JP5920109B2 - 歪補償装置、歪補償方法、歪補償プログラム、送信機、及び１ｂｉｔオーディオ装置 - Google Patents

Description

本発明は、歪補償装置、歪補償方法、歪補償プログラム、送信機、及び１ｂｉｔオーディオ装置に関するものである。

アナログ波形を表現する１ｂｉｔのパルス列（1 bit plus train）を生成する技術として、例えば、ΔΣ変調（Delta Sigma Modulation）がある（非特許文献１参照）。

ΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種である。ΔΣ変調器は、ループフィルタと量子化器とを備えて構成される。量子化器は、量子化信号として１ｂｉｔのパルス列を出力することができる。

ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、アナログフィルタを通過するだけで、元のアナログ波形となる。つまり、ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、デジタル信号であるが、アナログ波形を表現したものとなっており、デジタル信号としての性質とアナログ信号としての性質を両方有している。

和保 孝雄、安田 明 監訳（原著者 Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７，ｐｐ１−１７ Joon Hyung Kim, Sung Jun Lee, Jae Ho Jung, and Chul Soon Park, "60％ High-Efficiency 3G LTE Power Amplifier with Three-level Delta Sigma Modulation Assisted By Dual Supply Injection", Microwave Symposium Digest (MTT), 2011 IEEE MTT-S International, June 2011 Woo-Young Kim, J. Rode, A. Scuderi, Hyuk-Su Son, Chul Soon Park, and Peter. M. Asbeck, "An Efficient Voltage-Mode Class-D Power Amplifier for Digital Transmitters with Dlta-Sigma Modulation", Microwave Symposium Digest (MTT), 2011 IEEE MTT-S International, June 2011

非特許文献２，３には、ΔΣ変調器から出力された信号の隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ；Adjacent Channel Leakage power Ratio）が、それぞれ、３０［ｄＢ］、４３［ｄＢ］であったことが記載されている。

ここで、アナログ波形の場合、隣接チャネル漏洩電力（Adjacent Channel Leakage Power）を小さくすることが求められることが多い。隣接チャネル漏洩電力とは、使用周波数帯域外に漏れ出した電力をいう。隣接チャネル漏洩電力が小さければ、ＡＣＬＲが高くなる。

前述のように、ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、デジタル信号であるが、アナログ波形を表現したものでもある。
したがって、ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列についても、隣接チャネル漏洩電力が小さいこと、換言すると、ＡＣＬＲが高いことが望ましい。

しかし、非特許文献２，３には、ＡＣＬＲが、なぜそのように低い値になるのかという原因については記載されていない。
本発明者は、パルスの波形がＡＣＬＲに影響しているとの仮説を立て、数値シミュレーションを行った。その結果、その仮説が正しいこと、つまり、パルスの波形がＡＣＬＲに影響していることを確認した。

本発明は、パルスの波形が、ＡＣＬＲなどのアナログ信号の信号特性に影響するという新規な知見に基づくものである。本発明は、パルスが表現するアナログ信号の信号特性の改善を目的とする。

これまで、パルス波形と、そのパルス波形が表現するアナログ信号としての信号特性について考慮されたことは無かった。一般的に、デジタル信号は、ＨｉｇｈとＬｏｗを表現することが重要である。したがって、デジタル信号としてのパルスは、時間軸方向におけるパルス中央付近の大きさが安定していることが重要であり、パルスの立ち上がり及び立ち下がりはさほど問題とならない。
しかし、本発明者は、アナログ信号としての性質も有するパルスの場合、パルスの立ち上がり及び立ち下がりの波形も信号特性に影響を与える重要な要因ではないかと考えた。
そこで、本発明者は、パルス波形と性能劣化との関係性に着目し、その関係性を、シミュレーションによって解明した。その結果、立ち上がり波形と立ち下り波形の非対称性が、アナログ信号としての信号特性劣化の原因であることを発見した。

つまり、入力信号を、アナログ信号を表現する１ｂｉｔパルス列に変換する際に、前記１ｂｉｔパルス列が、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して、第２の歪成分を有している。
そして、前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分に基づいて、信号の周波数帯に影響を与えている成分を抑圧するとともに、時間軸に対して、実質的に線対称に漸近させることで、信号特性劣化を防止できることを見出した。
本発明者は、上記知見に基づいて本発明を完成させた。

（１）すなわち、本発明は、１ｂｉｔパルス列で表現された信号の歪補償を行う歪補償装置であって、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号に加算することで前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を出力することを特徴としている。

上記のように構成された歪補償装置によれば、パルスの立ち上がり波形と立ち下り波形が時間軸に対して実質的に非対称となっている１ｂｉｔパルス列で表現された信号に、歪補償信号を加算することができる。これにより、第１の歪成分及び第２の歪成分を、時間軸に対して、実質的に線対称に漸近させることができ、好適に歪補償を行うことができる。この結果、信号特性劣化を抑制することができる。

（２）上記歪補償装置において、前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分が、前記第１の歪成分と前記第２の歪成分との間の時間軸に対する線対称性を低下させる非対称成分を含んでいる場合には、前記非対称成分に基づいて前記歪補償信号を生成する信号生成部を備えていることが好ましい。
この場合、歪補償信号を、非対称成分の抑圧が可能な信号とすることで効果的に歪補償を行うことができる。

（３）前記歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列であることが好ましい。
この場合、歪補償信号をデジタル処理によって生成することができるので、歪補償を精度良く行うことが可能な精度の高い歪補償信号を生成することができ、信号特性劣化を効果的に抑制することができる。

（４）上記歪補償装置は、前記非対称成分をデジタル信号として前記信号生成部に供給する供給部をさらに備え、前記信号生成部が、供給された前記非対称成分にΔΣ変調を行い、１ｂｉｔパルス列で表現された前記非対称成分を前記歪補償信号として生成する変調器を備えていることが好ましい。
この場合、供給部が非対称成分をデジタル信号として信号生成部に供給するとともに、変調器がデジタル信号の非対称成分に対してΔΣ変調を行って歪補償信号を生成するので、歪補償装置は、１ｂｉｔパルス列で表現された信号に応じた精度の高い歪補償信号を、デジタル処理によって生成することができる。

（５）また、上記歪補償装置において、前記非対称成分をデジタル信号として示した情報を記憶している記憶部をさらに備えている場合には、前記供給部は、前記記憶部に記憶された前記情報を参照することで、前記信号生成部に供給すべき非対称成分を取得するものとしてもよい。

（６）上記歪補償装置において、前記信号生成部は、前記変調器の前段に設けられ、前記非対称成分を増幅して前記変調器に出力する増幅器と、前記変調器によって１ｂｉｔパルス列で表現された前記非対称成分を前記増幅器による増幅率に応じた減衰率によって減衰させる減衰器とを備えていてもよい。
この場合、１ｂｉｔパルス列とする前の非対称成分を増幅器によって増幅し、変調器によって非対称成分を１ｂｉｔパルス列に変換した後に、当該１ｂｉｔパルス列で表現された非対称成分を減衰器によって減衰するので、１ｂｉｔパルス列に変換する際に非対称成分に付加される歪成分を、相対的に抑制することができる。この結果、不要な歪成分が抑制された非対称成分を得ることができ、より精度の高い歪補償信号を生成することができる。

（７）また、前記変調器の前段に設けられ、前記非対称成分の中から、歪補償に必要な帯域幅の成分を前記変調器に出力するフィルタをさらに備えていることが好ましい。
この場合、非対称成分に対して歪補償に必要な帯域幅となるように帯域制限を行うことで、非対称成分と、歪補償の対象となる信号とを同程度の帯域幅の信号とすることができる。これにより、歪補償の対象となる信号とほぼ同一の条件で非対称成分の変調を行うことができ、歪補償を行うために十分な精度を確保することができる。

（８）また、上記歪補償装置において、前記歪補償信号が加算された前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号から非対称成分を抽出する抽出部をさらに備え、前記供給部は、前記抽出部が抽出した非対称成分に基づいて、前記信号生成部に供給すべき前記非対称成分を更新することが好ましい。
この場合、歪補償後の１ｂｉｔパルス列で表現された信号に含まれている非対称成分を、信号生成部に供給すべき非対称成分に反映させることができるので、現状の１ｂｉｔパルス列で表現された信号に応じた高い精度の歪補償信号を生成することができる。

（９）非対称成分に基づいた上記歪補償信号は、信号におけるパルスの立ち上がり波形及び立ち下がり波形に含まれる非対称成分に加算する必要がある。従って、前記供給部は、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号のパルス波形の変化に応じて前記非対称成分を供給することが好ましく、この場合、適切なタイミングで歪補償信号を生成し、１ｂｉｔパルス列で表現された信号に加算することができる。

（１０）また、非対称成分に基づいた上記歪補償信号は、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号におけるパルスの立ち上がり波形及び立ち下がり波形に含まれる非対称成分に加算する必要がある。
その一方、歪補償信号を生成するための期間が必要となるため、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号に対して遅延が生じるおそれがある。
このため、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号に加算される前記歪補償信号に生じる遅延を解消するための遅延処理部をさらに備えていることが好ましい。

（１１）また、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号は、バンドパス型ΔΣ変調器による出力であることが好ましい。

（１２）本発明は、１ｂｉｔパルス列で表現された信号の歪補償を行う歪補償方法であって、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を１ｂｉｔパルス列として前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号に加算する加算ステップを含むことを特徴としている。

（１３）本発明は、１ｂｉｔパルス列で表現された信号の歪補償を行う歪補償プログラムであって、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、コンピュータに、前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を１ｂｉｔパルス列として前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号に加算する加算ステップを実行させるものである。

（１４）（１５）また、本発明の送信機は、１ｂｉｔパルス列で表現された信号を送信する送信部と、上記（１）〜（１１）のいずれかの歪補償装置と、を備えていることを特徴としている。
また、本発明の１ｂｉｔオーディオ装置は、１ｂｉｔパルス列で表現された音声信号を出力する信号出力部と、上記（１）〜（１１）のいずれかの歪補償装置と、を備えていることを特徴としている。

上記構成の送信機、及び１ｂｉｔオーディオ装置によれば、出力する信号の歪補償を精度よく行うことが可能となり、信号特性劣化を抑制することができる。

１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号を出力するシステムのブロック図である。 ΔΣ変調器の構成図である。 １次ローパス型ΔΣ変調器である。 １次ローパス型ΔΣ変調器から変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器である。 シミュレーション用の装置の構成図である。 対称波形の波形図である。 非対称波形の波形図である。 シミュレーションパラメータの説明図である。 対称波形のパワースペクトラムである。 非対称波形のパワースペクトラムである。 実測結果を示す図である。 ΔΣ変調器に入力される入力信号の電力に対する、出力信号の電力と、隣接チャネル漏洩電力との関係の一例を示したグラフである。 フィードフォーワード型の歪補償を採用した、ＡＣＬＲに関する検証試験に用いる装置の構成図である。 第１の実施形態に係る歪補償装置を示すブロック図である。 ΔΣ変調器２５が出力するアナログ信号を表現している１ｂｉｔパルス列のパルス波形の一例を示す図であり、（ａ）は非対称成分を含んだパルス波形のアイパターン、（ｂ）は（ａ）に示すパルス波形の内の立ち上がり及び立ち下がり波形、（ｃ）は（ｂ）に示すパルス波形から非対称成分を除去したパルス波形、（ｄ）は（ｂ）に示すパルス波形から抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示す図である。 信号生成部による歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号と、この反転信号に付加される非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）との関係を示した図であり、（ａ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号と、ΔΣ変調器２５から出力される１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号とを示している。（ｂ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号を増幅したときの状態、（ｃ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号を減衰したときの状態を示している。 図１４に示すシステムによって、ＲＦ信号を出力したときの時間領域の信号波形を示すグラフであり、（ａ）は歪補償前のＲＦ信号の信号波形、（ｂ）は歪補償信号の信号波形、（ｃ）は歪補償後のＲＦ信号の信号波形を示している。 図１７にて示した歪補償前のＲＦ信号と、歪補償後のＲＦ信号のパワースペクトラムを示す図である。 第２の実施形態に係る歪補償装置を示すブロック図である。 本実施形態の歪補償装置を備えた１ｂｉｔオーディオ装置を示すブロック図である。

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
本実施形態に係る歪補償装置は、１ｂｉｔパルス列で表現された信号に対して歪補償を行う。そこでまず、１ｂｉｔパルス列で表現された信号を出力するシステム、及び１ｂｉｔパルス列で表現された信号に含まれる非対称成分について説明する。

［１．システムについて］
［１．１ システムの全体構成について］
図１は、１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号を出力するシステムのブロック図である。このシステム１は、信号変換装置７０を備えたデジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２と、を有している。

デジタル信号処理部２１は、アナログ信号であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を表現するデジタル信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。

デジタル信号処理部２１から出力されたＲＦ信号は、アナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）３２に与えられる。１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号は、ＲＦ信号以外のノイズ成分も含んでいる。そのノイズ成分は、アナログフィルタによって除去される。
１ｂｉｔパルス列は、アナログフィルタ３２を通過するだけで、純粋なアナログ信号となる。

このように、デジタル信号処理部２１では、デジタル信号処理で１ｂｉｔパルス列を生成することで、実質的に、ＲＦ信号を生成することができる。したがって、ＲＦ信号を表現している１ｂｉｔパルス列を、ＲＦ信号を処理する回路（例えば、無線通信機、テレビ受信機などのＲＦ信号受信機）に与えれば、その回路は、１ｂｉｔパルス列をアナログ信号として処理することができる。なお、この場合、アナログフィルタ３２は、ＲＦ信号を処理する回路に備わっていればよい。

アナログフィルタ３２として、バンドパスフィルタを用いるか、ローパスフィルタを用いるかは、ＲＦ信号の周波数によって、適宜決定される。
なお、信号変換装置７０が、バンドパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてバンドパスフィルタが用いられ、ローパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてローパスフィルタが用いられる。

デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間の信号伝送路４は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの伝送線路であってもよい。また、信号伝送路４は、１ｂｉｔパルス列を送信するための専用線である必要は無く、インターネットなどのパケット通信を行う通信ネットワークであってもよい。パケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路４として用いる場合、送信側（デジタル信号処理部２１側）は、１ｂｉｔパルス列を、ビット列に変換して、信号伝送路４に送信し、受信側（アナログフィルタ３２側）が、受信したビット列を元の１ｂｉｔパルス列に復元すればよい。

デジタル信号処理部２１は、信号伝送路４に対して、１ｂｉｔパルス列を送信する送信機とみなすことができる。この場合、アナログフィルタ３２を有する装置は、ＲＦ信号の受信機となる。
また、システム１全体が送信機１であってもよい。例えば、送信機１は、デジタル信号処理部２１から出力された信号を増幅器にて増幅し、アンテナから出力するよう構成されていてもよい。この場合、アナログフィルタ３２は、デジタル信号処理部２１からアンテナの間に設けてもよいし、アンテナがアナログフィルタ３２として機能してもよい。

デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号を変調する変調器（直交変調器）２４ａと、処理部２４ｂと、信号変換装置（信号変換部）７０と、を備えている。

ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
変調器２４ａは、ＩＱベースバンド信号を、中間周波数の信号に変換する。変調器２４ａは、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されている。したがって、直交変調器２４ａからは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号（デジタルＩＦ信号）が出力される。
なお、変調波を生成する変調器２４ａとしては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。

変調器２４ａから出力されたＩＦ信号は、デジタル信号処理部２１における処理部２４ｂに与えられる。処理部２４ｂは、ＩＦ信号に対して、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４ｂからは、デジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。

なお、信号変換部７０には、上述の各種のデジタル処理によって生成されたデジタルＲＦ信号が与えられればよく、処理部２４ｂで行われる各種のデジタル処理は、直交変調器２４ａによる直交変調の前段において行ってもよい。

処理部２４ｂから出力されたデジタルＲＦ信号は、信号変換部７０に与えられる。本実施形態の信号変換部７０は、バンドパス型のΔΣ変調器（変換器）２５を有して構成されている。なお、変換器２５は、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいし、ＰＷＭ変調器であってもよい。

ΔΣ変調器２５は、入力信号であるＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号であるが、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。
ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号処理部２１の出力信号として、デジタル信号処理部２１から信号伝送路４へ出力される。

［１．２ ΔΣ変調について］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、ＲＦ信号）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。

ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。

したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。

図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ^−１）Ｅ（ｚ）

つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ^−１である。

非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。

上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ^２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。

上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。

本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ_０（θ＝θ_０）を、中心周波数ｆ_０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。

ここで、
θ_０＝２π×（ｆ_０／ｆｓ） ｆｓはΔΣ変調器のサンプリング周波数。

式（２）の変換式では、特定の周波数θ_０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ_０）に一般化されている。

図４は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図４への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ_０とおいた下記の変換式を用いた。

なお、バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。

［２．信号特性と１ｂｉｔパルス列波形との間の関係］
図５は、ΔΣ変調器（変換器）２５から出力された１ｂｉｔパルス列が表現するＲＦ信号の信号特性と、その１ビットパルス列のアナログ波形と、の関係を検討するために用いた装置構成を示している。
図１に示す実際のバンドパス型ΔΣ変調器２５は、量子化信号をパルスとして出力するため、フリップフロップなどのハードウェアを、少なくとも一部に有することになる。

ただし、図５のΔΣ変調器としては、ソフトウェアで構成したバンドパス型ΔΣ変調器２５ａを用いた。ソフトウェアで構成されたバンドパス型ΔΣ変調器２５ａから出力された量子化信号ｄ_ｋは、パルスパターン生成器（ＰＰＧ；Pulse Pattern Generator）２５ｂに与えられる。パルスパターン生成器２５ｂは、量子化信号ｄ_ｋに基づき、理想的な波形（完全な矩形波）に対して任意の形状に歪んだ１ｂｉｔパルス列Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）を出力することができる。歪んだ１ｂｉｔパルス列Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）は、実際のバンドパス型ΔΣ変調器２５から出力される１ｂｉｔパルス列に相当する。

また、パルスパターン生成器２５ｂの出力回路は、理想的な波形とみなすことができる波形を生成できるように、十分な高速応答性能を有している。したがって、パルスパターン生成器２５ｂは、理想的な波形の１ｂｉｔパルス列Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）を出力することもできる。
上記のように、理想的な（パルスの）波形とは、完全な矩形波を構成する際の波形であり、理想的なパルス立ち上がり波形とは、完全な矩形波を構成する際の立ち上がり波形と実質的に同一の波形を指し、理想的なパルス立ち下がり波形とは、完全な矩形波を構成する際の立ち下がり波形と実質的に同一の波形を指す。

パルスパターン生成器２５ｂから出力された信号は、アナログバンドパスフィルタ３２を通過し、測定器２５ｃに与えられる。

パルスパターン生成器２５ｂの出力Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）は、下記式（Ａ）のように定義される。

式（Ａ）の第１項であるＳ_{ｉｄｅａｌ}は、量子化信号ｄ_ｋ（＝±１）を理想的な矩形波で表現したものであり、式（Ｂ）のように定義される。量子化信号ｄ_ｋは、パルスのＨｉｇｈレベルに対応した値として＋１をとり、パルスのＬｏｗレベルに対応した値として−１をとる。Ｕ（ｔ）は、単位ステップ関数である。

式（Ａ）の第２項は、実際の波形に相当するＳ_ｏｕｔ（ｔ）と、理想的な波形Ｓ_{ｉｄｅａｌ}との差を示している。第２項におけるｆ（ｔ−ｋｔ）は、下記式（Ｃ）のように定義される。Ｓｉｇｎは、符号関数である。

式（Ｃ）において、（Ｃ−１）は、ある量子化信号の値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄ_ｋ−１との差分を示す値の符号がプラスである場合、すなわち、量子化信号ｄ_ｋが、パルスの立ち上がりとなる場合である。
（Ｃ−２）は、ある量子化信号の値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄ_ｋ−１との差分を示す値の符号がマイナスである場合、すなわち、量子化信号ｄ_ｋが、パルスの立ち下がりとなる場合である。
（Ｃ−３）は、ある量子化信号の値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄ_ｋ−１との差分を示す値がゼロである場合、すなわち、パルスの値に変化がない場合である。

ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、それぞれ、立ち上がり波形と立ち下がり波形である。立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、シミュレーションのため、任意の形状に設定される。

さらに、ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、式（Ｄ）に示すように、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）と非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に分解することができる。
非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、式（Ｄ）より、下記式（Ｅ）によって求めることができる。

式（Ｅ）は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とが、下記式Ｆ）の関係を有している場合に、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が無くなることを示している。

式（Ｆ）を満たす場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、時間軸に対して線対称となる。つまり、式（Ｆ）を満たすパルス波形をアイパターンで示した場合、そのアイパターンは時間軸に対して線対称となる。

図６は、式（Ｆ）を満たすパルス波形（対称波形）を示している。図６（ａ）は、対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して線対称となっている。なお、時間軸は、パルスのＬｏｗレベル（−１）とＨｉｇｈレベル（＋１）の中間（０）にあるものとする（以下、同様）。
また、図６（ｂ）は、対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図６（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、図６（ｄ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図６（ｅ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図６に示すように、対称波形は、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。

式（Ｆ）を満たす場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を有しているが（図６（ｄ）参照）、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は有していない（図６（ｅ）参照）。

対称波形において、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とを、アイパターンのように、立ち上がり開始時点と立ち下がり開始時点とを時間軸上で一致させて重ねた場合、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とは、遷移時間（立ち上がり時間、立ち下がり時間）が同一であるため、時間軸に対して線対称となる。
換言すると、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）における歪成分（第１歪成分）と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における歪成分（第２歪成分）とは、時間軸に対して線対称となっており、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）はゼロとなる。

図７は、式（Ｆ）を満たさないパルス波形（非対称波形）を示している。図７（ａ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して非対称となっている。具体的には、図７に示す非対称波形は、パルスの立ち上がり時間よりも、パルスの立ち下がり時間の方が長い波形となっている。

図７（ｂ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図６（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、図６（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図６（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図７に示すように、非対称波形も、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。

式（Ｆ）を満たさない場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）とともに、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を有する（図７（ｄ）、図７（ｅ）参照）。

［３．非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）の信号特性への影響］
パルスの波形が、アナログ信号としての信号特性（ＡＣＬＲ）へ与える影響を調べるため、シミュレーションを行った。その結果を、以下に示す。
このシミュレーションでは、ΔΣ変調器２５として、６次のＣＲＦＢ構造のバンドパス型ΔΣ変調器を用いた。バンドパス型ΔΣ変調器２５に入力される試験信号は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）のＲＦ信号であり、搬送波周波数８００ＭＨｚ、帯域５ＭＨｚ、４キャリアである。つまり、ＲＦ信号としての全帯域は、２０ＭＨｚである。

シミュレーションでは、パルス波形として、遷移時間（立ち上がり時間α及び立ち下り時間β）がゼロである理想波形”Ｉｄｅａｌ”、立ち上がり波形及び立ち下がり波形が指数関数である波形”ｅｘｐ（ｘ）”、立ち上がり波形及び立下り波形が双曲線正接関数である波形”ｔａｎｈ（ｘ）”を用いた。

ｅｘｐ（ｘ）及びｔａｎｈ（ｘ）については、立ち上がり波形と立下り波形とが、時間軸に対して線対称である対称波形（Ｓｙｍｍ．）と、時間軸に対して非線対称である非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）を用いた。

線対称である波形については、立ち上がり時間α及び立ち下り時間βを同一にし（α＝β）、α＝β＝０．２の場合、及び、α＝β＝０．４の場合の２つのケースについてシミュレーションを行った。
非線対称である波形については、立ち上がり時間α及び立ち下り時間βを異ならせ（α≠β）、α＝０．２，β＝０．４の場合、及び、α＝０．４，β＝０．２の場合の２つのケースについてシミュレーションを行った。

図８において、シミュレーションパラメータ（波形と遷移時間α，β）の定義を、図８に示す。図８において、ｅｘｐ（ｘ）の立ち上がり波形及び立ち下がり波形は、実線で示し、ｔａｎｈ（ｘ）の立ち上がり波形及び立ち下がり波形は、点線で示した。
遷移時間α，βは、単位区間（ＵＩ；unit interval）に対する割合で表される。単位区間は、一つの量子化信号に対応する１パルスの区間であり、その長さは、１／ｆｓである。
立ち上がり時間は、パルスのＬｏｗレベル（−１）からＨｉｇｈレベル（＋１）に至るまでの時間であり、立ち下り時間は、パルスのＨｉｇｈレベル（＋１）からＬｏｗレベル（−１）に至るまでの時間である。

表１のシミュレーション結果において、ＡＣＬＲ１は、隣接チャネル漏洩電力比を示し、ＡＣＬＲ２は、次隣接チャネル漏洩電力比を示す。ＡＣＬＲ１’，ＡＣＬＲ２’は、それぞれ、非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）から、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を除去した場合の隣接チャネル漏洩電力比及び次隣接チャネル漏洩電力比である。

表１のシミュレーション結果によれば、対称波形（Ｓｙｍｍ．）については、理想波形ではないｅｘｐ（ｘ），ｔａｎｈ（ｘ）についても、理想波形と同様のＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２が得られた。また、対称波形（Ｓｙｍｍ．）において、遷移時間α、βの違いは、ＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２に影響がなかった。
したがって、遷移時間α，βの長短は、信号特性ＡＣＬＲ１，２）にとって重要ではないと考えられる。すなわち、パルス波形が理想波形から歪んでいても、対称波形である限りは、ＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２は低下しないため、パルス波形に歪成分が含まれること自体は、信号特性に悪影響を与えないと考えられる。

一方、非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）については、いずれも、対称波形（Ｓｙｍｍ．）の場合よりも、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２が低下した。しかし、それぞれの非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）から、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を除去した場合、ＡＣＬＲ１’，ＡＣＬＲ２’は、対称波形（Ｓｙｍｍ．）のＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２と同じになった。
したがって、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２の劣化は、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が原因であることがわかる。

図９は、パルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”を対称波形（Ｓｙｍｍ．）とした場合のパワースペクトラムを示し、図１０は、パルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”を非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）とした場合のパワースペクトラムを示している。

図９（ａ）は、α＝β＝０．２の１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）のパワースペクトルを示し、図９（ｂ）は、α＝β＝０（理想波形）の１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）のパワースペクトルを示している。図９によれば、α＝β＝０．２の場合も、α＝β＝０（理想波形）の場合も、パワースペクトラムはほぼ同じである。つまり、α＝β＝０．２にしても、α＝β＝０（理想波形）からの劣化は認められない。

図１０（ａ）は、α＝０．２，β＝０．３であるパルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”のパワースペクトラムを示し、図１０（ｂ）は、α＝０．２，β＝０．３であるパルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”から、非対称成分を除去した場合のパワースペクトラムを示している。

非対称成分を除去する前（図１０（ａ）のパワースペクトラム）では、ＲＦ信号の帯域（７９０ＭＨｚ〜８１０ＭＨｚ）外では、漏洩電力が認められる。一方、非対称成分を除去すると（図１０（ｂ）のパワースペクトラム）では、帯域外の漏洩電力が低下しており、図９（ｂ）と同様のパワースペクトルが得られている。

なお、ｔａｈｎ（ｘ）についても、図９及び図１０と同様の測定結果が得られた。
また、ｅｘｐ（ｘ）及びｔａｈｎ（ｘ）以外の他の波形についても確認したところ、同様の結果が得られた。

シミュレーション結果によると、完全な矩形波である理想波形であれば、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２は良好な値が得られる。しかし、より完全な矩形波を生成しようとすると、装置のコスト高を招く。また、矩形波は、多くの高調波成分を有するため好ましくなく、消費電力も増大させる。
したがって、実際の信号変換部７０（ΔΣ変調器２５）としては、完全な矩形波である理想波形ではなく、歪成分を有するパルス波形を出力するものとして構成できれば、好適である。

この点に関し、シミュレーション結果によれば、パルス波形が、歪成分を有していても、時間軸に対して線対称であれば、つまり、非対称成分がなければ、信号特性の劣化を生じさせない。
したがって、信号変換部７０（ΔΣ変調器２５）としては、歪成分を有するパルス波形を出力するものとして構成できる。この場合、信号変換部７０（ΔΣ変調器２５）の出力するパルス波形が、歪成分を有していても、立ち上がり波形及び立ち下がり波形の歪成分が、時間軸に対して実質的に線対称であれば、つまり、実質的に非対称成分がなければ、信号特性の劣化を抑えることができる。

なお、歪成分が、時間軸に対して実質的に線対称であるとは、完全に線対称である必要はない、という意味である。例えば、ＡＣＬＲ（隣接チャネル漏洩電力比）が４５［ｄＢ］以上となるように歪成分に線対称性があればよい。より好ましくは、４６［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは、４８［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは、５０［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは５５［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは６０［ｄＢ］以上となるように、歪成分に線対称性があればよい。

また、歪成分の対称性は、単位区間（ＵＩ）分の個々のパルスに着目して考える必要はなく、多数の単位区間（ＵＩ）における歪成分の平均で考えれば足りる。

図１１は、図１のΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列を実測した結果を示している。図１１（ａ）は実測したアイパターンであり、図１１（ｂ）は実測したパワースペクトラムである。実測したパルス波形（図１１（ａ）のアイパターン）には、非対称成分が含まれており、ＡＣＬＲは４６．１［ｄＢ］であった。

図１１（ａ）のアイパターンの軌道を数値化して、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とを抽出した。抽出した立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とから、式（Ｅ）に基づいて、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を算出した。
実測したパルス波形から、算出した非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を取り除いて、ＡＣＬＲを再計算すると、ＡＣＬＲは、５２．３［ｄＢ］に改善した。

［４．歪補償装置について］
本発明者は、上述の非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧するための方法について研究し検討を重ねた。その中で、上述の非対称成分が、アナログ波形の符号間干渉に起因する相互変調歪ではないという知見を得た。

図１２は、ΔΣ変調器２５に入力される入力信号の電力に対する、出力信号の電力と、隣接チャネル漏洩電力との関係の一例を示したグラフである。
図において、横軸は、ΔΣ変調器２５の入力電力、縦軸は、ΔΣ変調器２５からの出力電力を示している。
図に示すように、ΔΣ変調器２５から出力される出力信号の電力は、入力信号の電力が増加するに従って増加しているのに対し、隣接チャネル漏洩電力は、入力信号の電力の増加に対してほとんど増加が見られない。

一般に、相互変調歪に起因する漏洩電力は、入力信号の電力との間で相関が見られることが知られている。一方、図１２のグラフから、ΔΣ変調器による隣接チャネル漏洩電力には、入力信号の電力との間で相関がほとんど見られない。
このことから、ΔΣ変調により生じる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、相互変調歪ではないことが言える。

相互変調歪では、べき級数によって生じた歪をモデル化し、入力信号にフィードバックすることで歪補償が行われる。
しかし、ΔΣ変調によって生じる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、入力信号の電力との間で相関がなく、フィードバックによる手法では、好適に歪補償を行うことができない。
そこで、本発明者は、ΔΣ変調によって生じる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を好適に補償するための手法として、フィードフォーワードによる手法に着目した。

図１３は、フィードフォーワード型の歪補償を採用した、上記ＡＣＬＲに関する検証試験に用いる装置の構成図である。この装置は、フィードフォーワード型の歪補償によって、ΔΣ変調によって生じる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧する基本的構成を示している。
図中、非対称成分供給部４０は、ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を相殺し除去するための歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をアナログ信号として供給する機能を有している。歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）には、１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を予め上記計算によって求めた計算結果が用いられる。

非対称成分供給部４０から供給される歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、反転増幅器４１によって反転される。

反転された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、加算器４３によって、システム１のバンドパスフィルタ３２から出力される１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号に加算される。

図１３に示す構成の装置を用いて上記ＡＣＬＲに関する検証試験を行った結果、上述のように、アナログ信号を表現する１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧することができ、ＡＣＬＲが改善されたアナログＲＦ信号が得られることが確認できた。

上記のように、図１３に示す装置は、システム１が出力する信号に、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を加算することで、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分とを時間軸に対して、実質的に線対称に漸近させることができる。つまり、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分との間の線対称性を高めることができ、アナログ信号としてのＡＣＬＲを改善することができる。
このように、１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、フィードフォーワード型の歪補償によって好適に除去することができ、信号特性劣化を抑制することができる。

ところで、上述のシステム１を用い、１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号をアナログ信号として送信する送信機を構成した場合、送信されるＲＦ信号のアナログ特性は、当該ＲＦ信号を出力するデジタル信号処理部２１に依存する。
仮に、デジタル信号処理部２１に、非常に高精度なデジタルチップを用いれば、１ｂｉｔパルス列に含まれる歪成分の線対称性を維持し、ＲＦ信号のアナログ特性を適切に維持することができる可能性はある。

しかし、送信信号としてのアナログ特性の要求レベルは比較的高く、そのような比較的高い要求レベルを満たすことができる高性能なデジタルチップを用いることは、装置の製造コストの高騰を招くため好ましくない。

これに対して、図１３に示すように、デジタル信号処理部２１が出力する１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号に歪補償（フィードフォーワード型の歪補償）を行えば、デジタルチップの性能に大きく依存することなく、ＲＦ信号のアナログ特性を高めることができる。

一方、送信信号である１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号に対して歪補償のために加算される歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、アナログ信号でなければならない。
歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をアナログ信号で出力しようとすると、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をアナログ信号として送信するための搬送波を発生させるための高周波発振器や搬送波を変調するための変調器等、多くのアナログ機器が必要となり、コストの上昇や、高精度化が困難であるといった問題が生じる。

そこで、本発明者は、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号について、低コストで精度よく信号特性劣化を抑制することができる歪補償装置を完成させた。

［４．１ 歪補償装置の全体構成］
図１４は、第１の実施形態に係る歪補償装置を示すブロック図である。図１４では、歪補償装置５０をシステム１のΔΣ変調器２５（図１）の後段に設けた場合を示している。

ΔΣ変調器２５は、上述のように、処理部２４ｂから与えられるデジタルのＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って当該ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列を生成する。ΔΣ変調器２５による１ｂｉｔパルス列は、入力されるＲＦ信号の周波数帯域を含む帯域がノイズシェイピングされている。１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号には、入力されるＲＦ信号の他、ノイズシェイピングされている量子化雑音阻止帯域の帯域外に、ノイズシェイプにより移動された量子化雑音が比較的高い電力比で存在している。

ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域が、当該ΔΣ変調器２５に入力されるＲＦ信号の周波数帯域（ＲＦ信号の信号帯域）を含むように設定されている。
なお、ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域（バンドパス型ΔΣ変調器２５の中心周波数）を、入力されるＲＦ信号の周波数帯域に応じて、変更可能に構成することもできる。

ΔΣ変調器２５は、上記式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器２５は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。

歪補償装置５０は、ΔΣ変調器２５から出力される、１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号に加算することで、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分とを実質的に線対称としうる歪補償信号を１ｂｉｔパルス列として出力する機能を有している。

本実施形態の歪補償装置５０は、非対称成分供給部５１と、信号生成部５２とを備えている。
信号生成部５２は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分との間の時間軸に対する線対称性を低下させる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に基づいて、歪補償信号を生成する機能を有している。
歪補償信号は、ΔΣ変調器２５から出力される１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧することが可能な信号である。より具体的に、歪補償信号は、前記１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抽出することで得られる歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を反転し、さらにこの反転した歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を１ｂｉｔパルス列に変換したものである。

信号生成部５２は、生成した歪補償信号をΔΣ変調器２５の後段に設けられた加算器６５に出力する。
これによって、歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号に加算される。このように、本実施形態の歪補償装置５０は、フィードフォーワード型の歪補償を実行するように構成されている。

歪補償信号が加算されたアナログ信号は、ＲＦ信号の帯域に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が抑圧され、歪補償がなされる。
この結果、１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分とを時間軸に対して、実質的に線対称に漸近させることができる。
また、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分とを時間軸に対して、実質的に線対称に漸近させることで、１ｂｉｔパルス列が表現するＲＦ信号の周波数帯に影響を与えている成分を抑圧でき、アナログ信号としての信号特性劣化が抑制される。

［４．２ 非対称成分供給部について］
非対称成分供給部５１は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をデジタル信号として信号生成部５２に供給する。非対称成分供給部５１が供給する歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、ＬＵＴ記憶部５３に記憶されているＬＵＴ（Ｌｏｃｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）に格納されている。ＬＵＴは、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）がデジタル信号として示された情報を格納している。
非対称成分供給部５１は、必要に応じて、ＬＵＴ記憶部５３のＬＵＴを参照し、信号生成部５２に供給すべき歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を取得する。
非対称成分供給部５１は、取得した歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をデジタル信号として信号生成部５２に供給する。

ＬＵＴ記憶部５３に記憶された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、ΔΣ変調器２５が出力するアナログ信号を表現した１ｂｉｔパルス列のアイパターンを測定し、アイパターンから抽出される１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に基づいて求められる。
非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、予め測定したΔΣ変調器２５による１ｂｉｔパルス列のアイパターンに基づいて、上述した式（Ｅ）を適用することで抽出することができる。
１ｂｉｔパルス列から抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、デジタルデータに変換された後、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）としてＬＵＴ記憶部５３のＬＵＴに格納される。
つまり、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、測定されたアイパターンから抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）をデジタルデータに変換したものである。

図１５は、ΔΣ変調器２５が出力するアナログ信号を表現している１ｂｉｔパルス列のパルス波形の一例を示す図であり、（ａ）は非対称成分を含んだパルス波形のアイパターン、（ｂ）は（ａ）に示すパルス波形の内の立ち上がり及び立ち下がり波形を示す図である。
図１５（ａ）及び（ｂ）に示すパルス波形は、パルスの立ち上がり時間よりも立ち下がり時間の方が長い波形となっており、立ち上がり波形と立ち下がり波形とは、時間軸方向に非対称となっている。

図１５（ｃ）は、図１５（ｂ）に示すパルス波形から非対称成分を除去したパルス波形、図１５（ｄ）は、図１５（ｂ）に示すパルス波形から抽出された非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示す図である。
上記アイパターンに基づいて平均化されたパルスの立ち上がり波形と立ち下がり波形とが取得され、取得された波形に対して、上記式（Ｅ）を適用することで、図１５（ｄ）に示す非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抽出することができる。

図１４を参照して、非対称成分供給部５１には、ΔΣ変調器２５の後段に接続された分岐路５４を介して、ΔΣ変調器２５が出力する１ｂｉｔパルス列が与えられる。非対称成分供給部５１は、与えられた１ｂｉｔパルス列に基づいて、当該１ｂｉｔパルス列におけるパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを取得する。
非対称成分供給部５１は、ΔΣ変調器２５が出力する１ｂｉｔパルス列のパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を信号生成部５２に供給する。信号生成部５２は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の供給に応じて歪補償信号を生成する。

１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、パルスの立ち上がり波形及び立ち下がり波形に含まれている。
上記歪補償信号は、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧するための信号である。よって、精度よく歪補償を行うために、歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列におけるパルスの立ち上がり波形及び立ち下がり波形に含まれる非対称成分に加算する必要がある。

この点、本実施形態では、非対称成分供給部５１が、１ｂｉｔパルス列のパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を信号生成部５２に供給するので、ＲＦ信号におけるパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて、信号生成部５２に歪補償信号を生成し出力させることができる。

このように、非対称成分供給部５１は、ΔΣ変調器２５からの１ｂｉｔパルス列のパルス波形の変化に応じて歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を供給することにより、適切なタイミングで歪補償信号を生成し、ΔΣ変調器２５からの１ｂｉｔパルス列に加算することができる。この結果、効果的に歪補償を行うことができる。

なお、図７（ｄ）や、図１５（ｄ）に示すように、立ち上がり波形に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）と、立ち下がり波形に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）とは、ほぼ同一の成分である。このため、非対称成分供給部５１は、パルスの立ち上がり及び立ち下がりの両タイミングに対して、同じ歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を用いる。

［４．３ 信号生成部について］
信号生成部５２は、上述したように、１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号を歪補償信号として生成する機能を有している。

図１４に示すように、信号生成部５２は、非対称成分供給部５１からの歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）が与えられる反転増幅器５５と、バンドパスフィルタ５６と、増幅器５７と、ΔΣ変調器５８と、ＡＴＴ（減衰器）５９とを備えている。なお、反転増幅器５５、バンドパスフィルタ５６、増幅器５７、及びΔΣ変調器５８は、デジタル信号処理を行うデジタル信号処理部２１に設けられている。

反転増幅器５５は、デジタル信号として与えられる歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を反転させる。反転増幅器５５は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を反転させた反転信号を後段に接続されたバンドパスフィルタ５６に与える。
バンドパスフィルタ５６は、反転された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の内、歪補償に必要な帯域幅の成分を通過させ、通過成分を後段の増幅器５７に与える。

上記必要な帯域幅とは、ΔΣ変調器２５から出力されることで１ｂｉｔパルス列で表現されるＲＦ信号の帯域幅である。
ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号において、歪補償を行う必要があるのは、ＲＦ信号の帯域幅のみである。
この点、本実施形態では、バンドパスフィルタ５６を設けることで、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の内、歪補償にとって必要がない帯域の成分を除去でき、後段の処理量を減少させることができる。

増幅器５７は、バンドパスフィルタ５６を通過した歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号（以下、単に反転信号ともいう）を所定の増幅率Ｇで増幅する。増幅器５７は、増幅した反転信号をΔΣ変調器５８に与える。

ΔΣ変調器５８は、上記で説明したΔΣ変調器２５と同様の構成である。ΔΣ変調器５８は、上記で説明したΔΣ変調器２５と同様、ＲＦ信号の周波数帯域を含むように設定されている。
ΔΣ変調器５８は、デジタル信号である反転信号にΔΣ変調を行うことで、アナログの反転信号を１ｂｉｔパルス列で表現した信号（量子化信号）に変換し、減衰器５９に与える。

減衰器５９は、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログの反転信号を減衰する。減衰器５９は、増幅器５７によって増幅された利得を減衰させうる減衰率Ｗに設定されている。減衰器５９は、減衰後の１ｂｉｔパルス列で表現された反転信号を加算器６５に出力する。
すなわち、信号生成部５２は、減衰器５９により減衰された後の１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログの反転信号を、歪補償信号として加算器６５に出力する。

ここで、信号生成部５２は、反転信号をΔΣ変調器５８によって１ｂｉｔパルス列で表現された信号（量子化信号）に変換している。従って、１ｂｉｔパルス列で表現された反転信号においても、ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列と同様に、ΔΣ変調によって生じる非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）が雑音成分として含まれる。このため、単にΔΣ変調を行っただけでは、ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列の歪補償を適切に行うことができないおそれがある。

この点、本実施形態では、ΔΣ変調前の反転信号を増幅器５７によって増幅し、ΔΣ変調器５８によって反転信号を１ｂｉｔパルス列に変換した後に、当該１ｂｉｔパルス列で表現された反転信号を減衰器５９によって減衰するので、１ｂｉｔパルス列に変換する際に反転信号に付加される非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）（歪成分）を、相対的に抑制することができ、より精度の高い歪補償信号を生成することができる。

図１６は、信号生成部５２による歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号と、この反転信号に付加される非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）との関係を示した図であり、（ａ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号と、ΔΣ変調器２５から出力される１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号とを示している。（ｂ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号を増幅したときの状態、（ｃ）は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号を減衰したときの状態を示している。

図１６（ａ）中、量子化誤差Ｑ１に対する１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号Ｓの電力比が、例えば６０ｄＢであるとする。また、ＲＦ信号Ｓに対するＲＦ信号Ｓに含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）の電力比が−４０ｄＢであるとすると、ＲＦ信号Ｓに対する歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の反転信号Ｅｒ１の電力比も、−４０ｄＢとなる。歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）は、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に基づいてほぼ同じとなるように求められているからである。

このとき、図１６（ｂ）に示すように、反転信号Ｅｒ１を所定の増幅率Ｇで増幅し、量子化誤差Ｑ２に対する反転信号Ｅｒ１の電力比を、例えば６０ｄＢとした後、当該反転信号Ｅｒ１に対してΔΣ変調を行ったとする。
ここで、ΔΣ変調後の（１ｂｉｔパルス列で表現された）反転信号Ｅｒ１は、上述したように、ΔΣ変調によって生じる非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）を含んでいる。
図１６（ｂ）に示すように、ΔΣ変調後の反転信号Ｅｒ１に含まれる非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）を示す信号Ｅｒ２の電力は、量子化誤差Ｑ２よりも大きく、反転信号Ｅｒ１よりも小さく現れる。

図１６（ｂ）に示すΣ変調後の反転信号Ｅｒ１を、所定の減衰率Ｗで増幅前の電力程度（図１６（ａ））となるように減衰すると、図１６（ｃ）のように、増幅前とほぼ同様の反転信号Ｅｒ１が得られる。また、反転信号Ｅｒ１、ＲＦ信号Ｓに対する量子化誤差Ｑ１、信号Ｅｒ２、及び反転信号Ｅｒ１に対する量子化誤差Ｑ２は、下記式（４）に示す関係となる。
Ｅｒ１ ＜ Ｑ１ ＜ Ｅｒ２ ＜ Ｑ２ ・・・（４）

つまり、ΔΣ変調によって反転信号Ｅｒ１に生じた非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）（信号Ｅｒ２）は、減衰器５９によって減衰されることで、量子化誤差Ｑ１よりも小さくなるように抑圧することができ、実質的に反転信号Ｅｒ１から除去することができる。
この結果、信号生成部５２は、減衰器５９から出力される１ｂｉｔパルス列で表現された反転信号に含まれる、ΔΣ変調による非対称成分ｆ´_Ａｓｙｍ（ｔ）等の誤差成分を抑圧でき、精度の高い歪補償信号を得ることができる。

［４．４ 歪補償について］
信号生成部５２が出力する歪補償信号は加算器６５に与えられる。これにより、歪補償信号は、ΔΣ変調器２５からの１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号に加算される。

上述したように、歪補償信号は、ＲＦ信号を表現する１ｂｉｔパルス列におけるパルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて加算する必要がある。このため、非対称成分供給部５１は、パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに合わせて歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を信号生成部５２に供給する。

しかし、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）が与えられた信号生成部５２は、歪補償信号を生成するために所定期間を必要とする。このため、非対称成分供給部５１において歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の供給時に、タイミングを調整したとしても、歪補償信号が加算器６５に出力されたときには、ΔΣ変調器２５からの１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号に対しては遅延が生じるおそれがある。

このため、歪補償装置５０は、ΔΣ変調器２５と、加算器６５との間に配置された遅延処理部６１をさらに備えている。遅延処理部６１は、ΔΣ変調器２５から１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号が与えられると、当該１ｂｉｔパルス列を、信号生成部５２が歪補償信号を生成するために要する期間分だけ遅延させる処理を行う。
これによって、歪補償信号を生成するために要する期間により生じる遅延を解消することができ、精度よく歪補償を行うことができる。

加算器６５は、ΔΣ変調器２５からの１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号と、信号生成部５２からの歪補償信号とを加算する。
この結果、ΔΣ変調器２５からの１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、歪補償信号によって相殺される。１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分との間の線対称性が高められ、アナログ信号としての信号特性劣化が抑制される。

ここで、ΔΣ変調器２５から出力された歪補償前の１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号を、Ｄ_ｏｕｔ、増幅器５７の増幅率をＧ、減衰器５９の減衰率をＷとしたとき、加算器６５から出力される歪補償後の１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号Ｄ´_ｏｕｔは、下記式（５）のように表すことができる。
Ｄ´_ｏｕｔ ＝ Ｄ_ｏｕｔ ＋ Ｗ × ｆ_ｄｉｓｔ（Ｇ） ・・・（５）

なお、歪補償用の非対称成分であるｆ_ｄｉｓｔは、Ｇの関数として表している。これは、ΔΣ変調器による変換が、変換前と変換後とで電力が線形とはならず、増幅率Ｇと減衰率Ｗとの間も線形とはならないためである。

さらに、Ｄ_ｏｕｔは、上述したように、矩形波を定める成分として、下記式（６）に示すように、理想的な波形成分ｆ_{ｉｄｅａｌ}、対称成分ｆ_ｓｙｍ、及び非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含んでいる。
Ｄ_ｏｕｔ ＝ ｆ_{ｉｄｅａｌ} ＋ ｆ_ｓｙｍ ＋ ｆ_Ａｓｙｍ ・・・（６）

よって、式（５）のＤ_ｏｕｔに、式（６）を代入すると、Ｄ´_ｏｕｔは、下記式（７）のように表される。
Ｄ´_ｏｕｔ ＝ ｆ_{ｉｄｅａｌ} ＋ ｆ_ｓｙｍ ＋ ｆ_Ａｓｙｍ ＋ Ｗ × ｆ_ｄｉｓｔ（Ｇ）
＝ ｆ_{ｉｄｅａｌ} ＋ ｆ_ｓｙｍ ＋ （ｆ_Ａｓｙｍ ＋ Ｗ × ｆ_ｄｉｓｔ（Ｇ））
・・・（７）

上記式（７）において、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含むかっこ内の部分を可能なかぎり「０」に近づけることで、当該、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを相殺し抑圧することができる。
非対称成分ｆ_Ａｓｙｍが抑圧された後に残るｆ_{ｉｄｅａｌ}と、ｆ_ｓｙｍとの和は、理想的な矩形波に歪成分である対称成分を含んでいるが、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含んでいないので、アナログ信号としたときの信号特性の劣化は抑制される。つまり、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍを含んでいなければ、理想的な矩形波としなくても、信号特性の劣化を抑制することができる。
このため、理想的な矩形波が得られるように歪補償する場合と比較して、より容易に歪補償を行うことができる。

なお、前記かっこ内の部分は、増幅率Ｇ及び減衰率Ｗを調整することにより、可能なかぎり「０」に近づくように調整される。
この場合、減衰器５９（図１４）を例えば所定の抵抗値を有する抵抗器で構成し、この抵抗器の抵抗値を一定に固定した上で増幅器５７の増幅率を調整することができる。
減衰器５９はアナログ信号を処理する機器であり、調整に対する精度が低い。よって、抵抗値を一定として減衰率Ｗを固定し、デジタル信号を処理する増幅器５７の増幅率Ｇを調整することで、前記かっこ内の部分が「０」に近づくようにより詳細に調整を行うことができる。この結果、互いに線形ではない増幅率Ｇ及び減衰率Ｗの最適値を得ることができる。

図１７は、図１４に示すシステム１によって、ＲＦ信号を出力したときの時間領域の信号波形を示すグラフであり、（ａ）は歪補償前のＲＦ信号の信号波形、（ｂ）は歪補償信号の信号波形、（ｃ）は歪補償後のＲＦ信号の信号波形を示している。なお、横軸は、サンプル数を示している。
図１７（ｂ）には、減衰器５９による減衰前の歪補償信号の信号波形と、減衰後の歪補償信号の信号波形を示している。

図１７（ａ）に示す信号波形のＲＦ信号に、図１７（ｂ）に示す減衰後の歪補償信号の信号波形を加算した結果が、図１７（ｃ）に示す信号波形である。
図１７（ｃ）をみると、歪補償後のＲＦ信号の信号波形には、歪補償信号の信号波形に変位がみられる部分に対応して、わずかに変化がみられる。しかし、歪補償後のＲＦ信号の信号波形には、顕著な変化はみられない。

図１８は、図１７にて示した歪補償前のＲＦ信号と、歪補償後のＲＦ信号のパワースペクトラムを示す図である。図中、歪補償前のＲＦ信号は、実線にて示されている。また、歪補償後のＲＦ信号は、星印をプロットすることにより示されている。

このＲＦ信号は、中心周波数３００ＭＨｚ、帯域幅５ＭＨｚに設定されている。
図１８に示すように、歪補償後のＲＦ信号は、信号部分については、歪補償前のＲＦ信号とよく一致している。
一方、帯域外の隣接チャネルにおいては、歪補償後のＲＦ信号の方が、電力比に大きな低下がみられる。このことから、ＡＣＬＲが改善され、信号特性の劣化が抑制されていることが確認できる。

このように、時間領域における信号波形では、顕著な変化はみられないが、周波数領域では、ＡＣＬＲの改善が顕著にみられる。

［５．効果について］
上記のように構成された歪補償装置５０は、フィードフォーワード型の歪補償を行うように構成されており、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号に、歪補償信号を加算する。これにより、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分、及び立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分を、時間軸に対して、実質的に線対称に漸近させることができ、好適に歪補償を行うことができる。
また、本実施形態では、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分、及び立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分を、時間軸に対して、実質的に線対称に漸近させて歪補償を行うことで、１ｂｉｔパルス列が表現するＲＦ信号の周波数帯に影響を与えている成分を抑圧できる。

以上のように、本実施形態によれば、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分と、立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分との間の線対称性を高めつつ、１ｂｉｔパルス列が表現するＲＦ信号の周波数帯に影響を与えている成分を抑圧でき、信号特性劣化を抑制することができる。

また、本実施形態の歪補償装置５０によれば、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号に加算することで、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）の歪成分、及び立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を１ｂｉｔパルス列として出力するので、歪補償信号をデジタル処理によって生成することができる。この結果、歪補償を精度良く行うことが可能な精度の高い歪補償信号を生成することができ、信号特性劣化を抑制することができる。

また、本実施形態の歪補償装置５０は、ΔΣ変調器２５が出力する１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抽出して得た歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をデジタル信号として信号生成部５２に供給する非対称成分供給部５１を備えており、信号生成部５２が、供給された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）にΔΣ変調を行い、１ｂｉｔパルス列で表現された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を歪補償信号として生成するΔΣ変調器５８を備えている。

これにより、非対称成分供給部５１が歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）をデジタル信号として信号生成部５２に供給するとともに、ΔΣ変調器５８がデジタル信号の歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に対してΔΣ変調を行って歪補償信号を生成するので、歪補償装置５０は、デジタル処理によって、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号に応じた精度の高い歪補償信号を生成することができる。

また、上記構成では、ΔΣ変調器５８によって、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログの歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を歪補償信号として生成するので、例えば、高周波発振器や搬送波を変調するための変調器等のアナログ機器を用いて歪補償信号を生成する場合と比較して、簡易な構成でアナログの歪補償信号を得ることができる。
この結果、低コストで精度よく信号特性劣化を抑制することができる歪補償装置を得ることができる。

また、本実施形態では、ΔΣ変調器５８の前段に設けられ、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の中から、歪補償に必要な帯域幅の成分をΔΣ変調器５８に出力するバンドパスフィルタ５６を備えているので、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の内、歪補償にとって必要がない帯域の成分を除去でき、後段の処理量を減少させることができる。

仮に、歪補償にとって必要がない帯域の成分を多く含んだまま、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に対してΔΣ変調を行ったとすると、必要がない帯域成分が、必要な帯域よりも先に電力レベルが飽和してしまい、適切な歪補償信号が得られないおそれがある。
その理由は、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）の内、歪補償にとって必要がない帯域の成分は、ΔΣ変調器２５からの１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号の量子化雑音阻止帯域の量子化雑音成分であるため、歪補償にとって必要な帯域の電力よりも、必要がない帯域の電力の方が相対的に大きい場合があるからである。

この点、本実施形態では、歪補償にとって必要がない帯域の成分を除去するので、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）がΔΣ変調器５８により変換されたときに、歪補償にとって不必要な帯域の成分が、必要な帯域幅の成分に対して与える影響を抑制することができる。

また、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に対して歪補償に必要な帯域幅となるように帯域制限を行うことで、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）と、歪補償の対象となる１ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号とを同程度の帯域幅の信号とすることができる。これにより、ΔΣ変調のオーバサンプリング率について、歪補償の対象となる信号とほぼ同一の条件で非対称成分の変調を行うことができ、歪補償を行うために十分な精度を確保することができる。

なお、本実施形態では、増幅器５７の前段にバンドパスフィルタ５６を設けたが、バンドパスフィルタ５６は、ΔΣ変調器５８よりも前段にあれば、歪補償にとって必要がない帯域の成分を除去することができる。よって、バンドパスフィルタ５６は、増幅器５７と、ΔΣ変調器５８との間に設けてもよい。

［６．他の実施形態について］
図１９は、第２の実施形態に係る歪補償装置を示すブロック図である。本実施形態は、加算器６５の後段に接続されたオシロスコープ部６６と、このオシロスコープ部６６に接続された抽出部６７とを備えている点において、第１の実施形態と相違している。

オシロスコープ部６６は、デジタル信号処理部２１に設けられており、例えば、ＦＰＧＡ等のチップに実装されたBuilt-In Oscilloscopeと呼ばれる機能によって実現されている。Built-In Oscilloscopeと呼ばれる機能によれば、当該機能を有するチップからデジタル信号が出力される際にそのデジタル信号をモニタすることができる。
オシロスコープ部６６は、上記機能によって、システム１による歪補償後の１ｂｉｔパルス列を取得し、取得した歪補償後の１ｂｉｔパルス列のアイパターンを測定する。
オシロスコープ部６６は、測定結果である歪補償後の１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号のアイパターンを抽出部６７に与える。

抽出部６７は、オシロスコープ部６６から与えられたアイパターンに基づいて、上記式（Ｅ）を適用することにより、歪補償後の１ｂｉｔパルス列に含まれる非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抽出する機能を有している。
抽出部６７は、抽出した非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を非対称成分供給部５１に与える。

非対称成分供給部５１は、抽出部６７から与えられた非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に基づいて、ＬＵＴ記憶部５３のＬＵＴに格納された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を更新する機能を有している。
非対称成分供給部５１は、抽出部６７から与えられた非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）と、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）とを加算することで、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を更新してもよいし、抽出部６７から与えられた非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）と、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）との差分に基づいて、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）を更新してもよい。

この場合、歪補償後の１ｂｉｔパルス列に含まれている非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を、ＬＵＴに格納された歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に反映させることができるとともに、現状の１ｂｉｔパルス列の非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を、歪補償用非対称成分ｆ_ｄｉｓｔ（ｔ）に反映させることができる。これにより、より高い精度の歪補償信号を生成することができる。

なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではない。上記各実施形態では、１ｂｉｔパルス列により表現されたアナログ信号（ＲＦ信号）を出力するシステムに、歪補償装置を用いた場合を例示したが、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号を出力する機器であれば、歪補償装置を好適に用いることができる。

図２０は、本実施形態の歪補償装置を備えた１ｂｉｔオーディオ装置を示すブロック図である。図中、１ｂｉｔオーディオ装置８０には、音声を出力するための出力装置として、スピーカ９０と、レコーダ９１とが接続されている。
１ｂｉｔオーディオ装置８０は、デジタル音声信号供給部８１と、ΔΣ変調器８２と、本実施形態の歪補償装置５０と、切替部８３とを備えており、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログの音声信号を出力装置に対して出力する機能を有している。

切替部８３は、１ｂｉｔオーディオ装置８０が出力する１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログの音声信号を、スピーカ９０、又はレコーダ９１のいずれか一方、又は両方に出力するための切替機能を有している。

デジタル音声信号供給部８１は、音声等のアナログ信号をパルス符号変調することによりデジタル信号に変換されたＰＣＭ信号を出力する。デジタル音声信号供給部８１は、ＰＣＭ信号を後段のΔΣ変調器８２に与える。

ΔΣ変調器８２は、ＰＣＭ信号を１ｂｉｔパルス列に変換し、後段の歪補償装置５０に与える。
歪補償装置５０は、上述したように、ＰＣＭ信号がΔΣ変調器８２によって１ｂｉｔパルス列へ変換されることによって当該１ｂｉｔパルス列に付加される非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を抑圧する機能を有している。

このため、歪補償装置５０は、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ音声信号におけるノイズを抑制することができるとともに、アナログ信号としての信号特性の劣化を抑制することができる。
この結果、１ｂｉｔオーディオ装置８０は、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ音声信号を高い品質で出力することができる。

このように、上記実施形態に係る歪補償装置によれば、１ｂｉｔパルス列で表現されたアナログ信号を出力する機器に好適に用いることができる。

［７．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ システム
２５ ΔΣ変調器
５０ 歪補償装置
５１ 非対称成分供給部（供給部）
５２ 信号生成部
５３ ＬＵＴ記憶部（記憶部）
５６ バンドパスフィルタ
５７ 増幅器
５８ ΔΣ変調器
５９ 減衰器
６１ 遅延処理部
６７ 抽出部

Claims (15)

1. １ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号の歪補償を行う歪補償装置であって、
   前記ＲＦ信号を表現する前記１ｂｉｔパルス列は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、
   前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号に加算し、前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号の隣接漏洩電力を低下させる加算器を備えている歪補償装置。
2. 前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分は、前記第１の歪成分と前記第２の歪成分との間の時間軸に対する線対称性を低下させる非対称成分を含んでおり、
   前記非対称成分に基づいて前記歪補償信号を生成する信号生成部を備えている請求項１に記載の歪補償装置。
3. 前記歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列である請求項１又は２に記載の歪補償装置。
4. 前記非対称成分をデジタル信号として前記信号生成部に供給する供給部をさらに備えており、
   前記信号生成部は、供給された前記非対称成分にΔΣ変調を行い、１ｂｉｔパルス列で表現された前記非対称成分を前記歪補償信号として生成する変調器を備えている請求項３に記載の歪補償装置。
5. 前記非対称成分をデジタル信号として示した情報を記憶している記憶部をさらに備え、
   前記供給部は、前記記憶部に記憶された前記情報を参照することで、前記信号生成部に供給すべき非対称成分を取得する請求項４に記載の歪補償装置。
6. 前記信号生成部は、
   前記変調器の前段に設けられ、前記非対称成分を増幅して前記変調器に出力する増幅器と、
   前記変調器によって１ｂｉｔパルス列で表現された前記非対称成分を前記増幅器による増幅率に応じた減衰率によって減衰させる減衰器と、を備えている請求項４又は５に記載の歪補償装置。
7. 前記変調器の前段に設けられ、前記非対称成分の中から、歪補償に必要な帯域幅の成分を前記変調器に出力するフィルタをさらに備えている請求項４〜６のいずれか一項に記載の歪補償装置。
8. 前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号に加算される前記歪補償信号に生じる遅延を解消するための遅延処理部をさらに備えている請求項１〜７のいずれか一項に記載の歪補償装置。
9. 前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号は、バンドパス型ΔΣ変調器による出力である請求項１〜８のいずれか一項に記載の歪補償装置。
10. １ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号の歪補償を行う歪補償方法であって、
    前記ＲＦ信号を表現する前記１ｂｉｔパルス列は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、
    前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を１ｂｉｔパルス列として前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号に加算し、前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号の隣接漏洩電力を低下させる加算ステップを含むことを特徴とする歪補償方法。
11. １ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号の歪補償を行う歪補償プログラムであって、
    前記ＲＦ信号を表現する前記１ｂｉｔパルス列は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、
    コンピュータに、前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を１ｂｉｔパルス列として前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号に加算し、前記１ｂｉｔパルス列で表現された前記ＲＦ信号の隣接漏洩電力を低下させる加算ステップを実行させる歪補償プログラム。
12. １ｂｉｔパルス列で表現されたＲＦ信号を送信する送信部と、
    請求項１〜９のいずれか一項に記載の歪補償装置と、を備えていることを特徴とする送信機。
13. １ｂｉｔパルス列で表現された信号の歪補償を行う歪補償装置であって、
    前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、
    前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号に加算することで前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を出力し、
    前記歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列であり、
    前記非対称成分をデジタル信号として前記信号生成部に供給する供給部をさらに備えており、
    前記信号生成部は、供給された前記非対称成分にΔΣ変調を行い、１ｂｉｔパルス列で表現された前記非対称成分を前記歪補償信号として生成する変調器を備え、
    前記歪補償信号が加算された前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号から非対称成分を抽出する抽出部をさらに備え、
    前記供給部は、前記抽出部が抽出した非対称成分に基づいて、前記信号生成部に供給すべき前記非対称成分を更新する歪補償装置。
14. １ｂｉｔパルス列で表現された信号の歪補償を行う歪補償装置であって、
    前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号は、パルスの立ち上がり波形が理想的なパルス立ち上がり波形に対して第１の歪成分を有し、かつ、パルスの立ち下がり波形が理想的なパルス立ち下がり波形に対して第２の歪成分を有し、
    前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号に加算することで前記第１の歪成分及び前記第２の歪成分を時間軸に対して実質的な線対称としうる歪補償信号を出力し、
    前記歪補償信号は、１ｂｉｔパルス列であり、
    前記非対称成分をデジタル信号として前記信号生成部に供給する供給部をさらに備えており、
    前記信号生成部は、供給された前記非対称成分にΔΣ変調を行い、１ｂｉｔパルス列で表現された前記非対称成分を前記歪補償信号として生成する変調器を備え、
    前記供給部は、前記１ｂｉｔパルス列で表現された信号のパルス波形の変化に応じて前記非対称成分を供給する歪補償装置。
15. １ｂｉｔパルス列で表現された音声信号を出力する信号出力部と、
    請求項１３又は１４に記載の歪補償装置と、を備えていることを特徴とする１ｂｉｔオーディオ装置。