JP2014220654A - 歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コスト化を図ることができる歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置を提供する。【解決手段】歪補償装置２０は、増幅器３によって増幅された対象信号に生じる歪成分を相殺するためのデジタルの歪相殺信号を生成する演算部２２と、前記歪相殺信号に対してΔΣ変調を行うΔΣ変調器２５と、ΔΣ変調された前記歪相殺信号を前記対象信号に加算するための加算器２１と、を備えている。加算器２１は、増幅器３に入力される対象信号をデジタル／アナログ変換するデジタル／アナログ変換器４の後段に設けられている。【選択図】図１

Description

本発明は、歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置に関するものである。

高出力増幅器（High Power Amplifier、以下、「ＨＰＡ」という）などの増幅器を用いて、無線波等の電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができないことがある。
特に、増幅したい無線波の周波数が高い場合には、非線形歪特性を補正して増幅器を線形化するために、デジタル信号処理を用いて増幅器の非線形歪特性を打ち消す前置歪補償（Predistortion）を施すことがある（例えば、特許文献１参照）。

図１４は、ＨＰＡに対して前置歪補償を実施するための一般的な歪補償装置を示すブロック図である。歪補償装置（ＤＰＤ：Digital Predistorter）１００は、デジタル処理によって前置歪補償を行う装置であり、ＨＰＡ１０１の出力信号をフィードバック信号として取得し、出力信号と入力信号とを比較することで、ＨＰＡ１０１による歪が補償されたデジタル信号である歪補償信号を出力する。

歪補償信号は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital/Analog Converter）１０２によりアナログ信号に変換され、ＨＰＡ１０１に与えられる。ＨＰＡ１０１は、この歪補償信号を増幅して出力信号として出力する。
また、ＤＰＤ１００がフィードバック信号として取得する出力信号は、ＨＰＡ１０１の出力端に設けられたカプラ１０３を介して取得する。

カプラ１０３を介して取得される出力信号はアナログ信号であるため、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog /Digital Converter）１０４によりデジタル信号に変換され、ＤＰＤ１００に与えられる。

特開２０１０−１１４７５９号公報

上記従来の歪補償装置は、入力信号と出力信号との比較により得られる歪成分に基づいて、当該歪成分を相殺するための歪相殺信号を生成し、入力信号に加算することで歪補償信号を生成している。
つまり、ＤＡＣ１０２がデジタル−アナログ変換する歪補償信号には、入力信号の他、歪成分を相殺するための歪相殺信号が加算されている。従って、ＤＡＣ１０２は、入力信号の帯域以外に当該入力信号の帯域外に存在する歪相殺信号についてもデジタル−アナログ変換する必要がある。

よって、ＤＡＣ１０２は、アナログ変換可能な帯域幅が、歪補償の対象となる歪成分の信号帯域幅を含むことが可能な帯域幅となるように設定する必要がある。
また、ＤＡＣ１０２は、入力信号を適切に再現するために分解能を比較的多ｂｉｔに設定する必要もある。
このため、上記従来の歪補償装置を用いた場合、歪補償信号のデジタル−アナログ変換を行うＤＡＣとして、アナログ変換可能な帯域幅が比較的広帯域でかつビット数が他ビットである変換器を用いる必要があり、装置全体としてコスト高を招くという問題を有していた。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、低コスト化を図ることができる歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置を提供することを目的とする。

（１）本発明は、対象信号を増幅する増幅器の歪特性を補償する歪補償装置であって、前記増幅器によって増幅された前記対象信号に生じる歪成分を相殺するためのデジタルの歪相殺信号を生成する生成部と、前記歪相殺信号に対してΔΣ変調を行うΔΣ変調器と、ΔΣ変調された前記歪相殺信号を前記対象信号に加算するための加算器と、を備え、前記加算器は、前記増幅器に入力される対象信号をデジタル／アナログ変換するデジタル／アナログ変換器の後段に設けられていることを特徴としている。

上記構成の歪補償装置によれば、歪相殺信号を、デジタル／アナログ変換後の対象信号に加算するので、デジタル／アナログ変換器に与えられる信号には、歪相殺信号が加算されていない。よって、デジタル／アナログ変換器は、対象信号の帯域外に広がる歪成分までもデジタル／アナログ変換する必要がない。このため、デジタル／アナログ変換器のデジタル／アナログ変換可能な帯域幅を、歪成分の帯域幅を考慮することなく狭帯域とすることができる。この結果、デジタル／アナログ変換可能な帯域幅が比較的狭いデジタル／アナログ変換器を用いることが可能となり、上記従来例よりもより低コスト化が可能となる。
また、本発明によれば、歪相殺信号をデジタル／アナログ変換器の後段の任意の場所に加算することができるため、回路設計の自由度が高められる。

（２）上述の理由から、前記デジタル／アナログ変換器におけるデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅は、前記増幅器によって増幅された前記対象信号をアナログ／デジタル変換して前記生成部に与えるアナログ／デジタル変換器におけるデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅よりも狭く設定されていることが好ましい。

（３）さらに、前記デジタル／アナログ変換器によるデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅は、前記対象信号の周波数帯域幅とほぼ一致していることがより好ましい。

（４）上記歪補償装置において、前記加算器は、デジタル／アナログ変換された前記対象信号を送信周波数に変換する周波数変換部の後段に設けられていることが好ましい。
ΔΣ変調器は、歪相殺信号をΔΣ変調することによって、歪相殺信号を比較的高い周波数の量子化信号として出力することができる。このため、歪相殺信号を送信周波数に変換する周波数変換部の後段に加算することで、歪相殺信号のために周波数変換部等のアナログデバイスを設ける必要がなくなり、さらに低コスト化に有利である。

（５）ある信号について、ΔΣ変調により量子化された反転信号を得る場合、前記ある信号の反転信号をΔΣ変調する方法と、前記ある信号をΔΣ変調しその信号を反転する方法とが考えられるが、両方法の間で、得られる反転信号が互いに一致しない場合がある。
このため、上記歪補償装置において、生成部が生成する歪相殺信号を反転して対象信号に加算する必要がある場合、前記ΔΣ変調器と、前記加算器との間に、前記歪相殺信号を反転させる反転部をさらに備えていることが好ましい。
この場合、ΔΣ変調された後の歪相殺信号を反転するので、反転された歪相殺信号をより精度よく得ることができる。

（６）上記歪補償装置において、前記生成部は、前記歪成分を次数の異なる歪成分ごとに分離し、次数の異なる歪成分ごとに複数の前記歪相殺信号を生成するものであり、前記ΔΣ変調器は、複数の前記歪相殺信号に対応して複数設けられているものであってもよい。
この場合、次数の異なる歪成分ごとに帯域幅を考慮して各ΔΣ変調器のオーバサンプリングレート等を設定することができる。

（７）また、本発明は、増幅器と、前記増幅器に入力される対象信号をデジタル／アナログ変換するデジタル／アナログ変換器と、前記増幅器の歪特性を補償する歪補償装置と、を備えた増幅装置であって、前記歪補償装置は、上記（１）〜（６）のいずれかに記載の歪補償装置であることを特徴としている。

（８）また、本発明の無線通信装置は、上記歪補償装置を備えていることを特徴としている。
上記増幅装置、及び無線通信装置によれば、低コスト化を図ることができる。

本発明の歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置によれば、低コスト化を図ることができる。

第１実施形態に係る歪補償装置を備えた無線通信装置の要部を示すブロック図である。 ΔΣ変調器のブロック図である。 １次ローパス型ΔΣ変調器の線形ｚ領域モデルのブロック図である。 ΔΣ変調器の量子化器における入力と出力との関係を示した図である。 （ａ）は、出力信号ｙを、当該出力信号ｙが含む成分ごとに模式的に示した図であり、（ｂ）は、主信号成分、（ｃ）は、歪成分を示した図である。 第２実施形態に係る歪補償装置を無線通信装置の要部を示すブロック図である。 参考形態に係る、１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号を出力するシステムのブロック図である。 ΔΣ変調器が出力する１ｂｉｔパルス列のパルス波形（対称波形）の一例を示す図であり、（ａ）は、そのアイパターンを示しており、（ｂ）は、このパルス波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示している。（ｃ）は、対称波形についての理想的なパルス波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示しており、（ｄ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示しており、（ｅ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。 １ｂｉｔパルス列のパルス波形（非対称波形）の一例を示す図であり、（ａ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示しており、（ｂ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。 図７中、歪補償装置を示すブロック図である。 ΔΣ変調器が出力する１ｂｉｔパルス列のパルス波形の一例を示す図であり、（ａ）は非対称成分を含んだパルス波形のアイパターン、（ｂ）は（ａ）に示すパルス波形の内の立ち上がり及び立ち下がり波形を示す図である。（ｃ）は、（ｂ）に示すパルス波形から非対称成分を除去したパルス波形、（ｄ）は、（ｂ）に示すパルス波形から抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示す図である。 信号生成部による歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）と、この歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に付加される非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）との関係を示した図であり、（ａ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）と、ΔΣ変調器から出力される１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号とを示している。（ｂ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を増幅したときの状態、（ｃ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を減衰したときの状態を示している。 図１０に示すシステムによって出力した歪補償前のＲＦ信号と、歪補償後のＲＦ信号のパワースペクトラムを示す図である。 ＨＰＡに対して前置歪補償を実施するための一般的な歪補償装置を示すブロック図である。

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
〔１． 第１実施形態〕
〔１．１ 歪補償装置の構成〕
図１は、第１実施形態に係る歪補償装置を備えた無線通信装置の要部を示すブロック図である。図中、無線通信装置１は、無線信号として送信される送信信号の増幅を行うための増幅装置２を備えている。なお、この増幅装置２は、受信信号の増幅に用いても良い。

増幅装置２は、高出力増幅器（ＨＰＡ、以下、単に増幅器ともいう）３と、増幅器３に入力される送信信号である信号ｘ（対象信号）に対してデジタル／アナログ変換を行うデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）４と、歪補償装置２０とを備えている。

ＤＡＣ４と、増幅器３の信号入力端との間には、送信周波数としてのＲＦ（Radio Frequency）周波数に変換するアップコンバータ５と、バンドパスフィルタ６とが接続されている。
ＤＡＣ４に与えられる信号ｘは、ＤＡＣ４によりアナログ信号に変換され、さらに、アップコンバータ５によってベースバンド周波数から、ＲＦ（Radio Frequency）周波数にアップコンバートされた後、バンドパスフィルタ６を通過して増幅器３に与えられる。

歪補償装置２０は、増幅器３による非線形歪特性を打ち消す歪補償処理を行う機能を有している。歪補償装置２０は、バンドパスフィルタ６と、増幅器３との間に接続された加算器２１を備えており、信号ｘに対して、増幅器３によって増幅された後の出力信号ｙに生じる歪成分を相殺するための歪相殺信号ｕを加算することで、歪補償処理を行う。

増幅器３は、歪相殺信号ｕが加算された信号ｘを増幅する。増幅器３の信号出力端には、アンテナ７が接続されており、増幅器３が出力する出力信号ｙは、送信信号としてアンテナ７から放射される。

増幅器３の信号出力端と、アンテナ７との間には、増幅器３が出力する出力信号ｙを得るためのカプラ８が接続されている。
カプラ８の出力端は、歪補償装置２０に接続されている。カプラ８と、歪補償装置２０との間には、ダウンコンバータ９と、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０とが接続されている。

カプラ８から得られる増幅器３の出力信号ｙは、ダウンコンバータ９によってＲＦ周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートされ、ＡＤＣ１０によってデジタル信号に変換され、歪補償装置２０に与えられる。
カプラ８から得られる出力信号ｙは、フィードバック信号として歪補償装置２０に与えられる。

歪補償装置２０は、上述の加算器２１の他、演算部２２と、バンドパス型ΔΣ変調器（ＢＰ−ＤＳＭ、以下、単にΔΣ変調器ともいう）２５と、反転増幅器２４とを備えている。
演算部２２は、ＤＡＣ４の前段の接続部からデジタル信号の信号ｘを取得するとともに、フィードバック信号としての出力信号ｙをデジタル信号として取得する。
演算部２２は、信号ｘと出力信号ｙとを比較し、両者の差分に基づいて出力信号ｙに生じる歪成分を歪相殺信号ｕとして生成する機能を有している。

ΔΣ変調器２５は、演算部２２が生成した歪相殺信号ｕに対してΔΣ変調を行い、歪相殺信号ｕを１ビットの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）として出力する。
１ビットの量子化信号として表現された歪相殺信号ｕは、反転増幅器２４を経て加算器２１に与えられ、信号ｘに加算される。

演算部２２は、信号ｘと出力信号ｙとを比較し、両者の差分に基づいて出力信号ｙに生じる歪成分を歪相殺信号ｕとして求める。よって、信号ｘに対しては、前記歪成分を逆特性として加算する必要がある。
そこで、本実施形態では、ΔΣ変調器２５と加算器２１との間に反転増幅器２４が接続されている。演算部２２により生成され、さらにΔΣ変調器２５によって１ビットの量子化信号とされた歪相殺信号ｕは、反転増幅器２４によって反転される。これにより、信号ｘに対しては、逆特性とされた歪相殺信号ｕが加算される。

歪相殺信号ｕが加算された信号ｘは、歪特性を有する増幅器３に入力される。
増幅器３は、歪相殺信号ｕが加算された信号ｘを増幅するので、当該増幅器３による出力信号ｙに含まれる歪が抑制される。
以上のようにして、本実施形態の歪補償装置２０は、出力信号ｙに含まれる歪を抑制し、増幅器３による非線形歪特性を打ち消すことで歪補償処理を行う。

〔１．２ ΔΣ変調器について〕
図２は、ΔΣ変調器２５のブロック図である。図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力Ｕ（本実施形態では、歪相殺信号ｕ）が、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力は、量子化器２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。

ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
V（ｚ）＝ＳＴＦ（ｚ）Ｕ（ｚ）＋ＮＴＦ（ｚ）Ｅ（ｚ） ・・・（１）

したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。

図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、下記式（２）のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ^−１）Ｅ（ｚ） ・・・（２）

つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ^−１である。

ここで、上記ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
ｚ → −ｚ^２ ・・・（３）

上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ^２に置き換えることで、本実施形態によるバンドパス型ΔΣ変調器２５が得られる。
上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。

ここで、演算部２２が生成する歪相殺信号ｕは、信号ｘに加算されるまでに、逆特性に変換する必要がある。本実施形態では、ΔΣ変調器２５と加算器２１との間に反転増幅器２４を接続することで、１ビットの量子化信号とされた歪相殺信号ｕを逆特性に変換するように構成されている。

これに対して、歪相殺信号ｕを逆特性に変換するために、上記のようにΔΣ変調器２５の後段に反転増幅器２４を接続する構成と、反転増幅器２４をΔΣ変調器２５の前段に接続する構成とが等価であるようにも思われる。
しかし、ΔΣ変調器２５の前段に反転増幅器２４を接続する構成では、逆特性とされた歪相殺信号ｕを精度よく得ることができないおそれがある。

上記式（１）にも示す通り、ΔΣ変調器２５の出力Ｖは、上記式（１）によって表されるように信号成分であるＳＴＦ（ｚ）Ｕ（ｚ）と、雑音成分であるＮＴＦ（ｚ）Ｅ（ｚ）との和として表されるが、仮に信号成分であるＵ（ｚ）に対して、「−１×Ｕ（ｚ）」を入力したとすると、「ＮＴＦ（ｚ）Ｅ（ｚ）」が不明である。

この点についてさらに検討すると、本実施形態において、上記構成のΔΣ変調器２５は、歪相殺信号ｕに対してΔΣ変調を行い、１ビットの量子化信号を出力する。
図４は、ΔΣ変調器２５の量子化器２８における入力と出力との関係を示した図である。
本実施形態のΔΣ変調器２５の量子化器２８は、例えば、２値の量子化レベル（−１Ｖ，＋１Ｖ）によって量子化信号を出力するように構成されている。さらにこの場合、量子化器２８は、例えば、当該量子化器２８に対する入力が「０」以上であるときに「＋１Ｖ」を出力し、「０」より小さいときに「−１Ｖ」を出力する。

つまり、入力が「０」のときの量子化レベルは、「＋１Ｖ」となるように設定されているので、入力前の信号を（−１）倍する場合、入力が「０」であるときは、（−１）倍しても「０」のままであるため、その後量子化器２８により量子化されると、「＋１Ｖ」を出力することとなる。
しかし、量子化後の出力を（−１）倍する場合、入力が「０」であるときは、量子化器２８により量子化されると、を入力してから量子化したとすると、「＋１Ｖ」を出力し、その後（−１）倍することになるので、「−１Ｖ」の出力となる。
このように、量子化前に信号に対して（−１）倍する場合と、量子化後に（−１）倍する場合とで、異なる結果が得られることとなる。

このように、ΔΣ変調器２５は、入力が「０」のときにも、２値の量子化レベルの内のいずれかを割り当てるので、変調対象である信号を予め反転させてしまうと、元の信号とは異なるように量子化され、当該信号を適切にΔΣ変調できない。よって、ΔΣ変調の後に反転させたとしても、元の信号との関係において適切に反転されない結果となる。

上記検討から、ΔΣ変調器２５の前段に反転増幅器２４を接続する構成では、歪相殺信号ｕを適切にΔΣ変調することができず、ΔΣ変調された歪相殺信号ｕの反転出力を精度よく得るには、歪相殺信号ｕをΔΣ変調した後に反転させるべきであることが判る。

従って、本実施形態では、ΔΣ変調器２５と加算器２１との間に反転増幅器２４を接続することで、１ビットの量子化信号とされた歪相殺信号ｕを反転することで逆特性に変換するように構成されているので、ΔΣ変調によって量子化信号とされるとともに反転された歪相殺信号ｕをより精度よく得ることができる。

〔１．３ ΔΣ変調器及びデジタル／アナログ変換器のサンプリングレート等について〕
歪補償装置２０の演算部２２は、歪相殺信号ｕ（歪成分）として、信号ｘを増幅したときに生じる３次及び５次の歪成分を求める。
よって、ΔΣ変調器２５は、３次及び５次の歪成分のみについてΔΣ変調を行う。

また、ＤＡＣ４は、信号ｘについてデジタル／アナログ変換可能とされ、信号ｘの周波数帯域に隣接する帯域の信号については、デジタル／アナログ変換の対象に設定されていない。

図５（ａ）は、出力信号ｙを、当該出力信号ｙが含む成分ごとに模式的に示した図である。図中、横軸は周波数、縦軸はＳＮ比（ｄＢ）を示している。
出力信号ｙは、信号ｘである主信号成分（図５（ｂ））の他、隣接周波数帯域に増幅器３の歪特性により生じる歪成分（図５（ｃ））を含んでいる。

例えば、主信号成分の周波数帯域幅ＢＷ１が１０ＭＨｚであるとすると、主信号成分に隣接する３次歪成分の周波数帯域幅ＢＷ２は、３０ＭＨｚ、さらに３次歪成分に隣接する５次歪成分の周波数帯域幅ＢＷ３は、５０ＭＨｚとなる。

本実施形態の歪補償装置２０の演算部２２は、信号ｘと出力信号ｙとの差分から、図５（ｃ）に示す３次及び５次の歪成分を求める。
この３次及び５次の歪成分は、ΔΣ変調器２５によってΔΣ変調がなされる。
よって、ΔΣ変調器２５は、その中心周波数が信号ｘに設定され、信号通過帯域幅が５次の歪成分の周波数帯域幅ＢＷ３の５０ＭＨｚに設定される。
また、ΔΣ変調器２５として必要な帯域幅は、５次歪成分の周波数帯域幅ＢＷ３の５０ＭＨｚである。また、３次歪成分のＳＮ比であるＳＮ２として必要な値が例えば３０ｄＢであるとすると、ΔΣ変調器２５として必要なオーバサンプリングレート（ＯＳＲ）は、５０に設定される。
この場合、ΔΣ変調器２５のサンプリングレートｆｓは、下記式のようになる。
ｆｓ ＝ 信号周波数帯域幅 × ＯＳＲ ＝ ５０ × ５０ ＝ ２．５ＧＨｚ

また、本実施形態の増幅装置２では、ＤＡＣ４によってデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅が、信号ｘの周波数帯域幅とほぼ一致するように設定されている。
よって、ＤＡＣ４によってデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅は、増幅器３の歪特性による歪成分を含む出力信号ｙをアナログ／デジタル変換する必要があるＡＤＣ１０におけるアナログ／デジタル変換可能な周波数帯域幅よりも狭く設定されている。

なお、ＤＡＣ４によるデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅とは、ナイキストの定理に基づき、変換の対象とする信号の周波数帯域幅の２倍の帯域幅を示している。
よって、本実施形態のＤＡＣ４のサンプリングレートｆｓは、２０ＭＨｚ（１０ＭＨｚ（信号ｘの帯域幅）×２）に設定されている。

また、ＤＡＣ４によってデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅が、信号ｘの周波数帯域幅とほぼ一致している状態とは、ＤＡＣ４によってデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅が、信号ｘの周波数帯域幅以上であって、信号ｘの周波数帯域幅を超えて隣接帯域に及ぶ部分については、誤差を許容するマージン程度とされている状態をいう。

また、例えば、主信号成分のＳＮ比であるＳＮ１として、６０ｄＢ必要であるとすると、ＤＡＣ４の分解能として１０ｂｉｔ以上必要となる。よって、本実施形態のＤＡＣ４は、分解能が１０ｂｉｔとされている。

ここで、例えば、上記従来例（図１４）にて示した歪補償装置のＤＡＣ１０２では、デジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅が、歪補償の対象となる歪成分の信号帯域幅となるように設定する必要がある。
また、ＤＡＣ１０２は、主信号成分を適切に再現するために分解能が比較的高くなるようにビット数を設定する必要もある。

つまり、上記従来例の歪補償装置によって、図５（ａ）に示す出力信号ｙを出力する場合、ＤＡＣ１０２は、５次歪成分の帯域幅ＢＷ３に合わせる必要がある。よって、ＤＡＣ１０２のサンプリングレートｆｓは、１００ＭＨｚ（５０ＭＨｚ（５次歪成分の帯域幅）×２）に設定する必要がある。さらに、分解能については主信号成分に合わせる必要があるため、例えば、１０ｂｉｔとする必要がある。

このため、上記従来の歪補償装置では、歪補償信号のデジタル／アナログ変換を行うＤＡＣとして、デジタル／アナログ変換可能な帯域幅が比較的広帯域でかつ分解能が高い変換器を用いる必要があり、装置全体としてコスト高を招く場合があった。

この点、本実施形態の歪補償装置２０によれば、歪相殺信号ｕを、ＤＡＣ４の後段において加算するので、ＤＡＣ４に与えられる信号には、歪相殺信号ｕが加算されていない。よって、ＤＡＣ４は、信号ｘの帯域外に広がる歪成分までもデジタル／アナログ変換する必要がない。このため、ＤＡＣ４のデジタル／アナログ変換可能な帯域幅を、歪成分の帯域幅を考慮することなく信号ｘの帯域幅に合わせるように狭帯域とすることができる。この結果、デジタル／アナログ変換可能な帯域幅が比較的狭いデジタル／アナログ変換器を用いることが可能となり、上記従来例よりもより低コスト化が可能となる。

また、仮に主信号成分をΔΣ変調によってデジタル／アナログ変換しようとする場合、主信号成分のＳＮ比であるＳＮ１（図５）として、６０ｄＢ必要であるとすると、ＯＳＲを１００以上に設定する必要があり、非常に高いサンプリングレートとなり、装置としてのコストにおいて不利となる。
一方、本実施形態では、主信号成分については、一般的なＤＡＣ４によってデジタル／アナログ変換し、歪補償に用いる歪相殺信号ｕについては、ΔΣ変調器２５を用いたので、ＤＡＣ４及びΔΣ変調器２５それぞれについて、サンプリングレートを低く抑えることができ、コストをより低減することができる。

また、本実施形態では、歪相殺信号ｕは、１ビットの量子化信号として出力されるので、ＤＡＣ４の後段の任意の位置に加算することができる。このため、回路設計の自由度が高められる。つまり、図１では、加算器２１をバンドパスフィルタ６と、増幅器３との間に接続したが、アップコンバータ５とバンドパスフィルタ６との間に接続してもよく、ＤＡＣ４の後段でかつ増幅器３の前段であれば、加算器２１を任意の位置に接続することができる。

ただし、加算器２１は、アップコンバータ５よりも後段に接続されていることが好ましい。
ΔΣ変調器２５は、歪相殺信号ｕをΔΣ変調することによって、歪相殺信号ｕを比較的高い周波数の１ビットの量子化信号として出力することができる。このため、加算器２１をアップコンバータ５よりも後段に接続することで、歪相殺信号ｕをＲＦ周波数とするためのアップコンバータ等のアナログデバイスを設ける必要がなくなり、さらに低コスト化に有利である。

また、上述したように、本実施形態のＤＡＣ４は、歪補償に必要な歪成分をデジタル／アナログ変換する必要がないので、例えば、元々歪補償機能を備えておらず、歪成分を含む帯域幅でデジタル／アナログ変換することができないＤＡＣを備えている増幅装置に対して、本実施形態の歪補償装置２０を設けることで、その増幅装置に対して歪補償機能を付与することもできる。

つまり、既存の増幅装置に対して、ＤＡＣ等の変更をすることなく、本実施形態にて示した歪補償装置２０を容易に追加することができ、容易に歪補償機能を付与することができる。

〔２． 第２実施形態〕
図６は、第２実施形態に係る歪補償装置を無線通信装置の要部を示すブロック図である。
本実施形態の歪補償装置２０は、２つのΔΣ変調器を備えている点において、第１実施形態と相違している。

本実施形態の歪補償装置２０は、第１ΔΣ変調器３０と、第２ΔΣ変調器３１と、第１ΔΣ変調器３０の出力を反転する第１反転増幅器３２と、第２ΔΣ変調器３１の出力を反転する第２反転増幅器３３と、次数の異なる歪成分ごとに複数の歪相殺信号を出力するフィルタ回路３４とを備えている。

本実施形態の演算部２２は、信号ｘと出力信号ｙとを比較し、両者の差分に基づいて出力信号ｙに生じる歪成分をフィルタ回路３４に与える。
フィルタ回路３４は、演算部２２から与えられる歪成分を次数の異なる歪成分ごとに分離し、次数の異なる歪成分ごとに複数の歪相殺信号を生成する。
本実施形態では、フィルタ回路３４は、演算部２２から与えられる歪成分を３次歪成分（図５（ｃ）参照）に対応した第１歪相殺信号ｕ１と、５次歪成分（図５（ｃ）参照）に対応した第２歪相殺信号ｕ２とに分離する。つまり、フィルタ回路３４は、演算部２２とともに、歪相殺信号を生成する生成部を構成している。

フィルタ回路３４は、第１歪相殺信号ｕ１を第１ΔΣ変調器３０に与え、第２歪相殺信号ｕ２を第２ΔΣ変調器３１に与える。
第１ΔΣ変調器３０に与えられた第１歪相殺信号ｕ１は、第１ΔΣ変調器３０によってΔΣ変調された後、第１反転増幅器３２を通過して加算器２１に与えられ、信号ｘに加算される。
また、第２ΔΣ変調器３１に与えられた第２歪相殺信号ｕ２は、第２ΔΣ変調器３１によってΔΣ変調された後、第２反転増幅器３３を通過して加算器２１に与えられ、信号ｘに加算される。

信号ｘに加算された第１歪相殺信号ｕ１は、出力信号ｙにおける３次歪成分を相殺し、第２歪相殺信号ｕ２は、出力信号ｙにおける５次歪成分を相殺する。

本実施形態では、第１ΔΣ変調器３０は、３次歪成分に対応した第１歪相殺信号ｕ１に対してΔΣ変調を行う。よって、第１ΔΣ変調器３０は、信号通過帯域幅が３次の歪成分の周波数帯域幅ＢＷ２の３０ＭＨｚに設定される。
また、第１ΔΣ変調器３０として必要な帯域幅は、３次歪成分の周波数帯域幅ＢＷ２の３０ＭＨｚである（図５参照）。また、３次歪成分のＳＮ比であるＳＮ２として必要な値が例えば３０ｄＢであるとすると、第１ΔΣ変調器３０として必要なオーバサンプリングレート（ＯＳＲ）は、５０に設定される。
よって、第１ΔΣ変調器３０のサンプリングレートｆｓは、下記式のようになる。
ｆｓ ＝ 信号周波数帯域幅 × ＯＳＲ ＝ ３０ × ５０ ＝ １．５ＧＨｚ

また、第２ΔΣ変調器３１は、５次歪成分に対応した第２歪相殺信号ｕ２に対してΔΣ変調を行う。よって、第２ΔΣ変調器３１は、信号通過帯域幅が５次の歪成分の周波数帯域幅ＢＷ３の５０ＭＨｚに設定される。
また、第２ΔΣ変調器３１として必要な帯域幅は、５次歪成分の周波数帯域幅ＢＷ３の５０ＭＨｚである（図５参照）。また、５次歪成分のＳＮ比であるＳＮ３として必要な値が例えば１０ｄＢであるとすると、第２ΔΣ変調器３１として必要なオーバサンプリングレート（ＯＳＲ）は、第１ΔΣ変調器３０よりも低い値として２０に設定される。
よって、第２ΔΣ変調器３１のサンプリングレートｆｓは、下記式のようになる。
ｆｓ ＝ 信号周波数帯域幅 × ＯＳＲ ＝ ５０ × ２０ ＝ １．０ＧＨｚ

上記のように、本実施形態では、３次及び５次の歪成分ごとにΔΣ変調器３０，３１を設けたので、３次及び５次の歪成分ごとに帯域幅を考慮して、両ΔΣ変調器３０，３１のオーバサンプリングレート等を設定することができる。この結果、両ΔΣ変調器３０，３１それぞれのサンプリングレートをより低く抑えることができる。

〔３． 参考形態〕
〔３．１ システムの構成〕
図７は、参考形態に係る、１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号を出力するシステムのブロック図である。このシステム４０は、デジタル信号処理部４１と、バンドパスフィルタ４２と、を有している。

デジタル信号処理部４１は、所定のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）周波数の信号であるＲＦ信号を表現するデジタル信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。

デジタル信号処理部４１から出力された１ｂｉｔパルス列は、バンドパスフィルタ４２に与えられる。１ｂｉｔパルス列は、ＲＦ周波数以外の帯域にノイズ成分を含んでいる。そのノイズ成分は、アナログフィルタによって除去される。
１ｂｉｔパルス列は、バンドパスフィルタ４２を通過するだけで、純粋なアナログのＲＦ信号となる。

このように、デジタル信号処理部４１では、デジタル信号処理によって１ｂｉｔパルス列を生成することで、実質的に、ＲＦ信号を生成することができる。したがって、ＲＦ信号を表現している１ｂｉｔパルス列を、アナログのＲＦ信号を処理する回路（例えば、無線通信機、テレビ受信機などのＲＦ信号受信機）に与えれば、その回路は、１ｂｉｔパルス列をアナログのＲＦ信号として処理することができる。なお、この場合、バンドパスフィルタ４２は、ＲＦ信号を処理する回路に備わっていればよい。

デジタル信号処理部４１とバンドパスフィルタ４２との間の信号伝送路４３は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの伝送線路であってもよい。また、信号伝送路４３は、１ｂｉｔパルス列を送信するための専用線である必要は無く、インターネットなどのパケット通信を行う通信ネットワークであってもよい。パケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路４３として用いる場合、送信側（デジタル信号処理部４１側）は、１ｂｉｔパルス列を、ビット列に変換して、信号伝送路４３に送信し、受信側（バンドパスフィルタ４２側）が、受信したビット列を元の１ｂｉｔパルス列に復元すればよい。

デジタル信号処理部４１は、信号伝送路４３に対して、１ｂｉｔパルス列を送信する送信機とみなすことができる。この場合、バンドパスフィルタ４２を有する装置は、ＲＦ信号の受信機となる。
また、システム４０全体が送信機として構成されていてもよい。例えば、システム４０は、デジタル信号処理部４１から出力された信号を増幅器にて増幅し、アンテナから出力するよう構成されていてもよい。この場合、バンドパスフィルタ４２は、デジタル信号処理部４１とアンテナとの間に設けてもよいし、アンテナをバンドパスフィルタ４２として機能させてもよい。

デジタル信号処理部４１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部４４と、ベースバンド信号を変調するデジタル直交変調器４５（以下、単に直交変調器４５ともいう）と、処理部４６と、ΔΣ変調器４７と、歪補償装置５０とを備えている。

ベースバンド部４４は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
直交変調器４５は、ＩＱベースバンド信号を、中間周波数の信号に変換する。直交変調器４５は、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されている。したがって、直交変調器４５からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号（デジタルＩＦ信号）が出力される。
なお、変調波を生成する直交変調器４５としては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。

直交変調器４５から出力されたＩＦ信号は、デジタル信号処理部４１における処理部４６に与えられる。処理部４６は、ＩＦ信号に対して、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部４６からは、デジタル信号処理によって生成された、デジタル信号形式のＲＦ信号（デジタルＲＦ信号）が出力される。

処理部４６から出力されたデジタルＲＦ信号は、ΔΣ変調器４７に与えられる。ΔΣ変調器４７は、入力信号であるデジタルＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ΔΣ変調器４７から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号であるが、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。
なお、ΔΣ変調器４７の構成は、上記第１実施形態にて示したΔΣ変調器２５と同様である。
ΔΣ変調器４７から出力された１ｂｉｔパルス列は、歪補償装置５０に与えられる。

歪補償装置５０は、ΔΣ変調器４７が出力する１ｂｉｔパルス列を構成するパルス波形に生じる歪を補償する機能を有している。
歪補償装置５０から出力された歪補償がなされた１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号処理部４１の出力信号として、デジタル信号処理部４１から信号伝送路４３へ出力される。

次に、歪補償装置５０が補償する、１ｂｉｔパルス列を構成するパルス波形に生じる歪について説明する。

〔３．２ １ｂｉｔパルス列を構成する波形に生じる歪〕
本発明者は、１ｂｉｔパルス列を構成するパルス波形が、時間軸に対して線対称なパルス波形である場合、１ｂｉｔパルス列とされたＲＦ信号の信号特性、特に隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ；Adjacent Channel Leakage power Ratio）を向上させるという知見を、種々の実験結果から得た。

そこで、本参考形態の歪補償装置５０は、１ｂｉｔパルス列を構成するパルス波形が、時間軸に対して線対称となることを妨げる歪を相殺し歪補償するように構成されている。

図８は、ΔΣ変調器４７が出力する１ｂｉｔパルス列のパルス波形の一例を示す図であり、図８（ａ）は、そのアイパターンを示しており、図８（ｂ）は、このパルス波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示している。
図８に示すパルス波形は、アイパターン及び時間軸波形が示すように、時間軸に対して線対称となっている。以下、このような時間軸に対して線対称なパルス波形を対称波形ともいう。また、時間軸に対して非対称なパルス波形を非対称波形ともいう。
なお、時間軸は、パルスのＬｏｗレベル（−１）とＨｉｇｈレベル（＋１）の中間（０）にあるものとする（以下、同様）。

また、図８（ｃ）は、対称波形についての理想的なパルス波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示している。ここで、理想的なパルス波形とは、完全な矩形波を構成する際の波形であり、理想的なパルス立ち上がり波形とは、完全な矩形波を構成する際の立ち上がり波形と実質的に同一の波形を指し、理想的なパルス立ち下がり波形とは、完全な矩形波を構成する際の立ち下がり波形と実質的に同一の波形を指す。

ここで、上記パルス波形の立ち上がり波形をｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）、立ち下がり波形をｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とすると、ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、式（４）（５）に示すように、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）と非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に分解することができる。
ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）＝ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）＋ｆ_Ｓｙｍ（ｔ） ・・・（４）
ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）＝ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）−ｆ_Ｓｙｍ（ｔ） ・・・（５）

非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、上記式（４）、（５）より、下記式（６）によって表すことができる。

式（６）は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とが、下記式（７）の関係を有している場合に、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が無くなることを示している。
ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）＝−ｆ_ｆａｌｌ（ｔ） ・・・（７）

式（７）を満たす場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、時間軸に対して線対称となる。つまり、式（７）を満たすパルス波形をアイパターンで示した場合、そのアイパターンは時間軸に対して線対称となる。

図８（ｄ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図８（ｅ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図８（ｂ）に示すように、対称波形は、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）及びパルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）それぞれに歪成分を有している。

式（７）を満たす場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を含んでいるが（図８（ｄ）参照）、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は含んでいない（図８（ｅ）参照）。

対称波形において、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とを、アイパターンのように、立ち上がり開始時点と立ち下がり開始時点とを時間軸上で一致させて重ねた場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、遷移時間（立ち上がり時間、立ち下がり時間）が同一であるため、時間軸に対して線対称となる。
換言すると、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）における歪成分（第１歪成分）と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における歪成分（第２歪成分）とは、時間軸に対して線対称となっており、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）はゼロとなる。

図９は、式（７）を満たさないパルス波形（非対称波形）を示している。図９（ａ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して非対称となっている。具体的には、図９に示す非対称波形は、パルスの立ち上がり時間よりも、パルスの立ち下がり時間の方が長い波形となっている。

図９（ｂ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図９（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、図９（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図９（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図９に示すように、非対称波形も、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）及びパルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）それぞれに歪成分を有している。

式（７）を満たさない場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）とともに、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を有する（図９（ｄ）、図９（ｅ）参照）。

本参考形態の歪補償装置５０は、１ｂｉｔパルス列を構成するパルス波形を時間軸に対して非対称にしうる要素（歪）である上記対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を相殺し抑圧して歪補償を実施するように構成されている。

〔３．３ 歪補償装置の全体構成〕
図１０は、図７中、歪補償装置５０を示すブロック図である。ΔΣ変調器４７は、上述のように、処理部４６から与えられるデジタルのＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って当該ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列を生成する。ΔΣ変調器４７による１ｂｉｔパルス列は、入力されるＲＦ信号の周波数帯域を含む帯域がノイズシェイピングされている。１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号には、入力されるＲＦ信号の他、ノイズシェイピングされている量子化雑音阻止帯域の帯域外に、ノイズシェイプにより移動された量子化雑音が比較的高い電力比で存在している。

ΔΣ変調器４７は、量子化雑音阻止帯域が、当該ΔΣ変調器４７に入力されるＲＦ信号の周波数帯域（ＲＦ信号の信号帯域）を含むように設定されている。
なお、ΔΣ変調器４７は、量子化雑音阻止帯域（バンドパス型ΔΣ変調器４７の中心周波数）を、入力されるＲＦ信号の周波数帯域に応じて、変更可能に構成することもできる。
また、ΔΣ変調器４７は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。

歪補償装置５０は、ΔΣ変調器４７から出力される、１ｂｉｔパルス列に加算することで、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分とを時間軸に対して実質的に線対称としうる歪補償信号を１ｂｉｔパルス列として出力する機能を有している。

本形態の歪補償装置５０は、非対称成分供給部５１と、信号生成部５２とを備えている。
信号生成部５２は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分との間の時間軸に対する線対称性を低下させる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に基づいて、歪補償信号（歪相殺信号）を生成する機能を有している。
歪補償信号は、ΔΣ変調器４７から出力される１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧することが可能な信号である。より具体的に、歪補償信号は、前記１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抽出することで得られる歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を１ｂｉｔパルス列に変換したものである。

信号生成部５２は、生成した歪補償信号をΔΣ変調器４７の後段に設けられた加算器６５に出力する。
これによって、歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号に加算される。このように、本形態の歪補償装置５０は、フィードフォーワード型の歪補償を実行するように構成されている。

歪補償信号が加算された、１ｂｉｔパルス列は、ＲＦ信号の帯域に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が抑圧され、歪補償がなされる。
歪補償がなされた１ｂｉｔパルス列は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分とが、時間軸に対して実質的に線対称に漸近することとなる。
この結果、この１ｂｉｔパルス列から得られるアナログのＲＦ信号の信号特性を向上させることができる。

〔３．４ 非対称成分供給部について〕
非対称成分供給部５１は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をデジタル信号として信号生成部５２に供給する。非対称成分供給部５１が供給する歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、ＬＵＴ記憶部５３に記憶されているＬＵＴ（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）に格納されている。ＬＵＴは、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）がデジタル信号（デジタル信号形式の信号）として示された情報を格納している。
非対称成分供給部５１は、必要に応じて、ＬＵＴ記憶部５３のＬＵＴを参照し、信号生成部５２に供給すべき歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を取得する。
非対称成分供給部５１は、取得した歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をデジタル信号として信号生成部５２に供給する。

ＬＵＴ記憶部５３に記憶された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、ΔΣ変調器４７が出力する１ｂｉｔパルス列のアイパターンを測定し、アイパターンから抽出される１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に基づいて求められる。
非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、予め測定したΔΣ変調器４７による１ｂｉｔパルス列のアイパターンに基づいて、上述した式（６）を適用することで抽出することができる。
１ｂｉｔパルス列から抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、デジタル信号に変換された後、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）としてＬＵＴ記憶部５３のＬＵＴに格納される。
つまり、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、測定されたアイパターンから抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）をデジタル信号に変換したものである。

図１１は、ΔΣ変調器４７が出力する１ｂｉｔパルス列のパルス波形の一例を示す図であり、（ａ）は非対称成分を含んだパルス波形のアイパターン、（ｂ）は（ａ）に示すパルス波形の内の立ち上がり及び立ち下がり波形を示す図である。
図１１（ａ）及び（ｂ）に示すパルス波形は、パルスの立ち上がり時間よりも立ち下がり時間の方が長い波形となっており、立ち上がり波形と立ち下がり波形とは、時間軸方向に非対称となっている。

図１１（ｃ）は、図１１（ｂ）に示すパルス波形から非対称成分を除去したパルス波形、図１１（ｄ）は、図１１（ｂ）に示すパルス波形から抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示す図である。
上記アイパターンに基づいて平均化されたパルスの立ち上がり波形と立ち下がり波形とが取得され、取得された波形に対して、上記式（６）を適用することで、図１１（ｄ）に示す非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抽出することができる。

図１０を参照して、非対称成分供給部５１には、ΔΣ変調器４７の後段に接続された分岐路５４を介して、ΔΣ変調器４７が出力する１ｂｉｔパルス列が与えられる。非対称成分供給部５１は、与えられた１ｂｉｔパルス列に基づいて、当該１ｂｉｔパルス列におけるパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを取得する。
非対称成分供給部５１は、ΔΣ変調器４７が出力する１ｂｉｔパルス列のパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて、デジタル信号である歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を信号生成部５２に供給する。信号生成部５２は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の供給に応じて歪補償信号を生成する。

１ｂｉｔパルス列における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、パルスの立ち上がり波形及び立ち下がり波形に含まれている。
上記歪補償信号は、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧するための信号である。よって、精度よく歪補償を行うために、歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列におけるパルスの立ち上がり波形及び立ち下がり波形に含まれる非対称成分に加算する必要がある。

この点、本形態では、非対称成分供給部５１が、１ｂｉｔパルス列のパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を信号生成部５２に供給するので、ＲＦ信号におけるパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて、信号生成部５２に歪補償信号を生成し出力させることができる。

このように、非対称成分供給部５１は、ΔΣ変調器４７からの１ｂｉｔパルス列のパルス波形の変化に応じて歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を供給することにより、適切なタイミングで歪補償信号を生成し、ΔΣ変調器４７からの１ｂｉｔパルス列に加算することができる。この結果、効果的に歪補償を行うことができる。

なお、図９（ｅ）や、図１１（ｄ）に示すように、立ち上がり波形に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）と、立ち下がり波形に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）とは、ほぼ同一の成分である。このため、非対称成分供給部５１は、パルスの立ち上がり及び立ち下がりの両タイミングに対して、同じ歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を用いる。

〔３．５ 信号生成部について〕
信号生成部５２は、上述したように、１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を歪補償信号として生成する機能を有している。

図１０に示すように、信号生成部５２は、非対称成分供給部５１からの歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）が与えられるバンドパスフィルタ５６と、増幅器５７と、ΔΣ変調器５８と、反転増幅器５５と、ＡＴＴ（減衰器）５９とを備えている。なお、バンドパスフィルタ５６、増幅器５７、ΔΣ変調器５８、及び反転増幅器５５は、デジタル信号処理を行うデジタル信号処理部４１に設けられている。

バンドパスフィルタ５６は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の内、歪補償に必要な帯域の成分を通過させ、通過成分を後段の増幅器５７に与える。

上記必要な帯域とは、ΔΣ変調器４７から出力されることで１ｂｉｔパルス列として表現されているＲＦ信号の周波数帯域である。
ΔΣ変調器４７から出力された１ｂｉｔパルス列において、ＲＦ信号の周波数帯域以外の帯域はノイズ成分なので、歪補償を行う必要があるのは、ＲＦ信号の周波数帯域のみである。
この点、本形態では、バンドパスフィルタ５６を設けることで、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の内、歪補償にとって必要がない帯域の成分を除去でき、後段の処理量を減少させることができる。

増幅器５７は、バンドパスフィルタ５６を通過した歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を所定の増幅率Ｇで増幅する。増幅器５７は、増幅した歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をΔΣ変調器５８に与える。

ΔΣ変調器５８は、上記で説明したΔΣ変調器２５（４７）と同様の構成である。ΔΣ変調器５８は、上記で説明したΔΣ変調器２５と同様、ＲＦ信号の周波数帯域を含むように設定されている。
ΔΣ変調器５８は、デジタル信号である歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）にΔΣ変調を行うことで、１ｂｉｔパルス列で表現された信号（量子化信号）に変換し、反転増幅器５５に与える。

反転増幅器５５は、１ｂｉｔパルス列で表現された量子化信号として与えられる歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を反転させる。反転増幅器５５は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を反転させることで、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を逆特性に変換し、ΔΣ変調器４７からの１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号に当該歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）が加算されたときに非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を相殺することができるように変換する。
反転増幅器５５は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を反転させた後、後段に接続された減衰器５９に与える。

減衰器５９は、１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を減衰する。減衰器５９は、増幅器５７によって増幅された利得を減衰させうる減衰率Ｗに設定されている。減衰器５９は、減衰後の１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を加算器６５に出力する。
すなわち、信号生成部５２は、減衰器５９により減衰された後の１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を、歪補償信号として加算器６５に出力する。

ここで、信号生成部５２は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をΔΣ変調器５８によって１ｂｉｔパルス列で表現された信号（量子化信号）に変換している。従って、１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）においても、ΔΣ変調によって生じる非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）が雑音成分として含まれる。このため、単にΔΣ変調を行っただけでは、ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列の歪補償を適切に行うことができないおそれがある。

この点、本形態では、ΔΣ変調前の歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を増幅器５７によって増幅し、ΔΣ変調器５８によって歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を１ｂｉｔパルス列に変換した後に、当該１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を減衰器５９によって減衰するので、１ｂｉｔパルス列に変換する際に歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に付加される非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）（歪成分）を、相対的に抑制することができ、より精度の高い歪補償信号を生成することができる。

図１２は、信号生成部５２による歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）と、この歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に付加される非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）との関係を示した図であり、（ａ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）と、ΔΣ変調器４７から出力される１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号とを示している。（ｂ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を増幅したときの状態、（ｃ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を減衰したときの状態を示している。

図１２（ａ）中、量子化誤差Ｑ１に対する１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号Ｓの電力比が、例えば６０ｄＢであるとする。また、ＲＦ信号Ｓに対するＲＦ信号Ｓに含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）の電力比が−４０ｄＢであるとすると、ＲＦ信号Ｓに対する歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を示す信号Ｅｒ１の電力比も、−４０ｄＢとなる。歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に基づいてほぼ同じとなるように求められているからである。

このとき、図１２（ｂ）に示すように、信号Ｅｒ１を所定の増幅率Ｇで増幅し、量子化誤差Ｑ２に対する信号Ｅｒ１の電力比を、例えば６０ｄＢとした後、当該信号Ｅｒ１に対してΔΣ変調を行ったとする。
ここで、ΔΣ変調後の（１ｂｉｔパルス列で表現された）信号Ｅｒ１は、上述したように、ΔΣ変調によって生じる非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）を含んでいる。
図１２（ｂ）に示すように、ΔΣ変調後の信号Ｅｒ１（歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ））に含まれる非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）を示す信号Ｅｒ２の電力は、量子化誤差Ｑ２よりも大きく、反転信号Ｅｒ１よりも小さく現れる。

図１２（ｂ）に示すΣ変調後の信号Ｅｒ１を、所定の減衰率Ｗで増幅前の電力程度（図１２（ａ））となるように減衰すると、図１２（ｃ）のように、増幅前とほぼ同様の信号Ｅｒ１が得られる。また、信号Ｅｒ１、ＲＦ信号Ｓに対する量子化誤差Ｑ１、信号Ｅｒ２、及び信号Ｅｒ１に対する量子化誤差Ｑ２は、下記式（８）に示す関係となる。
Ｅｒ１ ＜ Ｑ１ ＜ Ｅｒ２ ＜ Ｑ２ ・・・（８）

つまり、ΔΣ変調によって信号Ｅｒ１に生じた非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）（信号Ｅｒ２）は、減衰器５９によって減衰されることで、量子化誤差Ｑ１よりも小さくなるように抑圧することができ、実質的に信号Ｅｒ１から除去することができる。
この結果、信号生成部５２は、減衰器５９から出力される１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に含まれる、ΔΣ変調による非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）等の誤差成分を抑圧でき、精度の高い歪補償信号を得ることができる。

〔３．６ 歪補償について〕
図１０を参照して、信号生成部５２が出力する歪補償信号は加算器６５に与えられる。これにより、歪補償信号（１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ））は、ΔΣ変調器４７からの１ｂｉｔパルス列に加算される。

上述したように、歪補償信号は、ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列におけるパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて加算する必要がある。このため、非対称成分供給部５１は、パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を信号生成部５２に供給する。

しかし、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）が与えられた信号生成部５２は、歪補償信号を生成するために所定期間を必要とする。このため、非対称成分供給部５１において歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の供給時に、タイミングを調整したとしても、歪補償信号が加算器６５に出力されたときには、ΔΣ変調器４７からの１ｂｉｔパルス列に対しては遅延が生じるおそれがある。

このため、歪補償装置５０は、ΔΣ変調器４７と、加算器６５との間に配置された遅延処理部６１をさらに備えている。遅延処理部６１は、ΔΣ変調器４７から１ｂｉｔパルス列が与えられると、当該１ｂｉｔパルス列を、信号生成部５２が歪補償信号を生成するために要する期間分だけ遅延させる処理を行う。
これによって、歪補償信号を生成するために要する期間により生じる遅延を解消することができ、精度よく歪補償を行うことができる。

加算器６５は、ΔΣ変調器４７からの１ｂｉｔパルス列と、信号生成部５２からの歪補償信号とを加算する。
この結果、ΔΣ変調器４７からの１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、歪補償信号によって相殺される。ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分との間の線対称性が高められ、ＲＦ信号としての信号特性劣化が抑制される。

ここで、ΔΣ変調器４７から出力された歪補償前の１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号を、Ｄ_ｏｕｔ、増幅器５７の増幅率をＧ、減衰器５９の減衰率をＷとしたとき、加算器６５から出力される歪補償後の１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号Ｄ´_ｏｕｔは、下記式（９）のように表すことができる。
Ｄ´_ｏｕｔ ＝ Ｄ_ｏｕｔ ＋ Ｗ × ｆ_ｄｉｓｔ（Ｇ） ・・・（９）

なお、歪補償用の非対称成分であるｆ_ｄｉｓｔは、Ｇの関数として表している。これは、ΔΣ変調器による変換が、変換前と変換後とで電力が線形とはならず、増幅率Ｇと減衰率Ｗとの間も線形とはならないためである。

さらに、Ｄ_ｏｕｔは、上述したように、矩形波を定める成分として、下記式（１０）に示すように、理想的な波形成分ｆ_{ｉｄｅａｌ}、対称成分ｆ_ｓｙｍ、及び非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含んでいる。
Ｄ_ｏｕｔ ＝ ｆ_{ｉｄｅａｌ} ＋ ｆ_ｓｙｍ ＋ ｆ_Ａｓｙｍ ・・・（１０）

よって、式（９）のＤ_ｏｕｔに、式（１０）を代入すると、Ｄ´_ｏｕｔは、下記式（１１）のように表される。
Ｄ´_ｏｕｔ ＝ ｆ_{ｉｄｅａｌ} ＋ ｆ_ｓｙｍ ＋ ｆ_Ａｓｙｍ ＋ Ｗ × ｆ_ｄｉｓｔ（Ｇ）
＝ ｆ_{ｉｄｅａｌ} ＋ ｆ_ｓｙｍ ＋ （ｆ_Ａｓｙｍ ＋ Ｗ × ｆ_ｄｉｓｔ（Ｇ））
・・・（１１）

上記式（１１）において、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含むかっこ内の部分を可能なかぎり「０」に近づけることで、当該、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを相殺し抑圧することができる。
非対称成分ｆ_Ａｓｙｍが抑圧された後に残るｆ_{ｉｄｅａｌ}と、ｆ_ｓｙｍとの和は、理想的な矩形波に歪成分である対称成分を含んでいるが、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含んでいないので、アナログのＲＦ信号としたときの信号特性の劣化は抑制される。つまり、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含んでいなければ、理想的な矩形波としなくても、信号特性の劣化を抑制することができる。
このため、理想的な矩形波が得られるように歪補償する場合と比較して、より容易に歪補償を行うことができる。

なお、前記かっこ内の部分は、増幅率Ｇ及び減衰率Ｗを調整することにより、可能なかぎり「０」に近づくように調整される。
この場合、減衰器５９（図１０）を例えば所定の抵抗値を有する抵抗器で構成し、この抵抗器の抵抗値を一定に固定した上で増幅器５７の増幅率を調整することができる。
減衰器５９はアナログ信号を処理する機器であり、調整に対する精度が低い。よって、抵抗値を一定として減衰率Ｗを固定し、デジタル信号を処理する増幅器５７の増幅率Ｇを調整することで、前記かっこ内の部分が「０」に近づくようにより詳細に調整を行うことができる。この結果、互いに線形ではない増幅率Ｇ及び減衰率Ｗの最適値を得ることができる。

図１３は、図１０に示すシステム４０によって出力した歪補償前のＲＦ信号と、歪補償後のＲＦ信号のパワースペクトラムを示す図である。図中、歪補償前のＲＦ信号は、実線にて示されている。また、歪補償後のＲＦ信号は、星印をプロットすることにより示されている。

このＲＦ信号は、中心周波数３００ＭＨｚ、帯域幅５ＭＨｚに設定されている。
図１３に示すように、歪補償後のＲＦ信号は、信号部分については、歪補償前のＲＦ信号とよく一致している。
一方、帯域外の隣接チャネルにおいては、歪補償後のＲＦ信号の方が、電力比に大きな低下がみられる。このことから、ＡＣＬＲが改善され、信号特性の劣化が抑制されていることが確認できる。

このように、時間領域における信号波形では、顕著な変化はみられないが、周波数領域では、ＡＣＬＲの改善が顕著にみられる。

〔３．７ 反転増幅器について〕
本形態の信号生成部５２が備えている反転増幅器５５は、上述したように、ΔΣ変調器５８の後段に接続されているが、第１実施形態と同様、本形態においても、ΔΣ変調器５８の後段に反転増幅器５５を接続する構成（図１０参照）と、反転増幅器５５をΔΣ変調器５８の前段に接続する構成とが等価であるようにも思われる。

しかし、第１実施形態で述べたように、ΔΣ変調器５８の前段に反転増幅器５５を接続する構成では、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を適切にΔΣ変調することができず、ΔΣ変調された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転出力を精度よく得るには、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をΔΣ変調した後に反転させるべきである。

本形態では、ΔΣ変調器５８の後段に反転増幅器５５を接続することで、１ビットの量子化信号とされた歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を反転することで逆特性に変換するように構成されているので、ΔΣ変調によって量子化信号とされるとともに反転された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をより精度よく得ることができる。

このように、第１実施形態の歪補償装置２０や、本形態の信号生成部５２は、入力信号の反転信号をΔΣ変調された量子化信号（１ｂｉｔパルス列）として出力する信号処理装置であって、前記入力信号（歪相殺信号ｕ，歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ））をΔΣ変調して量子化信号を出力するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器の後段に接続され、前記量子化信号を反転する反転手段（反転増幅器）とを備えていることを特徴としている。

上記構成の信号処理装置によれば、上述のように、ΔΣ変調器の後段に反転手段を接続することで、量子化信号を反転するように構成されているので、ΔΣ変調によって量子化信号とされた入力信号に対する反転信号をより精度よく得ることができる。

〔４． 付記〕
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 無線通信装置
３ 増幅器
４ デジタル／アナログ変換器
５ アップコンバータ（周波数変換部）
２０ 歪補償装置
２１ 加算器
２２ 演算部（生成部）
２４ 反転増幅器（反転部）
２５ ΔΣ変調器
３０ 第１ΔΣ変調器
３１ 第２ΔΣ変調器
３２ 第１反転増幅器
３３ 第２反転増幅器
３４ フィルタ回路（生成部）

Claims (8)

1. 対象信号を増幅する増幅器の歪特性を補償する歪補償装置であって、
   前記増幅器によって増幅された前記対象信号に生じる歪成分を相殺するためのデジタルの歪相殺信号を生成する生成部と、
   前記歪相殺信号に対してΔΣ変調を行うΔΣ変調器と、
   ΔΣ変調された前記歪相殺信号を前記対象信号に加算するための加算器と、を備え、
   前記加算器は、前記増幅器に入力される対象信号をデジタル／アナログ変換するデジタル／アナログ変換器の後段に設けられていることを特徴とする歪補償装置。
2. 前記デジタル／アナログ変換器におけるデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅は、前記増幅器によって増幅された前記対象信号をアナログ／デジタル変換して前記生成部に与えるアナログ／デジタル変換器におけるアナログ／デジタル変換可能な周波数帯域幅よりも狭く設定されている請求項１に記載の歪補償装置。
3. 前記デジタル／アナログ変換器によるデジタル／アナログ変換可能な周波数帯域幅は、前記対象信号の周波数帯域幅とほぼ一致している請求項１又は２に記載の歪補償装置。
4. 前記加算器は、デジタル／アナログ変換された前記対象信号を送信周波数に変換する周波数変換部の後段に設けられている請求項１〜３のいずれか一項に記載の歪補償装置。
5. 前記ΔΣ変調器と、前記加算器との間には、前記歪相殺信号を反転させる反転部をさらに備えている請求項１〜４のいずれか一項に記載の歪補償装置。
6. 前記生成部は、前記歪成分を次数の異なる歪成分ごとに分離し、次数の異なる歪成分ごとに複数の前記歪相殺信号を生成するものであり、
   前記ΔΣ変調器は、複数の前記歪相殺信号に対応して複数設けられている請求項１〜５のいずれか一項に記載の歪補償装置。
7. 増幅器と、
   前記増幅器に入力される対象信号をデジタル／アナログ変換するデジタル／アナログ変換器と、
   前記増幅器の歪特性を補償する歪補償装置と、を備えた増幅装置であって、
   前記歪補償装置は、請求項１〜６のいずれか一項に記載の歪補償装置であることを特徴とする増幅装置。
8. 請求項７に記載の増幅装置を備えていることを特徴とする無線通信装置。