入力端子1からは直交ベースバンド信号Qbが入力
し、加算器5を経由して前置補償部30′に送られる。同
様に、入力端子2からは同相ベースバンド信号Ibが入力
さし、加算器5を経由して前置補償部30′に送られる。
加算器5と加算器6における信号処理については後述す
る。前置補償部30′では、入力されたベースバンド信号
IbとQbとを基に、PA13の出力に生じる非線形歪みの逆特
性に対応した直交成分信号と同相成分とをそれぞれ、乗
算器9と乗算器10に出力する。次に、乗算器9と乗算器10
及び、加算器11とで、局部発振器14及びπ/2移相器15か
ら送られてくる搬送波信号により、直交変調を行う。即
ち、局部発振器14は搬送波信号を発生し、加算器10とπ
/2移相器15及び加算器16とπ/2移相器25とに送る。π/2
移相器15は、入力した搬送波信号をπ/2ラジアン移相し
た搬送波信号を加算器9に送る。また、π/2移相器25
は、入力した搬送波信号をπ/2ラジアン移相した搬送波
信号を加算器17に送る。乗算器10では、入力する同相成
分信号に、局部発振器14から入力する搬送波信号を乗算
し加算器11に送る。乗算器9では、入力する直交成分信
号に、局部発振器14からの搬送波信号をπ/2ラジアン移
相した信号を乗算し加算器11に送る。加算器11では入力
する直交成分と同相成分の２つの信号を加算してBPF12
に送る。

【００１４】BPF12に入力した直交変調信号は、不要な
信号成分を除去され、PA13に送られる。PA13では、入力
した信号を所望の出力電力まで増幅する。ここで、PA13
の入力信号は、前置補償部30′において、PA13で生じる
非線形歪みを相殺するように補償されているが、温度等
の周囲環境の変化、経時変化、あるいは、使用するデバ
イスの個体差などの条件で、実際の特性（線形性）とメ
モリ38（図６）に記憶されている標準特性との間に差が
生じ、補償残となって出力端子21に現れてしまう。そこ
で、方向性結合器20で出力電力の一部を取出し、局部発
振器14、移相器24、π/2移相器25、及び乗算器16と乗算
器17とで構成される直交検波器を介して、カーテシアン
ループにより、補償残を相殺する。以下、このカーテシ
アンループの動作について詳細に説明する。

【００１５】図１において、方向性結合器21によって取
出されたPA13の出力信号の一部は、乗算器16と17とに入
力する。乗算器16に入力した信号は、移相器24から入力
する搬送波周波数を乗じられて、減算器22に検波された
同相成分の信号として入力する。また、乗算器17に入力
した信号は、π/2移相器25から入力する搬送波周波数を
乗じられて、検波された直交成分の信号として減算器23
に入力する。乗算器16で検波された信号と、入力端子2
から入力された信号とを減算器22で比較する。この時、
入力端子2から入力される信号には、前置補償部30′で
の処理時間分の遅延を遅延素子3を経由することによっ
て与える。比較した結果を誤差信号、即ち歪み成分とし
て出力する。出力した信号を、ループフィルタ18、増幅
器26を介して加算器6に入力して歪み成分の相殺を行
う。同様に、乗算器17で検波された信号と、入力端子1
から入力された信号とを減算器23で比較する。この時、
入力端子1から入力される信号には、前置補償部30′で
の処理時間分の遅延を遅延素子4を経由することによっ
て与える。比較した結果を誤差信号、即ち歪み成分とし
て出力する。出力した信号を、ループフィルタ19、増幅
器27を介して加算器5に入力して歪み成分の相殺を行
う。

【００１６】この時、高精度の歪み補償を行おうとする
と、開ループ利得を高くとる必要があり、増幅器26や増
幅器27の利得を高く設定することになるが、その分、ル
ープ帯域が減少してしまう。しかし、本実施例では、前
置補償部30′により、PA13の出力端での歪みがある程度
補償されているため、必要とされる開ループ利得を低く
設定できる。例えば、補償回路がない場合に、所望の電
力を出力した場合の３次歪みが-30dBc、総合の歪み補償
量を30 dBとして、前置補償部30′でのプリディストー
ションによる補償量を20 dB、カーテシアンループによ
る補償量を10 dBに割振った場合を考える。プリディス
トーション方式において、補償量20 dBを確保するため
には、前置補償部30′で与えるpa13の逆特性は、理想的
な特性と比べて補償振幅誤差が±0.5 dB以内、補償位相
誤差が±4 deg以内であることが要求される。これを、
プリディストーションのみで行って、30 dBの歪み補償
量を得る場合と比較すると、振幅誤差が±0.2 dB以下、
位相誤差が±1 deg以下であるから、振幅偏差で約３分
の１、位相偏差では約４分の１の精度で補償すればよい
ことになる。一方、一般にフィードバック制御における
定常誤差量は、開ループ利得にほぼ反比例するため、カ
ーテシアンループのみで30 dBの補償量を得る場合に比
較して、本実施例における10 dBの補償量を得る場合の
開ループ利得は、約１０分の１でよいことになる。局部
発振器14から直交復調部へ至る経路に挿入される移相器
24は、加算器5と6において適切な位相が得られるように
調整するが、電源投入時、あるいは、TDMA方式の多重信
号を扱う場合には、バースト波の立上がり時にトレーニ
ング信号を挿入することで、自動的に調整してもよい。

【００１７】図６は前置補償部の一構成例を示すブロッ
ク図である。図５と同一の機能を持つ構成要素には同一
の番号を付した。その他、40′は補償係数更新部であ
る。図６の前置補償部30′において、メモリ38には、標
準環境におけるPA13の非直線性歪み特性を格納してお
く。入力端子31と32とからそれぞれ入力された同相成分
と直交成分のベースバンド信号は、複素演算部37と電力
算出部39とにそれぞれ入力する。電力算出部39では、入
力した同相成分と直交成分のベースバンド信号IbとQbと
から電力を求め、メモり38と補償係数更新部40′とに送
る。即ち、電力算出部39では、入力されたベースバンド
信号IbとQbとを基に電力を求める。その結果より、メモ
リ38から標準係数Ctの読出しを行い、更に補償係数更新
部40′で補償係数Cを算出する。求めた補償係数Cは複素
演算部37に送られ、複素演算部37ではこの補償係数Cを
用いて、入力端子31と32とから入力する信号を、PA13の
逆特性を得るように補償（プリディストーション）する
ように演算を行う。演算の結果得られた逆特性の同相成
分と直交成分の信号を出力端子33と34とから出力する。

【００１８】また、前置補償部30′の構成として、複素
演算を用いる構成について説明したが、前置補償部に図
７に示すようにアナログの可変増幅器を用いて構成する
ことも可能である。図７は前置補償部の一構成例を示す
ブロック図である。図５または図６と同一の機能を持つ
構成要素には図５または図６と同一の番号を付した。そ
の他、40″は補償係数更新部、46と47はD/A変換器、48
と49は可変増幅器である。この場合も、電力算出部39で
求めた値を基に、可変増幅器48と49の利得を調整するこ
とで、PA13の振幅歪み、位相歪みの補償が可能である。
また、前置補償部30′を乗算器9と10と、加算器11との
間に配置しても、同様の原理により歪み補償がなされ
る。

【００１９】次に、本発明の他の実施例について、図２
を用いて説明する。図２は本発明の線形歪み補償を行う
送信機の一実施例の構成を示すブロック図である。この
図は、図１の送信機に、次のようにスイッチとトレーニ
ング信号入力端子を設けたものである。図１と同一の機
能を持つ構成要素には同一の番号を付した。その他、41
と42及び44と45はスイッチ、43はトレーニング信号の入
力端子である。即ち、入力端子1の後ろにスイッチ41を
挿入し、入力端子2の後ろにスイッチ42を挿入する。
そして、スイッチ41と42の他の入力側には、入力端子43
から入力するトレーニング信号を接続する。また、スイ
ッチ44と45とを次のように挿入する。即ち、スイッチ41
の出力側は、加算器5に接続すると共に、スイッチ44の
入力側に接続し、スイッチ44の出力側を遅延器3に接続
する。同様に、スイッチ42の出力側は、加算器6に接続
すると共に、スイッチ45の入力側に接続し、スイッチ45
の出力側を遅延器4に接続している。尚、本実施例にお
いて、前置補償部30″の構成は図１０に示す構成である
ものとする。図１０は、前置補償部の一構成例を示すブ
ロック図である。図５と同一の機能を持つ構成要素には
同一の番号を付した。その他、7と8はスイッチである。
図１０は図５の前置補償部30に、スイッチ7と8とを追加
したものである。即ち、入力端子31とレベル比較部28と
の間にスイッチ8を挿入し、入力端子32とレベル比較部2
8との間にスイッチ7を挿入したものである。

【００２０】以下この動作について説明する。図２と図
１０において、基本的な構成、動作については、前述し
た実施例と同様であり、前置補償部30″で、プリディス
トーション方式による歪み補償を行い、補償残をカーテ
シアンループにより相殺するものである。しかし、本実
施例では前置補償部で用いられる標準係数Ctをトレーニ
ングにより生成するものである。以下、このトレーニン
グの方法について説明する。トレーニングは、電源投入
時や、TDMA多重方式においては自チャネル受信タイムス
ロット以外の時間を用いて行われるが、トレーニング信
号入力端子43から図９に示すようなランプ波形が入力さ
れる。図９はトレーニング信号の一例を説明する図で、
横軸に入力電圧、縦軸に出力電圧をとっている。TRは入
力するトレーニング信号、P_Oは出力信号である。また、
トレーニング時には、スイッチ41の入力とスイッチ42の
入力とはトレーニング信号の入力端子43に接続される。

【００２１】このトレーニング信号は方向性結合器21に
よって送信信号出力の一部を帰還させ、乗算器16、乗算
器17から前置補償部30″の中のレベル比較部28に入力す
る。この時、乗算器16，17を介して帰還した信号には、
PA13によって生じた歪みを含んだ信号となっているた
め、この歪みを含んだ信号と、原入力とを比較すること
で、歪み成分（誤差成分）を求め、標準係数Ctを決定す
る。このトレーニング期間中には、スイッチ44とスイッ
チ45を使い、増幅器26から加算器6の経路と、増幅器27
から加算器5の経路とを切断することにより、負帰還系
（カーテシアンループ）の影響を除去するとともに、前
置補償部30″内部のスイッチ7と8とをレベル比較部28側
にしておく。レベル比較部28より得られた誤差成分を基
に標準係数Ctを求め、求めた標準係数Ctをメモリ38に格
納する。

【００２２】また、トレーニング終了後またはトレーニ
ングをしていない時には、スイッチ41と42、スイッチ44
と45、及びスイッチ7と8を戻して、補償動作を行うが、
その動作は図１で説明した。本実施例においても、実際
の前置補償部について、複素演算部をアナログ回路（例
えば、図７の可変増幅器48，49）に置換えることが可能
である。更に、前述の実施例同様、前置補償部を乗算器
9，10と加算器11の間に配置することも可能である。

【００２３】次に、本発明を用いた応用例を図８を用い
て説明する。図８は本発明の送信機を使用したデータ伝
送装置の構成の一実施例を示すブロック図である。図８
(a)は送信部、図８(b)は受信部、51はアナログ信号の入
力端子、52はデータ入力端子、53はA/D変換器、54はマ
ルチプレクサ、55は変調器、56は送信機、57と58はアン
テナ、59は受信機、60は復調器、61はデマルチプレク
サ、62はD/A変換器、63はアナログ信号の出力端子、64
はデータ出力端子である。アナログ信号入力端子51はA/
D変換器53を介してマルチプレクサ54と接続され、デー
タ入力端子52もマルチプレクサ54と接続される。マルチ
プレクサ54は変調器55、送信機56を介して送信アンテナ
57と接続される。受信アンテナ58は、受信機59、復調器
60を介してデマルチプレクサ61と接続され、デマルチプ
レクサ61はD/A変換器62、データ出力端子64と接続さ
れ、D/A変換器62はアナログ信号出力端子63と接続され
る。以下、この動作について説明する。

【００２４】図８において、アナログ信号入力端子51か
らは、音声、あるいは映像などのアナログ信号が入力さ
れる。このアナログ信号を、A/D変換器53でディジタル
信号に変換し、マルチプレクサ54に入力する。一方、デ
ータ入力端子52はディジタル信号が直接入力され、ファ
ックスやコンピュータのようなデータ伝送装置が接続さ
れる。これらの入力信号を、必要に応じマルチプレクサ
54において多重化し、所定のデータフォーマットに変換
する。このデータ系列を変調器55で変調をかけ送信機56
で、周波数変換、電力増幅を行った後、送信アンテナ57
から送信される。この時、変調方式は、QPSK、π/4QPSK
あるいは16QAM等の線形変調であるとする。通常これら
の線形変調方式を用いる場合、送信機の非線形性、こと
に電力増幅器の非線形性が問題となる。即ち、これらの
非線形性による歪みが生じた場合、その歪み成分は不要
輻射となり、他の通信路に妨害を与えてしまう。一方、
非線形歪みを電力増幅器の動作点のみで制御しようとす
ると、電力効率が低下してしまい、車載、携帯機など、
電源容量に制限があるような場合にはその動作時間が極
端に短くなってしまう。そのため、送信機56として、前
述の実施例に述べたような線形補償機能を有する送信機
を用いる。送信アンテナ57から送信された信号を、受信
アンテナ58で受信し、受信機59で、増幅、周波数変換を
行った後、復調器60で、データ系列を再生する。再生さ
れたデータ系列からでマルチプレクサ61で、音声デー
タ、映像データ等を分離し、D/A変換器62でアナログ信
号に戻して、出力端子63から出力する。一方、ファック
ス、コンピュータなどから送信されてきたディジタルデ
ータは直接出力端子64から出力され、受信側のデータ伝
送機器に入力される。

【００２５】

【発明の効果】本発明によれば、高精度な線形補償が必
要とされる場合でも、比較的簡易なアルゴリズムと少な
いメモリ容量で広帯域にわたって高い歪み補償量が得ら
れるため、送信機、あるいは本送信機を用いた無線通信
装置の高精度、高効率化と同時に小型化、低価格化が可
能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図。

【図２】本発明の他の一実施例の構成を示すブロック
図。

【図３】従来の負帰還回路を用いた線形歪み補償を行
う送信機の構成を示すブロック図。

【図４】従来のプリディストーション方式を用いた線
形歪み補償を行う送信機の構成を示すブロック図。

【図５】前置補償部の一構成例を示すブロック図。

【図６】前置補償部の一構成例を示すブロック図。

【図７】前置補償部の一構成例を示すブロック図。

【図８】本発明の送信機を用いたデータ伝送装置の一
実施例の構成を示すブロック図。

【図９】トレーニング信号の説明図。

【図１０】前置補償部の一構成例を示すブロック図。

【符号の説明】

1，2：入力端子、 3，4：遅延素子、 5，6：加算器、
7，8：スイッチ、9，10：乗算器、 11：加算器、 1
2：バンドパスフィルタ（BPF）、 13：電力増幅器（P
A）、 14：局部発振器、 16，17：乗算器、 18，1
9：ループフィルタ、 20：方向性結合器、 21：出力
端子、 22，23：減算器、 24：移相器、25：π/2移相
器、 26，27：増幅器、 28：レベル比較部、 30，3
0′，30″：前置増幅部、 31，32：ベースバンド信号
入力端子、 33，34：前置補償信号出力端子、 35，3
6：直交検波入力端子、 37：複素演算部、 38：メモ
リ、39：電力算出部、 40，40′，40″：補償係数更新
部、 46，47：D/A変換器、48，49：可変増幅器、 4
1，42：スイッチ、 43：トレーニング信号の入力端
子、 44，45：スイッチ、 51，52：入力端子、 53：
A/D変換器、 54：マルチプレクサ、 55：変調器、 5
6：送信機、 57，58：アンテナ、 59：受信機、 6
0：復調器、 61：デマルチプレクサ、 62：D/A変換
器、 63，64：出力端子、 TR：トレーニング信号、
P_O：電力増幅器入出力特性、

フロントページの続きＦターム(参考） 5J090 AA04 AA41 CA21 CA62 CA92 FA08 GN03 GN06 HN03 HN04 HN07 HN17 KA16 KA17 KA26 KA32 KA34 KA42 MA13 SA14 TA01 TA02 5K046 AA05 BA00 BB05 CC03 EE03 EE32 EE42 EE51 EF02 5K060 BB07 CC04 CC11 FF06 HH06 HH11 HH31 HH34 HH36 HH39 JJ16 KK01 KK03 KK04 KK06 LL24

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】線形電力増幅器を有する送信機におい
て、プリディストーション方式の歪み補償と、負帰還方
式の歪み補償とを備えたことを特徴とする送信機。
【請求項２】線形電力増幅器を有する送信機であっ
て、前記送信機の入出力非線形特性の逆特性を入力信号
にあらかじめ与えることによって前記送信機の非線形性
を補償するプリディストーション方式の歪み補償手段を
備えた送信機において、前記送信機の出力信号の一部を
抽出する抽出手段と、該抽出手段によって抽出した一部
の出力信号を検波する検波手段と、該検波手段によって
検波した信号と前記送信機に入力されるベースバンド信
号との差分を求める差分検出手段と、該差分検出手段に
よって求めた差分を前記送信機の入出力非線形特性の逆
特性を入力する前の前記ベースバンド信号を補正するた
めの補正手段とを有し、前記送信機の非線形歪みを補償
したことを特徴とする送信機。
【請求項３】請求項１または請求項２記載の送信機に
おいて、前記送信機の入出力非線形特性に対し逆特性と
なるような代表値を記憶するための記憶装置と、該記憶
装置が記憶した前記代表値を補間または近似する補間・
近似手段とを有し、前記代表値または前記補間・近似手
段によって補間または近似した値を用いて前記送信機の
非線形歪みを補償したことを特徴とする送信機。
【請求項４】請求項１または請求項２記載の送信機の
前記プリディストーション方式において、前記送信機の
入出力非線形特性に対し逆特性となるような代表値を記
憶するための記憶装置と、該記憶装置が記憶した前記代
表値と記憶された値を前記送信機に入力されるベースバ
ンド信号をもとに前記非線形歪みの逆特性を与えるよう
な補正係数を算出するための数値演算部とを有し、前記
送信機の非線形歪みを補償したことを特徴とする送信
機。
【請求項５】請求４記載の送信機において、トレーニ
ング信号を入力し前記送信機の非線形性歪みの誤差成分
を測定するトレーニング手段を有し、該トレーニング手
段が測定したの前記誤差成分を用いて、前記補正係数を
補正することを特徴とする送信機。
【請求項６】請求項５記載の送信機において、前記負
帰還方式の歪み補償を行う負帰還ループを切断する切断
手段を設け、前記トレーニング手段を実行するときに前
記切断手段によって前記負帰還ループを切断することを
特徴とする無線機。
【請求項７】請求項１ないし請求項６記載の送信機に
おいて、前記送信機に入力されるベースバンド信号を変
調した後の中間周波帯の信号あるいは高周波帯の信号に
対して、プリディストーション方式による歪み補償を行
うことを特徴とする送信機。
【請求項８】請求項１ないし請求項７記載の送信機を
用いることを特徴とするデータ伝送装置。